DE69626250T2

DE69626250T2 - Verfahren und Vorrichtung zur elektronischen Polarisationskorrektur

Info

Publication number: DE69626250T2
Application number: DE69626250T
Authority: DE
Inventors: James Russell Blodgett
Original assignee: AT&T Corp; AT&T IPM Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1995-08-08
Filing date: 1996-07-31
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2016-08-01
Also published as: JP3099027B2; CA2179210A1; KR970013516A; BR9603318A; US5760740A; EP0762660A2; EP0762660B1; EP0762660A3; DE69626250D1; JPH09121201A; CA2179210C

Description

Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich generell auf ein System zum Reduzieren von Kreuzpolarisationsinterferenz in einem drahtlosen Übertragungssystem. Insbesondere bezieht sie sich auf ein Kreuzpolarisationsunterdrückungssystem zur Verwendung in einem Frequenzwiederverwendungssystem (Frequency Reuse System), bei welchem ein Dualpolarisationsempfangssystem verwendet wird, um Signale in einer Mehrzahl von überlappenden Frequenzkanälen zu empfangen, wobei ursprünglich jeder Frequenzkanal mit einer bekannten Polarisation gesendet wurde.

Hintergrund der Erfindung

Kommunikationssatellitensysteme verwenden typischerweise eine duale lineare oder eine duale zirkulare Polarisation, um die verwendbare Bandbreite des Systems zu erhöhen. Dieser Ansatz wird generell als Frequenzwiederverwendung (Frequency Reuse) bezeichnet. Ein typisches duales lineares Frequenzwiederverwendungssystem sendet und empfängt eine Hälfte der Frequenzkanäle mit einer vertikalen Polarisation und die andere Hälfte mit einer horizontalen Polarisation. Wie in Fig. 1 dargestellt ist, werden benachbarte Kanäle unter orthogonalen Polarisationen gesendet, um den verwendbaren Frequenzkanälen zu ermöglichen, sich einander zu überlappen. Folglich sind die "geraden" Frequenzblöcke mit Trägern bei f2, f4, f6, f8 (die typischerweise um 40 MHz voneinander beabstandet sind) mit einer horizontalen Polarisation polarisiert, während die "ungeraden" Frequenzblöcke mit Trägern bei f1, f3, ..., f9 mit einer vertikalen Polarisation polarisiert sind. (Die Auswahl von geraden und ungeraden Frequenzblöcken ist eine willkürliche.) Ein Dualzirkularpolarisationssystem würde ähnlich arbeiten - die geraden Frequenzblöcke wären mit einer rechten Zirkularpolarisation polarisiert, während die ungeraden Blöcke mit einer linken Zirkularpolarisation polarisiert wären, oder umgekehrt.
Obwohl obige Technik im Wesentlichen die verwendbare Bandbreite des Satellitensystems verdoppelt, werden einige Probleme offensichtlich. Verwender des Satellitensystems müssen nicht nur in der Lage sein, beide Polarisationen zu senden und zu empfangen, sondern müssen auch eine ausreichende Trennung zwischen den Polarisationen aufrechterhalten. Dies kann bei Systemen mit großen Erdstationen, die anspruchsvolle, aber kostspielige Antenneneinspeisungen und automatische Nachverfolgungs- und Polarisationskontrollsysteme verwenden, unproblematisch sein. Bezüglich des üblicheren Typs des Verwenders, z. B. eines Kabelfernsehenbetreibers (CATV), der mehrere kleine Antennen hat, die analoge oder digitale Fernsehprogramme von mehreren Satelliten empfangen, sind die Kosten der Anlage von höchster Wichtigkeit und Einfachheit ist erwünscht.
Bei Linearpolarisationsystemen ist die Polarisationstrennung durch mehrere Faktoren limitiert, welche die Qualität der Antennen und ihrer Einspeisungen, die Genauigkeit, unter welcher die Einspeisungen orientiert sind, die Tageszeit und die Zeit während des Jahres und, vielleicht am wichtigsten, die Niederschlagmenge umfassen. Zusätzlich, falls eine einzelne Antenne für mehrere Satelliten ohne Anpassung der Einspeisung für eine optimale Polarisationstrennung verwendet wird, kann die Kreuzpolarisationsinterferenz zwischen benachbarten Kanälen inakzeptabel hoch sein. Bei Zirkularpolarisationssystemen sind die Hauptfaktoren die Qualität der Antennen und ihrer Einspeisungen und die Niederschlagsmenge. Zirkularpolarisationssysteme verwenden typischerweise einen Wellenleiter-Zirkular-zu-Linearpolarisations-Umsetzer in der Antenneneinspeisung, und die inhärente Einspeisungstrennung ist typischerweise schwächer als bei einem Linearpolarisationssystem.
Die inhärente Polarisationsisolation von Antenneneinspeisungen für kleine Erdstationen, beispielsweise diese, die von CATV-Betreibern verwendet werden, kann so niedrig wie 20 dB sein. Die Qualität der Einspeisung muss nicht die größte Beeinträchtigung sein - bei Linearpolarisationssystemen verschlechtert jede Fehljustierung des Einspeiswinkels die Trennung um LOG (20) der Tangente des Winkels der Fehleinstellung. Dieser Winkel wird natürlich durch die Genauigkeit, mit welcher der Einspeiswinkel ursprünglich eingestellt wurde, sowie durch Veränderungen in der Ionosphäre, die eine Faraday-Rotation verursachen, und Veränderungen, die von einem Steuern einer Antenne von einem Satellit zu einem anderen herrühren, beeinflusst. Bei Zirkularpolarisationssystemen ist der Einspeiswinkel bezogen auf das empfangene Signal kein Faktor; jedoch ist der Winkel des Polarisationsumsetzers bezogen auf den Rest der Einspeisung ein Faktor. Dieser kann für eine einzelne Frequenz präzise eingestellt werden, aber er muss nicht optimal bei allen verwendeten Frequenzen sein.
Ein signifikanter Faktor entweder für Linearpolarisationssysteme oder Zirkularpolarisationssysteme ist die Depolarisierung aufgrund von Niederschlag. Das ist insbesondere bei Ku-Bandfrequenzen signifikant, die üblicherweise für CATV-Einspeisungen verwendet werden. Wenn eine Polarisationsdiskrimination unter ein bestimmtes Niveau (welches von 10 bis 30 dB in Abhängigkeit von der Anwendung variieren kann) reduziert wird, beginnt die Systemgüte darunter zu leiden.
Einige Erdstationen verwenden motorisch angetriebene, mechanische Polarisationskorrektursysteme, um eine Depolarisation automatisch zu korrigieren. Derartige Systeme sind dafür berüchtigt, dass sie übermäßig komplex und unzuverlässig sind; als solches sind diese mechanischen Systeme gegenwärtig nicht in weiterer Verbreitung.
Typische Beispiele aus dem Stand der Technik der Interferenzkorrektursysteme werden in den folgenden Dokumenten beschrieben.
US-4 283 795 offenbart adaptive Kreuzpolarisationsinterferenz-Eliminationsanordnungen, bei welchen ein gewünschtes Polarisationssignal und ein orthogonal polarisiertes Interferenzsignal an einer Antenne empfangen werden. Die orthogonal polarisierten Anteile der zwei Signale werden separiert und das Hauptinterferenzsignal wird in der Amplitude und der Phase angepasst und zu den gewünschten Signalanteilen addiert, um eine erhebliche Kreuzpolarisationselimination zu bewirken. Ein Rückkoppelpfad stellt Steuersignale bereit, um eine korrekte Amplituden- und Phasenanpassung des Hauptinterferenzsignals zu bewirken.
US 5 298 908 zeigt ein Interferenzeliminationssystem für Antennen. Ein Datenverbindungssystem weist eine zirkularpolarisierte, sendende Antenne und eine identisch polarisierte, empfangende Antenne zum Empfangen von Datenverbindungssignalen auf. Die empfangende Antenne weist auch einen zirkular polarisierten, empfangenden Anschluss auf, der orthogonal zu dem Antennenanschluss ist der die Datenverbindungssignale empfängt, um folglich sicherzustellen, dass wenig oder kein Datenverbindungssignal auf dem orthogonal polarisierten Anschluss vorhanden ist und um ein wahres Muster des Interferenzsignals bereitzustellen. Ein Muster des Signals in dem Datenverbindungs- Signalkanal wird in einem Fehlerdetektor mit dem Muster des Interferenzsignals multipliziert, um so eine Gleichstromfehlersignalabgabe bereitzustellen, die an eine adaptive Steuerung angelegt wird, welche die Phase und die Amplitude des Interferenzsignals anpasst. Schließlich wird das Interferenzsignal mit dem gewünschten Datenverbindungssignal summiert, das die Interferenzsignale enthält, um so die Interferenzsignale in dem Kanal zu eliminieren, der das Datenverbindungssignal und die Interferenzsignale enthält.
