DE60113094T2

DE60113094T2 - System und verfahren zur polarisationsanpassung einer vorwärtsverbindung bei zellularer kommunikation

Info

Publication number: DE60113094T2
Application number: DE60113094T
Authority: DE
Inventors: Joseph Shapira; David Levy; Shmuel Yoqne'am MILLER
Original assignee: Celletra Ltd
Current assignee: Celletra Ltd
Priority date: 2000-05-05
Filing date: 2001-05-04
Publication date: 2006-06-29
Anticipated expiration: 2021-05-05
Also published as: US7113748B2; EP1279234B1; WO2001086823A3; DE60113094D1; WO2001086823A2; ATE303677T1; AU2001262587A1; US20030162566A1; EP1279234A2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern einer Mehrzahl von Richtstrahlmustern, die von einer Basisstation ausgestrahlt werden.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich, in gewissen Aspekten, auf das Gebiet der zellularen Kommunikation. In anderen Aspekten bezieht sich die vorliegende Erfindung auf Polarisationsanpassung von Vorwärtsverbindungs-Übertragungen eines zellularen Kommunikationssystems, und auf Verfahren zum Ausführen der Polarisationsanpassung für ein zellulares Kommunikationssystem.
Heutige zellulare Kommunikationssysteme sind immer weiter wachsenden Ansprüchen der Nutzer unterworfen. Gegenwärtige Teilnehmer verlangen mehr Dienstleistungen und bessere Qualität, während Systemkapazitäten bis an ihre Grenzen gedrängt werden. Wenn danach gestrebt wird, höhere Kapazitäten und bessere Dientsleistungsqualität zu erreichen, so wird es notwendig, die Integrität der Übertragung zu optimisieren, indem Übertragungsverluste wo immer möglich verringert werden.
Typischerweise verwenden zellulare Kommunikationssysteme für jede geographische Einheit eine Basisstation (BS) mit einer in alle Richtungen ausgerichteten Antenne, die Signaldeckung für die gesamte Zelle gewährleistet. Eine alternative Vorgehensweise teilt die geographischen Einheiten winkelförmig in Sektoren auf (d.h. Sektorierung) und setzt BS-Antennen ein, die Muster von präzise ausgerichteten, schmalen Richtstrahlen ausstrahlen, um designierte Sektoren abzudecken. Die Richtstrahlmuster können schmal sowohl in der scheitelwinkligen Ebene als auch in der Erhöhungsebene sein und ermöglichen es aufgrund ihres Ausrichtungsvorteils mobilen Stationen (MS), mit der BS über größere Entfernungen hinweg zu kommunizieren.
Die schmalen Strahlen, die zum Ausbilden von Richtstrahlmustern für vorgegebene Abdeckungsbereiche verwendet werden, sind optimisiert, um die Leistung des drahtlosen Netzwerks zu verbessern. Die Optimisierung kann die Polarisation der Strahlen zum Verbessern der Leistung einschließen. Traditionnell verwenden BS eine Mehrzahl von vertikal polarisierten Antennen, die die vertikal polarisierten Antennen der meisten montierten MS (d.h. nicht tragbaren MS) ergänzen. Diese Konfiguration ist jedoch nicht ausreichend beim Aufnehmen von Signalen von tragbaren MS, ebenso wie von Kraftfahrzeugen mit nicht vertikalen Antennen.
Im Allgemeinen haben tragbare MS Übertragungsantennen, die linear polarisiert sind. Die Polarisation ist zufällig verteilt, abhängig von der Position, in der die MS gehalten wird. Zum Beispiel kann die Polarisation von Antennen tragbarer MS um bis zu 20 Grad von der horizontalen zu der vertikalen Ebene bezüglich der BS-Antennen schwanken. Daher existiert eine Polarisations-Fehlanpassung zwischen tragbaren MS und BS-Antennen. Eine solche Fehlanpassung kann einen durchschnittlichen Übertragungsverlust von bis zu 7 dB und unmittelbare Übertragungsverluste von bis zu 9 dB verursachen.
In einem Versuch solche kostspieligen Übertragungsverluste zu überwinden inkorporieren einige BS Mehrfach-Antennen von diversifizierter Polarisation mit einem Kombinator-Schaltkreis, um die Polarisation der MS-zu-BS-Übertragungen (d.h. Rückwärtsverbindungsübertragungen) „anzupassen". Zum Beispiel veranschaulicht 1 einen Empfangsteil eines BS-Antennensystems 100, das Antennenempfangselemente 102, 104 mit diversifizierter Polarisation verwendet. Die Empfangselemente 102, 104 sind so konfiguriert, dass sie sich zwei einander entgegengesetzten (d.h. orthogonalen), linear abgeschrägten polarisierten Zuständen (d.h. +/– 45° lineare Polarisation) anpassen können. Die von beiden Typen von Antennenelementen 102, 104 empfangenen Signale werden auf einen Diversität kombinierenden Schaltkreis 106 angewandt, der einen Maximalwert für einen bevorzugten Signalparameter (z.B. Verhältnis von Signal zu Geräusch, SNR) zwischen den zwei von den Antennenelementen 102, 104 empfangenen Signalen bestimmt. Auf diese Weise ist die BS in der Lage, Übertragungsverluste aufgrund von Polarisations-Fehlanpassung zu begrenzen, indem die Rückwärtsverbindungsübertragung einem der beiden möglichen Polarisationszustände (d.h. +/– 45°) angepasst wird.
Da tragbare MS im Allgemeinen nicht mit Mehrfachantennen ausgerüstet sind, können solche Polarisationsanpassungs-Schemata nicht in MS eingesetzt werden, um Polarisations-Fehlanpassungen während BS-zu-MS-Übertragungen (d.h. Vorwärtsverbindungsübertragungen) auszugleichen, Dies führt zu teuren Übertragungsverlusten bei der Vorwärtsverbindung. Was daher benötigt wird, ist effektive Polarisationsanpassung bei Vorwärtsverbindungsübertragungen, um Übertragungsverluste aufgrund der Polarisations-Fehlanpassung zwischen tragbaren MS und BS auszugleichen.
WO-A-98/39851 offenbart eine Basisstation, die auf einer modularen Struktur basiert. Eine Mehrzahl von aktiven Radiator-Modulen weisen ein einen Richtstrahl bildendes Netzwerk auf, das es ermöglicht, relative Richtstrahlamplitude und -phase zu steuern.
Gemäß WO-A-99/14870 setzt ein praktisches Verfahren zum Verbessern von Signalqualität (Trägersignal zu Interferenz, C/I) sowohl bei Aufwärts- als auch bei Abwärtsverbindung von drahtloser Punkt-zu-Multipunkt-CDMA-Leistung elementare Radio-Richtungsfindungstechniken ein, um optimale Diversitätskombination in einer Antennenanordnung zu ermöglichen, die eine große Anzahl von Elementen verwendet. Dieser Ansatz wird durch die Verwendung von auf sehr kleinen Bitzählungen beruhender Arithmetik und Ausnutzen von finiter Alphabetsignalstruktur (Walsh-Symbole, zum Beispiel in IS-95 CDMA) oder einer bekannten Trainingssequenz erleichtert. Alternative Anwendungen können Fließkomma-Datendarstellungen verwenden.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Steuern einer Mehrzahl von Richtstrahlmustern bereit gestellt, die von einer Basisstation in einem drahtlosen Kommunikationssystem ausgestrahlt werden, wobei das Verfahren aufweist: Empfangen von mindestens einem Signal von einer Mobilstation an der Basisstation, gekennzeichnet durch die weiteren Schritte des Bestimmens von geschätzten Attributen von diesem zumindest einem Signal, das von der Basisstation empfangen wurde, wobei die geschätzten Attribute mindestens Amplituden- und Phaseninformation des zumindest einen Signals umfassen; Berechnen geglätteter Versionen der geschätzten Attribute gemäß einem vorgegebenen Satz von Kriterien; Erzeugen eines Satzes gewichteter Signalparameter gemäß den geglätteten Versionen, um einen Polarisationszustand des zumindest einen Signals zu beschreiben; und Anwenden der gewichteten Signalparameter, um ein von der Basisstation übertragenes Signal zu modifizieren, derart, dass das gesendete Signal im Wesentlichen an den Polarisationszustand des zumindest einen Signals angepasst ist.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung in einem drahtlosen Kommunikationssystem zum Steuern einer Mehrzahl von Richtstrahlmustern, die von einer Basisstation ausgestrahlt werden, bereit gestellt, um sich der Polarisation von Richtstrahlmustern, die von zumindest einer Mobilstation ausgestrahlt werden, anzupassen, wobei die Vorrichtung gekennzeichnet ist durch: eine Einheit zur Schätzung von Attributen, die so konfiguriert ist, dass mindestens ein von der Basisstation empfangenes Signal verarbeitet wird, um einen Satz von geschätzten Attributen zu erzeugen, der mindestens einen Amplituden- und einen Phasenwert des zumindest einen Signals umfasst; eine Datenglättungs-Vorrichtung, die an die Einheit zur Schätzung von Attributen gekoppelt ist, wobei die Datenglättungs-Vorrichtung so konfiguriert ist, dass sie geglättete Versionen der geschätzten Attribute gemäß einem vorgegebenen Satz von Kriterien berechnet; und ein Generator für normalisierte Gewichtung, um gewichtete Signalparameter gemäß den geglätteten Versionen zu erzeugen, wobei die gewichteten Signalparameter an dem zumindest einen Signal angewendet werden, um eine Polarisationsanpassung zu erreichen.
