DE2613592B2

DE2613592B2 - Breitbandige Polarisationsweiche

Info

Publication number: DE2613592B2
Application number: DE19762613592
Authority: DE
Inventors: Eberhard Dipl.-Ing. 8000 Muenchen Schuegraf
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1976-03-30
Filing date: 1976-03-30
Publication date: 1978-05-03
Also published as: DE2613592A1; DE2613592C3

Description

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Die Erfindung betrifft eine breitbandige Polarisationsweiche in Hohlleiterbauweise mit orthogonaler Sondeneinkopplung durch zwei zueinander rechtwinklig in den Hohlleiter mündende, kapazitiv wirkende t>o stiftförmige Sonden, die in axialer Richtung des Hohlleiters gegeneinander versetzt angeordnet sind.

Bei Polarisationsweichen wird ein besonders einfacher Aufbau dann erreicht, wenn es möglich ist, die beiden in ihr auftretenden Polarisationen mit je einer im Hohlleiterquerschnitt verlaufenden, kapazitiv wirkenden, stiftförmigen Sonde anzuregen. Diese Art des Aufbaues ist jedoch nur dann möglich, wenn das von dieser Sonde durch die auftretenden elektrischen Längsfeldkomponenten angeregte Störfeld im Bereich der Nutzfrequenz durch entsprechend hohe aperiodische Dämpfung im gemeinsamen Hohlleiter an der Ausbreitung gehindert werden kann; denn solche Störwellen verformen das Strahlungsdiagramm der Antenne um so mehr, je stärker sie im Vergleich zur Nutzwelle sind und verhindern somit z. ß. die erstrebte scharf gebündelte Energieabstrahlung.

Da bei einem üblichen Aufbau einer Polarisationsweiche als Rundhohlleiter das dort auftretende £oi-Störfeld nur innerhalb seines theoretischen Eindeutigkeitsbereiches, also zwischen der Grenzfrequenz 4eoi der fi)i-WeIle und der Grenzfrequenz 4hm des Wn-Nutzwellentyps unterdrückt werden kann, ist die maximal nutzbare Bandbreite durch den Abstand dieser beiden Grenzfrequenzen festgelegt.

Für einen Rundhohlieiter mit einem theoretischen Eindeutigkeitsbereich von

/*£oi :4h 11 = 1,30

ergibt sich somit eine theoretische Höchstbandbreite ftj-.fu von 1,30, wobei /0 die Obergrenze und F₁₁ die Untergrense des zu übertragenden Frequenzbandes ist. Beim praktischen Betrieb ist die ausnutzbare Bandbreite jedoch geringer, da zusätzliche Mindestabstände zwischen der Untergrenze f_u des Obertragungsbandes und der Grenzfrequenz 4h 11 der Wii-Nutzwelle einerseits und zwischen der Obergrenze k des Übertragungsbandes und der Grenzfrequenz FkEm der £öi-Störwelle andererseits eingehalten werden müssen, um eine ausreichende £öi-Unterdrückung, insbesondere an der Obergrenze des Übertragungsbandes, zu gewährleisten.

In der Fig. 1 ist das elektrische Feld einer zur Anregung gebräuchlichen kapazitiven, stiftförmigen Sonde S in einem Rundhohlleiterquerschnitt des Durchmessers D dargestellt. Es ist dort die in axialer Richtung des Hohlleiters auftretende unerwünschte elektrische Feldkomponente mit E₂ bezeichnet.

In den F i g. 2a bis 2c sind die Lagen der Grenzfrequenzen von verschiedenen Hohlleiterquerschnitten neben einem erwünschten Betriebsfrequenzbereich dargestellt.

In der F i g. 2a sind die oben erläuterten Grenzfrequenzen fkHu und 4foi für einen Rundhohlleiter dargestellt, sowie als Beispiel die Frequenzen f_u und /0 eines zu übertragenden Frequenzbandes der relativen Breite /J>: /„=126. Die durch den Eindeutigkeitsbereich gegebene theoretische Bandbreite von 1,30 des Rundhohlleiters reicht für die zu übertragende Bandbreite von 1,26 jedoch nicht aus, da die Abstände zwischen den Frequenzen /„und 4h 11 sowie zwischen /0 und fkEo\ nur jeweils zirka 2% betragen. Bei diesem Abstand der höchsten Betriebsfrequenz k zur Grenzfrequenz 4eoi der Em -Störwelle erhält man aus der aperiodischen Dämpfung a eines Hohlleiters der Länge /

