DE2627620C2

DE2627620C2 - Steuerschaltungsanordnung zum Erzeugen eines Steuersignals für einen Spannungswandler

Info

Publication number: DE2627620C2
Application number: DE2627620A
Authority: DE
Inventors: Dirk Johan Adriaan Eindhoven Teuling
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1975-06-23
Filing date: 1976-06-19
Publication date: 1985-11-21
Also published as: FR2315720A1; BR7603999A; JPS5217651A; ZA763528B; JPS5746569B2; FR2315720B1; US4079294A; BE843211A; ES449060A1; IT1062343B; NZ181218A; AU498821B2; GB1535100A; ATA450776A; AU1504376A; DE2627620A1; AT350671B; NL7507437A; CA1063171A

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltungsanordnung zum Erzeugen eines Steuersignals für einen Spannungswandler gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruches.

Aus der FR-OS 22 25 879 ist eine derartige Steuerschaltungsanordnung für einen Wandler bekannt, in der mittels einer Gegenkopplung die Ausgangsspannung von Änderungen der Eingangsspannung unabhängig

^{3 4}

gemacht wird. Dadurch, daß der Umladestrom des Sä- liegt an Masse. Der Wandler enthä't weiter einen npngezahnkondensators auch von der Eingangsspannung Schalttransistor Tr, eine induktivität L mit einem Abgesteuert wird, wird eine Vorwärtsregelung erhalten. griff, an den die Kathode einer Diode D angeschlossen Hierdurch wird die Leitungszeit des Schalters mit beein- ist, sowie einen Giättungskondensator 5. Der Kollektor flußt Durch eine geeignete Wahl kann in manchen, in 5 des Transistors Tr ist mit dem Verbindungspunkt der der genannten Patentanmeldung erwähnten Fällen ein Elemente 3 und 4 (Kondensatorgleichspannung) und der völliger Ausgleich erhalten werden, in manchen anderen Emitter ist mit einem Ende der Induktivität L verbun-Fällen ist der Ausgleich nur teilweise. den. Die Anode der Diode D und das freie Ende des

Aufgabe der Erfindung ist es, eine universal anwend- Kondensators 5 liegen an Masse. Das andere Ende der

bare Steuerschaltungsanordnung zu schaffen, mit der io Induktivität L bildet eine Ausgangsklemme 6, an der

der Einfluß aller Änderungen der Eingangsspannung eine Gleichspannung V₀ (Spannung am Kondensator 5)

genau und trägheitslos nahezu vollständig aufgehoben vorhanden ist Zwischen der Klemme 6 und Masse liegt

wird und die bei Spannungswandlern jeder Art, z. B. eine Belastung 7.

Wandlern vom Reihentyp und vom Paralleltyp, jeweils Der Transistor Tr bekommt an seiner Basis periodi-

mit oder ohne Spulenanzapfung verwendet werden 15 sehe Steuerimpulse zugeführt, wodurch er wechselwei-

kann. se leitend und gesperrt ist Wenn δT derjenige Teil der

Diese Aufgabe wird ausgehend von einer Steuer- Periode T ist in dem der Transistor Tr durchlässig ist

schaltungsanordnung der eingangs genannten Art durch und Strom von der Quelle Vs zur Induktivität L leitet

die im Kennzeichen des Hauptanspruch.es angegebenen und wenn 1 : π das Verhältnis der ganzen Anzahl Win-

Maßnahmen gelöst 20 düngen der Induktivität L zu der Anzahl Windungen

Durch die erfindungsgemäße Maßnahme ist die Aus- derselben zwischen dem mit der Diode D verbundenen

gangsspannung nur von der Einstellspannung abhängig, Abgriff und der Klemme 6 ist kann die folgende prinzi-

und daher kann sie beliebig und mit der gewünschten pielle Beziehung zwischen den Spannungen V_B und V₀

Genauigkeit eingestellt werden. abgeleitet werden:

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung kann 25

auch dadurch gekennzeichnet sein, daß die Einstellspan- y nöV_B ^ nungsquelle eine Rückkopplungsschaltung mit einer ° 1 - (1 - η) δ '
Vergleichsstufe zum Vergleichen der Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung enthält. Dadurch wird Diese Beziehung bedeutet, daß die Induktivität L am eine Schaltungsanordnung erhalten, die die Vorteile ei- 30 Ende der Sperrzeit des Transistors Tr nicht völlig entlaner Vorwärtsregelung sowie die Vorteile einer Rück- den (stromlos) ist
wärtsregelung aufweist In bekannten Schaltungsanordnungen wird mittels ei-

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den ner von der Gleichspannung V₀ abgenommenen Gegenzeichnungen dargestellt und werden im folgenden nä- kopplung und einer Impulsdauermodulation das Verher beschrieben. Es zeigt 35 hältnis J derart geändert, daß die Ausgangsspannung V₀

Fig. 1 ein erstes Schaltbild der erfindungsgemäßen von Änderungen der Eingangsspannung V_B unabhängig

Steuerschaltungsanordnung, ist In einem Sonderfall kann die Spannung V₀ konstant

F i g. 2 eine Wellenform, die darin auftritt gehalten werden. Dazu muß die Spannung V₀ mit einer

F i g. 3 eine Wellenform, die gegenüber der aus F i g. 2 Bezugspannung verglichen werden. Ein solcher Gegengeändert worden ist, 40 kopplungskreis, der Zeitkonstantenglieder enthält, ist

F i g. 4 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen hier nicht notwendig.