Das obige und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden weiter beschrieben in der nachfolgenden detaillierten Beschreibung, unter Bezugnahme auf die Zeichnungen mit Hilfe von nicht beschränkenden beispielhaften Ausführungen der vorliegenden Erfindung, worin gleiche Bezugszeichen gleiche Teile der vorliegenden Erfindung in den mehreren Ansichten darstellen, und worin:
1 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das einen ersten Typ von Antennenanordnung darstellt;
2B verschiedene Antennenpolarisationsanordnungs-Einheiten darstellt;
3A eine aktive Radiatoreinheit darstellt;
3B eine weitere Antennenanordnung darstellt;
4A ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das ein BS-Antennensystem veranschaulicht, das in der Lage ist, zusammengesetzte Richtstrahlen zu formen;
4B ein Diagramm eines zusammengesetzten Richtstrahls ist;
5A, 5B, 5C, 5D Diagramme in stark vereinfachter Darstellung zeigen, die Ausführungen der vorliegenden Erfindung veranschaulichen;
6 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das den Polarisationsanpassungs-Prozessor darstellt;
7 ein Flussdiagramm einer Ausführung des Algorithmus des Polarisationsanpassungs-Prozessors ist;
8 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das ein Versuchssystem darstellt;
9–12 Graphen einer Mehrzahl von Feldversuchen darstellt;
13 einen empfangenen Vektor veranschaulicht, der ein in einer Richtung polarisiertes RF-Signal darstellt;
14 ein Graph ist, der die Abhängigkeit von ABS (Σ) und ABS (Δ) gegenüber β darstellt;
15 ein Graph des Logarithmusverhältnisses Σ/Δ ist;
16 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der β-Schätzung darstellt;
17 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine weitere Ausführung der β-Schätzung darstellt;
18 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung eines TDMA-Systems (einzelner Träger) darstellt;
19 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Polarisationsanpassungs-Vorrichtung darstellt;
20 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der Erfindung veranschaulicht;
21 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der Erfindung veranschaulicht;
22 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der Erfindung veranschaulicht;
23 ein Zeiger-Diagramm ist, das das Prinzip der leistungsgleichen Umsetzung veranschaulicht;
24 das Laden von Leistungsverstärkern vergleicht;
25A–25C die Histogramme veranschaulichen;
26 die Simulationsergebnisse von Diversitätsgewinnen veranschaulicht;
27 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der Erfindung veranschaulicht;
28 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der Erfindung veranschaulicht;
29 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der Erfindung veranschaulicht;
30 das Verhalten von Diversitätsgewinn veranschaulicht;
31 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der Erfindung veranschaulicht; und
32 ein Diagramm in stark vereinfachter Darstellung zeigt, das eine Ausführung der Erfindung veranschaulicht;
Die vorliegende Erfindung nutzt zum Beispiel die Information, die bei der Empfangs(Rx)-Polarisation gemessen und verarbeitet wurde, um die verlangte durchschnittliche Sende(Tx)-Polarisation zu schätzen. Der durchschnittliche Polarisationszustand der Wellen hängt nicht von der Frequenz ab und kann aus der Rückwärtsverbindung abgeleitet werden, um die Gewichtungen zu bestimmen, die bei der Vorwärtsverbindungs-Übertragung eingesetzt werden sollen. Das Polarisations-Anpassungsverfahren für die Handhabung von Vorwärtsverbindungs-Übertragung mittels eines Basis-Transceiversystems (BTS) verbessert den Leistungswert und die Effizienz gleichzeitig mit reduzierter Interferenz. Zusätzliche wichtige Vorteile ergeben sich aus der verbesserten Leistung der Soft-Handoff(SHO)-Zone.
2 veranschaulicht eine typische Ausführung einer aktiven Antennenanordnungs-Konfiguration für eine BS, die in „AKTIVE ANTENNENANORDNUNGS-KONFIGURATION UND STEUERUNG FÜR ZELLULARE KOMMUNIKATIONSSYSTEME", Anmeldung Nr. 09/357,844, eingereicht am 21. Juli 1999, beschrieben ist. Wie in 2 dargestellt, weist die Antennenanordnung 250 eine Kombination von zwei aktiven Sende-Antennenelementen 255A, 255B und zwei aktiven Empfangs-Antennenelementen 260A, 260B auf, die in einer einzigen vertikalen (säulenförmigen) Anordnung angeordnet sind. Die zwei aktiven Sende-Antennenelemente 255A, 255B und die zwei aktiven Empfangs-Antennenelemente 260A, 260B sind vorzugsweise gedruckte elementare Radiatoren, die eine mehrschichtige Konfiguration aufweisen und durch ein Epoxy-Glasfaser-Radom abgedichtet sind.
Dadurch, dass separate Sende-Antennenelemente 255A, 255B und Empfangs-Antennenelemente 260A, 260B innerhalb einer einzigen Anordnung inkorporiert sind, ist die BS in der Lage, volle Sende- und Empfangsfunktionalität für zellulare Abläufe zu erreichen, während die Notwendigkeit von unabhängigen Sende- und Empfangs-Antennenanordnungen eliminiert wird. Durch diese Vorgehensweise erreicht die Antennenanordnung 250 volle BS-Funktionalität bei einem rationalisierten und kompakten Design.
Die räumliche Trennung der Sende-Antennenelemente 255A, 255B und der Empfangs-Antennenelemente 260A, 260B innerhalb der Anordnung vermeidet auch die Intermodulations-Interferenz in dem Empfangsteil, die durch die Hochleistungs-Übertragungssignale verursacht wird, wie vorstehend in Bezug auf herkömmliche Systeme mit kombinierten Elementen festgestellt. Die räumliche Trennung gewährleistet auch Flexibilität bei Maßnahmen zur Optimisierung von Übertragung und Empfang in BS, wie zum Beispiel unabhängige Steuerung von Gewinn und Strahlformung, welche in Systemen mit kombinierten Elementen eingeschränkt ist. Zudem umgeht die Trennung auch die Notwendigkeit von Hardware zur Signalunterscheidung, wie etwa Antennenweichen und komplexe Sende- und Empfangsfilter, die bei dem Versuch, die jeweiligen Signale von kombinierten Sende/Empfangs-Antennenelementen zu isolieren und zu filtern, in einer relativ verlustreichen und ineffizienten Weise arbeiten. Eine solche räumliche Trennung resultiert auch in zusätzlicher Isolierung zwischen den Empfangs- und Sendesignalen.
2 veranschaulicht weiterhin, dass innerhalb der vertikalen Anordnung die Antennenelemente in alternativer Weise angeordnet sind, so dass auf ein erstes Sende-Antennenelement 255A ein erstes Empfangs-Antennenelement 260A folgt und auf ein zweites Sende-Antennenelement 255B ein zweites Empfangs-Antennenelement 260B folgt. Die Verschachtelung der Sende-Antennenelemente 255A, 255B und der Empfangs-Antennenelemente 260A, 260B innerhalb der Anordnung ermöglicht es, die optimale vertikale Separationsdistanz S zu etablieren. Die optimale vertikale Separationsdistanz S ist die vertikale Distanz zwischen gleichen Antennenelementen, welche für eine gegebene Frequenz den Gewinn aus der Hauptstrahlungskeule eines Signals maximiert, während der Beitrag von nachrangigen Strahlungskeulen minimal gehalten wird. Die optimale vertikale Separationsdistanz S kann variieren. Zum Beispiel kann bei einem persönlichen Kommunikationssystem (PCS) S zwischen 0,70 λ und 0,95 λ liegen.
Zusätzlich sind die Sende-Antennenelemente 255A, 255B und die Empfangs-Antennenelemente 260A, 260B innerhalb der Antennenanordnung derart konfiguriert, dass sie polarisierte ausgestrahlte Muster erzeugen. Die Polarisation eines ausgestrahlten Musters in eine festgelegte Richtung resultiert in dem maximalen Gewinn des Musters entlang der festgelegten Richtung.