US 3 883 872 verwendet Rückkoppelschleifen, um ein dynamisches Ausgleichen von unerwünschten Signalanteilen zu bewirken. Das Dokument offenbart ein Empfangssystem zum automatischen Auswählen eines gewünschten von zwei ungefähr orthogonal polarisierten Signalen, die die gleiche Bandbreite belegen. Empfangene Signale werden durch ein Orthomodusantennensystem (orthomode antenna system) an einem Paar von Ausgangsanschlüssen bereitgestellt. Die empfangenen Signale werden dann an die Eingänge eines hybriden Verbindungselements angelegt, um Summen- und Differenzsignale zu erzeugen. Das resultierende Summensignal wird verwendet, um die unerwünschten Signalanteile kohärent zu detektieren und dynamisch auszugleichen. Das gewünschte Signal wird dadurch an dem Differenzanschluss des hybriden Verbindungselements bereitgestellt.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist auf ein Kreuzpolarisationseliminationssystem zur Verwendung in einem dual polarisierten Empfangssystem gerichtet, das einen ersten Satz von elektromagnetischen Signalen innerhalb einer gegebenen Frequenzbandbreite empfängt, bei welchem der erste Satz von elektromagnetischen Signalen von einer externen Quelle unter einer ersten Polarisation gesendet wird. Das Empfangssystem empfängt auch einen zweiten Satz von elektromagnetischen Signalen mit Frequenzkomponenten, die jene des ersten Satzes von Signalen innerhalb der gegebenen Frequenzbandbreite überlappen. Der zweite Satz von elektromagnetischen Signalen wird unter einer zweiten, von der ersten Polarisation verschiedenen Polarisation gesendet. Eine empfangene kreuzpolarisierte Energie, die mit dem zweiten Satz von elektromagnetischen Signalen korrespondiert, wird mit der hierin offenbarten Kreuzpolarisationsvorrichtung eliminiert, durch Verwenden mindestens einer Antenne zum Empfangen des ersten und des zweiten Satzes von elektromagnetischen Signalen und zum Bereitstellen eines ersten Antennenausgangssignals, das die empfangene Energie enthält, die an der Antenne unter der ersten Polarisation ankommt, und eines zweiten Antennenausgangssignals, das die empfangene Energie enthält, die an der Antenne unter der zweiten Polarisation ankommt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Empfangssystem, wie es in Anspruch 1 beansprucht wird, bereitgestellt.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird eine erste Schaltungsanordnung verwendet, um das erste und das zweite Antennenausgangssignal in das erste bzw. in das zweite Kombinatoreingangssignal an einem ersten bzw. zweiten Eingangsanschluss eines Kombinators umzusetzen. Dieses erste und zweite Kombinatoreingangssignal werden mit einer aufeinander bezogenen, gesteuerten, relativen Amplitude und einer aufeinander bezogenen, gesteuerten, relativen Phase bereitgestellt, so dass der Kombinator die Signalenergien dieser Signale vektoriell kombiniert, um ein Kombinatorausgangssignal bereitzustellen. Eine zweite Schaltungsanordnung wird verwendet, um die Signalenergie des Kombinatorausgangssignals zu detektieren, um ein detektiertes Signal bereitzustellen. Die erste Schaltungsanordnung reagiert auf das detektierte Signal, um die gesteuerte, relative Amplitude und die gesteuerte, relative Phase zu optimieren, wobei das Kombinatorausgangssignal Energie enthält, die im Wesentlichen dem ersten elektromagnetischen Signal zugeordnet ist, und im Wesentlichen frei ist von Energie, die dem zweiten elektromagnetischen Signal zugeordnet ist.
Die erste Schaltungsanordnung weist eine I/Q-Vektorabschwächungseinrichtung auf, um das zweite Antennenausgangssignal in der Phase zu verschieben und abzuschwächen, und es werden Steuersignale an den I- und Q-Steueranschluss der Vektorabschwächungseinrichtung geliefert. Das I- und das Q-Steuersignal werden kontinuierlich variiert, um die gesteuerte, relative Amplitude und die gesteuerte, relative Phase zu optimieren.
Es wird ein pseudozufälliger Rauschgenerator in Verbindung mit einem Paar von Korrelatoren und Integratoren eingesetzt, um zwei unkorrelierte Pseudorauschensequenzen bereitzustellen, die dazu dienen, das I- und Q-Steuersignal unabhängig zu variieren. Unter Verwendung dieser Methode konvergiert das I- und Q-Steuersignal schließlich auf optimierte Spannungsniveaus, wobei die kreuzpolarisierte Energie im Wesentlichen eliminiert ist.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Für ein vollständiges Verständnis der vorliegenden Erfindung wird auf eine beispielhafte Ausführungsform davon Bezug genommen, die in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen betrachtet wird, wobei ähnliche Referenzzeichen ähnliche Elemente abbilden, wobei gilt:
Fig. 1 stellt überlappende Frequenzkanäle in einem Frequenzwiederverwendungssystem des Standes der Technik dar;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Kreuzpolarisationseliminationssystems, die hierin beschrieben ist;
Fig. 3 zeigt einen dualen, rauscharmen Block, der in dem System von Fig. 2 verwendet werden kann;
Fig. 4 stellt eine Anordnung dar, die für die Empfänger von Fig. 2 verwendet werden kann;
Fig. 5A und 5B sind Ausführungsformen des Eliminationsnetzwerks von Fig. 4;
Fig. 6A und 6B zeigen beispielhafte Signaleinhüllende von Signalen, die in den Schaltungen von Fig. 5 fließen; und
Fig. 7-9 stellen unterschiedliche detaillierte Ausführungsformen für die Empfänger von Fig. 2 dar.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Es wird auf Fig. 2 Bezug genommen. Dort wird ein Blockdiagramm eines Dualpolarisationsempfangssystems 10 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt, wobei das System einen ersten und einen zweiten Satz von Signalen empfängt, die in überlappenden Frequenzblöcken mit alternierenden, unterschiedlichen Polarisationen, wie in Fig. 1 dargestellt wurde, gesendet werden. Beispielsweise umfasst der erste Satz von Signalen "ungerade" Frequenzblöcke, die um die Träger bei Frequenzen f1, f3, ..., f9 zentriert sind; der zweite Satz von Signalen umfasst die "geraden" Frequenzblöcke, die um Träger bei Frequenzen f2, f4, ..., f8 zentriert sind. Jeder Satz von Signalen weist folglich eine Mehrzahl von bandbreitenbegrenzten Kanälen auf. Das Empfangssystem 10 kann eingesetzt werden, um Mikrowellen- oder Millimeterwellen-Übertragungen, beispielsweise bei Verbindungen von Satelliten zu Bodenstationen für Kabelfernsehen, zu empfangen. Vorzugsweise weist das Empfangssystem 10 eine Mehrzahl von Empfängern, beispielsweise 20, 22 auf, wobei jeder Empfänger einem Empfangen der Signale eines gegebenen bandbreitenbegrenzten Kanals innerhalb eines gegebenen Satzes von Signalen zugewiesen ist. Folglich empfängt der Empfänger 20 einen Kanal mit einer Bandbreite, die um einen Träger der Frequenz f1 zentriert ist, der vorzugsweise auf eine Zwischenfrequenz (IF)-Trägerfrequenz f1" abwärts gewandelt ist; der Empfänger 22 empfängt einen bandbreitenbegrenzten Kanal mit einer Mittenfrequenz f2, die vorzugsweise auf einen Zwischenfrequenz (IF)-Träger f2" abwärts gewandelt ist, usw. Natürlich, falls gewünscht wird, dass nur ein bandbreitenbegrenzter Kanal empfangen wird, wird nur ein Empfänger, beispielsweise 22, benötigt. (Es ist festzustellen, dass alternativ jeder Empfänger einem Empfangen der Signale von mehr als einem bandbreitenbrenzten Kanal zugewiesen sein kann.) In jedem Fall empfängt jeder Empfänger unerwünschte kreuzpolarisierte Energie von dem Kanal, der dem Kanal benachbart ist, dem der Empfänger zugewiesen ist, weil die bandbreitenbegrenzten Kanäle des ersten Satzes von Signalen die entsprechenden bandbreitenbegrenzten Kanäle des zweiten Satzes von Signalen in einem Frequenzwiederverwendungsschema überlappen, wo überlappende Kanäle einen Teil der gleichen Frequenzen teilen. Jeder Empfänger weist darum eine Kreuzpolarisationseliminationsschaltung auf (die später zu beschreiben ist), welche im Wesentlichen die unerwünschte kreuzpolarisierte Energie mindestens der benachbarten Kanäle eliminiert.
Das Empfangssystem 10 kann konzipiert sein, um Frequenzkanäle mit Polarisationen zu empfangen, die zwischen orthogonalen linearen Polarisationen, beispielsweise horizontal und vertikal, oder zwischen rechtszirkularer (RHC) und linkeszirkularer (LHC) alternieren. Eine Antenne 12 kann mit einer dualen polarisierten Einspeisung ausgestattet sein, um die Frequenzen aller Kanäle, an denen Interesse besteht zu empfangen und um idealerweise die Energie, die an der Antenne unter einer Polarisation ankommt, an einem ersten Ausgangsanschluss 11 und die der anderen Polarisation an einem zweiten Ausgangsanschluss 13 bereitzustellen. Alternativ können zwei Antennen eingesetzt werden - eine, um die horizontale oder rechte zirkulare Polarisation zu empfangen, und eine weitere, um die vertikale oder linke zirkulare Polarisation zu empfangen. Bei der letzteren Anordnung würde der erste Antennenausgangsanschluss 11 durch eine Antenne bereitgestellt werden, während der zweite Antennenausgangsanschluss 13 durch die andere Antenne bereitgestellt würde. In beiden Fällen, falls eine zirkulare Polarisation verwendet wird, wird ein Zirkular-zu-Linear-Umsetzer 14 verwendet, um die RHC-Energie in horizontale Energie und die LHC in vertikale Energie oder umgekehrt zu wandeln. Die folgende Diskussion wird sich generell zur Einfachheit auf ein Sende-/Empfangssystem mit einer linearen Polarisation beziehen; jedoch wird verstanden, dass die Erfindung gleichermaßen auf ein System anwendbar ist, das zirkular polarisierte Übertragungen verwendet.
