DE2608599A1 - Schaltungsanordnung zur kompensation des durch kreuzpolarisation dual polarisierter wellen in einem mikrowellen-uebertragungssystem verursachten gegensprechens - Google Patents
Schaltungsanordnung zur kompensation des durch kreuzpolarisation dual polarisierter wellen in einem mikrowellen-uebertragungssystem verursachten gegensprechensInfo
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Description
Schaltungsanordnung zur Kompensation des durch Kreuzpolarisation dual
polarisierter «Teilen in einem Mikrowellen-Übertragungssystem
verursachten Gegensprechens.
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.
Mikrowellen-Übertragungssysteme, die mit dual polarisierten Wellen arbeiten, werden eingesetzt, um das jeweils zur
Verfügung stehende Frequenzspektrum möglichst gut zu nutzen. Dabei werden voneinander unabhängige Signale durch
Träger übertragen, die durch duale und orthogonal zueinander polarisierte Wellen mit derselben Frequenz im Mikrowellen-Bereich
gebildet werden (bei z.B„ linear polarisierten Wellen verwendet man die vertikal und die horizontal
polarisierten Wellen; bei z.B. zirkulär polarisierten Wellen verwendet man die im Uhrzeigersinn und die im Gegenuhrzeigersinn
drehenden, zirkulär polarisierten Wellen). Man erhält auf diese Weise praktisch eine Verdoppelung der
Bandbreite des zur Verfügung stehenden Frequenzbandes.
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Durch die Erfindung soll das Gegensprechen zwischen den beiden polarisierten Wellen beseitigt werden, d.h. der
Pegel der Gegensprechens zwischen beiden polarisierten Wellen minimalisiert werden. Für die Verschlechterung der
Trennung der polarisierten Wellen, d.h. für die Kreuzpolarisation, gibt es verschiedene Ursachen. Um lediglich
einige zu erwähnen, sei darauf hingewiesen, daß solche Verschlechterungen in der Speiseleitung (mit einem Reflektorsystem
für Sendung und Empfang der Antennen- und der Primärabstrahlung), sowie im Medium der Fortpflanzung der
Mikrowellen eintreten können.
Die im Fortpflanzungspfad induzierte Kreuzpolarisation ergibt sich hauptsächlich als Folge von Anormalitäten,
die durch Regen verursacht werden. Die dadurch im Medium der Fortpflanzung der Übertragung erzeugten Kreuzpolarisations-Komponenten
sind, da Regen ein natürliches Phänomen ist, im allgemeinen zeitabhängig. Die Möglichkeit der
Trennung der Kreuzpolarisation, die durch Regen verursacht wird, verschlechtert sich mit zunehmendem Regenfall; die
Wirkungen des R.egens nehmen auch mit zunehmender Frequenz zu. Die Ursache hierfür ist, daß die Regentropfen, die
einen Verlust in der durch das Medium der Fortpflanzung gebildeten Leitung darstellen, keine perfekt sphärische,
sondern ellipsoide Form haben. Liegen die elektrischen Felder der polarisierten Wellen also parallel zur Hauptbzw.
Nebenachse eines Regentropfens, so folgen daraus Unterschiede hinsichtlich der von einem Regentropfen verursachten
Dämpfung und Phasenverschiebung der beiden polarisierten Wellen. Der die Lage der Regentropfen im Raum
bestimmende Winkel ist nun in der Praxis nicht stets senkrecht; selbst wenn die vertikal und horizontal linear
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polarisierten Wellen zueinander perfekt orthogonal sind, ergibt sich also bei der Aussendung von einer Sendeantenne,
daß die einkommenden Polarisationen der Wellen nicht nur
infolge der erwähnten verschiedenen Dämpfung durch die Regentropfen nicht mehr orthogonal sind, sondern daß
infolge der verschiedenen Einflüsse auf die Phasenlage auch elliptisch polarisierte Wellen entstanden sind. Das
verursacht die Verschlechterung der Trennung hinsichtlich der Kreuzpolarisation. Dabei zeigen sowohl Versuch als auch
theoretische Analysen, daß die Phasenlaufeigenschaften von Regentropfen schädlicher als die Dämpfungseigenschaften
sind.
Zum Ausgleich der durch Regen verursachten Verschlechterung der Diskriminierung der Kreuzpolarisation sind folgende
Systeme bekannt geworden:
(1) T.S. Chu "Restoring of the Orthogonality of Two Polarization in Radio Communication Systems, I",
The Bell System Technical Journal, Bd. 50, No. 9, S. 3063-3069 (November 1971);
(2) T.S. Chu "Restoring of the Orthogonality of Two Polarization in Radio communication Systems, II"
The Bell System Technical Journal, Bd. 52, No. 3, S. 319-327 (März 1973);
(3) US-PS 3 735 266.
Die Verfahren bzw. Vorrichtungen gemäß den beiden erstgenannten Literaturstellen verwenden variable Phasenschieber
und variable Dämpfungsschaltungen, die über Drehverbindungen
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drehbar und in der Speiseleitung in der Antenne angeordnet
sind. Ergeben sich nun als Folge von Regen im Fortpflanzungspfad der fellen Kreuzpolarisations-Komponenten,
dann werden der variable Phasenschieber und der variable Dämpfer gedreht. Der betrag von Phasenverschiebung und
Dämpfung dieser Kompensationsmittel werden derart gesteuert, daß die örthogonalität zwischen den polarisierten Wellen
verbessert wird und die Verschlechterung der Diskriminierung der Kreuzpolarisation kompensiert wird, so daß auf diese
Weise vollkommen orthogonal linear polarisierte Wellen entstehen. Ferner wird in einem Polarisations-Konverter ( A TT )
die Ebene der dual orthogonalen Polarisationen geändert, so daß mit Hilfe eines Orthomode-Wandlers die dual orthogonal
polarisierten Wellen isoliert werden können. Diese Kompensation ist bei Übertragungssystemen mit Zwischenstationen
auf Sichtverbindung wirksam verwendbar. Bei
einer Antenne einer Bodenstation eines SatelIiten-Übertragungssystems,
das mit hohem Wirkungsgrad und nur geringem Rauschen arbeiten muß, hat diese Art der Kompensation
Nachteile, die darin bestehen, daß nicht nur der Wirkungsgrad der Antenne verschlechtert, sondern auch die Rauschtemperatur
erhöht wird. Dies ergibt sich aus der Anordnung der variablen Dämpfungsschaltung in der Speiseleitung.