Aufgrund der Berücksichtigung von Mehrwegen, gekoppelt mit der relativ niedrigen Sendeleistung von Mobilstationen, verschafft die Antennenanordnung 250 den zusätzlichen Vorteil, dass diese konfiguriert ist, um Polarisationsdiversität sowohl für die BS-Sende-Antennenelemente 255A, 255B als auch für die BS-Empfangs-Antennenelemente 260A, 260B zu gewährleisten. Insbesondere weist jedes der BS-Sende-Antennenelemente 255A, 255B und der BS-Empfangs-Antennenelemente 260A, 260B ein Paar von orthogonal polarisierten Antennenelementen auf. Polarisationsdiversität erfordert typischerweise zwei Antennenelemente, die orthogonal polarisiert sind. Die Effektivität der Polarisationsdiversität hängt von der Ähnlichkeit der ausgestrahlten Muster ab, die von den zwei Antennenelementen gesendet oder empfangen werden, und von der Gleichmäßigkeit des durchschnittlichen Signalniveaus, das von den Elementen gesendet oder empfangen wird. Zum Beispiel besitzen, wie vorstehend erwähnt, tragbare MS Antennen, die linear polarisiert sind, mit einer Zufallsverteilung abhängig von der Position, in der die MS gehalten wird. Als solche nutzt die Antennenanordnung 250 diese Polarisationszustände, indem jedes der BS-Sendeantennenelemente 255A, 255B, und jedes der Empfangs-Antennenelemente 260A, 260B so konfiguriert ist, dass es sich zwei entgegengesetzten (d.h. orthogonalen), linear ausgerichteten polarisierten Zuständen (d.h. +/– 45° lineare Polarisation) anpasst.
Es sollte verstanden werden, dass die spezifische Anordnung der Antennenanordnung 250 abgeändert werden kann, um Redundanz zu gewährleisten oder in sonstiger Weise die Attribute und Merkmale der Anordnungskonfiguration zu verbessern. Zum Beispiel kann die Antennenanordnung 250 vergrößert werden, indem Kombinationen der Anordnung aufeinander gestapelt werden, so dass man Antennenelemente erhält, die in einer 8 × 1, 12 × 1 oder 16 × 1-Anordnungskonfiguration angeordnet sind. Diese Anordnung verschafft daher eine kompakte Antennenkonfiguration, angeordnet in einer einzigen Säule, für zellulare Kommunikation, die volle Sende- und Empfangsfähigkeiten besitzt. Zudem ermöglicht die Anordnung unabhängige Sende- und Empfangsgewinnsteuerung und Strahlformung, minimisiert Sende-Intermodulationsinterferenz und gewährleistet sowohl Sende- als auch Empfangspolarisationsdiversität.
3A stellt eine charakteristische Ausführung einer aktiven Strahlungseinheit (ARU) 300 dar, die beschrieben ist in der in üblicher Weise zugewiesenen Anmeldung, betitelt: „SKALIERBARES ZELLULARES KOMMUNIKATIONSSYSTEM", Anmeldungsnr. 09/357,844, eingereicht am 21. Juli 1999. Die ARU 300 weist eine modulare Antenneneinheit auf, die einen Sendepfad und einen Empfangspfad hat. Der Sendepfad inkorporiert einen Leistungsverstärker (PA) 302, der elektrisch an einen Sende-Bandpassfilter 304 gekoppelt ist. Der Sendefilter 304 ist seinerseits elektrisch an eine Sendeantenne 306 gekoppelt. Die Sendeantenne 306 kann für eine Vielfalt von Vorgängen konfiguriert werde, einschließlich zum Beispiel vertikale oder schräg-lineare duale Polarisation, wie vorstehend für Antennenanordnungen 100, 250 angegeben. In ähnlicher Weise verwendet der Empfangspfad eine Empfangsantenne 316, die elektrisch an einen Empfangs-Bandpassfilter 314 gekoppelt ist. Die Empfangsantenne 316 kann ebenfalls für eine Vielfalt von Vorgängen konfiguriert werden, einschließlich zum Beispiel vertikale oder schräg-lineare duale Polarisation, wie vorstehend für Antennenanordnungen 100, 250 angegeben. Der Empfangs-Bandpassfilter 314 wird nachfolgend an einen geräuscharmen Verstärker (LNA) 312 gekoppelt. Die ARU 300 kann auch Überwachungs- und Steuer-Untereinheiten ebenso wie leistungsverbessernde Untereinheiten einschließen, um eine überwachende Steuerung, Handhabungsfunktionalität und optimale Leistung zu gewährleisten. Als solche sieht die ARU 300 Sende- und Empfangspfadabschnitte innerhalb einer einzigen modularen Einheit vor.
3B veranschaulicht die Antennenanordnung 350, die eine Mehrzahl von ARU 300 in einer 8 × 1 (säulenförmigen) Anordnung einsetzt. Eingänge in die Anordnung 350 werden durch zwei gemeinsame Zuführungen erleichtert, die alle die Sende-Antennenelemente bzw. alle die Empfangs-Antennenelemente untereinander verbinden. Wie vorstehend in Bezug auf ASE 300 angegeben, können die Sendeelemente vertikal polarisiert sein, und die Empfangs-Antennenelemente können linear-schräg polarisiert sein (d.h. +/– 45° lineare Polarisation). In der Alternative kann die Antennenanordnung 350 für Sende- und Empfangspolarisationsdiversität konfiguriert werden, indem sowohl die Sende- Antennenelemente als auch die Empfangs-Antennenelemente so konfiguriert werden, dass sie linear-schräge Polarisation aufweisen.
4A stellt eine charakteristische Ausführung eines BS-Antennensystems 400 dar, das eine Antennenanordnung 410 mit mehreren Säulen aufweist, welche an eine Transformationsmatrix 420 gekoppelt ist, die beschrieben ist in der in üblicher Weise zugewiesenen Anmeldung, betitelt: „AKTIVE ANTENNENANORDNUNGSKONFIGURATION UND-STEUERUNG FÜR ZELLULARE KOMMUNIKATIONSSYSTEME", eingereicht am 21. Juli 1999. Wie in 4A veranschaulicht sind die Antennenanordnung 410 und die Transformationsmatrix 420 entweder für Sende- oder für Empfangsvorgänge der BS konfiguriert. Die Transformationsmatrix 420 weist eine Mehrzahl von Richtstrahl-Ports 411 auf einer Richtstrahlebenenseite 412 der Matrix 420 auf, und eine Mehrzahl von Antennen-Ports 413 auf der Antennenebenenseite 414 der Matrix 420. Jede Säulenanordnung (Säule 1, 2, 3 und 4) der aus mehreren Säulen bestehenden Anordnung 410 ist durch die Antennen-Ports 413 an die Matrix 420 gekoppelt. Während der Übertragung durch das BS-System 400 ermöglicht es diese Konfiguration, dass die Transformationsmatrix 420 Signale von der Richtstrahlebenenseite 412, die relative Amplituden- und Phaseninformation von der Richtstrahlebenenseite 412 umfassen, empfangen kann. Basierend auf dieser Information verwandelt die Matrix 420 die Signale der Richtstrahlebenenseite in Signale, die für die ausstrahlenden Antennenelemente (Säule 1, 2, 3 und 4) geeignet sind und liefert diese Signale an alle die Antennen-Ports 413. Die Antennenelemente (Säule 1, 2, 3 und 4) innerhalb der Säulen der aus mehreren Säulen bestehenden Anordnung 410 strahlen dann schmal geformte Richtstrahlmuster in verschiedene Richtungen, in Übereinstimmung mit den transformierten Signalen. Umgekehrt empfängt die Transformationsmatrix 420 während des Empfangs von BS-System 400 Signale von den Ports 413 der Antennenebene 414 und wandelt diese in Signale um, die zum Verarbeiten geeignet sind. Als solches bildet das veranschaulichte System 400 eine Mehrzahl von schmalen Richtstrahlmustern, die sich über verschiedene Winkelrichtungen in Bezug auf eine gegebene Achse erstrecken.
4A veranschaulicht zudem, dass jeder der Richtstrahl-Ports 411 auf der Richtstrahlebenenseite 412 der Transformationsmatrix 420 an ein Amplituden- oder Zuwachsanpassungselement 430 und ein Phasenanpassungselement 440 gekoppelt ist. Elemente 430, 440 ermöglichen es, Amplituden/Zuwachsanpassungen und Phasenanpassungen zu verwirklichen, um die Form der Antennen-Richtstrahlmuster zu regeln, wie in 4B angegeben.
4B veranschaulicht ein typisches zusammengesetztes Richtstrahlmuster, das von einem BS-System wie etwa dem in 4A dargestellten BS-Antennensystem 400 ausgestrahlt wird. Die Transformationsmatrix 420 liefert Signale an die Antennen-Ports 413, wodurch es ermöglicht wird, dass die Antennenelemente (Säulen 1, 2, 3 und 4) vier individuelle Richtstrahlen bilden. Der Gesamteffekt dieser individuellen Richtstrahlen ist der zusammengestzte Gruppen-Richtstrahl, wie in 4B angegeben. Wie vorstehend festgestellt, machen es die Amplituden-/Zuwachsanpassungselemente 430 und die Phasenanpassungselemente 440 möglich, die Form der Antennen-Richtstrahlmuster zu regeln. Der Amplitudenwert, bei welchem sich die individuellen Richtstrahlen (d.h. Unterstrahlen) kreuzen, wird das Cross-Over-Niveau genannt. Die Position des Cross-Over-Niveaus hängt zumindest teilweise von dem optimalen Trennungsabstand der in der Antennenanordnung 410 enthaltenen Antennenelemente ab.