In Fig. 2 sowie wie in den anderen Figuren hierin werden die Beschriftungen "HOR" und "VERT" an verschiedenen Schaltungsorten verwendet, um Signale mit einer Signalenergie darzustellen, die proportional mit der Signalenergie ist, die an die Anschlüsse 11 bzw. 13 der Antenne 12 geliefert wird. Die verschiedenen "HOR" und "VERT" Signale sind natürlich nicht mehr polarisiert - tatsächlich sind die HOR-Signale eine Überlagerung von: 1) ursprünglich horizontal polarisiert gesendeten Signalen, die an der Antenne 12 kopolarisiert ankommen; 2) ursprünglich vertikale polarisiert gesendeten Signalen, die aufgrund von Niederschlagsdepolarisation oder einer anderen Weise an der Antenne 12 unter einer horizontalen Polarisation (d. h. kreuzpolarisiert) ankommen; und 3) ursprünglich vertikal polarisiert gesendeten Signalen, die kopolarisiert ankommen, aber die sich in dem Anschluss 11 aufgrund von Einspeisungsfehlausrichtungen der Antenne 12 drehten. In ähnlicher Weise sind die VERT-Signale eine Überlagerung von ursprünglich vertikal polarisiert gesendeten Signalen und ursprünglich horizontal polarisiert gesendeten Signalen, die sich in dem Anschluss 13 aufgrund von Kreuzpolarisation oder einer anderen Weise drehten. Hierin nachstehend, wenn der Ausdruck "kreuzpolarisiert" verwendet wird, wird er sich auf eine Signalenergie beziehen, die ursprünglich unter einer Polarisation gesendet wurde, welche sich an dem Antennenausgangsanschluss 11 oder 13, der der orthogonalen Polarisation zugeordnet ist, zu dreht. Es sind diese kreuzpolarisierten Anteile der HOR- und VERT-Signale, die durch die Schaltung innerhalb der Empfänger, beispielsweise 20, 22, die zu beschreiben sind, eliminiert werden.
Ein dualer, rauscharmer Block (LNB) 16 wird vorzugsweise eingesetzt, um die HOR- und VERT-Signale an Eingangsanschlüssen 15 bzw. 17 zu empfangen.
Wie in Fig. 3 gezeigt wird, weist der duale LNB 16 zwei rauscharme Verstärker (LNA) 116 und 124 zum Verstärken der entsprechenden HOR- und VERT-Signale auf. Ein lokaler Oszillator 130, der mit der Frequenz "fLO" oszilliert, wird verwendet, um L. O. Signalenergie an ein Paar von Mischern 118 und 126 einzuspeisen, um dadurch das empfangene Mikrowellen- oder Millimeterwellen- Signal zu Zwischenfrequenzen (IFs) abwärts zu wandeln, welche beispielsweise zwischen 1000 und 1500 MHz liegen können. Folglich wird die Signalstärke bei f1, ...., fn zu einer korrespondierenden Stärke bei Zwischenfrequenzen f1' = fLO - f1, ..., fn' = fLO - fn abwärts gewandelt. Durch Verwenden des gemeinsamen lokalen Oszillators 130 wird die Kohärenz zwischen den Signalen in beiden Pfaden aufrechterhalten. Zwischenfrequenzverstärker 120 und 128 verstärken dann die entsprechenden Zwischenfrequenzsignale. In jedem Fall, obwohl die Verwendung der dualen LNB 16 vorteilhaft ist, kann die Erfindung auch ohne Abwärtswandeln der empfangenen Signale ausgeführt werden, vorausgesetzt, dass die Übertragungsfrequenzen nicht prohibitiv hoch sind.
Es wird nochmals auf Fig. 2 Bezug genommen. Der HOR-Zwischenfrequenzausgang und VERT-Zwischenfrequenzausgang des dualen LNB 16 werden an entsprechende Eingangsanschlüsse 19 und 21 eines Splitternetzwerks 18 angelegt. Das Splitternetzwerk 18 spaltet diese Signale in eine Mehrzahl von Ausgangssignalen auf, welche an die Empfänger 20, 22 etc. eingespeist werden. An jedem Empfänger wird sowohl ein HOR- und VERT-Signal angelegt, wobei die Amplituden- und Phasen-Beziehung zwischen den zwei Signalen beibehalten wird, so wie sie ursprünglich durch die Antenne 12 geliefert werden. Folglich wird die Amplituden- und Phasen-Beziehung bei korrespondierenden Frequenzen zwischen den zwei Signalen an Eingangsanschlüssen 23 und 25 des Empfängers 22 die Gleiche sein, wie die Beziehung zwischen den Signalen an den Eingangsanschlüssen 19 und 21 des Splitternetzwerks 18 und die Gleiche (obgleich abwärts gewandelt) wie diese zwischen den Signalen an den Anschlüssen 11 und 13 der Antenne 12.
Es wird jetzt auf Fig. 4 Bezug genommen. Dort ist ein Blockdiagramm gezeigt, das als die Grundanordnung für den Empfänger 22 sowie für die anderen Empfänger verwendet werden kann. In dem gegenwärtigen Beispiel ist der Empfänger 22 vorgesehen, um den f2-Frequenzblock zu empfangen, d. h. der Frequenzkanal mit Frequenzen, die um den Träger f2 konzentriert waren, der ursprünglich mit einer horizontalen Polarisation gesendet wurde. Demgemäß verwendet der Empfänger 22 ein Eliminationsnetzwerk 32, um die empfangene kreuzpolarisierte Energie zu eliminieren, die ursprünglich als ein Teil des benachbarten Frequenzblock gesendet wurde - d. h. von dem f1-Frequenzblock und dem f3-Frequenzblock. Ein Eliminieren von empfangener kreuzpolarisierter Energie von den anderen ungeraden Frequenzkanälen kann auch mit dem Eliminationsnetzwerk 32 erreicht werden. Das Eliminieren wird mit der Hilfe eines Detektier- und Steuerblocks 36 durchgeführt, der dem Eliminationsnetzwerk ein Paar von Steuersignalen bereitstellt, um die Signalelimination zu steuern. Ein Abwärtswandler 34 wird auch vorzugsweise eingesetzt, um die folgende Signalkonditionierung bei niederen Zwischenfrequenzen zu ermöglichen - folglich wird die Energie bei f1', ...., fn' zu f1", ..., fn" abwärts gewandelt. Obwohl diese zweite Abwärtswandlung bevorzugt ist, ist es vorstellbar, dass die vorliegende Erfindungsausführungsform alternativ ohne eine zweite Abwärtswandlung implementiert werden kann, falls es so gewünscht ist.
Es wird jetzt auf Fig. 5A Bezug genommen. Eine Ausführungsform des Eliminationsnetzwerks 32 ist die gezeigte Schaltung 40, die einen Transferschalter 42 mit den Eingangsanschlüssen 23 und 25 aufweist. Der Transferschalter 42, der ein konventioneller PIN-Diodenschalter sein kann, leitet das HOR-Signal, das an den Anschluss 23 angelegt wird, an eine Verzögerungsleitung 44, die eine Koaxial- oder Mikrostreifen-Übertragungsleitung mit einer festen Länge sein kann. Das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 44, das mit "S1" bezeichnet ist, wird an einen Eingangsanschluss 45 eines Kombinators 50 angelegt, der ein Kombinator des 3 dB In-Phasen-Typs sein kann.
Wie oben erläutert ist ist das HOR-Signal an dem Anschluss 23 eine Überlagerung der empfangenen, horizontal polarisierten Energie der geraden Kanäle, beispielsweise der f2-Kanal, sowie die der ungeraden Kanäle, beispielsweise dem f1-Kanal. Die horizontal polarisierte, empfangene Energie der ungeraden Kanäle ist die unerwünschte kreuzpolarisierte Energie, die an einigen der gleichen Frequenzen wie die geraden Kanäle teilhat und folglich eine Interferenz erzeugt. Wie in Fig. 6A gezeigt ist, besteht das S1-Signal aus der vektoriellen Kombination der Signalenergien bei den Frequenzen innerhalb der Einhüllenden E10, E20 und E30. Die E20-Einhüllende enthält die Zwischenfrequenzstärke, die mit der horizontal polarisierten, empfangenen Energie des f2-Kanals mit einem Spitzenstärkenniveau von Pf1,COPOL bei einer Zwischenfrequenz von fLO-f2 korrespondiert. Die E10- und E30-Einhüllenden enthalten die Zwischenfrequenzstärke, die mit der horizontal polarisierten, empfangenen Energie des f1- bzw. f3-Kanals mit einem Spitzenstärkeniveau von Pf1,XPOL Und Pf3,XPOl bei Zwischenfrequenzen von fLO-f1 bzw.. fLO-f3 korrespondiert. Die Kreuzpolarisationsdiskrimination "XPD" ist die Differenz zwischen Pf2,COPOL und Pf1,XPOL (oder Pf1,XPOL) unter der Annahme, dass die Signale S1, S2 und S3 alle an der Antenne mit den gleichen kopolarisierten Stärkenniveaus ankommen. Die XPD kann typischerweise vor der zu beschreibenden Kreuzpolarisationselimination bis zu 15 dB hoch sein. Die Signalbandbreite des f2-Kanals "SB, f2" überlappt mit den Signalbandbreiten des f1- und f3-Kanals, "SB, f1" bzw. "SB, f3", aber erstreckt sich vorzugsweise nicht an die Trägerfrequenzen des f1- und f3-Kanals, f1' = fLO- f1 bzw. f3' = fLO-f3. Das S1-Signal enthält auch die empfangene Energie der anderen geraden und ungeraden Kanäle, beispielsweise des f4- und f5-Kanals, die von Fig. 6A zur Einfachheit weggelassen wurden.
Die unerwünschte kreuzpolarisierte Energie der Einhüllenden E10 und E30 wird durch die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung durch Anlegen eines Eliminationssignals S2 an einen Anschluss 47 des Kombinators 50 (s. Fig. 5A) eliminiert. Dieses Eliminationssignal wird mit einer Signalenergie von gleicher Amplitude aber umgekehrter Phase (180º außer Phase) zu dem der kreuzpolarisierten Energie des S1-Signals bei korrespondierenden Frequenzen (innerhalb der Einhüllenden E10 und E30 des gegenwärtigen Beispiels) versehen. Der Kombinator 50 eliminiert dann die Anteile außer Phase, durch Abführen der Energie darin in seinem internen Lastwiderstand, so dass im Idealfall eine Nachbildung der originalen Übertragung mit einem geraden Frequenzkanal an dem Ausgangsanschluss 33 erscheint. (Viel der empfangenen, kreuzpolarisierten Energie von anderen ungeraden Frequenzkanälen wird auch eliminiert; jedoch wird ein nachfolgendes Filtern die unerwünschten Frequenzen von diesen Kanälen ohnehin weg filtern).