Daraus wiederum folgt eine Verschlechterung der Übertragungsqualität.
Die Kompensation nach der oben unter (3) erwähnten Literraturstelle
beruht darauf, daß die Kompensation nicht im Antennenspeisekreis, sondern in den letzteren Stufen des
Vorverstärkers (31, 32) erfolgt. Obwohl diese Kompensation die genannten Nachteile der anderen bekannten Verfahren
nicht aufweist, hat sie immer noch den Nachteil, daß die Verbesserung der Kreuzpolarisation sehr stark von der
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Amplituden/Frequenz- und der Phasen/Frequenz-Charakteristik der Vorverstärker abhängt, da das Gegensprechen, das aus
den differentiellen Phaseneigenschaften des Regens herrührt, welches wiederum den dominierenden Faktor bei der Verschlechterung
der Xreuzpolarisation darstellt, in den letzteren Stufen der Vorverstärker kompensiert wird.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art zu schaffen, die die Nachteile dieser Systeme des Standes der Technik nicht aufweist,
d.h. die die Verschlechterung der Trennung dieser Kreuzpolarisation bei den beiden polarisierten Wellen, wie
sie durch Regen verursacht wird, ohne Beeinträchtigung von Wirkungsgrad und Rauschcharakteristik und ohne eine negative
Beeinflussung durch die Dämpfung/Frequenz- und Phasen/
Frequenz-Kennlinien der Vorverstärker kompensiert.
Ausführungsbeispiele der Erfindung und ihrer vorteilhaften Weiterbildungen werden im folgenden anhand der beigefügten
Zeichnungen beschrieben. Es stellen dar:
Figur 1 ein schematisches Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels;
Figuren 2 und 5 schematische Darstellungen verschiedener
Zustände der Polarisation bei linear polarisierten bzw. zirkulär polarisierten
Wellen (Fig. 3);
Figur 4 eine schematische Darstellung eines Übertragungspfades mit dual polarisierten Wellen;
Figur 5 ein Blockschaltbild der Steuerschaltung 21 in Fig. 1;
609837/0771 " 6 "
Figur 6 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
;
Figur 7 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels .
Figur 1 zeigt eine auf eine Empfangsantenne ausgerichtete
Sendeantenne 10. Auf sie folgt ein 180 -Phasenschieber 12, der in der Speiseleitung in der Kmpfangsantenne 11 angeordnet
und mit Hilfe einer Drehverbindung drehbar angeschlossen ist; darauf folgt ein 90°-Phasenschieber 13, der
ebenfalls mit Hilfe einer Drehverbindung drehbar angeschlossen ist. Darauf folgt der Wandler 14, der die beiden
zueinander orthogonalen polarisierten Schwingungen voneinander isoliert (im folgenden: Orthomode-Wandler). Die
durch die polarisierten Schwingungen an den entsprechenden Ausgängen des Orthomode-Wandlers 14 erzeugten Signale werden
in Vorverstärkern 15 bzw. 16 verstärkt und gelangen dann
an die Eingangsklemmen der Kompensationsschaltung 17. Die Kompensationsschaltung 17 enthält zumindest die vier
Gabelschaltungen 18, 18f, 19, 19', die variablen Dämpfungsschaltungen 22 und 23, sowie die variablen Phasenschieber
24 und 25. Die Signale von den Ausgängen der Kompensationsschaltungen gelangen an die Gabelschaltungen 20 und 20'.
Je einer der Ausgänge dieser Gabelschaltungen gelangt an die
Steuerschaltung 21. Die anderen Ausgänge stehen an den Ausgangsklemmen 26 bzw. 27 zur Verfügung.
Im folgenden wird die Funktionsweise unter Bezugnahme auf die Vektordiagramme nach Fig. 2 erläutert.
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Es sei angenommen, daß zwei orthogonale linear polarisierte
Wellen von der Sendeantenne 10 ausgesendet werden und sich durch ein Übertragungsmedium hindurch fortpflanzen. Die
Orthogonalität der beiden polarisierten Wellen zueinander kann jedoch wegen der differentiellen Dämpfung durch
Regentropfen nicht bestehen bleiben; ferner werden die zunächst linear polarisierten Wellen als Folge der differentiellen
Veränderungen der Phasenlage durch die Regentropfen in elliptisch polarisierte Wellen umgewandelt.
