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Breitbandipe Polarisationsweiche
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Die Erfindung betrifft eine breitbandige Polarlsationsweiche in llohlleiterbauweise
mit orthogonaler Sondeneinkopplung durch zwei zueinander rechtwinklig in den Hohlleiter
mündende, kapazitiv wirkende stlftförmige Sonden, die in axialer Richtung des Hohlleiters
gegeneinander versetzt angeordnet sind.
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Bei Polarisationsweichen wird ein besonders einfacher Aufbau dann
erreicht, wenn es möglich ist, die beiden in ihr auftretenden Polarisationen mit
ae einer im Hohlleiterquerschnitt verlaufenden, kapazitiv wirkenden, stiftförmigen
Sonde anzuregen.
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Diese Art des Aufbaues ist jedoch nur dann möglich, wenn das von dieser
Sonde durch die auftretender elektrischen Längsfeldkomponenten angeregte Störfeld
im Bereich der Nutzfrequenz durch entsprechend hohe aperiodische Dämpfung im gemeinsamen
Hohlleiter an der Ausbreitung gehindert werden kann; denn solche Störwellen verformen
das Strahlungsdiagramm der Antenne um so mehr, je stärker sie im Vergleich zur Nutzwelle
sind und verhindern somit z.B. die erstrebte scharf gebündelte Energieabstrahlung.
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Da bei einem üblichen Aufbau einer Polarisationsweiche als Runa hohlleiter
das dort auftretende E01-Störfeld nur innerhalb seines theoretlschen Eindeutigkeitsbereiches,
also zwischen der Grenzfrequenz fkEO 1 der E01-Welle und der Grenzfrequenz fkH1>
des
H11-Nutzwellentyps unterdrückt werden kann, ist die maximal nutzbare Bandbreite
durch deu Abstand dieser beiden Grenzfrequenzen festgelegt.
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Für einen Rundhohlleiter mit einem theoretischen Eindeutigkeitsbereich
von fkE01:fkH11=1,30 ergibt sich somit eine theoretische Höchstbandbreite fo:fu
von 1,30, wobei f0 die Obergrenze und K die Untergrenze des zu übertragenden Frequenzbandes
ist.
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Beim praktischen Betrieb ist die ausnutzbare Bandbreite jedoch geringer,
da zusätzliche Nindestabstände zwischen der Untergrenze fu des Übertragungsbanaes
und der Grenzfrequenz fkH11 der H11-Nutzwelle einerseits und zwischen der Obergrenze
fO des übertragungsbandes und der Grenzfrequenz fkE01 der E01-Störwelle andererseits
eingehalten werden müssen, um eine ausreichende Eo1-Unterdrückung, insbesondere
an der Obergrenze des Übertragungsbandes, zu gewährleisten.
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In der Fig.1 ist das elektrische Feld einer zur Anregung gebräuchlichen
kapazitiven, stiftförmigen Sonde S in einem Rundhohlleiterquerschnitt des Durchmessers
D dargestellt. Es ist dort die in axialer Richtung des Hohlleiters auftretende unerwünschte
elektrische Feldkomponente mit Ez bezeichnet.
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In den Fig.2a bis 2c sind die Lagen der Grenzfrequenzen von verschiedenen
Hohlleiterquerschnitten neben einem erwünschten Betriebsfrequenzbereich dargestellt.