Das S2-Signal wird in Fig. 6B dargestellt, wo gezeigt wird, dass es aus der Kombination von Signalenergien bei den Frequenzen innerhalb der Einhüllenden E11, E21 und E31 besteht. Die Signalenergien bei den Frequenzen innerhalb der E11- und E31-Einhüllenden haben das gleiche Amplitudenniveau (nachdem sie abgeschwächt wurden) wie jene innerhalb der entsprechenden Einhüllenden E10 bzw. E30 von Fig. 6A. Das heißt, Pf1,COPOL = Pf1,XPOL und Pf3,COPOL = Pf3,XPOL. (Typischerweise ist Pf1,COPOL auch gleich wie Pf3,COPOL.) Jeder Frequenzanteil innerhalb der E11- und E31-Einhüllenden ist mit dem korrespondierenden Frequenzanteil innerhalb der E10- und E30-Einhüllenden um 180º außer Phase. Die Einhüllende E21 ist eine abgeschwächte Variante der E20- Einhüllenden mit einem Spitzenniveau von Pf2,XPOL. Die Kreuzpolarisationsdiskrimination XPD, die durch die Differenz zwischen Pf1,COPOL und Pf2,XPOL gemessen wird, ist die gleiche wie für das S1-Signal. Da sich der E11- und der E31-Anteil von S2 mit dem E10- bzw. E30-Anteil von S1 eliminiert, wird das Signal an den Kombinatorausgangsanschluss 33 im Wesentlichen aus den Signalenergien innerhalb der E20-Einhüllenden bestehen, obgleich es um ca. 3 dB aufgrund der Betriebscharakteristik des Kombinators 50 abgeschwächt ist.
Wie in Fig. 5A gezeigt ist, ist das Eliminationssignal S2, das durch den Kombinator 50 bereitgestellt wird, im Wesentlichen das VERT-Signal, das an einem Anschluss 25 angelegt wird, das in einer optimierten Weise in der Phase verschoben und abgeschwächt ist. In der Schaltung 40 leitet der Transferschalter 42 das VERT-Signal an eine variable Phasenverschiebungseinrichtung 46. Dort wird es um eine optimierte Phase, welche durch eine an Leitung 43 angelegte Steuerspannung gesteuert wird, in der Phase verschoben. Das Ausgangssignal der Phasenverschiebungseinrichtung 46 wird an eine variable Abschwächungseinrichtung 48 eingespeist, wo es um einen Wert abgeschwächt wird, der eine Funktion einer daran auf Leitung 49 angelegten Steuerspannung ist. Der Abschwächungswert ist im Wesentlichen das Verhältnis der kreuzpolarisierten Energie zu der gewünschten kopolarisierten Energie, welcher die Größe von 20 dB haben kann. Die Steuerspannungen auf den Leitungen 43 und 49 werden von dem Detektions- und Steuerblock 36 eingespeist. Es wird vermerkt, dass variable, spannungsgesteuerte Phasenverschiebungseinrichtungen und Abschwächungseinrichtungen, die für die oben beschriebenen Zwecke passend sind, in der Technik wohl bekannt sind und von einer Vielzahl von Herstellern allgemein käuflich erhältlich sind.
Die Zwischenschaltungsverzögerung der Serienkombination der Phasenverschiebungseinrichtung 46 und Abschwächungseinrichtung 48 wird durch die Verzögerungsleitung 44 abgeglichen, um so das S2-Signal mit einer genauen 180º-Phasenverschiebung aus den kreuzpolarisierten Anteilen des S1-Signals über das interessierende Frequenzband bereitzustellen. Es wird angemerkt, dass der Fachmann erkennen wird, dass die Phasenverschiebungseinrichtung 43 nicht in Serie mit der Abschwächeinrichtung 49 angeordnet sein muss - sie kann alternativ in dem anderen Schaltungspfad positioniert sein, d. h. irgendwo zwischen den Anschlüssen 23 und 45. In diesem Fall müssen die Zwischenschaltungsverzögerungscharakteristika der Verzögerungsleitung 44 dementsprechend angepasst werden. Überdies ist es möglich, die Abschwächungseinrichtung 49 zu eliminieren und einen Verstärker in dem anderen Pfad zu ersetzen; jedoch ist dieser Ansatz nicht der bevorzugte.
Ebenso wird in Fig. 5B eine zweite Schaltungsanordnung 60 gezeigt, die für das Eliminationsnetzwerk 32 verwendet werden kann. Die Schaltung 60 weist die gleichen Komponenten wie die Schaltung 40 von Fig. 5A auf, außer dass eine konventionelle, vektorielle I/Q-Abschwächungseinrichtung 62 die variable Phasenverschiebungseinrichtung 46 und die variable Abschwächungseinrichtung 48 ersetzt hat. Die Vektorabschwächungseinrichtung 62 hat einen "I"-Eingangsanschluss zum Empfangen einer "In-Phasen"-Steuerspannung auf einer Steuerleitung 61 und einen "Q"-Eingangsanschluss zum Empfangen einer "Quadratur-Phasen"-Steuerspannung auf einer Steuerleitung 63, wobei diese beiden Steuerspannung durch den Detektions- und Steuerblock 36 eingespeist werden. Das In-Phasen-Steuersignal und Quadratur-Phasen-Steuersignal ermöglichen es der Vektorabschwächungseinrichtung 60, die gleiche Funktion wie die Kombination aus der Phasenverschiebungseinrichtung 46 und der variablen Abschwächungseinrichtung 48 durchzuführen, welche es ist, das VERT- Signal auf der Leitung 25 in das zuvor erwähnte S2-Signal umzusetzen, um dadurch die Kreuzpolarisationselimination zu ermöglichen. Es wird vermerkt, dass die Verzögerungsleitung 44 in der Schaltung 60 natürlich eine unterschiedliche elektrische Länge als in der Schaltung 40 hat, um die Zwischenschaltungsverzögerung (als eine Funktion der Frequenz) der Vektorabschwächungseinrichtung 62 zu kompensieren.
Die vorangegangene Beschreibung der Schaltungen 40 und 60, welche die internen Signale S1 und S2 erzeugen, wurde für den Empfänger 22 zugeschnitten, der dazu bestimmt ist, die Signalinformation in dem f2-Frequenzkanal zu empfangen, der mit einer horizontalen Polarisation gesendet wird. Die gleiche Schaltung 40 oder 60 kann für das Eliminationsnetzwerk 32 in jedem der Empfänger eines ungeraden Frequenzkanals verwendet werden, beispielsweise dem Empfänger 20, der dazu bestimmt ist, die vertikal polarisierten Kanalübertragungen zu empfangen. Bei diesen Empfängern ist der einzige Unterschied, dass der Eingangspfad und Ausgangspfad des Transferschalters 42 geschaltet werden müssen, so dass der Eingangsanschluss 23 mit der Phasenverschiebungseinrichtung 43 oder der Vektorabschwächungseinrichtung 62 verbunden ist, was durch die gestrichelten Linien 65 von Fig. 5A und 5B angedeutet ist. Gleichermaßen wird der Eingangsanschluss 25 an die Verzögerungsleitung 44 in den ungeraden Empfängerkanälen gekoppelt sein, was durch die gestrichelten Linien 67 angedeutet ist. Es wird vermerkt, dass obwohl der Transferschalter 42 vorteilhaft ist, da er erlaubt, dass alle Empfänger untereinander austauschbar sind, könnte er, falls gewünscht, eliminiert werden, wobei vorzugsweise phasenabgeglichene Kabel (phase matched cables) verwendet werden würden, um die Eingangsanschlüsse 23, 25 mit den gewünschten Komponenten direkt zu koppeln.
Es wird jetzt auf Fig. 7 Bezug genommen. Es wird eine Anordnung für den Empfänger 22 gezeigt, die das Eliminationsnetzwerk 60 aufweist, das durch eine Ausführungsform des Detektions- und Steuerblocks 36 gesteuert wird. Optimale Steuerspannung auf den I- und Q-Steuerleitungen 61 bzw. 63, die das zuvor erwähnte optimierte Eliminationssignal S2 erzeugen, werden durch den Detektions- und Steuerblock 36 in der folgenden Weise eingestellt. Die Vektorabschwächungseinrichtung 62 ist mit anfänglichen I- und Q-Einstellungen bereitgestellt, um eine anfängliche Abschwächung zu erzeugen, die mit einem ungefähren Polarisationstrennniveau korrespondiert, das von 15-30 dB reichen kann. Die Zwischenfrequenzausgangssignalenergie des Kombinators 50 wird vorzugsweise an den Abwärtswandler 34 angelegt, wo sie zu entsprechend niedrigeren Zwischenfrequenzen umgesetzt wird, die von ungefähr 20-200 MHz reichen. Wie zuvor erklärt wurde, wird die Signalenergie von dem Kombinatorausgangsanschluss 33 bei der Zwischenfrequenz f2' durch den Abwärtswandler 34 in eine proportionale Energie bei der niedrigeren Zwischenfrequenz f2" umgesetzt; die Energie bei f1' wird zu der niedrigeren Frequenz f1" umgesetzt, usw. Die gleichen Frequenzabstände werden beibehalten, um die Basisbandenergie relativ konstant zu halten - z. B.: f2'-f1' = f2"-f1"; f3'-f2' = f3"-f2". Ein Koppler 44 koppelt dann die abwärts gewandelte Zwischenfrequenz an eine gekoppelte Ausgangsleitung 53, die dann vorteilhaft aufgeteilt wird und an ein Paar von schmalbandigen Bandpassfiltern 46 und 48 angelegt wird. Das Ausgangssignal des direkten Pfads des Kopplers 44 auf Leitung 45 wird an einen weiteren Bandpassfilter 38 gespeist.
Als ein darstellendes Beispiel, wird angenommen, dass die Trägerfrequenz f2 um 20 MHz höher ist als die Trägerfrequenz f1 und 20 MHz niedriger ist als die Trägerfrequenz f3. Demgemäß gilt: (f2"-f1") = (f3"-f2") = 20 MHz. Es wird auch angenommen, dass die Gesamtsignalbandbreite "SB, f2" des f2-Kanals weniger als 40 MHz beträgt (wobei die Signalbandbreite auf jeder Seite des Trägers f2 niedriger ist als 20 MHz). Folglich, falls das Eliminationsnetzwerk 60 eine perfekte Kreuzpolarisationselimination bereitstellen würde, wäre das Signal an dem Koppler 44 ohne Signalenergie bei dem abwärts gewandelten "ungeraden" Trägerfrequenzen, beispielsweise f1" und f3" (z. B. 50 MHz bzw. 90 Mhz). Demgemäß kann dann durch Auslegen der Bandpassfilter 46 und 48 mit genügend hohen "Q-Faktoren" (d. h. ausreichend schmalbandig) und mit Resonanzfrequenzen bei f1" bzw. f3" die Energie, die um diese Resonanzfrequenzen konzentriert ist, ausschließlich durch Verwendung von Diodendetektoren 54 und 52 gemessen werden. Wenn eine minimale Stärke bei f1" und f3" detektiert wird, ist die empfangene kreuzpolarisierte Energie im Wesentlichen eliminiert und das Eingangssignal an dem Bandpassfilter 38 auf Leitung 55 wird eine abwärtsgewandelte Nachbildung des ursprünglich gesendeten horizontal polarisierten "geraden" Kanals sein. Vorzugsweise weist das Bandpassfilter 38 eine Resonanzfrequenz bei der umgesetzten Trägerfrequenz f2" auf und ist schmalbandig genug, um die Signale der anderen geraden Kanäle herauszufiltern. Auf diese Weise wird der Empfänger 22 nur dem Empfangen der Signalinformation eines Kanals zugewiesen sein.