Die Empfangsantenne 11 empfängt daher eine elliptisch polarisierte Welle 28, die, bei (I) in Fig. 2 (a) dargestellt,
im Uhrzeigersinn rotiert, sowie ferner eine ebenfalls elliptisch polarisierte Welle 29, die, bei (II) in Fig. 2 (a)
dargestellt, im Gegenuhrzeigersinn rotiert. Die Lage der Koordinatenachsen X und Y entspricht der orthogonal polarisierter
Wellen an den Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14; die Lage der Achsen X1 und Y1 entspricht der Lage der
Hauptachsen der ankommenden elliptisch polarisierten Wellen 28 und 29·, wobei der Winkel zwischen ihnen nicht
stets gleich 90° ist. Gelangen die beiden im Uhrzeigersinn bzw. im Gegenuhrzeigersinn rotierenden elliptisch polarisierten
Wellen (I) und (II), die in Fig. 2 (a) dargestellt sind, an den drehbaren 180 -Phasenschieber 12, so werden
sie dabei einer Koordinatenumwandlung auf der X-Y-Ebene unterworfen. Der Winkel zwischen den Hauptachsen und das
Achsenverhältnis der elliptisch polarisierten Wellen bleiben dabei unverändert; die Hauptachsen rotieren jedoch und die
Richtung der Drehung der Polarisation wird umgekehrt; die bei (I) dargestellte polarisierte Welle 30 ist nun eine
im Gegenuhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte Welle, und die bei (II) dargestellte polarisierte Welle 31
ist nun eine im Uhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte Welle, wie in Fig. 2 (a) dargestellt. Beide ge-
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langen nun an den drehbaren 9O°-Phasenschieber 13. Dabei ist
in diesem Falle die voreilende Ebene der 18O°-Phasenverschiebung des 18O°-Phasenschiebers auf die ΊΓ -Achse 32
eingestellt.
Bezüglich der elliptisch polarisierten Wellen, die einer Koordinatenumwandlung unterworfen wurden und die bei (I) bzw.
(II) dargestellt sind, folgt: Ist die vorauseilende Ebene der 9O°-Phasenverschiebung des drehbaren 90°-Phasenschiebers
auf einen willkürlichen Winkel gegenüber der X-Achse eingestellt, \tfie bei 33 in Fig. 2 (b) gezeigt, dann ergibt sich für
die einkommenden elliptisch polarisierten Wellen eine Umwandlung hinsichtlich der Polarisierung. An die Eingangsklemme
des Orthomode-Wandlers 14 gelangen elliptisch polarisierte
Wellen 35 und 36, deren Hauptachsen, wie Fig. 2 (c) zeigt, zueinander schräg geneigt sind. Allgemein haben nun die
elliptisch polarisierten Wellen 35 bzw. 36 ungleiche Kreuzpolarisations-Komponenten,
die hinsichtlich ihrer Größe nicht minimalisiert sind. Werden nun der drehbare 18O°-Phasenschieber
12 und der 9O°-Phasenschieber 13 entsprechend gesteuert und eingestellt, so kann die Umwandlung hinsichtlich der Polarisation
derart erfolgen, daß dabei das Polarisations-Achsenverhältnis im wesentlichen beibehalten wird, die eingehenden
elliptisch polarisierten Wellen jedoch durch die einstellbare Steuerung des Winkels zwischen der voreilenden Ebene 3 3 der
90°-Phasenverschiebung des drehbaren 90°-Phasenschiebers 13 und
der X-Axhse depolarisiert werden. Das bedeutet die Gleichstellung des Winkels zwischen der Hauptachse X1 der bei (I)
in Fig. 2 (d) dargestellten elliptisch polarisierten Welle 30 und der voreilenden Ebene 33 der 90°-Phasenverschiebung im
drehbaren 90°-Phasenschieber mit dem Winkel zwischen der
Hauptachse Y1 der bei (II) dargestellten elliptisch polarisierten
Welle 31 und der O°-Ebene 34 des 90°-Phasenschiebers. Das an
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die Eingangskieramen des Orthomode-Wandlers 14 gelangende Signal besteht nun also aus den zueinander schräg gekreuzten elliptisch
polarisierten Wellen 35 und 36 nach Fig 2 (c). Die Kreuzpolarisations-Komponenten
dieser polarisierten Wellen werden durch das dargestellte Verfahren einander gleich. Dies ist die
optimale Bedingung zur Minimalisierung des Kreuzpolarisations-Verhaltens. In diesem sind der Winkel zwischen der Hauptachse
der elliptisch polarisierten Welle 35 und der X-Achse in Fig. 2 (c) und der Winkel zwischen der Hauptachse der elliptisch
polarisierten Welle 36 und der Y-Achse einander gleich. ;Vie diese Erläuterung der Funktion ergibt, kompensieren der drehbare
18O°-Phasenschieber 12 und der drehbare 9O°-Phasenschieber 13
zumindest die Verschlechterung der Trennung der Kreuzpolarisation, die durch die differentielle Phasenverschiebung der Regentropfeh
entsteht. Die oben gegebene Beschreibung ging dabei vom statischen Zustand aus; verändert sich der Regenfall in
Abhängigkeit von der Zeit, so muß man den 18O°-Phasenschieber und den 9O°-Phasenschieber derart antreiben bzw. steuern, daß
sich eine Minimalisierung und ein Ausgleich der Größe der Kreuzpolarisations-Komponenten an den Ausgangsklemmen des
Orthomode-Wandlers 14 ergibt. Dies kann mit einer automatischen Antriebssteuerung erfolgen.
Die Funktionsweise des 18O°-Phasenschiebers 12 und des 90 Phasenschiebers
und die Kompensation der willkürlich polarisierten Wellen wird im folgenden beschrieben. Dabei ist auf
die Signale an den beiden Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers
14 und die Ableitung der Steuersignale davon einzugehen.