Steuerschaltungsanordnung, in der die Wellenform aus In F i g. 1 enthält die Steuerschaltungsanordnung des

F i g. 3 auftritt, Transistors Tr eine Oszillator 8, der mit einer Frequenz

Fig. 5 einen Teil einer Schaltungsanordnung nach von beispielsweise 10bis 20 kHz Impulse erzeugt.Diese

der Erfindung; 45 Impulse werden einem steuerbaren Schalter S zugc-

F i g. 6 ein zweites Schaltbild der Steuerschaltungsan- führt, der mit einer Spannungsquelle V₁ in Reihe liegt.

Ordnung nach der Erfindung, Parallel zu dieser Reihenschaltung liegen ein Kondensa-

F i g. 7 eine Wellenform, die darin auftritt, tor Cund eine Stromquelle /, wobei die freien Anschlüs-

Fig. 8 ein drittes Schaltbild der erfindungrgemäßen se der Elemente 8, V₁, C und / an Masse liegen. Der

Steuerschaltungsanordnung, 50 Kondensator C ist an eine erste Eingangsklemme (-)

F i g. 9 einen Teil des Schaltplans eines Fernsehemp- eines Schwellenpegeldetektors Dr angeschlossen, wo-

fängers mit einer Ausführungsform einer erfindungsge- bei an eine zweite Eingangsklemme (+ ) desselben eine

mäßen Steuerschaltungsanordnung, Spannungsquelle V₂ angeschlossen ist, wobei die Span-

Fig. 10 einen sogenannten »up converter«, für den nung V₂ niedriger ist als die Spannung V,. Die Aussich die erfindungsgemäße Steuerschaltungsanordnung 55 gangsklemme des Pegeldetektors Dr steuert, ggf. über eignet. eine Treiberstufe, die Basis des Transistors Tr.

F i g. 1 zeigt eine geschaltete Speisespannungsschal- F i g. 2 zeigt den Verlauf der Spannung V_c am Kontung vom Reihentyp. Die zwischen zwei Eingangsklem- densator C als Funktion der Zeit Durch kurzes Leiten men 1 und 2 vorhandene Netzwechselspannung wird des Schalters Snimmt die Spannung V_c den Wert Vi an, von einem Gleichrichter 3 gleichgerichtet, und die erhal- 60 wodurch der Pegeldetektor Dr ein ein Transistor Tr tene Gleichspannung wird mit Hilfe eines Kondensators sperrendes Signal abgibt. Der Schalter 5 wird danach 4 geglättet Am Kondensator 4 ist eine Gleichspannung wieder gesperrt (undurchlässig), und der Kondensator C V_B verfügbar, deren Änderungen denen der Netzspan- wird vom Strom / etwa zeitproportional entladen. Die nung folgen und der eine Welligkeitsspannung mit der Spannung Vcnimmt daher linear ab, wobei die Neigung Netzfrequenz oder dem doppelten Wert derselben, 65 der erhaltenen Sägezahnform durch den Strom / bewenn der Gleichrichter 3 vom Graetz-Typ (Brücken- stimmt wird. Nach einem Teilintervall (1 - d)T,zudem gleichrichter) ist, überlagert ist. Das nicht mit dem Zeitpunkt, an dem die Spannung Vo die am ersten EinGleichrichter 3 verbundene Ende des Kondensators 4 gang des Pegeldetektors Dr liegt, den Wert V₂ unter-

schreitet, erhält der Transistor Tr ein Öffnungssignal. Er leitet, bis der Schalter S nach einem Zeitintervall oT{am Ende des Intervalles T) wieder geschlossen wird, was den Anfang einer neuen Periode einleitet.

Nach der Erfindung werden wenigstens annähernd folgende Werte gewählt:

V₁ = kV_B V₂ = nVr

I--ψ (Vi

(2) (3) ίο

- V₂)

-ψ[ν, + (1 - Π) V_r]

(4)

■4rv,

(6)

15

wobei Ar eine zu wählende Zahl ist, während V_r eine noch frei zu wählende Einstellspannung ist, durch die die Ausgangsspannung V₀ bestimmt ist Der Strom /verursacht eine Verringerung der Spannung V_c am Kondensator entsprechend

(5) nauigkeit festliegt, aber wesentlich mehr Leistung liefern kann.

In einer praktischen Schaltungsanordnung für einen Fernsehempfänger, wobei für den Oszillator 8 auf bekannte Weise der Zeilenoszillator des Empfängers gewählt wird, gilt: T = 64 us.