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In der Fig.2a sind die oben erläuterten Grenzfrequenzen fkH11 und
fkE01 für einen Rundhohlleiter dargestellt, sowie als Beispiel die Frequenzen zu
und f0 eines zu übertragenden Frequenzbandes der relativen Breite f0:f Die durch
den Eindeutigkeitsbereich gegebene theoretische Bandbreite von 1,30 des Rundhohlleiters
reicht für die zu übertragende Bandbreite von 1,26 jedoch nicht aus, da die Abstände
zwischen den Frequenzen f und fkH11 sowie zwischen fo und fkE01 nur jeweils zirka
2 % betragen. Bei diesem Abstand der höchsten Betriebsfre-
quenz
f0 zur Grenzfrequenz fkEG1 der E01-Störwelle erhalt man aus der aperiodischen Dämpfung
a eines Hohlleiters der Länge 1
mit einer Grenzwellenlänge XXs = 1,31 D im Falle des EO-Feldes im Rundhohlleiter
des Durchmessers D für die ungünstigste höchste Betriebsfrequenz f0 nur noch die
0,2-fache E01-Unterdrückung gegenüber dem Wert
bei sehr niedriger Frequenz. Für die zu übertragende Bandbreite müßte deshalb eine
als Rundhohlleiter ausgeführte Polarisationsweiche zur Gewährleistung einer ausreichenden
E01-Unterdrückung sehr lang gemacht werden. Zur Unterdrückung des Eo1-bzw. E11-Störwellentyps
in Frequenzbereichen, die breiter sind als der Eindeutigkeitsbereich eines Rundhohlleiters,
sind jedoch aufwendige Gegentaktanregungen, wie sie beispielsweise in der deutschen
Patentschrift 1 183 561 beschrieben sind, erforderlich.
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Im Quadrathohlleiter wird von der Sonde nach Fig.1 als stärkster Störfeldtyp
das E11-Feld mit einer Grenzwellenlänge von AkE11=a H angeregt, wobei a die Seitenlänge
des Hohlleiters ist. Für den Fall einer H10-Nutzwelle beträgt für den Quadrathohlleiter
der theoretische Eindeutigkeitsbereich fkE11:fkH10 =#2 . Bei einem Nutzfrequenzbereich
der relativen Breite 1,26 ergibt sich damit ein Frequenzabstand zu den Grenzfrequenzen
fkH1o und fkE11 von je 6 %, wie dies in der Fig.2b schematisch dargestellt ist und
nach (1) für die ungünstigste höchste Betriebsfrequenz f0 eine 0,342-fache E11-Unterdrückung
gegenüber dem Niederfrequenzwert aapn. Es kann also bei der Verwendung eines Quadrathohlleiters
als Polarisationsweiche gegenüber einem Rundhohlleiter bereits eine Verringerung
der
Baulänge erreicht werden.
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In vielen Anwendungsbereichen, wie beispielsweise in der Richtfunk-
und insbesondere in der Satellitentechnik, wird jedoch die Einsatzmöglichkeit solcher
Polarisationsweichen angestrebt, die bei geringer Baulänge breiter werdende Frequenzbänder
-und im Satellitenfunk zwei relativ weit voneinander entfernte Frequenzbereiche
- bewältigen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, insbesondere für den Betrieb
mit orthogonalen Moden unterschiedlicher Frequenzen, eine Polarisationsweiche einfacher
Bauart anzugeben, deren Eindeutigkeitsbereich gegenüber den bekannten Ausführungsformen
als Rund- bzw. Quadrathohlleiter vergrößert und deren Baulänge dadurch we.iter verringert
ist.
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Ausgehend von einer breitbandigen Polarisationsweiche in Hohlleiterbauweise-mit
orthogonaler Sondeneinkopplung durch zwei zueinander rechtwinklig in den Hohlleiter
mündende, kapazitiv wirkende stiftförmige Sonden, die in axialer Richtung des Hohlleiters
gegeneinander versetzt angeordnet sind, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch
gelöst, daß der Hohlleiter einen Rechteckquerschnitt aufweist, und daß dessen Querschnittsabmessungen
so gewählt sind, daß die sich ergebende Grenzfrequenz fkE11 für einen mitangeregten
ersten Störwellentyp E1, höher ist als die höchste zu übertragende Frequenz f0 einer
Nutzwelle und gleichzeitig die sich ergebende Grenzfrequenz für die Nutzwelle tiefer
ist als die tiefste zu übertragende Frequenz fu der Nutzwelle.