Fig. 4 zeigt einen Übertragungspfad in einem bestimmten Raum, in dem sich die Mikrowellen fortpflanzen, sowie ferner die
Sende-, die Empfangsantenne und die Polarisationen. In einem derartigen Übertragungssystem ist ein Pilotsignal oder mehrere
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Pilotsignale mit verschiedenen Frequenzen jeder Polarisation zugeordnet. Sie werden durch die beiden polarisierten Wellen
E,Q und E2„ als Träger im selben Frequenzband übertragen. Das
durch Regentropfen verursachte Gegensprechen auf der Empfängerseite kann man nun dadurch mildern, daß die beiden Pilotsignale
zunächst ermittelt und danach derart verarbeitet werden, daß davon Steuersignale abgeleitet werden, die drehbare
Phasenschieber steuern. Sendet die Sendeantenne 50 die beiden orthogonalen linearen polarisierten Wellen E10 und E20 aus,
dann sind in den Signalen Ey und E„ an den orthogonalen zugeordneten
Ausgangsklemmen der Empfangsantenne 51 unerwünschte
Gegensprechsignale zwischen den beiden orthogonalen Schwingungen vorhanden. Sie sind die Folge der differentiellen Phasenverschiebung
und der differentiellen Dämpfung, die sich für die Mikrowellen bei Regenfall ergeben. Dieser Zustand der Polarisation
kann allgemein durch die folgenden Gleichungen angegeben werden:
(D
A21El0
A22E2O
Diese Gleichungen kann man als Matrix folgendermaßen schreiben:
fA11 Α12Ί
A21 A22
ΓΕ
10
J20
(2)
Die Elemente dieser Matrix sind im allgemeinen komplexe Zahlen; A.... und A12 sind die Kopolarisations-Komponenten, A^2 und A2-,
die Kreuzpolarisations-Komponenten. Schreibt man die Matrix M derart um, daß die Amplitudenkomponenten und die Phasenkomponenten
getrennt werden, so folgt:
M *
l21e 21,
C3)
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- 11
(i, J
Dabei sind a. . und jo. .
Phasenkomponenten der Elemente der Matrix
1, 2) die Amplituden- und
Üa der Pegel
der Erzeugung der Kreuzpolarisation durch das Polarisationsverhältnis
dargestellt werden kann, kann man die Kreuzpolarisations-Komponenten
mit Hilfe einer AGC-Schaltung (automatische Verstärkungsregelung; AGC = automatic gain control) bei Verwendung
eines phasen-verriegelten Empfängers normalisieren. Man kann die Gleichung (3) wie folgt umwandeln:
M =
22
Il
(4)
Ist das System, wie später noch zu beschreiben, derart aufgebaut,
daß die in jeder übertragenen polarisierten Welle -E-J0, E20
enthaltenen Pilotsignale mit einem phasen-verriegelten Empfänger empfangen und dann in einer AGC-Schaltung normalisiert werden,
so kann man dann den 9O°-Phasenschieber 13 und den 180°- Phasenschieber 12 derart steuern, daß der Betrag der Kreuzpolarisation
unter folgenden Bedingungen minimalisiert werden kann:
a12 " a21
Ί1
(5)
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Die Zustände der beiden polarisierten Wellen an den Eingangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14 können dann in die
optimale Bedingung, die aus Fig. 2 (c) ersichtlich ist, gebracht werden. Die Terme (a-2/a2?^ e unc* ^a21^a11^
e^ stellen residuelle Gegensprechsignale nach der Kompensation
der durch Regen herbeigeführten differentiellen Phasenverschiebung
mit Hilfe des 90 -Phasenschiebers 13 und des 180 -Phasenschiebers 12 dar. Die residuellen Gegensprechsignale
sind hauptsächlich durch die durch Regen verursachte dif fe rent ie He Dämpfung bedingt.
Fig. 5 ist ein mehr ins einzelne gehendes Blockschaltbild der Steuerschaltung 21 in Fig. 1. Aus den Pilotsignalen
werden Signale zur Steuerung des oben erwähnten 90 Phasenschiebers 13 und 180°-Phasenschiebers 12, sowie zur
Steuerung der variablen Dämpfungsschaltungen 22 und 23 und
der variablen Phasenschieber 24 und 25 abgeleitet. Die Eingangsklemmen 1, 2 und die Aus gangsklemme 3 entsprechen
den mit denselben Bezugszeichen bezeichneten Klemmen in Fig. 1. Ferner weist die Steuerschaltung Midier 60 und 61
auf, die von einem örtlichen Oszillator 62 angesteuert werden. Die Signale an den Ausgängen der Mischer gelangen
an Filter 63 bzw. 64 und von dort an Zwischenverstärker 65 bis 68, in denen auch die AGC-Schaltungen enthalten sind;
deren Ausgänge schließlich gelangen an den Prozessor 69. Die an den Eingangsklemmen 1 und 2 anliegenden Signale
werden in den Mischern 60, 61 in Zwischenfrequenzsignale
E' und E'jT umgewandelt. Aus einem Zwischenf requenzs ignal
E'v werden im Filter 63 die Kopolarisations-Komponente eines
Pilotsignals mit der Frequenz f.. und die Kreuzpolarisations-Komponente
eines weiteren Pilotsignals mit der Frequenz f2
abgeleitet und an die Zwischenfrequenzverstärker 65 bzw. weitergegeben. Gleichermaßen wird aus dem anderen Zwischen-
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frequenzsignal E'„ im Filter 64 eine Kreuzpolarisations-Komponente
eines Pilotsignals mit der Frequenz f- und eine Kopolarisations-Komponente eines Pilotsignals mit der
Frequenz f~ abgeleitet und an die Zwischenfrequenzverstärker
07 bzw. 68 weitergegeben. Das Signal mit der Frequenz f,,
das die Kreuzpolarisations-Komponente darstellt, wird, wie in Gleichung (4) dargestellt, mit einer AGC-Schaltung im
Verstärker 67 normalisiert, und zwar gemäß dem der Kopolarisations-Komponente entsprechenden Signal vom Verstärker 65.