Wenn η — 0,8 ist und wenn für k ein Wert von 0,01

gewählt wird, ist für einen konstanten Wert —2· =-

300 V der Wert von V_r gleich 3 V. Für C wird ein Kondensator von 4,7 nF gewählt. Der Strom / ist (nach For-

JtC
mel 4) die Summe von zwei Strömen, und zwar -=- Vb

und -ψ (\ — n) Vr. Wenn der erste Strom über einen Widerstand Rb der Spannung V_fl entnommen wird, gilt etwa

Rb

= 1,36ΜΩ

Auf ähnliche Weise kann der zweite Strom über einen Widerstand R_r der Spannung V_r entnommen werden, so daß gilt

25 Rr

~ = 68kQ,

innerhalb einer Periode T'— zwischen den Zeitpunkten t = 0 und t = T— erhält man als Gesamtamplitude von V_c:

I- T

= V, + (1 - n)Vr = k V_B - (1 - n) V₁-. (7)

Die Spannung Vc erreicht den Wert V₂ nach einer Zeit (1 — ό) T, die, wie aus F i g. 2 hervorgeht, die nachfolgende Beziehung erfüllt:

(8)

Werden darin die obenstehend nach der Erfindung gewählten Werte eingesetzt so läßt sich die nachfolgende Gleichung ableiten:

K =■

(9) während die Spannungen Vi und V₂ mit Hilfe eines ohm'schen Spannungsteilers von der Spannung V₈ bzw. Vr abgeleitet werden können.

Gemäß F i g. 2, die die Kondensatorspannung im Verlauf der Zeit t zeigt wird der Kondensator C völlig entladen, so daß die Spannung Vc vor dem Ende der Periode Null wird. Dies ist selbstverständlich nicht notwendig. In der Figur ist der Verlauf der Spannung V_cin dem Falle, daß diese Spannung während der ganzen Periode linear abnimmt gestrichelt dargestellt Dabei läßt sich bemerken, daß der Pegel V₂, für den der Transistör Tt in den leitenden Zustand gebracht wird, höher ist als der auf diese Weise erhaltene minimale Wert der Spannung Vc mit einem Betrag entsprechend V₂ vermehrt um den über den Kondensator C von dem obengenannten zweiten Strom verursachten Spannungsabfall, d.h. V₂ + (1 - n) V_r = V_r, d.h. die Einstellspannung, während die Änderung der Spannung Vc während der Sperrzeit (1 — O)T äes Transistors Tr dem nachfolgenden Wert entspricht:

die angibt wie in der Schaltung nach der Erfindung bei einem bestimmten Wert von V_rdas Intervall δ'νη Abhängigkeit von Vsgeändert wird.

Mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung wird also der erforderliche Zusammenhang zwischen ό und Vg hergestellt und man erhält für die gewünschte Ausgangsspannung V₀

ν."χ Vr- (10)

60

Mit anderen Worten: Die Ausgangsspannung V₀ wird 'larch die Einstellspannung Vr bestimmt da sie dieser proportional und von den Änderungen der Eingangsspannung Vb unabhängig ist ohne daß Gegenkopplung angewandt wird. Die Einstellspannung V_r (bzw. V₂) ist weitgehend unbelastet und läßt sich genau einstellen, wodurch die Ausgangsspannung V₀ mit derselben Ge- AV = V, - V₂ = kV_B -

Daraus geht hervor, daß / sowie ^Vlineare Funktionen von V_B und V_r sind. Im Spezialfall, wo η = 1 ist wobei die Diode D nicht mit einem Abgriff der Induktivität L sondern mit dem Verbindungspunkt derselben mit dem Emitter des Transistors Trverbunden ist, ist der Strom / nicht von Vr abhängig. Ändert sjch die Änderung ΔΎ, beispielsweise weil die Spannung V_B sich ändert, so ändert sich in F i g. 2 der Wert der Spannung V_c am Ende der Periode Γ nicht Dieser Endwert hängt ja nur von den Spannungen V₂ und V_r ab. Es ändern sich jedoch der Anfangswert Vrund der Entladestrom /.

Obenstehend wurde vorausgesetzt daß die Leitungszeit des Schalters 5 unendlich kurz ist und mit dem Zeitpunkt zusammenfällt zu dem die Periode beendet ist In der Praxis hat jedoch der Transistor Tr eine endliche Ausschaltzeit in der Größenordnung von 7 bis 10 \ls, so daß der Schalter S mindestens während dieser Zeit t_s

leitend sein muß. Es ist auch möglich, den Schalter noch langer leitend zu halten. In Fig.3 ist der Verlauf der erhaltenen Spannung Vc angegeben, wobei der Schalter S um eine Zeit t_s μ5 vor dem Ende der Periode in den leitenden Zustand gebracht wird und zu einem Zeitpunkt um eine Zeit/?7^s vor dem Ende der nachfolgenden Periode wieder gesperrt wird. Aus F i g. 3 geht hervor, daß die Gesamtamplitude kV_B + (1 — n)V_r der sägezahnförmigen Spannung mit dem Faktor β multipliziert werden muß und daß die Sägezahnform (oben) abgestumpft wird.