Alternativ könnte das Bandpassfilter 38 tatsächlich aus mehreren parallel geschalteten Bandpassfiltern bestehen, wobei jedes eine Resonanzfrequenz bei einer der geraden Frequenzen hat. In diesem Fall würde das Ausgangssignal eines jeden der mehreren Filter an einen Signalprozessor zur weiteren Verarbeitung geleitet werden, wobei die Signalinformation der mehreren geraden Kanäle mit einem der Empfänger, beispielsweise 22, erlangt werden würde. Dieser Ansatz hat offensichtliche Vorteile; jedoch begrenzen Bandbreitenbeschränkungen eine praktische Umsetzung.
In der beispielhaften Ausführungsform von Fig. 7 werden Spannungen, die durch die Diodendetektoren 52 und 54 eingespeist werden, die mit den detektierten Signalstärken korrespondieren, mittels einer Addierschaltung 85 addiert, um eine Spannung Vdet zu erzeugen. Bei einer anderen Anordnung (die durch die gezeigten gestrichelten Linien angedeutet ist) würde die Zwischenfrequenzleistung, die durch die Filter 46 und 48 läuft, zuerst durch einen Kombinator 88 kombiniert werden und die kombinierte Ausgangsleistung würde durch einen einzelnen Detektor 86 mit ausreichender Bandbreite detektiert werden. In einer weiteren anderen Anordnung könnte der Splitter 67 eliminiert werden und nur ein Filter und Detektor in Serie könnten verwendet werden, beispielsweise das Filter 46 und der Detektor 54. In beiden Fällen ist Vdet die detektierte Einhüllende der Signalstärke und der Rauschstärke an dem Ausgang der schmalbandigen Filter oder des schmalbandigen Filters, wie es der Fall sein kann. Der Signalanteil von Vdet besteht hauptsächlich aus dem kreuzpolarisierten Signal, das gewünscht wird, eliminiert zu werden, aber enthält auch etwas des kopolarisierten Signals. Das geschieht, weil die schmalbandigen Filter keine perfekte Dämpfung aufweisen, noch müssen sie das. Es ist lediglich notwendig das Signal an den Detektoren 54 und 52 (oder 86) "zu gewichten", um größtenteils das kreuzpolarisierte Signal zu enthalten. Das Gewichten ist eine Funktion des roll-off's (Abfallen) und der exakten Resonanzfrequenz der schmalbandigen Filter in Verbindung mit den Überlappungsfrequenzen zwischen den kopolarisierten und kreuzpolarisierten Signalen. Das Verhältnis, zu welchem das zu detektierende Signal gewichtet ist ist das gleiche wie das Maß, um welches das kreuzpolarisierte Signal in dem hierin beschriebenen System eliminiert werden kann. Beispielsweise, falls das zu detektierende Signal um 20 dB mehr Stärke von dem kreuzpolarisierten Signal als von dem kopolarisierten Signal gewichtet ist und das Eingangskreuzpolarisationsverhältnis 15 dB war, dann wäre das Ausgangsverhältnis 35 dB. Zusätzlich zu dem kreuzpolarisierten Signal und dem kopolarisierten Signal ist ein Rauschen an den schmalbandigen Filterausgängen vorhanden, das detektiert wird. Dieses Rauschen wird zu dem Gleichstromanteil von Vdet beitragen.
In beiden der vorstehenden Detektionsanordnungen wird die detektierte Spannung Vdet an einen Gleichstrom-Sperrkondensator C2 angelegt, der den Gleichstromanteil von Vdet sperrt und ihren Wechselstromanteil Vdet,AC an ein Paar von Korrelatoren 58 und 64 speist. Gleichzeitig empfangen die Korrelatoren 58 und 64 unkorrelierte pseudozufällige Sequenzen CW1 bzw. CW2 von einem Pseudorauschen (PN)-Generator 70. Wie wohlbekannt ist, werden Pseudorauschen-Generatoren weit verbreitet in einer Vielzahl von Breitbandkommunikationssystemen und sicheren Kommunikationssystemen, beispielsweise in Spreizspektrums-Kommunikationsanwendungen, verwendet und werden auch bei der Monte-Carlo-Integration und in Simulationsprogrammen verwendet. Zwei grundlegende Strukturen zum Erzeugen von PN-Sequenzen sind binäre Schieberegister (binary shift registers; BSRs) und linear kongruente Algorithmen (linear congruent algorithms; LCAs). Im Wesentlichen ist eine PN-Sequenz ein rauschähnliches Codeword von positiven und negativen Impulsen, das einer Zufallssequenz ähnelt. Demgemäß, wenn die positiven und negativen Impulse der CW1-Sequenz über ein relativ langes Zeitintervall gemittelt werden, wird die Durchschnittsspannung null sein; das Gleiche ist für die CW2- Sequenz richtig. Auch die Kreuzkorrelation von CW1 und CW2 wird null sein.
Jeder Korrelator 58 und 64 reagiert auf das zeitvariable Signal Vdet,AC über ein gegebenes Zeitintervall. Dieses gegebene Zeitintervall kann mit einer Periode jedes Impulses in der PN-Sequenz CW1 oder CW2 korrespondieren. Jeder Korrelator 58 und 64 multipliziert Vdet,AC mit dem momentanen Spannungswert der entsprechenden CW1- oder CW2-Sequenz, um zeitvariante, multiplizierte Spannungen Vi1 bzw. Vi2 zu erzeugen. Die Spannungen Vi1 und Vi2 werden dann an Integratoren 77 bzw. 75 angelegt, wobei jeder Integrator minimal aus einem Operationsverstärker 74 mit einem Rückkoppelkondensator C1 bestehen kann. Eine Summiereinrichtung 72 wird eingesetzt, um die Ausgangsspannung des Integrators 75 mit den Spannungsimpulsen der CW1-Sequenz zu addieren, um eine "Quadratur-Phasen"-Steuerspannung CQ bereitzustellen, die auf der Steuerleitung 63 an den Q-Steueranschluss der Vektorabschwächungseinrichtung angelegt wird. Gleichermaßen summiert ein Summierer 68 die Ausgangsspannung des Integrators 74 mit den Spannungsimpulsen der CW2-Sequenz, um eine "In-Phasen"-Steuerspannung CI bereitzustellen, die auf der Steuerleitung 61 an den I-Steueranschluss der Vektorabschwächungseinrichtung angelegt wird. (Es wird verstanden, falls die variable Phasenverschiebungseinrichtung 46 und die variable Abschwächungseinrichtung 48 von Fig. 5A anstatt der Vektorabschwächungseinrichtung 62 verwendet werden, die Steuersignale CI und CQ zugeschnitten wären, um diese Komponenten zu steuern.) Da jede Integrator-Ausgangsspannung verglichen mit den sich schnell ändernden Spannungsimpulsen der PN-Sequenzen, CW1 und CW2, relativ konstant ist, erzeugt jeder Impuls der PN-Sequenz eine momentane Veränderung in der Charakteristik der Vektorabschwächungseinrichtung 62, die wiederum die zeitvariable Veränderung Vdet,Ac erzeugt, die mit der Änderung der Signalstärke korrespondiert, die durch die Detektoren, 52 und 54, detektiert wird. Diese Veränderung Vdet,AC besteht aus der Kombination einer Veränderung ΔVdet1 aufgrund der Störung an dem Q-Steueranschluss, die mit der CW1-Sequenz korreliert ist, und einer Änderung ΔVdet2 aufgrund der Störung auf dem I-Steueranschluss, die mit der CW2-Sequenz korreliert ist. Für sich ist die zeitvariante Stärke, die durch die Detektoren 46 und 48 gemessen wird, mit den originalen PN-Sequenzen, CW1 und CW2, korreliert. Da diese PN-Sequenzen zueinander unkorreliert sind, sind die Spannung ΔVdet1 und ΔVdet2 unkorreliert, so dass sie je nicht von Störungen in der anderen Spannung betroffen ist.
Die gezeigte Schaltungsanordnung 36 wird folglich eine Bestimmung erlauben, ob die I-Steuerspannung oder die Q-Steuerspannung, die mit einer "1" in der Sequenz (positiver CW1-Spannungsimpuls oder positver CW2-Spannungsimpuls) korrespondiert oder einer Verringerung der I-Steuerspannung oder Q- Steuerspannung, die mit einer "0" in der Sequenz (negativer CW1-Spannungsimpuls oder CW2-Spannungsimpuls) korrespondiert, zu einer Verringerung der unerwünschten Signalstärke führte. Die Spannungsanteile ΔVdet1 und ΔVdet2 der Spannungswellenform ΔVdet,AC werden durch die Korrelationseinrichtung 64 bzw. 58 mit dem ursprünglichen positiven oder negativen Spannungsimpuls der CW1- oder CW2-Sequenz multipliziert, die die Spannungsänderung verursachte. Auf diese Weise konvergiert jede Schleife gleichzeitig, und das unerwünschte kreuzpolarisierte Signal wird eliminiert. Die Schaltung 36 arbeitet, um die Steuerspannungen CI und CQ kontinuierlich anzupassen, so dass jegliche Änderungen in dem Kreuzpolarisationsniveau sofort kompensiert werden. Folglich ist das System ideal zur Verwendung als ein automatisches, kontinuierlich korrigierendes Eliminationssystem.