In gleicher Weise wird das Signal mit der Frequenz f2, das
die Kreuzpolarisations-Komponente darstellt, mit einer AGC-Schaltung im Verstärker 66 normalisiert, und zwar gemäß
dem der Kopolarisations-Komponente entsprechenden Signal vom Verstärker 68. So erhält man die Signale nach Gleichung
(4) als Ausgänge der Verstärker 65 bis 68. Diese gelangen dann an den Prozessor 69, in dem daraus die Signale zur
Steuerung des 9O°-Phasenschiebers 13, des 18O°-Phasenschiebers
12 und der Kompensationsschaltung 17 abgeleitet werden.
Im folgenden wird die Kompensation der erwähnten residuellen Kreuzpolarisations-Komponenten beschrieben. Die Komponente
in Richtung der X-Achse sei für die im Gegenuhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte Welle 35, die in Fig. 2(c)
mit (I) bezeichnet ist, E.c; die Komponente derselben
Welle in Richtung der Y-Achse sei Ey„; für die im Uhrzeigersinn
rotierende elliptisch polarisierte Welle 36, die bei (II) dargestellt ist, sei die Komponente in Richtung der
Y-Achse E2C; die Komponente derselben Welle in Richtung der
X-Achse sei Ε2χ. ^e Komponente des elektrischen Feldes an
der Ausgangsklemme des Orthomode-Wandlers 14, die einer in Richtung der X-Achse polarisierten Welle entspricht, ist
dann gleich der Summe von E..c und E2^. (E2x hat gegenüber
E..ρ die oben definierte Phasendifferenz jo). Die Komponente
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des elektrischen Feldes derjenigen Ausgangsklemme des
Orthomode-Wandlers 14, die einer in Richtung der Y-Achse polarisierten Welle entspricht, ist gleich der Summe von E2C
und E..„ (Efy hat gegenüber E«p die oben definierte Phasendifferenz
j6) . E1^. und E2-J, stellen jeweils die Größe der durch
Regen verursachten Kreuzpolarisation dar. Es handelt sich dabei um die residuellen Komponenten, die von den Unterschieden
in den relativen Verlusten bei Regen verursacht werden und noch vorhanden sind, nachdem die Kreuzpolarisation, die
hauptsächlich durch die vom Regen verursachte differentielle Phasenverschiebung hervorgerufen wird, mit Hilfe der erwähnten
drehbaren 180 - und 90°-Phasenschieber kompensiert worden ist.
Die erwähnten Komponenten 2-c, E2p, E^x und E2x können in den
X-Y-Koordinaten, wie in Fig. 2 (d) dargestellt werden. Sie werden wie folgt weiterbehandelt: Die Komponente (Elc + E2„)
des elektrischen Feldes, die an der der X-Achse zugeordneten Ausgangsklemme des Orthomode-Wandlers 14 auftritt bzw. festgestellt
wird und die Komponente (E2- + E..„) des elektrischen
Feldes, die an der der Y-Achse zugeordneten Ausgangsklemme
des Orthomode-Wandlers 14 auftritt bzw. festgestellt x^rird, werden nach Verstärkung in den Vorverstärkern 15 bzw. 16 den
beiden Eingangsklemmen der Kompensationsschaltung 17 zugeführt.
Die Kompensationsschaltung 17 kompensiert die oben erwähnten Gegensprech-Komponenten E^r und E2^.. Die Funktionsweise
ist im einzelnen folgende: Das im Vorverstärker 15 verstärkte Signal (E* ~ + E2„) gelangt an die Eingangs klemme der
Kompensationsschaltung 17 und wird dort in der Gabelschaltung 18 aufgeteilt. Ein abgezx^eigtes Signal wird durch die variable
Dämpfungsschaltung 22 und den variablen Phasenschieber 24,
durch die der Phasenwinkel /6 bestimmt wird, hindurchgeleitet und gelangt dann an die Gabelschaltung 19'. Das im Vorver-
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stärker 16 verstärkte Signal (E2C + Ειχ) gelangt über die
Gabelschaltung 18' an dieselbe Gabelschaltung 19'. Werden
diese beiden Signale der Gabelschaltung 19' zusammengefügt, nachdem die Phase und die Amplitude eines dieser Signale
in der variablen Dämpfungsschaltung 22 und in dem variablen
Phasenschieber 24 so gesteuert worden ist, daß das elektrische Feld E,„ der Kreuzpolarisations-Komponente durch ein
elektrisches Feld derselben Amplitude und entgegengesetzer Phase ausgeglichen worden ist, dann erhält man im Prinzip
ein elektrisches Feld, das proportional E-,-. ist und keine
Kreuzpolarisations-Komponente aufweist. Ein entsprechendes Signal ist an der Aus gangsklemme der Kompensationsschaltung
17 vorhanden. Ebenso ergibt sich bezüglich des im Vorverstärker 16 verstärkten Signals (E— + ^1x) nach Abzweigung
in der Gabelschaltung 18' und nach Führung durch die variable Dämpfungsschaltung 23 und den variablen Phasenschieber 25
und nach Zuleitung zur Gabelschaltung 19 folgendes: Ist die
Dämpfungsschaltung 23 und der Phasenschieber 25 so durch die Steuerung eingestellt, daß dieses Signal und das der
Gabelschaltung 19 direkt von der Gabelschaltung 18 zugeführte Signal dieselbe Amplitude und entgegengesetzte Phasenlage
in Bezug auf die Kreuzpolarisations-Komponente E2x aufweisen,
dann ergibt sich bei der Zusammenfügung, daß dann an der entsprechenden Ausgangsklemme der Kompensationsschaltung
17 eine Spannung auftritt, die proportional E^c ist
und keine Gegensprech-Komponente E2x enthält.