5A veranschaulicht eine Ausführung der vorliegenden Erfindung, die einige der vorstehend erwähnten Merkmale inkorporiert, um Polarisationsanpassung bei der Vorwärtsverbindungs-Übertragung eines zellularen Kommunikationssystems bereit zu stellen. Insbesondere stellt 5A ein BS-Antennensystem 500 dar, das eine Antennenanordnung 510 mit einer Mehrzahl von Antennen aufweist, welche an die Sende-Transformationsmatrizen 520, 522 bzw. die Empfangs-Transformationsmatrizen 524, 526 gekoppelt ist. Die Antennenanordnung 510 mit einer Mehrzahl von Antennen umfasst eine oder mehrere Sende-Empfangs-Antennensätze; jeder Satz umfasst zwei Sende-Antennenelemente und zwei Empfangs-Antennenelemente. Die veranschaulichte Anordnung wird genutzt, um Polarisationsanpassung sowohl an dem Sende- wie auch an dem Empfangsteil des Systems 500 zu erreichen. Zum Beispiel weisen, wie in 5A gezeigt, sowohl die Sende- als auch die Empfangselemente zwei einander entgegengesetzte (d.h. orthogonale) linear-schräg ausgerichtete polarisierte Zustände (d.h. +/– 45° lineare Polarisation) auf. Es ist auch darauf hinzuweisen, dass andere Antennenanordnungen zusammen mit unterschiedlichen Polarisationsausrichtungen vorgesehen werden können, um Diversität an dem Sende- und an dem Empfangsteil zu erreichen. Zum Beispiel kann 5A abgeändert werden, um eine Ausführung einer einzelnen Säule zu veranschaulichen, ohne Transformationsmatrizen und mit Gewichtungen 530, 532, 534, 536, die jeweils einen einzigen Amplituden-/Zuwachsanpasser und Phasenanpasser aufweisen, wie etwa Abschwächer und Phasenschieber, und die weiterhin einen Diversitäts-Kombinator und einen Verteiler aufweisen.
Jedes der Sende- und Empfangsantennenelemente innerhalb der Säulen der Anordnung 510 ist den Antennen-Ports zugeordnet, die den jeweiligen Sendematrizen 520, 522 und Empfangsmatrizen 524, 526 entsprechen. Die Antennen-Ports sind an einen Host von Amplituden-/Zuwachsanpassern und Phasenanpassern 512, 514, 516, 518 gekoppelt. Im Gegenzug sind die Richtstrahl-Ports der Sendematrizen 520, 522 und Empfangsmatrizen 524, 526 an einen separaten Host von Amplituden-/ Zuwachsanpassern und Phasenanpassern 530, 532, 534, 536 gekoppelt. Als solche kann die Polarisation jedes ausgestrahlten Richtstrahlmusters separat geregelt werden. In der Alternative kann die Konfiguration auf die Amplituden-/Zuwachsanpassungen und Phasenanpassungen verzichten und so die Polarisation der ausgestrahlten Richtstrahlmuster nicht steuern.
5A veranschaulicht weiterhin einen adaptiven Mess- und Steuerteil 540, der an die Amplituden-/Zuwachsanpasser und Phasenanpasser 512, 514, 516, 518 der Antennen-Ports und an diejenigen der Richtstrahl-Ports, 530, 532, 534 und 536, gekoppelt ist. Der adaptive Mess- und Steuerteil 540 kann mit einem „Schnell"-Mechanismus versehen sein, um sich schnell schwächer werdenden Signalen auf der empfangenen Rückwärtsverbindung anzupassen, indem die Empfangs-Amplituden-/Zuwachsanpasser und Phasenanpasser 516, 518 an der Antennenebene angepasst werden. Der adaptive Mess- und Steuerteil 540 weist zudem einen „Langsam"-Mechanismus auf, der den physischen Bewegungen einer besonderen MS folgt und die durchschnittliche Abschwächung der empfangenen Rückwärtsverbindung ermittelt. Wie in 5A angegeben, wird der adaptive Mess- und Steuerteil 540 auch auf die Amplituden-/Zuwachsanpasser und Phasenanpasser 512, 514 auf dem Sendeteil 500 angewandt, um die Polarisation auf der Vorwärtsverbindung zu variieren, in dem Versuch, sich dem kurzfristigen Durchschnitt der Polarisation der MS anzupassen.
Spezifisch, wie in System 550 von 5B dargestellt, ist das von der MS her auf jedem der Empfangs-Antennenelemente 507 erfasste Signal um die Mengen a1 und a2, die einander gleich sein können, amplituden-/zuwachsangepasst und/oder phasenangepasst. Das angepasste Signal für jedes der Empfangs-Antennenelemente wird kombiniert und adaptiv geregelt von dem Mess- und Steuerteil 540, der die Werte a1 und a2 regelt. Dieses Diversitäts-Kombinieren kann am Basisband angewandt werden, was zwei vollständige Empfangsketten auf RF oder auf IF erfordert.
Die Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen, die von dem Mess- und Steuerteil 540 geregelt sind, werden anschließend dem Transformator 560 zugeführt. Der Transformator 560 transformiert zuerst Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen in Übereinstimmung mit den Zuwachsunterschieden der Sende-Antennenelemente. Ein Filterteil 565 von geringer Durchlässigkeit, gekoppelt an den Transformator 560, ermittelt daraufhin den Durschnitt der schnellen Regelungsschwankungen und antwortet nur auf die langsamen Schwankungen, die aus den physischen Veränderungen der Stellung der MS resultieren. Der Output des Filterteils 565 von geringer Durchlässigkeit erzeugt Sende-Amplituden-/ Zuwachsanpassungen und Phasenanpassungen b1 und b2, die auf jede MS am Basisband angewandt werden.
Es sollte verstanden werden, dass für einzelne RF-Übertragungen (z.B. ein einzelner RF-TDMA-Kanal) die Übertragung auf der RF-Seite der BS angepasst werden kann, oder durch Regeln der zugeordneten Verstärker in der Kette (siehe zum Beispiel 3A). Es versteht sich ebenfalls, dass für Mehrfachkanal-Übertragungen das Signal in zwei Zweige, die für Polarisationsanpassung geregelt sind, aufgespalten werden und mit der zugeordneten Übertragungskette kombiniert werden kann.
Auf diese Weise nutzt diese Ausführung Signale, die durch die empfangene Rückwärtsverbindung informationsgesteuert werden, um sicher zu stellen, dass die übertragene Signalpolarisation der Polarisation des eingehenden Signals angepasst ist. Dadurch wird der Betrieb der Vorwärtsverbindung verbessert und Übertragungsverluste aufgrund von mangelhafter Polarisationsanpassung werden in signifikanter Weise reduziert.
Die Antenne der Basisstation kann so angepasst werden, dass sie mit unterschiedlichen Kommunikationstechnologien eingesetzt werden kann, wie etwa GSM und CDMA. Um dies zu veranschaulichen, ist 5C eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung, die einige der oben beschriebenen Merkmale inkorporiert, um Polarisationsanpassung auf einer Vorwärtsverbindungs-Übertragung eines zellularen Kommunikationssystems, wie etwa GSM, zu gewährleisten. Insbesondere regelt diese Ausführung die Amplitude/den Zuwachs und/oder die Phase der Vorwärtsverbindungs-Übertragung auf der Basis der Polarisation der Rückwärtsverbindungs-Übertragung. Diese Ausführung wird pro MS-Benutzer (d.h. Zeitschlitz) und pro Träger eingesetzt, was am Basisband, auf IF oder auf RF angewandt werden kann. Diese beispielhafte Ausführung bezieht sich auf RF.
Insbesondere stellt 5C ein BS-Antennensystem 5000 dar, das eine Antennenanordnung 5050 mit mehreren Säulen aufweist. Die Output-Leistung der Antennenanordnung 5050 ist in zwei orthogonale Polarisationen aufgespalten, wie etwa zum Beispiel einander entgegengesetzte, linear-schräge polarisierte Antennenelemente (d.h. +/– 45° lineare Polarisationen). Die Leistung wird in Übereinstimmung mit der ursprünglich empfangenen Polarisation übertragen. Die veranschaulichte Anordnung wird eingesetzt, um Polarisationsanpassung sowohl auf dem Sende- als auch auf dem Empfangsteil des Systems 5000 zu erreichen. Andere Antennenanordnungen zusammen mit unterschiedlichen Polarisationsausrichtungen können ebenfalls vorgesehen werden.