Es wird angemerkt, dass das System mit willkürlichen Anfangswerten für die Steuerspannungen CI und CQ starten wird. Die Korrelatoren 58 und 64 vergleichen dann kontinuierlich die Änderungen von Vdet, die durch die PN-Sequenzen erzeugt werden, mit den PN-Sequenzen an sich. Eine Änderungen in Vdet, die mit einer der Sequenzen korreliert, wird aufgrund welcher Steuerung auch immer (Phase oder Abschwächung, I- oder Q-Abschwächung) durch diese Sequenz angepasst. Änderungen aufgrund der anderen Sequenz, die für die andere Steuerung verwendet wird, werden zu null kreuzkorreliert. Auch Veränderungen aufgrund von Rauschen oder dem kopolarisierten Signal, wenn sie mit der Sequenz multipliziert werden, werden gleichermaßen zu null ausgemittelt. Darum, wenn über eine passende Zeitdauer gemittelt wird, wird das Ausgangssignal der Korrelationseinrichtung eine Spannung sein, die nicht null für ein nicht konvergiertes System und null für ein konvergiertes (maximal mögliche Elimination) System ist. Diese Spannung wird integriert (was schematisch durch den Operationsverstärker 74 und den Kondensator C1 gezeigt wird), um die Spannung zu erhalten, die an die Steuerungen der Abschwächungseinrichtung/Phasenverschiebungseinrichtung oder dem I-/Q-Netzwerk angelegt wird.
Die Pseudorauschen-Sequenzen werden zu diesen auf einem sehr niedrigen Niveau addiert, um nur kleine Änderungen in diesen Steuerspannungen vorzunehmen. Als solches ist das System kontinuierlich und wird immer die beste Kombination von Steuerspannungen für die vorhandene Bedingung suchen.
Es wird jetzt auf Fig. 8 Bezug genommen. Dort ist eine Detektions- und Steuerschaltung 90 gezeigt, welche den Detektions- und Steuerblock 36 von Fig. 7 ersetzen kann. Die Schaltung 90 arbeitet ähnlich wie die Schaltung 36 von Fig. 7, außer dass der PN-Generator 70 durch einen Rechteckgenerator (dither generator) 82 und einem Schalter 80 ersetzt wurde, der erlaubt, dass die Steuerspannungen CI und CQ nacheinander anstatt gleichzeitig angepasst werden. Der Rechteckgenerator 82 stellt Spannungsimpulse aus rechteckigen Wellen mit alternierender Polarität, wobei jeder eine Pulsbreite T1 hat, auf einer Leitung 89 zur Verfügung. Der Rechteckgenerator 82 stellt auch eine Steuerspannung mit gepulster Wellenform auf einer Leitung 84 mit Impulsen von alternierender Polarität bereit, wo jeder Steuerimpuls eine viel längere Periode T2 als die der Rechteckwellenimpulse auf der Leitung 89 aufweist. Der Schalter 80 schaltet die Rechteckwellenimpulse zwischen Ausgangsleitungen 91 und 93 beim Übergang zwischen den Steuerimpulsen um, wobei er folglich eine Folge von Rechteckwellenimpulsen während einer Zeit über eine gegebene Anzahl von Impulsen auf den Leitungen 91 und 93 einspeist. Wenn auf die Leitung 93 geschaltet ist, erzeugen die Rechteckwellenimpulse darauf Änderungen in der Steuerspannung CQ, die wiederum eine Änderung in dem detektierten, unerwünschten kreuzpolarisierten Signal erzeugen, was durch die zeitvariante Spannung Vdet,AC angezeigt wird. Der Korrelator 58 multipliziert dann Vdet,AC mit den Rechteckwellenimpulsen, die von dem Rechteckgenerator 82 eingespeist werden, und das multiplizierte Ausgangssignal wird an die Integrationseinrichtung 75 angelegt. Während sich dies für die Zeitdauer T2 fortsetzt, wird das Ausgangssignal des Integrators 75 in die Richtung inkrementiert, die fortschreitend die zeitvariante Spannung Vdet,AC minimiert. Der Schalter 80 schaltet dann auf den anderen Pfad 91 und das Verfahren wird für die CI-Steuerspannung für das zweite Intervall T2 wiederholt. Nach einer Anzahl von Steuerperioden T2 werden die Steuerspannungen, CI und CQ, optimiert sein. Die Steuerspannungen CI und CQ werden dann kontinuierlich angepasst, um spätere Änderungen in dem Kreuzpolarisationniveau in einer ähnlichen Weise wie die der Ausführungsform von der Fig. 7 anzupassen.
Es wird jetzt auf Fig. 9 Bezug genommen. Dort wird eine andere Schaltung 95 gezeigt, die für den Detektions- und Steuerblock 36 von Fig. 4 verwendet werden kann. Die Schaltung 95 stellt ein Paar von Steuerspannungen CI und CQ auf Leitungen 61 bzw. 63 für die Vektorabschwächeinrichtung 62 bereit, so wie es in den Ausführungsformen von Fig. 7 und 8 gemacht wurde. Diese Steuerspannungen erzeugen die Detektorausgangsspannung Vdet, die in ähnlicher Weise, wie zuvor beschrieben wurde, zu der unerwünschten Signalenergie proportional sind. Mit der Schaltung 95 speist ein Prozessor 97 kontinuierlich ein Paar von digitalen Wörtern, die mit den gewünschten Steuerspannungen CI und CQ korrespondieren, an einen Digital-Analog (D/A)-Umsetzer 98. Der D/A- Umsetzer 98 setzt diese Codewörter in die Spannungsniveaus, CI und CQ um, die durch einen Treiber 99 gepuffert werden und auf die Steuerleitungen 61 bzw. 63 eingespeist werden. Der Prozessor 97 macht kontinuierlich kleine, pseudozufällige Störungen an den Steuerspannungen. Diese Störungen erzeugen eine zeitvariante Spannung Vdet,AC, welche kontinuierlich durch eine Abtast- und Halteschaltung 94 abgetastet wird. Die Abtastzeit wird durch den Prozessor 97 mittels an einer Steuerleitung 115 angelegten Steuerimpulsen gesteuert. Die Abtast- und Halte-Ausgangsspannung wird dann an den A/D- Umsetzer 96 angelegt, der sie in das zuvor genannte digitale Wort auf Leitung 117 umsetzt, das dem Prozessor 97 geliefert wird. Der Prozessor 97 vergleicht dann die digitalen Wörter, die Vdet,AC repräsentieren, mit den ursprünglichen pseudozufälligen Störungen, um zu optimalen Werten für die Steuerspannungen, CI und CQ, zu gelangen. Dieses Verfahren läuft unendlich fort, und die Steuerspannungen, CI und CQ, werden kontinuierlich gestört und in Übereinstimmung mit Änderungen in den Kreuzpolarisationsniveaus optimiert.
Alle der oben beschriebenen Ausführungsformen von Fig. 7-9 sind arbeitsfähig, um unerwünschtes Rauschen sowie die unerwünschte kreuzpolarisierte Signalenergie zu eliminieren. Falls der LNB 16 von Fig. 2 perfekt ist und kein Rauschen (0 dB Rauschzahl) erzeugt, wird es keine Reduzierung des Signal- Rauschabstandes (SNR) für ein ordnungsgemäß arbeitendes System geben.
Dies geschieht, weil ein Rauschen von verschiedenen Quellen, das von einer Polarisation in die andere eingekoppelt wird, genau wie das unerwünschte Signal eliminiert wird. Diese Rauschquellen umfassen Satellitenübertragungsstationsrauschen, Antennenrauschen und Rauschen aufgrund von atmosphärischen Verlusten. Das Rauschen, das durch den LNB 16 erzeugt wird, wird jedoch nicht eliminiert und wird das resultierende SNR geringfügig für große Polarisationsfehler verschlechtern. Dies beträgt ungefährt 0,1 dB für 10º Polarisationfehler bei einem linearen Polarisationssystem, was auf ungefähr 0,5 dB für einen Fehler mit 20º ansteigt. Diese SNR-Reduktion ist bei den meisten Anwendungen vernachlässigbar. Die SNR-Verschlechterungen bei zirkularen Polarisationssystemen sind die gleichen wie für axiale Verhältnisse, die den obigen linearen Fehlern entsprechen.
Wie zuvor erwähnt kann es möglich, den LNB 16 und/oder den Abwärtswandler 34 zu eliminieren und einige der Signalverarbeitungsfunktionen bei den empfangenen Mikrowellenfrequenzen (z. B. 3,7-4,2 GHz Band; 11,7-12,2 GHz Band; oder 12,2-12,7 GHz Band) auszuführen. Jedoch können bei diesem Ansatz die Kosten und Komplexität für viele Anwendungen prohibitiv sein.
Die hierin beschriebenen Ausführungsformen können vorteilhaft ausgestaltet werden, um mit der typischen reinen Fernsehempfangsarchitektur (television receive only; TVRO) zusammenzupassen und ihre Merkmale am besten zu verwenden. Da die Signalverarbeitung bei der ersten Zwischenfrequenz von 950-1450 MHz durchgeführt wird und Fehlersignalmessungen bei der zweiten Zwischenfrequenz von 70 MHz durchgeführt werden, kann die gesamte zusätzliche Schaltung kostengünstig sein und in dem Empfänger mit angeordnet sein. Die Elimination wird vorzugsweise auf Basis eines einzelnen Transponders durchgeführt, was zu einer maximalen Eliminationstiefe führt. Bei älteren Systemtypen übermittelt ein einzelner Transponder typischerweise nur ein einzelnes analoges Videosignal; bei modernen Systemen können bis zu vier oder mehr digitale Videosignale mit einem einzelnen Transponder übermittelt werden.
Aus dem Vorstehenden sind folglich mehrere Ausführungsformen eines Kreuzpolarisationseliminationssystems der vorliegenden Erfindung beschrieben, die im Speziellen bei einem Frequenzwiederverwendungssystem nützlich sind und die Polarisationsfehler aufgrund von einer Fehlausrichtung, Faraday- Rotation, Regen und fast jeder Ursache korrigieren. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist dass das System in sich geschlossen ist und keine zusätzlichen Empfänger, Signalprozessoren usw. benötigt, um die Polarisationsintegrität zu bestimmen. Noch ein weiterer Vorteil ist, dass das System vollständig nicht-mechanisch ist. Noch ein weiterer Vorteil ist, dass das System eine Systemverschlechterung aufgrund einer Interferenz mit dem umgekehrt polarisierten Signal auf nahezu null mit minimalem Einfluss auf den Signalrauschabstand (SNR) reduziert.