Wie bereits im Vorhergehenden unter Bezugnahme auf Fig. 5
beschrieben, dann die automatische Steuerung der veränderlichen Phasenschieber und der veränderlichen Dämpfungsschaltungen in der Kompensationsschaltung 17 dadurch erreicht
werden, daß in der Steuerschaltung 21 Signale abgeleitet werden, die der Information über die Phasendifferenz der
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Komponenten Π.. ^ und E2C des Kopolarisations-Signals und
der Komponenten E,,,. und E2^- des Kreuzpolarisations-Signals
entsprechen, sowie ferner der Information über das Verhältnis der elektrischen Felder des unerwünschten Signals und
des erwünschten Signals entsprechen und ferner der Information über die Phasenlage des unerwünschten Signals in Bezug auf
das erwünschte Signal entsprechen. Diese Signale steuern die variablen Phasenschieber 24, 25 bzw. die variablen
Dämpfungsschaltungen 22 und 23, an die sie rückgekoppelt werden.
Die oben gegebene Beschreibung gilt für linear polarisierte Wellen; für zirkulär polarisierte Wellen wird die Funktionsweise
im folgenden unter Bezugnahme auf die Vektor-Diagramme
für das elektrische Feld nach Fig. 3 und ferner unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild nach Fig. 1 erläutert.
Es sei angenommen, daß von der Sendeantenne 10 vollkommen zirkulär polarisierte, im Uhrzeigersinn drehende Wellen
abgestrahlt werden. Aus ihnen werden elliptisch polarisierte Wellen; ihre Orthogonalität wird durch die differentielle
Phasenverschiebung und die differentielle Dämpfung durch
Regen im Fortpflanzungspfad der Mikrowellen gestört. Man erhält an der Empfangs antenne 11 eine im Uhrzeigersinn
drehende elliptisch polarisierte Welle 37, wie sie in Fig. (a) bei (III) dargestellt ist, sowie ferner eine im Gegenuhrzeigersinn
drehende elliptisch polarisierte Welle 38, wie sie bei (IV) dargestellt ist. Die X'-Achse und die
Y'-Achse bezeichnen in dieser Figur die Hauptachsen der
eingehenden elliptisch polarisierten Wellen 37 und 38; der zwischen diesen Achsen bestehende Winkel ist wegen der
differentiellen Dämpfungseigenschaften des Regens im allgemeinen
nicht gleich 90°.
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.3-
Gelangen die eingehenden elliptisch polarisierten Wellen (III) und (IV) an den drehbaren 18O°-Phasenschieber,
dann wird der Drehsinn der Polarisation umgekehrt und es erfolgt eine Koordinaten-Konvertierung derart, daß das
Achsenverhältnis der beiden Polarisationen unverändert bleibt. Die bei (III) dargestellte polarisierte Welle
wird zu einer im Gegenuhrzeigersinn drehenden elliptisch polarisierten Welle und die bei (IV) dargestellte polarisierte
Welle wird zu einer im Uhrzeigersinn drehenden elliptisch polarisierten Welle. Diese beiden Wellen werden
von den Ausgangsklemmen des 18O°-Phasenschiebers 12 an den 9O°-Phasenschieber 13 geleitet. Dort wird die vorauseilende
Ebene der 18O°-Phasenverschiebung des 180°- Phasenschiebers auf die ~J[ -Achse 39 nach Fig. 3 (a) eingestellt.
Für die hinsichtlich ihrer Koordinaten transformierten elliptisch polarisierten fellen (III) und (IV)
gilt, daß, wenn die vorauseilende Ebene der 90°-Phasenverschiebung des 90°-Phasenschiebers auf 45° gegenüber der
X-Achse eingestellt wird, eine perfekt zirkulär polarisierte Welle empfangen werden würde. Aus den polarisierten Wellen,
die dieser Polarisations-Transformation unterworfen worden sind, werden elliptisch polarisierte Wellen mit geringen
Kreuzpolarisations-Komponenten und einem hohen Achsenverhältnis (Verhältnis von Hauptachse zu Nebenachse) für das
elektrische Feld. Dieser Zustand der Polarisation erfüllt jedoch noch nicht die Bedingungen für die Minimal isierung
der. Kreuzpolarisations-Komponenten der bei (III) und (IV) gezeigten polarisierten Wellen.
Weicht also die voreilende Ebene der 90°-Phasenverschiebung
von der oben erwähnten Einstellposition von 45° nach Fig. 3 (b) derart ab, daß sich eine Einstellung auf einen
bestimmten Winkel ergibt, der so gewählt ist, daß sich eine Polarisations-Transformation in die im wesentlichen gleichen
-IQ-
609837/0771
elliptisch polarisierten bellen als eingehende elliptisch
polarisierte Wellen ergibt, und werden ferner die erwähnten 180°-Puasenschieber 12 und der 9O°~Phasenschieber 13 so
gesteuert bzw. auf solche Winkel eingestellt, daß der V/inkel
zwischen der ilauptachse X1 der polarisierten »Zelle 41, die
bei (III) dargestellt ist, und der voreilenden Ebene 40 der 90°-Phasenverschiebung gleich dem ifinkel zwischen der
Hauptachse Y1 der polarisierten Welle 42, die bei (IV) dargestellt
ist, und der O°-Ebene 43 ist, dann kann man eine Kompensation der eingehenden polarisierten l/eilen und eine
Transformation bezüglich der Polarisation erzielen, die zumindest die Verschlechterungen der Kreuzpolarisation
kompensiert, die durch die differentielle Phasenverschiebung
durch Regentropfen verursacht worden ist. Die oben erwähnten Hinstellbedingungen für den 18O°-Phasenschieber 12 und den
90°-Phasenschieber 13 genügen der Bedingung zur Ilinimalisierung
der Kreuzpolarisations-Komponenten der entsprechenden polarisierten Wellen, so daß dann elliptisch polarisierte
Wellen 44 und 45 mit geringen Kreuzpolarisations-Komponenten, wie in Fig. 3 Cc) dargestellt, an die Eingangsklemme des
Orthomode-Wandlers 14 gelangen. Die darauffolgende Verarbeitung
der Signale ist dieselbe wie die, die oben für die linear polarisierten Wellen erläutert worden ist.