Die Signale von dem Empfangsteil der Antennenanordnung 5050 werden zu den Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5040 geleitet, welche genutzt werden können, um die Trägersignale zu regeln. Die Empfangs-Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5040 sind elektrisch mit den Verteilern 5045 verkoppelt, die deren Eingangssignal reproduzieren. Zum Beispiel reproduziert in 5C jeder der Verteiler 5045 das Eingangssignal viermal und gibt daher vier ähnliche Signale aus. Diese Ausgangssignale werden zu der Sende- und Empfangssteuerung 5000 über den Abwärtsumsetzer 5010 und die Schalter 5005 übertragen.
Eine Verarbeitungseinheit kann Verteiler 5020, Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5025, Kombinatoren 5035 und einen Prozessor 5030 aufweisen. Die Verteiler 5020 empfangen Signale als Eingang, die von der Steuerung 5000 aus über die Schalter 5005 und die Aufwärtsumsetzer 5015 übertragen werden. Die Verteiler 5020 reproduzieren ihre Eingangssignale zweimal, und daher sendet jeder der Verteiler 5020 zwei ähnliche Signale aus. Diese Ausgangssignale werden mit den Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5025 gewichtet. Der Prozessor 5030 bestimmt die Gewichtungen (pro Nutzer pro Trägersignal, basierend zum Teil auf Eingangs-Parametern wie etwa Kanalstatus, Diversität, Entzerrer, dominante Koeffizienten, relative Werte und das maximale Verhältnis kombinierende komplexe Koeffizienten. Das heißt, der Abwärtsumsetzer 5010 demoduliert jedes der (4) empfangenen Trägersignalpaare, von denen jedes über zwei orthogonal polarisierte Antennen empfangen wird. Der Abwärtsumsetzer 5010 kombiniert ebenfalls in optimaler Weise jedes Trägersignalpaar, wodurch Rx-Diversität erhalten wird. Dies wird sequenziell pro Zeitschlitz wiederholt. Auf diese Weise resultiert jedes empfangene Signal in einem Ausgang, pro Trägersignal, von Basisband-Information. Zudem übt der Abwärtsumsetzer 5010 Entzerrerfunktionen aus. Als solcher schätzt der Abwärtsumsetzer 5010 Kanalparameter. Die Kanalparameter werden dann an den Prozessor 5030 weitergeleitet, der die Information verarbeitet, pro Nutzer, um die Dynamik des Kanals zu schätzen. Auch werden die sich optimal kombinierenden Empfangs-Gewichtungen an den Prozessor 5030 weiter geleitet. Der Prozessor 5030 filtert dann die Information, um die Sende-Gewichtungen der angepassten Polarisation zu erzeugen, die die Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5025 konfigurieren.
Die Kombinatoren 5035 summieren dann die gewichteten Trägersignale, um die Trägersignale (d.h. RF-Signale) für jede orthogonal polarisierte Antenne zu verstärken. Daher ähnelt der Output der Kombinatoren 5035 der Form einer der folgenden Gleichungen: RF1 = Σ(ak)(RFk); oder RF2 = Σ(bk)(RFk)wobei a und b die Gewichtungen sind und (RF_K) die Outputs der Aufwärtsumsetzer 5015 sind. Es sollte beachtet werden, dass der Prozessor 5030 die Gewichtungen a_k und b_k am zeitlichen Mittelpunkt der Zeitschlitze anwendet. Der Prozessor 5030 empfängt Information zur Wahl des richtigen Zeitpunkts von den Parametern, wie vorstehend erwähnt, um die Zeitschlitze und den zeitlichen Mittelpunkt der Zeitschlitze zu bestimmen. Insbesondere kann angenommen werden, dass die Zeitwahl für den Schlitz der mittlere Punkt zwischen Zeitschlitzen ist, oder dass eine getaktete Schaltung zur logischen Zeitsteuerung die Zeitverschiebung berechnet, die zum Bestimmen des Mittelpunkts benötigt wird, und einen Mittelpunkttakt erzeugt. Die Erfordernisse für zeitliche Steuerung können standardspezifisch sein, wie etwa für GSM.
Die Outputs der Kombinatoren 5035 werden dann transferiert, um Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5040 zu übertragen. Schließlich werden die Outputs der Sende-Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5040 auf die kreuzweise polarisierte Antennenanordnung 5050 übertragen. Es ist jedoch möglich, dass die Output-Übertragung wegen der Gewichtungen, die entsprechend der MS-Nutzer variieren, hochgetrieben oder heruntergetrieben werden muss. Dieses Antreiben kann unter Verwendung der Amplifikations-/Zuwachsanpassungen und Phasenanpassungen 5025 eingesetzt werden und ermöglicht einen flüssigeren Übergang zwischen Zuständen anstelle von abruptem Umschalten.
Daher verwendet diese Ausführung Information, die von den empfangenen Rückkehrverbindungssignalen gespeist wird, um sicher zu stellen, dass die übertragene Signalpolarisation der Polarisation des eingehenden Signals angepasst ist. Indem dies veranlasst wird, wird der Vorwärtsverbindungsbetrieb verbessert, und Übertragungsverluste aufgrund von Polarisationsfehlanpassungen werden in signifikanter Weise reduziert.
5D ist eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung, die einige der Merkmale, die vorstehend erwähnt wurden, inkorporiert, um Polarisationsanpassung bei einer Vorwärtsverbindungs-Übertragung eines zellularen Kommunikationssystems, wie etwa CDMA, zu gewährleisten. Insbesondere passt diese Ausführung die Amplitude/den Zuwachs und/oder die Phase der Vorwärtsverbindungs-Übertragung an, basierend auf der Polarisation der Rückwärtsverbindungs-Übertragung. Diese Ausführung wird pro MS-Nutzer (d.h. CDMA-Kanalelement) im Basisband angewendet. Das heißt, CDMA-Übertragungen überlagern sich, was die Frequenzen betrifft (selbst für ein einziges Trägersignal). Die separaten, nutzercodierten Übertragungen werden im Basisband erzeugt, dann summiert und das Aggregat wird aufwärts umgesetzt und auf RF-Frequenz gesendet. Auf diese Weise betrifft der Betrieb in RF alle Nutzer und kann nicht auf einer Pro-Nutzer-Basis realisiert werden. Der Pro-Nutzer-Betrieb kann vor dem Summierungspunkt eingesetzt werden, d.h. am Basisband.
In einem TDMA-System (d.h. GSM) ist der Einsatz von RF möglich für einzelne Trägersignal-Übertragungen, da die optimale Polarisationsanpassung sequenziell pro Nutzer in aufeinander folgenden Zeitschlitzen durchgeführt wird. Bei zwei oder mehr GSM-Trägersignalen kann dann die sequenzielle RF-Polarisationsanpassung vor der RF-Summierungsetappe der einzelnen Trägersignale ausgeführt werden.
18 stellt eine Ausführung eines einzelnen Trägersignals dar, wie es bei einem TDMA-System verwendet wird, wie etwa GSM oder IS-54. Das System kann die Zeitsteuerungsinformation pro Nutzer empfangen (d.h. Festlegung des TDMA-Zeitschlitzes innerhalb des TDMA-Rahmens). Ein auf Schmalband eingestellter Empfänger, der als ein logarithmischer Detektor verwendet wird, stellt die Signalmessungen bereit. Der Prozessor steuert die Zeitbestimmung des Schalters und berechnet die Schätzung des Polarisationsvektors (Vorzeichen-Größenwert), basierend zum Teil auf Σ – Δ und RF-Signalniveau-Messungen.
5D stellt ein BS-Antennensystem 5100 dar, das eine Antennenanordnung 5140 mit einer Mehrzahl von Säulen aufweist. Die Leistung des Outputs der Antennenanordnung 5140 ist in zwei orthogonale Polarisationen aufgespalten, wie zum Beispiel einander entgegengesetzte, linerar-schräge polarisierte Antennenelemente (d.h. +/– 45° lineare Polarisationen). Die Leistung wird entsprechend der ursprünglich empfangenen Polarisation übertragen Die veranschaulichte Anordnung wird eingesetzt, um Polarisationsanpassung sowohl auf dem Sendeteil wie auch auf dem Empfangsteil des Systems 5100 zu erreichen. Sonstige Antennenanordnungen mit unterschiedlichen Polarisationsausrichtungen können ebenfalls vorgesehen werden.
Die Signale von dem Empfangsteil der Antennenanordnung 5140 werden zu den Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5130 weitergeleitet, die verwendet werden können, um die Trägersignale zu steuern. Die Empfangs-Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5130 sind elektrisch an die Abwärtsumsetzer 5135 gekoppelt, die elektrisch mit den CDMA-Kanal-Elementen 5100 verkoppelt sind. In dieser Ausführung umfasst die Anzahl der Nutzer „n". Die Kanalelemente 5100 geben modulierte I- und Q-Komponenten pro Nutzer ab. Das heißt, die Kanalelemente 5100 sind MODEMS (eines pro Nutzer-Übertragungen), die sowohl senden als auch empfangen. RAKE-Empfänger innerhalb der Kanalelemente 5100 weisen Kanalzustands-Parameter pro Nutzer auf, die sich in den gesuchten und gewichteten Fingern befinden. Rx und Tx sind parallele Prozesse; so werden Rx1 und Rx2 eingesetzt, um die Rückwärtsverbindungssignale zu demodulieren. Die I- und Q-Komponenten stellen schematisch die Tx-Quadraturkomponenten pro Nutzer dar.