Obenstehendes führt zu der in Fig.4 dargestellten Ausbildung der erfindungsgemäßen Steuerschaltungsanordnung. Der Zeilenoszillator 8 gibt sperrende Impulse mit einer Dauer f_s + (1 — ß)T an die Basis eines Transistors 9 ab, dessen Kollektor die Basis des als Emitterfolgertransistor ausgebildeten Schalters S steuert, der während des Auftritts der Impulse des Oszillators 8 leitend ist. Mit Hilfe eines zwischen die Basis des Transistors S und eine Klemme Kb aufgenommenen Wider-Standes 10, eines zwischen dieselbe Basis und eine Klemme K_r aufgenommenen Widerstandes 11 und der Reihenschaltung aus einem Widerstand 12 und einer Diode 13 zwischen der Basis des Transistors 5und Masse, wobei die Klemme Kb mit der die Spannung Vb führenden Leitung verbunden ist, während die Klemme K_r mit der die Spannung V_r führenden Leitung verbunden ist, wird dafür gesorgt, daß der Emitter des Transistors S während dessen Leitungszeit die Spannung ß[kV_B + (1 - n)V_r] hat Mit beispielsweise k = 0,01, β = 0,75 und η = 0,5 läßt sich ableiten, daß die Werte der Widerstände ίθ, 11 und 12 etwa 390 kQ, 7,8 kSl bzw. 4,7 kQ sein können. Der Spannungsabfall an der Diode 13 gleicht den Spannungsunterschied zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors S aus.

Der Kondensator C liegt zwischen dem Emitter des Transistors 5 und der Basis eines Transistors 14, mit welcher Basis der Widerstand R_r und die Reihenschaltung aus einem festen Widerstand Rb\ und einem einstellbaren Widerstand Rm verbunden sind. Der Widerstand R_r bzw. Rm ist andererseits mit einer Klemme K'_r bzw. K'b verbunden, wobei die Klemme K'b mit der die Spannung Vb führenden Leitung und die Klemme K'_r mit der die Spannung V_r führenden Leitung verbunden sind. Der Widerstand Rm wird derart eingestellt, daß die Summe der Werte von Rm und Rm dem obenstehend gefundenen Wert des Widerstands Rb entspricht Der Emitter des Transistors 14 liegt an Masse, während der Emitter des Transistors S und der Kollektor des Transistors 14 über einen Widerstand 15 von beispielsweise 1,5 ΥΩ. miteinander verbunden sind. Beim Aufladen des Kondensators Cbeschrär.kt der Widerstand !5 den Kollektorstrom des Transistors 14.

Während des Zeitintervalls ßT ist der Transistor 9 leitend, wodurch der Transistor 5 gesperrt ist Der Kondensator C entlädt sich über den Widerstand 15, wobei der Entladestrom / zugleich der Kollektorstrom des Transistors 14 ist und daher viel größer ist als der Basisstrom, der den Transistor im leitenden Zustand hält Die Elemente S, 14,15 und Cbilden einen Miller-Integrator, so daß die am Emitter des Transistors S vorhandene Spannung Vc eine gute Linearität hat. Weil der Kondensator C in die Basisleitung eines Transistors, und zwar des Transistors 14 aufgenommen ist, können tatsächlich die Widerstände /?_rund Rm + Rm als Stromquellen betrachtet werden. Der Schwellenpegeldetektor Dr besteht aus einem pnp-Transistor, dessen Emitter an der Spannung V₁- liegt und dessen Basis mit der Spannung Vc- verbunden ist. Die Spannung V_r wird mittels einer Zenerdiode 18, ggf. in Reihe mit einer in Vorwärtsrichtung eingeschalteten normalen Diode, durch einen über einen Vorwiderstand 18a zufließenden Strom erhalten. Der Transistor Dr ist während des lntervalles JTleitend, in welchem Intervall ein positiv gerichteter Impuls an seinem Koileluor entsieht. Dieser Impuls wird von einem Transistor 16 umgekehrt, wodurch ein npn-Treibertransistor 17 gesperrt wird. Der Transistor Tr wird über einen Transformator 17a gesteuert und in dem Intervall OT, in dem der Transistor 17 gesperrt ist, in den leitenden Zustand gebracht.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 4 enthält also einen ersten Kreis mit den Klemmen Kg und K_r und einen zweiten Kreis mit den Klemmen K'b und K'_r. Wenn die erstgenannten Klemmen an die Spannung Vs bzw. V_r angeschlossen sind und für die Widerstände 10,11 und 13 wie oben die richtigen Werte gewählt worden sind, nimmt die Amplitude der Spannung Vc den gewünschten Wert an. Wenn die Klemmen K'b und K', an die Spannung V_B bzw. V_r angeschlossen sind und für die Widerstände R_B\ + Rbi und R_r die richtigen Werte gewählt worden sind, nimmt der Strom / die gewünschte Größe an. Dabei sind die genannte Amplitude sowie der Strom lineare Funktionen der Spannungen V_B und V_n Für den bereits genannten Fall, wo π = 1 ist, werden die Klemmen /C-und K V nicht angeschlossen.