Bei der oben erläuterten Anordnung zur reduzierung des
Gegensprechens werden einfallende dual nicht-orthogonale Polarisationen mit unterschiedlichem Achsenverhältnis derart
depolarisiert, daß durch die Steuerung der 90°- und 180°- Phasenschieber im Einspeiseschaltkreis einer Antenne, nichtorthogonale Polarisationen mit demselben Achsenverhältnis
gewonnen werden, wobei der Phasenterm j6 nicht stets H /2 ist.
Mit der Schaltung nach Fig. 1 ist es ferner möglich, durch Einsetzen der Steuerung der 90°- und 180°-Phasenschieber
- 20 609837/0771
die einfallenden elliptisch polarisierten nicht-orthogonalen Wellen zu orthogonalisieren. Dann wird j6 gleich // /2; die
deploarisierten Achsenverhältnisse der beiden Polarisationen sind dann voneinander verschieden.
Durch die Erfindung ist gewährleistet, daß das Gegensprechen, das durch anormale Verhältnisse im Fortpflanzungspfad der
Mikrowellen verursacht wird, kompensiert wird. In der Praxis zeigen sowohl eine theoretische Analyse und auch experimentelle
Resultate, daß die durch Regentropfen bzw. Regen verursachte differentielle Phasenverschiebung für die
gegenseitige Interferenz, die zum Gegensprechen führt, und durch Verzerrungen der Polarisationen verursacht wird,
dominierend ist. Daher werden die Phasenterme des Polarisationsverhältnisses,
die in Gleichung (5) mit j6 bezeichnet sind, fast gleich Ii/2. Aus Fig. 2 (d) ergibt sich, daß die
Funktion der als Tandem hintereinander geschalteten 90°- und 180°-Phasenschieber in der Antennenspeiseleitung darin
besteht, duale "nicht-orthogonale Polarisationen zu orthogonalisieren
und die einfallenden Polarisationen zu depolarisieren. Die variablen Phasenschieber 24 und 25 in der
Kompensationsschaltung 17 können dann auf bestimmte IVerte voreingestellt werden, so daß Steuersignale für diesen
Zweck unnötig sind.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 beschränkt, in dem das Kompensationssystem
auf der Empfangsseite eingesetzt wurde. Das demgegenüber modifizierte Ausführungsbeispiel nach Fig. 6
ist sendeseitig an der Antenne angeordnet. Daraus ergibt sich, daß die Erfindung sowohl auf Empfangs- wie auf
Sendeseite gleichermaßen anwendbar ist. Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 betrifft eine Schaltungsanordnung
- 21 60983 7/0771
zur Kompensation für ein Mikrowellen-Übertragungssystem, bei dem für Sendung und Empfang dasselbe Frequenzband
benutzt wird. Die auszusendenden polarisierten Wellen
werden auf der Grundlage eines Steuersignales eingestellt, das aus dem empfangenen Pilotsignal mit Hilfe eines drehbaren
Phasenschiebers, einer variablen Dämpfungsschaltung
und eines variablen Phasenschiebers im Sendeantennen-System
abgeleitet wird, um so die Gegensprecheigenschaften für
die gewendete Frequenz., die durch Regen bestimmt sind, zu verbessern, so daß der Pegel der Interferenz zwischen den
Signalen zweier orthogonaler polarisierter Wellen, die von der Empfangsantenne empfangen werden, auf einen akzeptablen
Wert herabgedrückt wird.
Zu der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 sind die drehbaren
180°- Phasenschieber 71 und 72 mit der Sendeantenne 70 verbunden. Auf der Eingangs seite des Orthomode-Wandlers 73
sind Sender 74 und 75, sowie eine Kompensationsschaltung angeordnet. Das von der an der Antennenseite vorgesehenen
Kompensations-Schaltung (nach Fig. 1) abgeleitete Signal, d.h. das Steuersignal an der Ausgangsklemme 3, wird der
Eingangsklemme 4 (Fig. 6) zugeführt. Die Verschlechterung der Kreuzpolarisation der Sendefrequenz, die durch Regen
verursacht ist, wird auf der Sendeseite durch entsprechende Einstellung des 180°-Phasenschiebers 71, des 90°-Phasenschiebers
72, der Kompensationsschaltung 76 voreingestellt. Diese Voreinstellung erfolgt gemäß den Steuersignalen derart,
daß von der Sendeantenne zwei elliptisch nicht-orthogonal polarisierte Wellen abgestrahlt werden. Diese elliptisch
polarisierten Wellen werden durch die vom Regen verursachten Kreuzpolarisations-Komponenten kompensiert. Dadurch entsteht
an der Empfangsantenne 77 ein Ausgangssignal mit nur geringen
Gegensprechkomponenten.