Das Gewichten der Polarisationsanpassung kann digital am Basisband angewandt werden, und dann von den Kombinatoren 5115 summiert werden. Wenn man zu 5D zurückkehrt, so kann eine Verarbeitungseinheit Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5105, Kombinatoren 5115 und Prozessor 5110 aufweisen. Die I- und Q-Komponenten werden dann verdoppelt und jede Komponente an eine Amplituden-/Zuwachs- und/oder Phasenanpassung 5105 gekoppelt. Mit anderen Worten, es werden die I- und Q-Komponenten für jeden Nutzer mit Gewichtungen (d.h. Polarisationskoeffizienten) a_k und b_k multipliziert. Der Prozessor 5110, der eine ASIC- oder eine DSP-Vorrichtung sein kann, bestimmt die Gewichtungen der Amplituden-/Zuwachs- und/oder Phasenanpassungen 5105, wie oben angegeben, basierend zum Teil auf Eingangsparametern (pro Kanalelement). Die Eingangsparameter können die Anzahl von Fingern und deren relative Amplituden und Phasen umfassen (dies ist zum Beispiel in die komplexen RAKE-Gewichtungen eingebettet). Von diesen Parametern aus bestimmt der Prozessor 5110 die Kanaleigenschaften. Zum Beispiel steht die Schwankungsrate der komplexen Gewichtungen in Beziehung mit der Nutzergeschwindigkeit; und die Anzahl von dominanten Fingern und die Schwankungen im Niveau der Finger bestimmen den Typ des Kanals. Die Kombinatoren 5115 summieren dann die gewichteten Trägersignale zu zwei komplexen Basisband-Outputs, wie etwa: Basisband₁ = Σ (a_n)(I_n + jQ_n); und Basisband₂ = Σ (b_n) (I_n + jQ_n), wobei a und b die Gewichtungen sind, und I und Q die Outputs der Kanalelemente 5100 sind.
Die Outputs der Kombinatoren 5115 werden zu den Modulatoren 5120 übertragen, die die gewichtete Summe von I- und Q-Komponenten aufnehmen. Die Modulatoren 5120 sind ihrerseits elektrisch an die Aufwärtsumsetzer 5125 gekoppelt. Die Aufwärtsumsetzer 5125 sind elektrisch verkoppelt, um Amplituden-/Zuwachsanpassungen und/oder Phasenanpassungen 5130 zu übertragen, die zur Verstärkung der Leistung genutzt werden. Schließlich werden die Outputs der Modulatoren 5120 über die elektrisch verkoppelte Verbindung zu der kreuzweise polarisierten Sende-Antennenanordnung 5140 (d.h. zwei Antennen) übertragen.
Die in 5(A)–5(D) veranschaulichten Ausführungen setzen Information ein, die von den empfangenen Rückkehrverbindungssignalen gesteuert wird, um zu gewährleisten, dass die übertragene Signalpolarisation der Polarisation des eingehenden Signals angepasst ist. Auf diese Weise wird der Betrieb der Vorwärtsverbindung verbessert und Übertragungsverluste aufgrund von Polarisation-Fehlanpassungen werden signifikant reduziert.
Der hierin im Detail beschriebene Prozessor von 5C und 5D, 5030 bzw. 5110, erzeugt die Polarisationsanpassungs-Steuerungen der Vorwärtsverbindung, die zum Gewichten der polarisierten Übertragungen dienen. Dieser Prozesser ist für CDMA, GSM und sonstige Multiple-Access-Systeme verwendbar. Die Polarisationsanpassungs-Prozessoren 5030 und 5110, zum Beispiel, schätzen die beste augenblickliche Sendepolarisation, pro Nutzer, an der Basis-Sendestation. Da die übertragene Polarisation linear ist, erzeugt der Polarisationsanpassungs-Prozessor die Ausrichtung der Polarisation pro Nutzer.
In einem FDM-Zellular/PCS-System arbeitet der Polarisationsanpassungs-Prozessor auf den Doppel-(Orthogonal-)Polarisationsempfängen der Rückwärtsverbindung, um Polarisationsanpassungs-Gewichtungen für die Vorwärtsverbindung pro Nutzer zu erzeugen. 6 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines Polarisationsanpassungs-Prozessors. Wie in 6 angegeben, werden die Empfangssignale Rx₁ und Rx₂ in eine Amplituden-/Phasenschätzungseinhait 602 eingegeben. Die empfangenen Signale sind pro Nutzer und enthalten Parameter, die einen Kanal charakterisieren. In einem GSM-System befinden sich die Kanalparameter in den Entzerrer-Reglereinstellungen. In einem CDMA-System befinden sich die Parameter in einer Information von den RAKE-Empfänger-Fingern.
Die Schätzungen von 602 werden dann an 606 geglättet (d.h. längere Zeitkonstanten für Situationen mit langsamen Zeitschwankungen), wobei die Informationen über Kanaleigenschaften verwendet werden, die an 604 geschätzt werden. Diese Schätzungen beeinflussen die Zeitkonstanten der Filterung, die bezüglich der Momentaufnahmen der Rx₁ und Rx₂-Empfänger durchgeführt wird. Kanaldynamik-Schätzungen an 604 werden in Filter zur langfristigen Amplitudenschätzung 610 eingespeist.
Die geglättete Amplituden- und Phaseninformation von 606 wird in einen Quadrantendetektor 608 eingespeist, so dass das Vorzeichen der relativen Phase geschätzt werden kann. Dies bestimmt den Quadranten (oder ein Paar von Quadranten) der übertragenen Polarisation. Die geglättete Amplitudeninformation wird ebenfalls in einen Filter 610 eingespeist, der die langfristige Amplitude der entsprechenden Rückwärtsverbindung schätzt. Ein mit der Zeit schwankender Größenwert (Verhältnis zwischen den zwei orthogonalen Polarisationen) basiert zum Teil auf den Eigenschaften des Nutzerkanals und den geglätteten Amplitudendaten. Der mit der Zeit schwankende Größenwert wird an 610 abgeleitet und an einen Generator für normalisierte Gewichtung 612 gesendet, wo ein Paar von Sende-Steuerungsgewichtungen α und β, und das Vorzeichen von dem Quadrantendetektor erzeugt werden; wodurch die komplexe Gewichtung W_n = an +/– jβ_n mit der Beschränkung |W_n| = 1 erzeugt wird, wobei das Vorzeichen von dem Quadrantendetektor 608 bestimmt wird.
Im Allgemeinen verwenden Empfänger ein Maximal-Ratio-Combining-(MRC)-Diversitätsschema und einen Algorithmus eines Empfänger-Modem-Diversitätskombinators, um die zwei empfangenen Muster optimal zu kombinieren. Als solcher braucht der Prozessor die Momentaufnahmen Rx₁, Rx₂ nicht zu empfangen, sollte aber die MRC-Parameter (oder Parameter eines sonstigen, Diversität kombinierenden Schemas) empfangen, insbesondere die augenblicklichen, was bedeutet Diversitätskombinator-Outputs pro Symbol oder pro Zeitschlitz, Amplitudenverhältnisse und relative Phase zwischen den zwei Empfängerkanälen. Auf diese Weise gibt der Block 602 zur „(kurzfristigen) Schätzung von Amplitude/Phase" die kurzfristige Amplitude und Phase aus.
Wenn die Outputs des Amplituden-/Phasenschätzungsblocks 602 nicht von dem Empfänger-MODEM-Diversitätskombinator empfangen werden, dann werden die Outputs wie folgt bestimmt. Zuerst werden die Vektoren Rx₁, Rx₂ so verarbeitet, dass nur die nicht abgeschwächten Abschnitte der Vektoren berücksichtigt werden. Als solche werden die Daten der abgeschwächten Zeitabschnitte der Vektoren (d.h. ≥ F_[dB] unter dem Bewegungsdurchnitts-Mittelwert, 3 < F < 7 ein Parameter) eliminiert. Dann werden die relative Phase und Amplitude der verarbeiteten Vektoren Rx'₁, Rx'₂ geschätzt, wobei die kurfristige (Bewegungsdurchschnitt) komplexe normalisierte Kovarianz zwischen den Vektoren Rx₁, Rx₂ verwendet wird.
Wenn die optimale Polarisation mit den gekreuzt polarisierten Empfängerantennen zusammenfällt, so produziert der Output des Phasendetektors Irrtümer. Daher werden die Inputs in den „Quadrantendetektor" (d.h. die zwei Amplituden oder eher deren Verhältnis) in Grenzsituationen unterschiedlich behandelt, um die korrekte Phase zu erzeugen.