2π\

mit einer Grenzwellenlänge A^₁= 1,31 D im Falle des £öi-Feldes im Rundhohlleiter des Durchmessers D für die ungünstigste höchste Betriebsfrequenz F₀ nur noch die 0,2fache fiji-Unterdrückung gegenüber dem Wert

a_apn = 2 .τ lß_ks
bei sehr niedriger Frequenz. Für die zu übertragende

Bandbreite müßte deshalb eine als Rundhohlleiter ausgeführte Polarisationsweiche zur Gewährleistung einer ausreichenden /^-Unterdrückung sehr lang gemacht werden. Zur Unterdrückung des Ear bzw. £i ι -Störwellentyps in Frequenzbereichen, die breiter sind als der Eindeutigkeitsbereich einer Rundhohlleiters, sind jedoch aufwendige Gegentaktanregungen, wie sie beispielsweise in der deutschen Patentschrift U 83 561 beschrieben sind, erforderlich.

Im Quadrathohlleiter wird von der Sonde nach F i g. 1 ι ο als stärkster Störfeldtyp das E_n-FeId mit einer Grenzwellenlänge von

angeregt, wobei a die Seitenlänge des Hohlleiters ist. Für den Fall einer /iio-Nutzwelle beträgt für den Quadrathohlleiter der theoretische Eindeutigkeitsbereich

fet] -fkH 1

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Bei einem Nutzfrequenzbereich der relativen Breite 1,26 ergibt sich damit ein Frequenzabstand zu den Grenzfrequenzen fe 10 und few von je 6%, wie dies in der Fig.2b schematisch dargestellt ist, und nach (1) für die ungünstigste höchste Betriebsfrequenz f₀ eine 0,342fache /jn-Unterdrückung gegenüber dem Niederfrequenzwert a_apn. Es kann also bei der Verwendung eines Quadrathohlleiters als Polarisationsweiche gegenüber einem Rundhohlleiter bereits eine Verringerung der Baulänge erreicht werden. jo

In vielen Anwendungsbereichen, wie beispielsweise in der Richtfunk- und insbesondere in der Satellitentechnik, wird jedoch die Einsatzmöglichkeit solcher Polarisationsweichen angestrebt, die bei geringer Baulänge breiter werdende Frequenzbänder — und im Satellitenfunk zwei relativ weit voneinander entfernte Frequenzbereiche — bewältigen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, insbesondere für den Betrieb mit orthogonalen Moden unterschiedlicher Frequenzen, eine Polarisationsweiche einfacher Bauart anzugeben, deren Eindeutigkeitsbereich gegenüber den bekannten Ausführungsformen als Rund- bzw. Quadrathohlleiter vergrößert und deren Baulänge dadurch weiter verringert ist.

Ausgehend von einer breitbandigen Polarisationsweiehe in Hohlleiterbauweise mit orthogonaler Sondeneinkopplung durch zwei zueinander rechtwinklig in den Hohlleiter mündende, kapazitiv wirkende stiftförmige Sonden, die in axialer Richtung des Hohlleiters gegeneinander versetzt angeordnet sind, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Hohlleiter einen Rechteckquerschnitt aufweist und daß dessen Querschnittsabmessungen so gewählt sind, daß die sich ergebende Grenzfrequenz fen für einen mitangeregten ersten Störwellentyp Eu höher ist als die höchste zu übertragende Frequenz /0 einer Nutzwelle und gleichzeitig die sich ergebende Grenzfrequenz für die Nutzwelle tiefer ist als die tiefste zu übertragende Frequenz /ader Nutzwelle.

Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß die ω E₁ 1 -Grenzwellenlänge X_kEu eines Rechteckhohlleiters mit den Seitenlängen a und b entsprechend der Beziehung

2 ab

von den beiden Seitenlängen s und b abhängt, während seine //lo-Grenzwellenlänge nur von der einen Seitenlänge a abhängt, die senkrecht auf den elektrischen Feldlinien dieser f/10-Welle steht Da im allgemeinen eine der beiden Polarisationen nur im höheren Frequenzbereich zu übertragen ist, kann die für die Woi-Grenzwellenlänge dieser Polarisation maßgebende Seite b des gemeinsamen Hohlleiters schmaler gemacht werden als die für die Grenzwellenlänge der dazu orthogonalen Polarisation maßgebendt Breitseite a. Auf diese Weise kann der Eindeutigkeitsbereich des gemeinsamen Hohlleiters mit nunmehr rechteckigem Querschnitt für diejenige Polarisation, deren £-Feld parallel zur schmaleren Rechteckseite b ausgerichtet ist, erheblich erweitert werden, und zwar so weit, bis die //01 -Grenzfrequenz der orthogonalen Polarisation der Untergrenze des höheren Frequenzbereiches zu nahe rückt.

Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung ist, daß die einfache Einzelsondenkopplung zur eindeutigen Anregung der magnetischen Grundwelle auch für Frequenzbereiche verwendbar bleibt, die breiter sind als der Eindeutigkeitsbereich eines Rund- bzw. Quadrathohlleiters.

In der Fig.2c sind die Grenzfrequenzen 4« 10 und fkEu für einen Rechteckhohlleiter der Seitenlangen a und b dargestellt, wobei die Ε-Feldlinien parallel zur schmäleren Seite b verlaufen. Deutlich zu erkennen ist der vergrößerte Eindeutigkeitsbereich neben dem zwischen den Frequenzen f„ und /0 liegenden zu übertragenden Nutzfrequenzband.

Eine insbesondere für Satellitenanwendungen vorteilhafte Weiterbildung der erfindungsgemäßen Polarisationsweiche für den Betrieb mittels eines Empfangsfrequenzbandes und eines oberhalb des Empfangsfrequenzbandes gelegenen Sendefrequenzbandes, dessen Hauptkomponente in seiner Polarisationsebene mit der Polarisationsebene des Empfangsfrequenzbandes übereinstimmt, ergibt sich dadurch, daß wenigstens zwei Rechteckhohlleiterabschnitte unterschiedlicher Querschnittsabmessungen vorgesehen und über einen Rundhohlleiter mit einer Antenne verbunden sind, daß als gemeinsamer Weichenzugang für das Empfangsfrequenzband und die Hauptkomponente des Sendefrequenzbandes eine erste, an der-breiteren Seitenfläche des ersten antennenseitigen Hohlleiterabschnittes angeordnete Sonde vorgesehen ist, daß an der breiten Seitenfläche des ersten Hohlleiterabschnittes sich eine schmale Seitenfläche des zweiten, einen geringeren Querschnitt aufweisenden Hohlleiterabschnittes anschließt und daß als Weichenzugang für eine senkrecht zur Hauptkomponente polarisierte Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes eine weitere Sonde an der breiten Seitenfläche des zweiten Hohlleite/abschnittes vorgesehen ist.

Diese Anordnung ermöglicht eine Drehung der Polarisationsebene des im allgemeinen oben liegenden Sendefrequenzbandes mit der höchsten Frequenz /0 und damit das Ausgleichen von durch die Ionosphäre verursachten Faraday-Drehungen der Polarisation des Sendefrequenzbandes.

Nachstehend wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispieles noch näher erläutert.

Es zeigt in der Zeichnung

F i g. 1 das bereits erläuterte elektrische Feld einer kapazitiven stiftförmigen Sonde in einem Rundhohlleiterquerschnitt,

F i g. 2a den Eindeutigkeitsbereich eines Rundhohlleiters zusammen mit einem zu übertragenden Betriebsfre-

quenzbereich, wie bereits erläutert,

F i g. 2b eine Darstellung entsprechend F i g. 2a für einen Quadrahthohlleiter, wie bereits erläutert,

Fig.2c eine Darstellung entsprechend Fig.2a für einen Rechteckhohlleiter, wie bereits erläutert,

F i g. 3 den Aufbau einer erfindungsgemäßen Polarisationsweiche.

In der Fig.3 ist eine erfindungsgemäße Polarisationsweiche für zwei Frequenzbänder dargestellt, die am oberen bzw. unteren Rand eines Frequenzbereiches mit der relativen Breite fo:f_u=i,2& liegen. Der gemeinsame antennenseitige Zugang der Polarisationsweiche ist ein Rundhohlleiter 1. Die Polarisationsweiche soll mit einem Empfangsfrequenzband von 1,67 GHz bis 1,70 GHz und einem Sendefrequenzband von 2,101 GHz bis 2,105 GHz betrieben werden, wobei die Polarisationsebene der Hauptkomponente des Sendefrequenzbandes mit der Polarisationsebene des Empfangsfrequenzbandes übereinstimmen soll. Durch eine senkrecht zur Hauptkomponente polarisierte Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes soll innerhalb gewisser Grenzen eine Drehung der Polarisationsebene des Sendefrequenzbandes ermöglicht sein.