Claims

1. Empfangssystem (20) zum Empfangen eines ersten elektromagnetischen Signals, das Frequenzen innerhalb eines gegebenen Frequenzkanals aufweist und das von einer externen Quelle unter einer ersten Polarisation gesendet wird, wobei das Empfangssystem (10) auch ein zweites elektromagnetisches Signal empfängt, das Frequenzen innerhalb des gegebenen Frequenzkanals aufweist und das von einer externen Quelle unter einer zweiten, verschiedenen Polarisation gesendet wird, mit einer Kreuzpolarisations-Eliminationsvorrichtung zur Elimination empfangener Kreuzpolarisations-Energie des zweiten Signals, aufweisend:

eine Antenneneinrichtung (12) zum Empfangen des ersten und des zweiten Signals und zum Bereitstellen eines ersten Antennenausgangssignals, das die empfangene Energie enthält, die an der Antenneneinrichtung (12) unter der ersten Polarisation ankommt, und eines zweiten Antennenausgangssignals, das die empfangene Energie enthält, die an der Antenneneinrichtung unter der zweiten Polarisation ankommt;

eine erste Schaltungseinrichtung (36) zum Konvertieren des ersten und des zweiten Antennenausgangssignals zu einem ersten bzw. einem zweiten Kombinator-Eingangssignal mit einer aufeinander bezogenen gesteuerten, relativen Amplitude und einer aufeinander bezogenen, gesteuerten relativen Phase;

eine Kombiniereinrichtung (60) zum vektoriellen Kombinieren der Signalenergie des ersten und des zweiten Kombinator-Eingangssignals, um ein Kombinator- Ausgangssignal bereitzustellen;

eine zweite Schaltungseinrichtung zum Detektieren der Signalenergie des Kombinator-Ausgangssignals bei einer vorbestimmten Frequenz, um ein detektiertes Signal bereitzustellen;

wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) auf das detektierte Signal reagiert, um die gesteuerte relative Amplitude und die gesteuerte relative Phase zu optimieren, um das Kombinator-Ausgangssignal mit Signalenergie zu versehen, die im Wesentlichen dem ersten elektromagnetischen Signal zugeordnet ist und im Wesentlichen frei von Signalenergie ist, die dem zweiten elektromagnetischen Signal zugeordnet ist;

wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) betriebsfähig ist, um die relative Amplitude und die relative Phase kontinuierlich zu variieren, um über die Zeit variierende Veränderungen in dem detektierten Signal zu erzeugen, und wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) aufweist:

eine Pseudorauschen-Erzeugungseinrichtung (70) zum kontinuierlichen Erzeugen von pseudozufälligen Veränderungen in der relativen Amplitude und der relativen Phase; und

eine Korrelationseinrichtung (58, 64), die mit der Pseudorauschen-Erzeugungseinrichtung (70) gekoppelt ist, um die über die Zeit variierende Veränderungen mit den pseudozufälligen Veränderungen zu korrelieren, um die relative Amplitude und die relative Phase kontinuierlich zu optimieren, um dadurch eine Kreuzpolarisations-Unterdrückung kontinuierlich zu optimieren.

2. Empfangssystem (10) nach Anspruch 1, wobei sich die vorbestimmte Frequenz außerhalb eines Frequenzbereichs befindet, der dem gegebenen Frequenzkanal zugeordnet ist.

3. Empfangssystem (10) nach Anspruch 2, wobei die zweite Schaltungseinrichtung aufweist:

einen Richtkoppler (42) mit einem Eingangsanschluß zum Empfangen von Signalenergie, die dem Kombinator-Ausgangssignal zugeordnet ist, einem direkten Ausgangsanschluß und einem gekoppelten Ausgangsanschluß;

mindestens ein Bandpassfilter (46, 48), das mit dem gekoppelten Anschluß gekoppelt ist und eine Resonanzfrequenz bei der Frequenz außerhalb des Frequenzbereichs aufweist, der dem gegebenen Frequenzkanal zugeordnet ist, um Energie bei Frequenzen außerhalb des Frequenzbereichs durchzulassen;

einen Detektor (52, 54), der mit dem mindestens einen Bandpassfilter gekoppelt ist, um die von dem mindestens einem Bandpassfilter durchgelassene Energie zu detektieren, um eine detektierte Spannung Vdet bereitzustellen; und

einen Kondensator (C2), der mit dem Detektor (52, 54) zum Weiterleiten des Wechselstromanteils von Vdet gekoppelt ist, um das detektierte Signal für die erste Schaltungseinrichtung (36) bereitzustellen.

4. Empfangssystem (10) nach Anspruch 3, das weiterhin ein Direktpfad- Bandpassfilter (38) aufweist das mit dem direkten Ausgangsanschluß des Richtkopplers (42) gekoppelt ist und das eine Resonanzfrequenz aufweist, die einer Trägerfrequenz des gegebenen Frequenzkanals zugeordnet ist.