7 ist ein Ablaufplan, der das Verfahren zum Steuern der Polarisation veranschaulicht. Das Verfahren wird für jeden Nutzer unabhängig angewandt. Das Verfahren beginnt bei Block 702 und die Steuerung wird an Block 704 weitergegeben. An Block 704 ist eine Standard-Vertikalpolarisation festgelegt (d.h. an = β_n = √2/2 ). Die Auswahl einer Standard-Vertikalpolarisation basiert auf der Tatsache, dass Basisstationen eine Mehrzahl von vertikal polarisierten Antennen verwenden, die ihrerseits die vertikal polarisierten Antennen der meisten festen Mobilstationen, die nicht tragbar sind, ergänzen. Nachdem die Standard-Vertikalpolarisation am Block 704 initialisiert ist, wird die Steuerung an Block 706 weitergegeben.
An Block 706 wird Polarisationsanpassung durchgeführt, wie vorstehend erläutert in Bezug auf 6, um eine geschätzte Polarisationsgewichtung zu erzeugen. Die Steuerung wird dann an Block 708 weitergegeben.
An Block 708 wird bestimmt, ob die Ergebnisse der geschätzten Polarisationsgewichtung, die an Block 706 erhalten wurden, konsistent sind. Wenn die Ergebnisse von Block 706 nicht stabil sind, oder wenn abrupte Veränderungen bei den Schätzungen der Polarisation auftreten, dann wird die Steuerung an Block 704 weitergegeben, um die Polarisation an dem Vertikalpolarisations-Standardzustand festzulegen.
Wenn festgestellt wird, dass die Ergebnisse an Block 708 konsistent sind, dann wird die Steuerung an Block 710 weitergegeben. An Block 710 wird die Polarisation der Sendeantennen rotiert, um diese der geschätzten Polarisation, die an Block 706 bestimmt wurde, anzupassen. Die Steuerung wird an Block 712 weitergegeben, in welchem das Verfahren zum Steuern der Polarisation endet.
Die Information jedes Nutzers kann als ein Aggregat der Steuerungen aller Nutzer erstellt werden, was dazu dienen kann, das Auftreten von Fehlern und den Betrieb des BTS zu evaluieren. Zum Beispiel kann abgeleitet werden, wenn ein großer Anteil der Gewichtungen des BTS für die meisten oder alle Nutzer abrupt schwanken, dass ein sich bewegendes Objekt, wie etwa ein Kraftfahrzeug oder eine Person, sich in nächster Nähe der BTS-Antennen befindet.
Basierend auf den obigen Ausführungen können die folgenden Hardware-Einschränkungen in Betracht gezogen werden:
Die Antennen können die folgenden Irrtümer beitragen: (1) Nicht zusammenfallende Phasenmitten für die zwei Polarisationen in Rx und Tx werden zu einem Irrtum führen, der von dem Ankunftswinkel (AOA) abhängig ist. Daher muss bei der Konzeption der BTS-Antennen grosse Sorgfalt auf die Phasenmitten für die zwei Polarisationen (Rx oder Tx) angewandt werden, so dass diese genau zusammenfallen. (2) Die relativen Zuwächse der zwei Polarisationen, in Rx und in Tx, sollten einander folgen. Daher sollte die dB- Differenz in Zuwächsen zwischen den zwei Rx-Antennen, und zwischen den zwei Tx-Antennen über die Sektor-Winkelspanne, nahe 0 dB liegen.
Die relative Zuwachsreaktion [dB] und die relative Phasenreaktion [°] zwischen den zwei Rx-Pfaden, zwischen den zwei Tx-Pfaden und zwischen dem Rx-Paar und dem Tx-Paar, sind wichtig für den erfolgreichen Betrieb des Polarisationsanpassungs-Prozessors. Diese Parameter sollten über Frequenz und Temperatur bekannt sein.
Die RF-Ketten in Rx sollten in Amplitude und in Phase übereinstimmen, oder über Temperatur und Frequenz abgeglichen werden. Eine gespeicherte Abgleichungstabelle kann dann verwendet werden, um jegliche Abweichungen von Phase und/oder Amplitude zwischen den zwei Rx-Ketten, und gleicherweise zwischen den zwei Tx-Ketten, zu korrigieren.
Eine mobile Einheit, die sich in einiger Entfernung von dem BTS befindet, mit einer doppelten Polarisations-Antenne, die ihre Messungen des Pilotsignals (in einem CDMA-System) rückmeldet, kann zum Abgleichen und Validieren der Funktion des Systems verwendet werden.
Beim Umschalten der zwei kreuzweise polarisierten Antennen an der stationären Mobilstation werden die Empfänge des Pilotsignals ebenso wie die Übertragungen an das BTS mit der Umschaltrate schwanken. Die Übertragungen können an dem BTS bearbeitet werden, um die Fehlanpassung des Polarisationswinkels zwischen der Rückwärts- und der Vorwärtsverbindung zu erzeugen und diese dann mit einer geeigneten einheitlichen Transformation durch den Polarisationsanpassungs-Prozessor zu korrigieren.
Bei der Polarisationsanpassung wird die Polarisationsausrichtung beim Übertragen (pro Nutzer) adaptiv bestimmt, basierend auf der durchschnittlichen Ausrichtung, die von der Rückwärtsverbindung aus geschätzt wurde. 19 zeigt ein Blockdiagramm der Polarisationsanpassung auf hohem Niveau, wobei das Signal der Rückwärtsverbindung (pro aktivem Nutzer), das von zwei kreuzweise polarisierten Rx-Antennen empfangen wird, verarbeitet wird, um ein Paar von skalaren Gewichtungen (einschließlich Vorzeichen) zu erzeugen. Die Gewichtungen werden dann genutzt, um den relativen Zuwachs für jedes der Sende-Vorwärtsverbindungssignale, die über die kreuzweise polarisierten Tx-Antennen übertragen werden sollen, zu bestimmen.
Zum Verwirklichen der Polarisationsanpassung gibt es viele das System betreffende Überlegungen, wie etwa Einschränkungen in Bezug auf die Leistung. Da Übertragungsverluste, die durch Polarisationsfehlanpassung verursacht sind, zudem andere mit dem Leistungsverhalten verbundene Maße beeinflussen (z.B. Leistungsnutzung, Eigen-Interferenz oder Signal-zu-Geräusch-Plus-Interferenz), ergeben Ausführungen unter unterschiedlichen Berücksichtigungen eine unterschiedliche Gesamtleistung. Was benötigt wird, sind effektive Ausführungen zur Polarisationsanpassung, vorzugsweise sowohl bei Vorwärts- als auch bei Rückwärtsübertragungen, die nicht nur die Übertragungsverluste mildern, sondern auch mit maximaler Effizienz im Hinblick auf verschiedene Maße arbeiten.
Im System 1900 wird, wenn die von einer Rückwärtsverbindung eingehenden Signale Rx₁ und Rx₂ vom Antennenpaar 1915 empfangen werden, ein Satz von Messungen adaptiv an 1905 geschätzt. Solche Messungen beziehen sich sowohl auf schnelles als auch auf langsames Fading. Insbesondere wird die durchschnittliche Ausrichtung der entsprechenden MS an 1950 geschätzt. Basierend auf den Messungen von den Empfangssignalen her kann ein Satz von Steuerungs-Parametern an 1905 erzeugt werden. Die Steuerungs-Parameter umfassen die Parameter, die zum Anpassen der Polarisationsorientation verwendet werden. Die Polarisationssteuerungs-Parameter können in einen Rx-Polarisationssteuerungs-Mechanismus 1910 eingespeist werden, so dass die Polarisationsausrichtung für die Rückwärtsverbindung an die durchschnittliche Ausrichtung angepasst werden kann. Zur gleichen Zeit können die Polarisationssteuerungs-Parameter für die Vorwärtsverbindung an einen Tx-Polarisationanpassungs-Mechanismus 1940 gesendet werden, um die Polarisation der Sendeverbindung zu reorientieren, so dass Signale über ein Paar von Antennen von unterschiedlicher Polarisation mit einer optimisierten Polarisationsausrichtung ausgesendet werden können.
Beim Verwirklichen der Ausführungen zur Polarisationsanpassung, wie oben beschrieben, gibt es viele das System betreffende Erwägungen, die letztendlich das Leistungsverhalten beeinflussen können. Beispiele von solchen Erwägungen umfassen Polarisations-Diversität, Leistungseinschränkungen, und Auswahl von Basisband/RF/IF-Ausführungen. Alternativen von Polarisationsdiversität können zum Beispiel räumlich getrennte Diversität, ringförmige Polarisation oder kreuzweise Polarisation sein. Was Leistungseinschränkungen betrifft, so sind ein Hauptproblem in Bezug auf Systeme die grundlegenden Beschränkungen der Tx-Leistung, in Verbindung mit Polarisationsanpassung und der BS-Leistungssteuerungs-Methodologie.