An dem gemeinsamen Rundhohlleiter 1 schließt sich ein erster Rechteckhohlleiterabschnitt 2 an, der als gemeinsamen Weichenzugang für das Empfangsfrequenzband und die Hauptkomponente des Sendefrequenzbandes an seiner breiten Seitenfläche eine erste rechtwinklig in den Hohlleiter mündende, kapazitiv wirkende stiftförmige Sonde 3 aufweist. Die Länge des ersten Rechteckhohlleiterabschnittes 2 ist nach (¹) so bemessen, daß das von der Sonde 3 angeregte £n-Störfeld im geforderten Ausmaß unterdrückt wird. An den ersten Hohlleiterabschnitt 2 schließt sich ein zweiter, einen geringeren Querschnitt aufweisender Rechteckhohlleiterabschnitt 4 in der Weise an, daß die breite Seitenfläche des ersten Hohlleiterabschnittes 2 parallel ausgerichtet ist zur schmalen Seitenfläche des zweiten Hohlleiterabschnittes 4. Die breitere Seite des zweiten Hohlleiterabschnittes 4 ist als Weichenzugang für die Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes mit einer weiteren kapazitiv wirkenden stiftförmigen Sonde 5 versehen. Durch entsprechende Einspeisung dieser senkrecht zur Hauptkomponente des Sendefrequenzbandes polarisierten Nebenkomponente kann die resultierende Sendepolarisation gedreht werden.

Für die zu übertragenden Frequenzbereiche ergeben sich als optimale Dimensionierungen für den gemeinsamen ersten Rechteckhohlleiterabschnitt 2 Seitenlängen von etwa a ■ 6=96 · 88 mm. Die niedrigere //io-Grenzfrequenz dieses Hohlleiterabschnittes liegt dann bei fkii ίο= 1,562 GHz und somit nach F i g. 2c um etwa 6,9% unter der untersten Betriebsfrequenz /)* Die Grenzfrequenz des ersten Störwellentyps Eu beträgt /ie ι j = 2,31 GHz; der Eindeutigkeitsbereich für eine Polarisation, deren E-FeId parallel zur schmaleren Seite b verläuft, ist damit

fkE\\ '· 4hio=1<48.

Dies ergibt entsprechend F i g. 2c bei der relativen Breite des Gesamtfrequenzbereiches von 1,26 und einem Abstand von 6,9% zwischen f„ und fkn io einen für die Ei !-Unterdrückung maßgebenden Abstand der obersten Nutzfrequenz fa zur En-Grenzfrequenz von 9,9%. Der Wert der Ei !-Unterdrückung dieses Rechteckhohlleiterabschnittes ergibt sich damit bei der ungünstigsten höchsten Nutzfrequenz /ό aus (1) als der 0,412fache Niederfrequenzwert a_apn und liegt somii 2,06mal höher als der entsprechende Wert für einer Rundhohlleiter. Für eine bestimmte geforderte £Ί!-Unterdrückung kann dieser Rechteckhohlleiterabschnit! demnach um den Faktor 1/2,06 kürzer gemacht werder als ein entsprechender Rundhohlleiterabschnitt. Eine beispielsweise geforderte E\!-Unterdrückung von 30 dE ergibt sich mit dem oben angegebenen Rechteckhohl leiterquerschnitt schon bei einer Länge von 173 mm.

Die höhere Hm-Grenzfrequenz des ersten Rechteckhohlleiterabschnittes 2 für die orthogonal polarisierte und im oberen Frequenzband ab 2,101 GHz zt übertragende Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes, deren Ε-Feldlinien parallel zur breiteren Seite ί verlaufen, beträgt bei den gewählten Abmessunger zirka 1,708 GHz und hat damit einen ausreichender Abstand zur unteren Frequenzgrenze des oberer Frequenzbandes.

Die E\ ,-Unterdrückung der Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes ist um den Anteil der aperiodischen Dämpfung des abgestuften Hohlleiterabschnitte! 4 zwischen der ersten Sonde 3 und der zweiten Sonde 5 sowie um die £Ί!-unterdrückende Wirkung des Kurzschlußbleches 7 höher als die E\!-Unterdrückung dei durch die Sonde 3 eingekoppelten Hauptkomponente des Sendefrequenzbandes.

Wegen des geringen Abstandes der tiefsten Betriebs frequenz f„ zur Nutzwellengrenzfrequenz /iwio tritt eir starker Frequenzgang des Reflexionsfaktors einei einfachen, unkompensierten Sonde auf.