5. Empfangssystem (10) nach Anspruch 3, wobei das mindestens eine Bandpassfilter (46, 48) ein erstes Bandpassfilter (46) mit einer ersten Resonanzfrequenz bei einer Frequenz unterhalb des Frequenzbereichs, der dem gegebenen Frequenzkanal zugeordnet ist, und ein zweites Bandpassfilter (48) mit einer zweiten Resonanzfrequenz bei einer Frequenz oberhalb des Frequenzbereichs, der dem gegebenen Frequenzkanal zugeordnet ist, aufweist; und

wobei das Empfangssystem (10) ferner eine Splittereinrichtung (67) aufweist, die an den gekoppelten Anschluß angeschlossen ist, um das Signal an dem gekoppelten Anschluß in ein erstes und ein zweites Signal aufzuteilen, die an das erste bzw. das zweite Bandpassfilter (46, 48) angelegt werden.

6. Empfangssystem (10) nach Anspruch 1, wobei die erste Polarisation eine erste, lineare Polarisation aufweist und die zweite, unterschiedliche Polarisation eine zweite, lineare Polarisation orthogonal zu der ersten, linearen Polarisation aufweist.

7. Empfangssystem (10) nach Ansprüch 1, wobei die erste Polarisation eine Zirkularpolarisation einer ersten Richtung aufweist und die zweite Polarisation eine Zirkularpolarisation einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, aufweist.

8. Empfangssystem (10) nach Anspruch 1, wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) aufweist:

einen rauscharmen Verstärker (116, 124) zum Verstärken des ersten und des zweiten Antennenausgangssignals, um ein erstes verstärktes bzw. ein zweites verstärktes Signal bereitzustellen;

einen lokalen Oszillator (130) zum Bereitstellen eines lokalen, oszillierenden Signals;

einen ersten und einen zweiten Mischer (118, 126) zum Mischen des lokalen, oszillierenden Signals mit dem ersten, verstärkten bzw. dem zweiten, verstärkten Signal, um ein erstes bzw. ein zweites Zwischenfrequenzsignal IF bereitzustellen;

wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) betriebsfähig ist, um das erste und das zweite IF-Signal in das erste bzw. das zweite Kombinatoreingangssignal zu konvertieren.

9. Empfangssystem nach Anspruch 8, das ferner einen Abwärtswandler (34) aufweist der zwischen einen Ausgang des Kombinators (60) und die zweite Schaltungseinrichtung gekoppelt ist, um jede Frequenzkomponente des Kombinatorausgangssignals in eine entsprechend niedrigere Frequenz zu überführen.

10. Empfangssystem (10) nach Anspruch 1, wobei die Kombiniereinrichtung (60) einen Kombinator mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss aufweist und wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) eine variable Abschwächungseinrichtung (62) und eine variable Phasenverschiebungseinrichtung (62) aufweist, die in Serie zwischen den zweiten Antennenausgangsanschluß und den zweiten Kombinatoreingangsanschluß gekoppelt sind, wobei die variable Abschwächungseinrichtung (62) auf ein erstes Steuersignal reagiert, das in die erste Schaltungseinrichtung (36) gespeist wird, um eine Signalenergie des zweiten Antennenausgangssignals abzuschwächen, wobei die variable Phasenverschiebungseinrichtung (62) auf ein zweites Steuersignal reagiert, das in die erste Schaltungseinrichtung (36) gespeist wird, um eine Signalenergie des zweiten Antennenausgangssignals in der Phase zu verschieben, um dadurch die gesteuerte, relative Amplitude und die gesteuerte, relative Phase zwischen dem ersten und dem zweiten Kombinatoreingangssignal an dem ersten bzw. dem zweiten Kombinatoreingangsanschluß bereitzustellen.

11. Empfangssystem nach Anspruch 1, wobei die Kombiniereinrichtung (60) einen Kombinator (50) mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss aufweist und wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) eine Vektorabschwächungseinrichtung (62) aufweist, die zwischen den zweiten Antennenausgangsanschluß und den zweiten Kombinatoreingangsanschluß gekoppelt ist und der einen "In-Phasen" (I) -Steueranschluss und einen "Quadratur-Phasen" (Q) -Steueranschluss aufweist, wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) Steuersignale an den I- und den Q-Steueranschluss liefert, um die Abschwächung und die Phasenverschiebung des zweiten Antennenausgangssignals zu steuern, um dadurch die gesteuerte, relative Amplitude und die gesteuerte, relative Phase zwischen dem ersten und dem zweiten Kombinatoreingangssignal an dem ersten bzw. dem zweiten Kombinatoreingangsanschluss bereitzustellen.

12. Empfangssystem (10) nach Anspruch 11, das weiterhin eine Verzögerungsleitung (44) aufweist, die zwischen den ersten Antennenausgangsanschluss und den ersten Kombinatoreingangsanschluss gekoppelt ist, um eine Phasenverzögerung als eine Funktion einer Frequenz in das erste Antennenausgangssignal einzuführen, welche die Phasencharakteristik der Einführung der Vektorabschwächungseinrichtung (62) als eine Funktion einer Frequenz nachsteuert.

13. Empfangssystem (10) nach Anspruch 1, wobei das Empfangssystem (22) in der Lage ist, Signale aus einer Mehrzahl von überlappenden Frequenzkanälen zu empfangen, wobei generell eine Hälfte der Frequenzkanäle von einer externen Quelle unter der ersten Polarisation gesendet wird und die andere Hälfte der Frequenzkanäle unter der zweiten, unterschiedlichen Polarisation gesendet wird und wobei benachbarte der Frequenzkanäle unter einer Unterschiedlichen der genannten Polarisationen gesendet werden, wobei die Antenneneinrichtung (12) die Signale der Mehrzahl von überlappenden Frequenzkanälen empfängt, wobei das Empfangssystem (22) ferner aufweist:

ein Splitternetzwerk (18) zum Aufteilen der ersten und der zweiten Antennenausgangssignale in eine Mehrzahl von Signalpaaren, wobei jedes Signalpaar ein erstes und ein zweites Empfängereingangssignal aufweist, die auf das erste bzw. auf das zweite Antennenausgangssignal hinweisen;

eine Mehrzahl von Empfängern (20, 22), jeder zum Empfang eines der Mehrzahl von Signalpaaren;

eine Mehrzahl von Kombiniereinrichtungen (60), ersten Schaltungseinrichtungen (36) und zweiten Schaltungseinrichtungen, wobei jeder der Empfänger (20, 22) eine der Kombiniereinrichtungen (60), eine der ersten Schaltungseinrichtungen (36) und eine der zweiten Schaltungseinrichtungen aufweist;

wobei jeder Empfänger aus der Mehrzahl von Empfängern (20, 22) ferner ein Bandpassfilter (38) aufweist, um Frequenzen, die einem einzelnen der Kanäle zugeordnet sind, zu filtern.

14. Empfangssystem (10) nach Anspruch 13, wobei jede der Kombiniereinrichtungen (60) einen Kombinator (50) mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß aufweist und wobei jeder Empfänger (20, 22) ferner einen Transferschalter (42), der einen ersten und einen zweiten Transferschalter-Eingangsanschluß aufweist, die daran angepasst sind, das erste bzw. das zweite Antennenausgangssignal zu empfangen, und der einen ersten und einen zweiten Transferschalter-Ausgangsanschluß, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Kombinatoreingangsanschluss gekoppelt sind, aufweist, und wobei ferner der Transferschalter (42) in Empfängern (20, 22), die der ersten Polarisation zugeordnet sind, den ersten und den zweiten Transferschaltereingangsanschluß mit dem ersten bzw. dem zweiten Transferschalter- Ausgangsanschluß in Verbindung schaltet, und wobei der Transferschalter (42) in Empfängern (20, 22), die der zweiten Polarisation zugeordnet sind, den ersten und den zweiten Transferschalter-Eingangsanschluß mit dem zweiten bzw. dem ersten Transferschalter-Ausgangsanschluß in Verbindung schaltet.

15. Empfangssystem (10) nach Anspruch 1, wobei die Pseudorauschen-Erzeugungseinrichtung (70) einen Pseudorauschen-Generator (70) zum Erzeugen einer ersten und einer zweiten unkorrelierten, pseudozufälligen Spannungsimpulsfolge (CW1, CW2) aufweist;

wobei die Korrelationseinrichtung (58, 64) einen ersten und einen zweiten Korrelator (58, 64) zum Multiplizieren des detektierten Signals mit der ersten bzw. der zweiten pseudozufälligen Spannungsimpulssequenz (CW1, CW2) aufweist, um ein erstes bzw. ein zweites multipliziertes Signal zur Verfügung zu stellen;

wobei die erste Schaltungseinrichtung (36) ferner aufweist:

einen ersten und einen zweiten Integrator (75, 77) zum Integrieren des ersten bzw. des zweiten multiplizierten Signals über die Zeit, um ein erstes bzw. ein zweites Integratorausgangssignal zur Verfügung zu stellen;

eine erste Summierschaltung (68) zum Summieren des ersten Integratorausgangssignals mit der ersten pseudozufälligen Spannungsimpulssequenz (CW1), um ein erstes Steuersignal zu erzeugen, und eine zweite Summierschaltung (72) zum Summieren des zweiten Integratorausgangssignals mit der zweiten pseudozufälligen Spannungsimpulsfolge (CW2), um ein zweites Steuersignal zu erzeugen; und

eine Abschwächungs-und Phasenverschiebungsvorrichtung (62), die zwischen die Antennenausgangsanschlüsse und die Kombiniereinrichtung (60) gekoppelt ist, um das erste und das zweite Kombinatoreingangssignal mit der gesteuerten, relativen Amplitude und der gesteuerten, relativen Phase bereitzustellen, die jeweils auf das erste und das zweite Steuersignal reagieren.