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Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß die E11-Grenzwellenlänge
XkE11 eines Rechteckhohlleiters mit den Seitenlängen a und b entsprechend der Beziehung
von den beiden Seitenlängen a und b abhängt, während seine H10-Grenzwellenlänge
nur von der einen Seitenlänge a abhängt, die senkrecht auf den elektrischen Feldlinien
dieser Hl-Welle steht. Da im allgemeinen eine der beiden Polarisationen nur im höheren
Frequenzbereich zu übertragen ist, kann die für die H01-Grenzwellenlänge dieser
Polarisation maßgebende Seite b des gemeinsamen Hohlleiters schmäler gemacht werden
als die für die Grenzwellenlänge der dazu orthogonalen Polarisation maßgebende Breitseite
a. Auf diese Weise kann der Eindeutigkeitsbereich des gemeinsamen Hohlleiters mit
nwmìlehr rechteckigem Querschnitt für diejenige Polarisation, deren E-Feld parallel
zur schmäleren Rechteckseite b ausgerichtet ist, erheblich erweitert werden, und
zwar so weit, bis die H01-Grenzfrequenz der orthogonalen Polarisation der Untergrenze
des höheren Frequenzbereiches zu nahe rückt.
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Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung ist, daß die einfache Einzelsondenkopplung
zur eindeutigen Anregung der magnetischen Grundwelle auch für Frequenzbereiche verwendbar
bleibt, die breiter sind als der Eindeutigkeitsbereich eines Rund- bzw.
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Quadrathohlleiters.
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In der Fig.2c sind die Grenzfrequenzen fkH10 und fkE11 für einen Rechteckhohlleiter
der Seitenlängen a und b dargestellt, wobei die E-Feldlinien parallel zur schmaleren
Seite b verlaufen.
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Deutlich zu erkennen ist der vergrößerte Eindeutigkeitsbereich neben
dem zwischen den Frequenzen £u und f0 liegenden zu übertragenden Nutzfrequenzband.
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Eine insbesondere für Satellitenanwendungen vorteilhafte Weiterbildung
der erfindungsgemäßen Polarisationsweiche für den Betrieb mittels eines Empfangsfrequenzbandes
und eines oberhalb des Empfangsfrequenzbandes gelegenen Sendefrequenzbandes, dessen
Hauptkomponente in seiner Polarisationsebene mit der Polarisationsebene des Empfangsfrequenzbandes
übereinstimmt, ergibt sich dadurch, daß wenigstens zwei Rechteckhohlleterabschnitte
un-
terschiedlicher Qolerschnittsabmessungen vorgesehen und über
einen Rundhohlleiter mit einer Antenne verbunden sind, daß als gemeinsamer Weichenzugang
für das Empfangsfrequenzband und die Hauptkomponente des Sendefrequenzbandes eine
erste, an der breiteren Seitenfläche des ersten antennenseitigen Hohlleiterabschnittes
angeordnete Sonde vorgesehen ist, daß an der breiten Seitenfläche des ersten Hohlleiterabsc-kWrlittes
sich eine schmale Seitenfläche des zweiten, einen geringeren Querschnitt aufweisenden
Hohlleiterabschnittes anschließt, und daß als Weichenzugang für eine senkrecht zur
Hauptkomponente polarisierte Nebenkomponente des Sendefreenzbandes eine weitere
Sonde an der breiten Seitenfläche des zweiten Hohlleiterabschnittes vorgesehen ist.
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Diese Anordnung ermöglicht eine Drehung der Polarisationsebene des
im allgemeinen oben liegenden Sendefrequenzbandes mit der höchsten Frequenz f0 und
damit das Ausgleichen von durch die Ionosphäre verursachten Faraday-Drehungen der
Polarisation des Sendefrequenzbandes.
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Nachstehend wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispieles
noch näher erläutert.
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Es zeigen in der Zeichnung: Fig.1 das bereits erläuterte elektrische
Feld einer kapazitiven stiftförmigen Sonde in einem Rur.dhohlleiterquerschnitt;
Fig.2a den Eindeutigkeitsbereich eines Rundhohlleiters zusammen mit einem zu übertragenden
Betriebsfrequenzbereich, wie bereits erläutert; Fig.2b eine Darstellung entsprechend
Fig.2a für einen Quadrahthohlleiter, wie bereits erläutert;
Fig.2c
eine Darstellung entsprechend FiDg.2a für einen Xechteckhohlleiter, wie bereits
erläutert; Fig.3 den Aufbau einer erfindungsgemäßen Polarisationsweiche.