Die bisher beschriebene Schaltung arbeitet als Vorwärtsregelung, wobei also die Schaltungsanordnung keine Information in bezug auf die Ausgangsspannung Vo erhält. Es kann jedoch erwünscht sein, auch eine Rückwärtsregelung anzuwenden. Dazu kann die Einstellspannung V_r durch Gegenkopplung von V₀ her bestimmt werden: sie wird also nicht fest eingestellt. Diese Maßnahme bietet den Vorteil, daß auch der Einfluß von Toleranzen und der Temperatur weggeregelt werden kann. Dies gilt auch für den Einfluß etwaiger Änderungen der Belastung 7 (über den Innenwiderstand) auf die Spannung V_n, wodurch diese sich dennoch ändern könnte. Weil der Wert der Spannung V₀ dem der Spannung V_r proportional ist, ist die Verstärkung der Gegenkopplungsschleife konstant und frequenzunabhängig. Diese Schleife kann daher optimal entworfen werden, ohne daß eine Gefahr vor Unstabilität bei höheren Eingangsspannungen entsteht.

In F i g. 5 ist angegeben, wie dann die Spannung V_r ert. 'ien werden kann. Eine mit Hilfe eines resistiven Spannungsteilers 19,20 von der Spannung V₀ abgeleitete Spannung wird einer Eingangsklemme eines Differenzverstärkers 21 zugeführt, während die an einer Zener-Diode 22 vorhandene Bezugsspannung der anderen Ringangsklemme des Verstärkers 21 zugeführt wird. Die Differenz zwischen den beiden Eingangsspannungen des Verstärkers wird bis zum gewünschten Wert der Einstellspannung V_r verstärkt, welche Spannung an der Ausgangsklemme des Verstärkers verfügbar ist. Die Zener-Diode 22 wird von einem Strom durchflossen, der von einer Spannungsquelle von beispielsweise 12 Volt herrührt. Diese Quelle, die auch den Kollektorstrom des Transistors S in F i g. 4 liefern kann, kann von der Spannung Vb sowie von der Spannung V₀ abgeleitet werden. Die Schaltungsanordnung nach F i g. 5 kann also die Zener-Diode 18 aus F i g. 4 ersetzen.

Es sei bemerkt, daß in den bekannten Schaltungsanordnungen, bei denen nur eine Gegenkopplung angewandt wird, das Verhältnis δ in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung V₀ geregelt wird. Mit der obenstehend beschriebenen Maßnahme ändert sich δ\η Abhän-

gigkeit von der Eingangsspannung Vb und wird unter dem Einfluß von Änderungen der Spannung V₀ hachgeregelt

Eine Anforderung einer geschalteten Speisespannungsschaltung ist, daß die Ausgangsspannürig derselben nach dem Einschalten langsam aufkommen muß. Sonst könnte der Spitzenstrom durch den Transistor Tr zu groß werden, da der Kondensator 5 noch nicht geladen ist. Dies kann dadurch erreicht werden, daß dafür gesorgt wird, daß die Spannung Vb langsam aufkommt. Es dürfte jedoch einleuchten, daß es praktischer ist, das Verhältnis ti von Null an langsam anwachsen zu lassen. Die Folge davon ist jedoch, daß die Welligkeitsspannung am Eingang zum Ausgang übertragen wird, was wieder einen zu großen Spitzenstrom durch den Transistor verursachen kann. Dadurch kann eine Sicherungsschaltung ansprechen, so daß die Speiseschaltung nicht in Gang kommen kann. Eine Lösung dafür ist, auch die Einstellspannung V_r während des Anlaufens langsam anwachsen zu lassen.

Eine Ausführungsform dieses Gedankens ist auch in F i g. 5 ersichtlich. Ein Kondensator 23 wird von einem von der Quelle Vb herrührenden Strom aufgeladen, der durch einen Widerstand 24 fließt, wobei die Zeitkonstante groß ist. Der Verbindungspunkt der Elemente 23 und 24 ist über zwei Dioden 25 und 26 mit der Ausgangsklemme des Differenzverstärkers 21 verbunden, wobei die genannten Dioden eine derartige Leitungsrichtung haben, daß sie von der Spannung an der Ausgangsklemme des Differenzverstärkers 2t und von der am Kondensator 23 die niedrigere durchlassen. Nach dem Einschalten steigt die letztgenannte Spannung langsam an. Das Verhältnis δ und daher die Spannung V₀ nehmen auch langsam zu. Durch die Wirkung des Verstärkers 21 hat die Spannung V_r einen hohen Wert. Die Folge davon ist, daß die Diode 25 leitend ist. Der Knotenpunkt der Dioden 25 und 26 ist mit dem Punkt A in F i g. 4 verbunden, wobei die Zener-Diode 18 fortgefallen ist, so daß die als Einstellspannung wirksame Spannung am Punkt A tatsächlich langsam anläuft Zu dem Augenblick, wo die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 19 und 20 den Wert der Bezugsspannung an der Zener-Diode 22 erreicht, nimmt die Spannung V_r ab. Zu einem bestimmten Zeitpunkt fängt daher die Diode 26 zu leiten an, während die Diode 25 gesperrt wird. Im Endezustand sind die Spannungen V₀ und V_r einander proportional.