Zur Kompensation dieses Frequenzganges dient eir der unkompensierten Sonde nachgeschalteter Serienre sonanzkreis 6. Durch einen solchen empirisch dimensionierten Serienresonanzkreis und eine optimale Einstellung eines hinter der Sonde 3 erforderlichen Kurzschlusses kann für beide Frequenzbänder ein Reflexionsfaktoi r< 2,5% erzielt werden. Dieser Kurzschluß kann durch ein im Bereich des Querschnittssprunges zwischen den" ersten und zweiten Hohlleiterabschnitt parallel zui ersten Sonde 3 in axialer Richtung verlaufendes Kurzschlußblech 7 erzeugt werden. Beim Nichtvorhan densein eines solchen Kurzschlußbleches 7 tritt weger der gegenüber der Sonde 3 um 90° gedrehten Lage dei Sonde 5 eine wesentliche Verschlechterung dei Polarisationsentkopplung auf.

Für die oben angegebenen Frequenzbereiche weist der engere zweite Rechteckhohlleiterabschnitt 4 eine Dimensionierung von a' ■ £'=87,4 · 79,8 mm auf. Dei Reflexionsabgleich für das obere Frequenzband isi wegen der frei wählbaren Einstellung des Kurzschluß bleches 7 nicht kritisch. Die relativ kleine Reflexion dei Querschnittssprungstelle vom zweiten Rechteckhohl leiterabschnitt 4 auf den ersten Rechteckhohlleiterab schnitt 2 kann wegen des verhältnismäßig geringer elektrischen Abstandes der Sonde 5 vom Querschnitts sprung zusammen mit der Sonde 5 angepaßt werden.

Der Übergang von dem ersten Rechteckhohlleiterab schnitt 2 auf den am antennenseitigen Weichenzuganj vorgesehenen Rundhohlleiter 1 erfolgt zur Einsparung von Baulänge sprunghaft. Der damit verbundene kleine Leitungswellenwiderstandssprung und die resultieren de, ebenfalls kleine Streureaktanz an der Sprungstelk werden zusammen mit den Sonden 3,5 durch optimale Gestaltung der Innenleiter gemeinsam kompensiert

b5 Dies ist aus GrUnden der relativ geringen elektrischer Abstände der Sonden vom Querschnittssprung für di( vorgesehenen Frequenzbänder realisierbar.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Breitbandige Polarisationsweiche in Hohlleiterbauweise mit orthogonaler Sondeneinkopplung durch zwei zueinander rechtwinklig in den Hohlleiter mündende, kapazitiv wirkende stiftförmige Sonden, die in axialer Richtung des Hohlleiters gegeneinander versetzt angeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Hohlleiter einen Rechteckquerschnitt aufweist und daß dessen Querschnittsabmessungen so gewählt sind, daß die sich ergebende Grenzfrequenz FkE u für einen mitangei egten ersten Störwellentyp E\ \ höher ist als die höchste zu übertragende Frequenz Fo einer Nutzwelle und gleichzeitig die sich ergebende Grenzfrequenz für die Nutzwelle tiefer ist als die tiefste zu übertragende Frequenz /„der .Nutzwelle.

2. Breitbandige Polarisationsweiche nach Anspruch 1, insbesondere für den Betrieb mittels eines Empfangsfrequenzbandes und eines oberhalb des Empfangsfrequenzbandes gelegenen Sendefrequenzbandes, dessen Hauptkomponente in seiner Polarisationsebene mit der Polarisationsebene des Empfangsfrequenzbandes übereinstimmt, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens zwei Rechteckhohlleiterabschnitte (2, 4) unterschiedlicher Querschnittsabmessungen vorgeüehen und über einen Rundhohlleiter (1) mit einer Antenne verbunden sind, daß als gemeinsamer Weichenzugang für das jo Empfangsfrequenzband und die Hauptkomponente des Sendefrequenzbandes eine erste, an der breiteren Seitenfläche des ersten antennenseitigen Hohlleiterabschnittes (2) angeordnete Sonde (3) vorgesehen ist, daß an die breite Seitenfläche des j5 ersten Hohlleiterabschnittes sich eine schmale Seitenfläche des zweiten, einen geringeren Querschnitt aufweisenden Hohlleiterabschnittes (4) anschließt und daß als Weichenzugang für eine senkrecht zur Hauptkomponente polarisierte Nebenkomponente des Sendefrequenzbandes eine weitere Sonde (5) an der breiten Seitenfläche des zweiten Hohlleiterabschnittes vorgesehen ist

3. Polarisationsweiche nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der ersten Sonde (3) ein Serienresonanzkreis (6) nachgeschaltet ist.

4. Polarisationsweiche nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Bereich des Querschnittssprunges zwischen dem ersten und zweiten Hohlleiterabschnitt ein parallel zur ersten Sonde (3) in axialer Richtung verlaufendes Kurzschlußblech (7) vorgesehen ist.