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In der Fig.3 ist eine erfindungsgemäße Polarisationsweiche für zwei
Frequenzbänder dargestellt, die am oberen bzw. unteren Rand eines Frequenzbereiches
mit der relativen Breite f f =1,2G ligen. Der gemeinsame antennenseitige Zugang
der Polarisationsweiche ist ein Rundhohlleiter 1. Die Polarisationsweiche soll mit
einem Empfangsfrequenzband von 1,67 WIz bis 1,70 GRz und einem Sendefrequenzband
von 2,101 GHz bis 2,105 GHz betrieben werden, wobei die Polarisationsebene der Hauptkomponente
des Sendefrequenzbandes mit der Polarisationsebene des Empfangsfrequenzbandes übereinstimmen
soll. Durch eine senkrecht zur Hauptkomponente polarisierte Nebenkomponente des
Sendefrequenzbandes soll innerhalb gewisser Grenzen eine Drehung der Polarisationsebene
des Sendefrequenzbandes ermöglicht sein.
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An dem gemeinsamen Rundhohlleiter 1 schließt sich ein erster Rechteckhohlleiterabschnitt
2 an, der als gemeinsamen Weichenzugang für das Empfangsfrequenzband und die Hauptkomponente
des Sendefrequenzbandes an seiner breiten Seitenfläche eine erste rechtwinklig in
den Hohlleiter mündende, kapazitiv wirkende stiftförmige Sonde 3 aufweist. Die Länge
des ersten P.echteckhohlleiterabschnittes 2 ist nach (1) so bemessen, daß das on
der Sonde 3 angeregte E11-Störfeld im geforderten Ausmaß unterdrückt wird. An den
ersten Hohlleiterabschnitt 2 schließt sich ein zweiter, einen geringeren Querschnitt
aufweisenden Rechteckhohlleiterabschnitt 4 in der Weise an, daß die breite Seitenfläche
des ersten Hohlleiterabschnittes 2 parallel ausgerichtet ist zur schmalen Seitcnfläche
des zweiten Hohlleiterabschnittes 4. Die breitere Seite des zweiten Hohlleiterabschnittes
4 ist als Weichenzugang für die Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes mit einer
weiteren kapazitiv wirkenden stift-
förmigen Sonde 5 versehen.
Durch entsprechende Einspeisung dieser senkrecht zur Haupt1omponente des Sendefrequenzbandes
polarisierte Nebenkouponente kann die resultierende Sendepolarisation gedreht werden.
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Für die zu übertragenden Erequenzbereiche ergeben sich als optimale
Dimensionierungen für den gemeinsamen ersten Rechteckhohlleiterabschnitt 2 Seitenlängen
von etwa a.b=96.88 mm. Die niedrigere H10-Grenzfrequen7 dieses Hohlleiterabschnittes
liegt dann bei kH10=1,562 GHz und somit nach Fig.2cum etwa 6,9 5 unter der untersten
Betriebsfrequenz fu. DieGrenzfrequenz des ersten Störwellentyps E11 beträgt fkE11=2,31
GHz; der Eindeutigkeitsbereich für eine Polarisation, deren E-Feld parallel zur
schmäleren Seite b verläuft, ist damit Dies ergibt entsprechend i?ig.2c bei der
relativen Breite des Gesamtfrequenzbereiches von 1,26 und einem Abstand von 6,9
% zwischen fu und fkH10 einen für die E11-Unterdrückung maßgebenden Abstand der
obersten Nutzfrequenz t0 zur E11-Grenzfrequenz von 9,9 %. Der Wert der E11-Unterdrückung
dieses Rechteckhohlleiterabschnittes ergibt sich damit bei der ungünstigsten höchsten
Nutzfrequenz f0 aus (1) als der 0,412-fache Niederfrequenzwert aapn und liegt somit
2,06 mal höher als der entsprechende Wert für einen Rundhohlleiter. Für eine bestimmte
geforderte E11-UnterdrückXxng kann dieser Rechteckhohlleiterabschnitt demnach um
den Faktor 2,06 kürzer gemacht werden als ein entsprechender Rundhohlleiterabschnitt.