Im obenstehenden war von Schaltungsanordnungen die Rede, bei denen der Transistor Tr am Ende der Periode in Fig.2 leitend ist, d.h. im letzten Teil der Entladezeit des Kondensators C Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 und daher auch die davon abgeleiteten Ausführungsforr -en können jedoch auf eine derartige Weise bemessen werden, daß der Transistor Tr am Anfang der Entladezeit des Kondensators C leitend ist In Fig.2 müssen dann die Zeitintervalle OTund (1 — S)T und in F i g. 1 müssen die Eingangsklemmen des Schwellendetektors Or vertauscht werden. Wird in diesem Fäll für das folgende gewählt:

der Sperrzeit des Transistors Tr, so ist die Änderung von Vc während der Leitungszeit derselben gleich V_r und gilt

V_t

IöT

= nöV_B+(l-n)OV_r,

(16)

was nichts anderes ist als die Formel (1). Auch in diesem Fall sind /sowie AVlineare Funktionen Von Va und V_n während die Spannungen V₀ und V₁- einander proportional sind.

In F i g. 6 wird der Kondensator C vom Strom / nicht entladen, wie dies in F i g. 1 der Fall ist, sondef η aufgeladen. Eine Spannungsquelle in Reihe mit dem Schalter S ist daher nicht notwendig I" dieser Figur sind nur die Elemente dargestellt, die .\un von Bedeutung sind. Der Verlauf der Spannung Vc am Kondensator CaIs Funktion der Zeit ist in F ä g. 7 aufgetragen. Dieser Verlauf hat eine ansteigende Sägezahnform, während die Sägezahnform in F i g. 2 abfallend ist. Ändert sich die Änderung /IV, beispielsweise weil sich die Spannung Vß ändert, so ändert sich in F i g. 7 der Wert der Spannung Vc am Anfang der Periode Γ nicht Ist der Transistor Trim ersten Teil der Periode leitend und werden dieselben Wert gewählt wie im entsprechenden Fall der abfallenden Sägezahnform, so ist ersichtlich daß die Formel (1) erfüllt ist. / sowie die Änderung /J /der sägezahnförmigen Spannung während der Sperrzeit des Transistor ■ " sind lineare Funktionen von V₈ und V^ Auf dieselbe Art und Weise wie obenstehend für die abfallende Sägezahnform läßt sich darlegen, daß dies auch der Fall ist, wenn der Transistor Tr im zweiten Teil der Periode des ansteigenden Sägezahnes leitend ist.

Die beschriebenen Ausführungsformen beziehen sich alle auf geschaltete Wandler vom Reihentyp (auf englisch als »forward converters« bezeichnet), für die die Formel (1) gilt Fig.8 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem Parallelwandler (auf englisch als »flyback converter« (d. h. Rückschlag-Wandler), bezeichnet), d. h. eine Schaltungsanordnung, bei der gegenüber der aus F i g. 1 die Induktivität L und die Diode D ihren Platz gewechselt haben, während die Spannung V_B negativ sein muß und der Transistor Tr vom pnp-Typ ist und auf dieselbe Art und Weise wie in F i g. 1 gesteuert wird. Es läßt sich darlegen, daß für Reihen- und Parallelwandler die nachfolgende Beziehung gilt:

nöV_B

l-(l-m)

(17)

- Vr)

/ = -y [nVb + (1 - n)Vr], (15)

wobei AV die Änderung der Spannung Vc ist während Die Formel (17) geht in die Formel (1) über wenn m = η ist: dies ist der Reihenwandler, während der Parallelwandler die Formel (17) erfüllt mit m - 0. Wegen der Ähnlichkeit der Formei (i7) mii der Formel (1) dürfte es einleuchten, daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung tatsächlich zur Steuerung eines Parallelwandlers verwendet werden kann, wobei der Strom / und die Spannungsänderung A Vauf ähnliche Weise wie obenstehend bemessen werden können.
Eine Schaltungsanordnung, die auch der Formel (17) entspricht und für die daher die Schaltungsanordnung (14) nach der Erfindung angewandt werden kann, ist die in der DE-OS 24 33 296 beschriebene kombinierte Zeilenablenk- und Speisespannungsschaltung für einen Fernsehempfänger, die in Fig. 9 dargestellt ist. Es dürfte an

dieser Stelle ausreichen zu erwähnen, daß Lydie Zeilenablenkspule, C₁ der Hinlauf- und C_r der Rücklaufkondensator ist, während D\ die Paralleldiode ist und daß die Induktivität L als Transformator Ti ausgebildet ist,

während die Diode D mit einem Abgriff einer Wicklung 27 eines Transformators Τϊ verbunden ist. Der Transformator Ti hat ein Übersetzungsverhältnis von t : n, und das Verhältnis der Gesamtzahl der Windungen der Wicklung 27 zu der Zahl des oben dargestellten Teils der Wicklung 27 entspricht 1 : m, wobei η und m die Parameter sind, die in der Formel (17) auftreten. An Sekundärwicklungen des Transformators Tz entstehen Speisespannungen für Teile des Empfängers, und auch die Hochspannung für die Endanode einer (nicht dargestellten) Bildwiedergaberöhre. Auf bekannte Weise können die Transformatoren T) und T2 denselben Kern haben.