- 22 609837/0771
H
- a - 26Ü8599
- a - 26Ü8599
Bei Satelliten-Cfbertragungssystemen wird im allgemeinen
für die Antennen der Ii rds tat ionen eine kombinierte Sende- und Empfangs antenne mit verschiedenen Frequenzbändern
(z.B. 6 GHz und 4 GHz) eingesetzt. Bei einem derartigen übertragungssystem, das auf verschiedenen Frequenzbändern
Signale sendet und empfängt und bei dem durch Regenfall eine Verschlechterung der ICreuzpolarisation eintritt, die
in Abhängigkeit von den verwendeten Frequenzen unterschiedlich ist, ist zur Beseitigung des Gegensprechens auf
der gesendeten Frequenz eine Schaltungsanordnung bekannt
geworden, bei der das Steuersignal, das aus den empfangenen Pilotsignalen abgeleitet wird, simuliert wird. Gemäß diesem
simulierten Signal wird der drehbare Phasenschieber, die veränderliche Dämpfungsschaltung und der veränderliche
Phasenschieber auf der Sendeseite derart voreingestellt, daß der Pegel der Interferenz der an der Antenne des Satelliten
ankommenden polarisierten fellen dadurch gesteuert, d.h. unterdrückt wird. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel dieser
Art ist in Fig. 7 dargestellt.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 7 weist eine Frequenz-Duplexeinrichtung
81 auf, die die gesendete Welle (z.B. im ό GHz-uand) von einer empfangenen -./eile (z.B. im 4 Gllz-Band),
die beide in der kombinierten Sende- und Empfangsantenne 80
vorhanden sind, trennt. Ausgangsseitig der Frequenz-Duplexeinrichtung 81, die der empfangenen Welle zugeordnet
ist, ist ein drehbarer 180°-Phasenschieber 8 2 und ein drehbarer 90°-Phasenschieber 8 3, sowie ferner ein Orthomode-tfandler
84 vorgesehen. Mit den Ausgangsklemmen des Orthomode-lVandlers 84 ist eine Steuerschaltung 88 über Vorverstärker 85 und 86,
sowie ferner über eine Kompensationsschaltung 8 7 verbunden. Die Kompensation der Kreuzpolarisation der empfangenen
- 23 -
609837/0771
lh
Signale erfolgt wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1,
Im anderen Frequenzband, das gesendet wird, sind auf der Hingangsseite der Frequeiiz-Duplexeinrichtung 81 ein drehbarer
13O°-Phasenschieber 89, ein drehbarer 9O°-Phasenschieber
90, sowie ein Orthomode-Wandler 91 vorgesehen. Auf dessen Eingangsseite sind Sender 92 und 93, sowie
eine Kompensationsschaltung 94 angeordnet, so daß von der Antenne 80 elliptisch nicht orthogonal polarisierte Wellen
abgestrahlt werden. Die Beträge der Kreuzpolarisation, die im Medium der Fortpflanzung der Mikrowellen erzeugt wird,
kompensieren einander. Daher sind die polarisierten Wellen, die an der Antenne der Satellitenstation ankommen, vollständiglinear
oder zirkulär polarisiert; ferner ist ihre Orthogonalität wieder hergestellt. Da die Beträge der vom
Regen verursachten Verschlechterung der Kreuzpolarisation in Abhängigkeit der für Sendung und Empfang verwendeten
Frequenzen sehr unterschiedlich sein können, werden die von der Steuerschaltung 88 abgeleiteten Steuersignale in einem
Simulator 95 einer Signaltransformation unterzogen; die Phasenschieber 89 und 90 sowie die Kompensationsschaltung
94 werden von diesem transformierten Signal eingestellt.
Die vorliegende Erfindung wurde im Vorgehenden anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben. Zusammenfassend
kann man angeben, daß diejenigen der durch die Form von Regentropfen verursachten Kreuzpolarisations-Komponenten,
die auf eine differentielle Phasenverschiebung zurückgehen, durch Steuerung der drehbaren 180°-Phasenschieber
und 90°-Phasenschieber, die vor den Vorverstärkern
angeordnet sind, kompensiert werden. Diejenigen Kreuzpolarisationskomponenten, die durch die differentielle
Dämpfmg durch Regentropfen verursacht werden, werden durch
eine Kompensationsschaltung in einer auf die Vorverstärker folgenden Stufe kompensiert. Das hat die folgenden
Vorteile:
- 24 -
6 09837/0771
Ein erster Vorteil ist folgender: Da die Schaltungsanordnung zur Kompensation der Orthogonalitat zwischen
den polarisierten Wellen, die ja zu einem gewissen Verlust führt, hinter den Vorverstärkern angeordnet ist, ergibt
sich bei einem System, bei dem die Forderung nach nur geringem Rauschen eine besondere Rolle spielt, eine
Kompensation, die dieser Anforderung besonders genügt. Diese Anforderung ist insbesondere bei einem Satellitenübertragungssystem
gegeben. Bei der Erfindung erfolgt eine nur geringe Verschlechterung der Rauschtemperatur.
Der zweite Vorteil ergibt sich aus den Kennlinien der Vorverstärker für die Frequenzabhängigkeit von Amplitude
und Phasenverschiebung. Da das Gegensprechen aufgrund der von den Regentropfen verursachten differentiellen Phasenverschiebung
bei der Verschlechterung der Kreuzpolarisation der dominierende Faktor ist, ist es wichtig, daß die
Kompensation insoweit in einer dem Vorverstärker vorgeordneten Stufe stattfindet. Die Kompensation des Gegensprechens
wird dann nicht durch das Phasen-/FrequenzrVerhalten des Vorverstärkers beeinflußt. Daraus folgt ein hoher Grad
der Verbesserung des Gegensprechverhaltens.
Der dritte Vorteil ist, daß, wie es die beschriebenen Ausführungsbeispiele zeigen, dieses System sowohl für
zirkulär polarisierte Wellen als auch für linear polarisierte Wellen ohne Veränderung irgendwelcher Bauteile
anwendbar ist.
Patentansnrüche:
B Q 9 8 3 7 / 0 7 7 1
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| 8281 | Inventor (new situation) |
Free format text: SOMA, SHOJI SATO, IKURO, TOKIO/TOKYO, JP |
|
| C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) |