Eine beispielsweise geforderte En1-Unterdrückung von 30 dB ergibt sich mit dem oben
angegebenen Rechteckhohlleiterquerschnitt schon bei einer Länge von 173 mm.
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Die höhere H01-Grenzfrequenz des ersten Rechteckhohlleiterabschnittes
2 für die orthogonal polarisierte und im oberen Frequenzband ab 2,101 GHz zu übertragende
Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes, deren E-Feldlinien parallel zur breiteren
Seite a verlaufen, beträgt bei den gewählten Abmessungen zirka 1,708 GHz und hat
damit einen ausreichenden Abstand zur un-
teren Frequenzgrenze
des oberen Frequenzbandes.
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Die E11-Unterdrückung der Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes
ist um den Anteil der aperiodischen Dämpfung des abgestuften Hohlleiterabschnittes
4 zwischen der ersten Sonde 3 und der zweiten Sonde 5 sowie um die E11-unterdrückende
Wirkung des Kurzschlußbleches 7 höher als die E11-Unterdrückung der durch die Sonde
3 eingekoppelten Hauptkomponente des Sendefrequenzbandes.
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Wegen des geringen Abstandes der tiefsten Betriebsfrequenz fu zur
Nutzwellengrenzfrequenz ski10 tritt ein starker Frequenz gang des Reflexionsfaktors
einer einfachen, unkompensierten Sonde auf.
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Zur Kompensation dieses Frequenzganges dient ein der unkompensierten
Sonde nachgeschalteter Serienresonanzkreis 6. Durch einen solchen empirisch dimensionierten
Serienresonanzkreis und eine optimale Einstellung eines hinter der Sonde 3 erforderlichen
Kurzschlusses kann für beide Frequenzbänder ein Reflexionsfaktor r ( 2,5 % erzielt
werden. Dieser Kurzschluß kann durch ein im Bereich des Querschnittssprunges zwischen
dem ersten und zweiten Hohlleiterabs cimi-tt parallel zur ersten Sonde 3 in axialer
Richtung verlaufendes Kurzschlußblech 7 erzeugt werden. Beim Nichtvorhandensein
eines solchen Kurzschlußbleches 7 tritt wegen der gegenüber der Sonde 3 um 900 gedrehten
Lage der Sonde 5 eine wesentliche Verschlechterung der Polarisationsentkopplung
auf.
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Für die oben angegebenen Frequenzbereiche weist der engere zweite
Rechteckhohlleiterabschnitt 4 eine Dimensionierung von a'-b'=87,4D79,8 mm auf. Der
Reflexionsabgleich für das obere Frequenzband ist wegen der frei wählbaren Einstellung
des Kurzschlußbleches 7 nicht kritisch. Die relativ kleine Reflexion der Querschnittssprungstelle
vom zweiten Rechteckhohlleiterabschnitt 4 auf den ersten Rechteckhohlleiterabschnitt
2 kann
wegen des verhältnismäßig geringen elektrischen Abstandes
der Sonde 5 vom Querschnittssprung zusammen mit der Sonde 5 angepaßt werden.
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Der Ubergang von dem ersten Rechteckhohlleiterabschnltt 2 auf den
am antennenseitigen Weichenzugang vorgesehenen Rwldhsohlleiter 1 erfolgt zur Einsparung
von Baulänge sprunghaft. Der damit verbundene, kleine Leitungswellenwiderstandssprung
und die resultierende ebenfalls kleine Streureaktanz an der SDrungstelle werden
zusammen mit den Sonden 3, 5 durch optimale Gespaltung der Innenleiter gemeinsam
kompensiert. Dies ist aus Gründen der relativ geringen elektrischen Abstände der
Sonden vom Querschnittssprung für die vorgesehenen Frequenzbänder realisierbar.
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4 Patentansprüche 3 Figuren
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