Die Spannung an dem mit der Wicklung 27 in Reihe geschalteten Kondensator 5 kann als Ausgangsspanhung V₀ wirksam sein. Mittels der Schaltungsanordnung nach F i g. 5 wird die Einstellsparinung V_r erhalten, wobei der Verstärker 2t mittels eines npn-Transistors ausgebildet ist. Zwischen die Diode 25 und den Verbindungspunkt des Widerstandes 24 und des Kondensators 23 ist ein Widerstand 28 geringen Wertes aufgenommen, und zwischen Masse und dem Verbindungspunkt der Diode 25 und des Widerstandes 28 liegt ein Sicherungsthyristor 29. Der Thyristor 29 wird durch eine Sicherungsschaltung 29' in den leitenden Zustand gebracht, wenn beispielsweise der von der Schaltungsanordnung aufgenommene Strom zu groß ist, wodurch der Kondensator 23 entladen wird. Der Verbindungspunkt der Dioden 25 und 26 ist über einen Emitterfolger mit dem Punkt A verbunden. Als stabilisierte Speisespannung für die Anlaufschaltung, für den Schalter S, sowie für den Oszillator 8 gilt die Spannung an einer in die Emitterleitung des Treibertransislors 17 aufgenommenen Zener-Diode 30, welche Spannung unmittelbar nach dem Einschalten vorhanden ist

In der Praxis sind die folgenden Werte gewählt worden:

Es läßt sich erkennen, daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auch in diesem Fall verwendet werden kann, wobei die sägezahnförmige Spannung entweder ansteigend oder abfallend ist. Fig. 10 zeigt davon nur den Detektor Dr. Auch hier sind der Strom / sowie die Spannungsänderung Δ V lineare Funktionen der Eingangsspannung Vb und einer Einstellspannung V_n die zu der gewünschten Ausgangsspannung V₀ proportional ist, jedoch in dem Sinne, daß i/Vdie Änderung der Spannung Vfc im Zeitintervall δΤ ist, in dem der Transistor Tr leitend ist. Im Spezialfall, wo η = 1 ist, wobei die Diode D nicht mit einem Abgriff der Induktivität L sondern mit dem Verbindungspunkt derselben mit dem Kollektor des Transistors Tr verbunden ist, ergibt sich, daß der Strom /nicht von der Spannung Vb abhängig ist, so daß die Klemme K'b nicht an die Spannung Vb angeschlossen zu werden braucht.

Für die meisten Anwendungen wird die Speisespannungsschaltung zum Erzeugen einer konstanten Ausgangsspannung verwendet werden. Eine Anwendung ist auch die, bei der sich die Spannung V₀ abhängig von Änderungen der Einstellspannung ändert. Ein derartiger Fall tritt in einem Farbfernsehempfänger auf wenn die Einstellspannung V_r sich entsprechend einer parabelförmigen Funktion mit der Teilbildfrequenz ändert, während die Spannung V₀ die Speisespannung der Zeilenablenkschaltung ist Dadurch erfährt der Zeilenablenkstrom die für die sogenannte Ost-West-Korrektur erforderliche teilbildfrequente Modulation.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

η =
m =

ß-
k =
C =

0,49
0,29
0,8
0,01
4,7 nF

Wert des Widerstandes 10 = 390 Id2,

während der Oszillator 8 der der integrierten Schaltung Philips-Typ TBA 920 ist Es hat sich herausgestellt daß die Spannung V₀ einen nahezu konstanten Wert hat von 140 Volt und nahezu keine Welligkeit mit der Frequenz des Netzes bei einer Änderung der Spannung V_B zwisehen 200 und 370VoIt hat welcher Spannung eine Welligkeitsspannung von etwa 30 Volt Spitze-zu-Spitze überlagert ist Der Kondensator 4 darf eine verhältnismäßig kleine Kapazität von 100 μΡ oder sogar niedriger haben.

F i g. 10 zeigt einen geschalteten Wandler, für den die Formel (11) nicht gilt In dieser Schaltungsanordnung (auf englisch als »up converter« bezeichnet) liegt die Induktivität L zwischen der die Spannung Vb führenden Leitung und dem Schalter Tr, während die Diode D zwischen einen Abgriff der Induktivität L und eine Ausgangsklemme 6 aufgenommen ist Wenn 1 : π das Verhältnis der Anzahl Windungen der Induktivität L zu der Anzahl über dem Abgriff dargestellter Windungen ist, läßt sich die nachfolgende Beziehung ableiten: es

(18)

Claims

Patentansprüche:

1. Steuerschaltungsanordnung zum Erzeugen eines Steuersignals für einen Spannungswandler zur Umwandlung einer Eingangsgleichspannung (Vb) in eine Ausgangsgleichspannung (V₀), die von Änderungen der Eingangsspannung nahezu unabhängig ist, wobei das Steuersignal periodisch impulsförmig ist und einen ersten Schalter (Tr) steuert, die Steuerschaltungsanordnung eine Stromquelle und einen periodisch betätigten zweiten Schalter (S) zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung (V_c) an einem Kondensator (C) enthält, die sägezahnförmige Spannung und eine Einstellspannung (Vi) einem Schwellenpegeldetektor (Dr) zum Erzeugen des impulsförmigen Steuersignals zugeführt werden und wobei der von der Stromquelle erzeugte Strom (I) und die Änderung der sägezahnförmigen Spannung (Vc) von der Eingangsgleichspannung (Vb) bzw. von der Einstellspannung (V_r) abhängig sind und die Impulsdauer bestimmen, gekennzeichnet durch einen ersten Kreis mit einer ersten (K'b) und einer zweiten (K'_r) Eingangsklemme, die je über einen ersten Widerstand (Rb\, Rm bzw. R_r) mit dem einen Ende des Kondensators (C) verbunden sind, wobei das andere Ende des Kondensators (C) mit dem zweiten Schalter (S) verbunden ist und durch einen zweiten Kreis mit ebenfalls einer ersten (K_B) und einer zweiten (K_r) Eingangsklemme, die je über einen zweiten Widerstand (tO bzw. 11) mit d_-ir Steuereingang des zweiten Schalters (S) verbund' η sind, wobei die ersten Eingangsklemmen an die Eingangsgleichspannung (Vb) und die zweiten Eingangsklemmen an die Einstellspannung (Vi) angeschlossen sind, wobei der erste Widerstand (Rm bzw. Rr) zum Einstellen der Größe des von der Stromquelle erzeugten Stromes (I) als lineare Funktion der Eingangsspannung (V_B) und/oder der Einstellspannung (Vi) und der zweite Widerstand (10 bzw. 11) zum Einstellen der Änderung der sägezahnförmigen Spannung (V_c) während des Auftretens des Steuersignals als lineare Funktion der Eingangsspannung und/oder der Einstellspannung ausgelegt ist und wobei die Einstellspannung und die Ausgangsspannung (V₀) proportional zueinander sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellspannungsquelle eine Rückkopplungsschaltung mit einer Vergleichsstufe (21) zum Vergleichen der Ausgangsspannung CV₀) mit einer Bezugsspannung (22) enthält.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellspannungsquelle eine Anlaufschaltung mit einem Zeitkonstante-Netzwerk (23, 24) zum langsamen Ansteigen der Einstellspannung nach Einschaltung enthält.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines Spannungswandlers, in dem der Schalter und eine Induktivität zwischen einer die Eingangsspannung führenden Klemme und einer die Ausgangsspannung führenden Klemme verbunden sind und in dem eine Diode zwischen dem Schalter und der Induktivität liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände derart bemessen sind, daß die Änderung der sägezahnförmigen Spannung während der Sperrzeit des Schalters von dem Wert der Eingangsspannung und von dem Wert der Einstellspannung linear abhängig ist, während die Größe des von der Stromquelle erzeugten Stromes zum Wert der Eingangsspannung proportional ist

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines Spannungswandlers, in dem der Schalter und eine Induktivität zwischen einer die Eingangsspannung führenden Klemme und einer die Ausgangsspannung führenden Klemme verbunden sind und in dem eine Diode mit einem Teil der Induktivität gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände derart bemessen sind, daß die Änderung der sägezahnförmigen Spannung während der Sperrzeit des Schalters sowie die Größe des von der Stromquelle erzeugten Stromes von dem Wert der Eingangsspannung und von dem Wert der Einstellspannung linear abhängig sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines Spannungswandlers, in dem der Schalter und eine Diode zwischen einer die Eingangsspannung führenden Klemme und einer die Ausgangsspannung führenden Klemme verbunden sind und in dem eine Induktivität zwischen dem Schalter und der Diode liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände derart bemessen sind, daß die Änderung der sägezahnförmigen Spannung während der Sperrzeit des Schalters sowie die Größe des von der Stromquelle erzeugten Stromes von dom Wert der Einganjsspannung und von dem Wert der Einstellspannung linear abhängig sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines Spannungswandlers, wobei eine Induktivität und eine Diode zwischen einer die Eingangsspannung führenden Klemme und einer die Ausgangsspannung führenden Klemme verbunden sind und wobei der Schalter zwischen der Induktivität und der Diode liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände derart bemessen sind, daß die Änderung der sägezahnförmigen Spannung während der Leitungszeit des Schalters von dem Wert der Eingangsspannung und von dem Wert der Einstellspannung linear abhängig ist, während die Größe des von der Stromquelle erzeugten Stromes zu dem Wert der Einstellspannung proportional ist

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines Spannungswandlers, in dem ein Teil einer Induktivität und eine Diode zwischen einer die Eingangsspannung führenden Klemme und einer die Ausgangsspannung führenden Klemme verbunden sind und in dem der Schalter mit der Induktivität verbunden ist. dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände derart bemessen sind, daß die Änderung der sägezahnförmigen Spannung während der Leitungszeit des Schalters sowie die Größe des von der Stromquelle erzeugten Stromes von dem Wert der Eingangsspannung und von dem Wert der Ausgangsspannung linear abhängig sind.