Die vorliegende Erfindung stellt verschiedene Ausführungen der Verwirklichung sowohl für den Empfangs-Polarisationsregulierungs-Mechanismus als auch für den Sende-Polarisationsregulierungs-Mechanismus dar, jeweils unter unterschiedlichen Erwägungen in Bezug auf das System. Insbesondere werden RF/IF- und Basisband- Verwirklichungen des Systems dargestellt. Alternative Verwirklichungen, die unterschiedlichen Leistungsbedingungen gerecht werden, werden vorgestellt. Die Verwirklichungen von Polarisationsanpassung sowohl bei der Vorwärts- als auch bei der Rückwärtsverbindung werden ebenfalls vorgestellt. Schließlich werden Verwirklichungen von Polarisation, die unterschiedlichen Standards entsprechen, veranschaulicht.
Wenn man eine Vorwärtsverbindung in Betracht zieht, und eine erwünschte Sendepolarisations-Ausrichtung (abgeleitet von den Empfangssignalen an der Basisstation von dem selben Nutzer) vorgegeben ist, so muss das Sendesignal mit einem schrägen Winkel ab der vertikalen Bezugsausrichtung im Bereich von (–90°, 90°) gesendet werden. Um dies zu durchzuführen, erfordert die Verwirklichung der Polarisationsanpassung zwei orthogonal polarisierte Antennen, die simultan zwei Nachbildungen der Übertragungs-Wellenform übertragen, mit einer vorab festgelegten elektrischen Phasenverschiebung und relativen Zuwächsen zwischen den zwei Nachbildungen. Üblicherweise werden die zwei Antennen als kreuweise polarisierte, +/– 45° linear polarisierte Antennen ausgeführt.
20 stellt ein Polarisationsanpassungs-System 2000 dar, konstruiert und betriebsfähig gemäß der vorliegenden Erfindung. System 2000 verwirklicht eine skalare Gewichtungsfunktion am Basisband, um Polarisationsanpassung zu erreichen. Insbesondere weist System 2000 Basisband-Prozessor 2010 auf, der zwei Nachbildungen des Sendesignals (in komplexen I-Q-Vektoren) erzeugt. Eine geeignete komplexe Gewichtung wird auf einen Arm (relativ zu dem anderen) angewandt. Diese Gewichtung (minus Kalibrierung) stellt ein Amplitudengewichtungs-Plusvorzeichen dar. Die zwei Nachbildungen werden danach auf ein Paar von dualen zusammenhängenden (sich einen gemeinsamen lokalen Oszillator-(LO)-teilenden) Modulatoren und Aufwärtsumsetzern 2020a und 2020b angewandt. Das modulierte Paar von Nachbildungen wird dann einem Paar von linearen Leistungsverstärkern 2030a und 2030b zugeführt Schließlich werden die verstärkten Signale den kreuzweise polarisierten Antennen 2040a und 2040b zugeführt, um die Signalübertragung zu bewirken.
21 veranschaulicht ein Polarisationsanpassungs-System 2100, konstruiert und betriebsfähig in Übereinstimmung mit einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung. System 2100 verwirklicht eine skalare Gewichtungsfunktion in dem RF/IF-Teil, um Polarisationsanpassung zu erreichen. In System 2100 führt Basisband-Prozessor 2110 das Übertragungssignal dem Modulatur und Aufwärtsumsetzer 2110 zu, weil nur ein Modulator und Umsetzer 2110 erforderlich ist, welches dann mit der Anzahl der Nutzer multipliziert wird. I- und Q-Vektoren des aufwärts umgesetzten Signals werden in den RF/IF-Teil 2120a, b eingegeben, wobei eine geeignete komplexe Gewichtung auf einen Arm angewandt wird. Der Output von 2120a, b wird dann mit anderen Kanälen kombiniert und den Leistungsverstärkern 2130a, b zur Übertragung zugeführt.
In den zwei oben erwähnten Verwirklichungsschemen (ebenso wie in anderen Verwirklichungsschemen, die nachstehend erläutert sind) wird angenommen, das die erforderliche Gesamt-Übertragungsleistung erhalten bleibt oder möglicherweise in einigen Szenarien reduziert ist. Daher sollte jeder der zwei Leistungsverstärker in diesen Verwirklichungen auf 50% der Leistung eingestellt werden, die für den ursprünglichen einzigen Leistungsverstärker erforderlich ist, der in einer Konfiguration mit einer einzigen, vertikal polarisierten Sendeantenne verwendet wird.
22 veranschaulicht Polarisationsanpassungs-System 2200, konstruiert und betriebsfähig in Übereinstimmung mit einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung. System 2200 inkorporiert sowohl eine Basisband- als auch eine RF/IF-Polarisationsanpassungs-Verwirklichung. In System 2200 ist ein maximales Leistungserfordernis pro Verstärker gewährleistet, sowohl pro Nutzer als auch für alle Nutzer.
Wie in 22 angegeben, werden zwei Versionen eines Sendesignals mit gleicher Leistung am Verteiler 2210 erzeugt. Phasenschieber 2220 verschiebt die Phase eines der zwei Signale von gleicher Leistung, um eine Phasendifferenz zwischen den beiden zu erzeugen. Die Phasenverschiebung wird bei „niedriger Leistung" (d.h. Basisband-vorzugsweise, oder RF, oder sogar IF, wenn man die Verwendung eines dualen zusammenhängenden Aufwärtsumsetzers bevorzugt) durchgeführt. Diese zwei Signale von gleichem Niveau werden dann auf die Leistungsverstärker 2230a und 2230b angewandt. Daher ist eine maximale Nutzung der zwei Verstärker garantiert. Der 0/π-Richtkoppler 2240 erzeugt als seine Outputs sowohl eine Summe als auch eine Differenz seiner Inputs (die zwei verstärkten leistungsgleichen Signale). Obwohl diese zwei Outputs nicht unbedingt gleiche Amplituden aufweisen, sind sie immer orthogenal zu einander. Schließlich veranlasst Phasenschieber 2250 eine Verschiebung um 90°, um die zwei Signale wieder anzugleichen, bevor sie auf die kreuzweise polarisierten Antennen 2260a und 2260b angewandt werden.
Die Verteilung 2210 und die Phasenverschiebung 2220 müssen auf einer pro-Nutzer-Basis ausgeführt werden. Sie können am Basisband oder an IFz oder an Niedrigleistungs-RF ausgeführt werden. Alle (leistungsgleichen) Zwei-Kanal-Outputs des Nutzers werden in jedem der entsprechenden Arme summiert, bevor sie in die Leistungsverstärker ebenso wie in die dual polarisierten Antennen eingehen.
Da die Übertragungen von allen Nutzern gleich zwischen den beiden Armen verteilt sind und die zwei leistungsgleichen Signale unkorreliert sind, sind die Summen in den zwei Armen über alle Nutzer hinweg ebenfalls gleich. Dieses Verwirklichungsverfahren garantiert daher eine volle Ladung der zwei Leistungsverstärker für jegliche Polarisationsanpassungs-Einstellung in Bezug auf jeden Nutzer.
Das Zeiger-Diagramm in 23 veranschaulicht die Grundlagen der vorstehend beschriebenen Abläufe. Angenommen der Input-Vektor ist in zwei gleiche Vektoren gespalten, von denen einer durch einen Phasenschieber rotiert wird. Am Basisband kann dieser Rotationsvorgang über eine 2 × 2 Matrixfunktion (manchmal als CORDAC bezeichnet) durchgeführt werden. Es ist im Wesentlichen ein Skalar-Amplituden-Pluszeichen (Kalibrierung ist nicht eingeschlossen). Die sich ergebenden Zeiger (von gleicher Größe) sind in 23 mit A und B bezeichnet. Der Vektor, der die Summe von A und B darstellt, ist mit A + B bezeichnet, und der Vektor, der die Differenz von A und B darstellt, ist mit A – B bezeichnet. Der Summenvektor A + B halbiert den Winkel, der von den Vektoren A und B gebildet wird. Der Differenzvektor A – B halbiert den Winkel, der von A und – B gebildet wird. Da die zwei Winkel, die von AB und A(–B) gebildet werden (wobei jeder zu einem unterschiedlichen Rhombus gehört), einander auf 180° ergänzen, ist der Winkel zwischen dem Summenvektor A + B und dem Differenzvektor A – B 90°. Eine kontinuierliche Wellen (CW)-Rotation des Summenvektors (oder des Differenzvektors um 90° richtet die zwei Vektoren gleich aus, wodurch eine lineare Polarisation mit der Ausrichtung, die durch das Verhältnis zwischen den Größenwerten des Summen- und des Differenzvektors bestimmt wird, erzeugt wird. Dieses Verhältnis wird durch die Menge der Phasenverschiebung zwischen A und B bestimmt.
Es ist möglich, eine unterschiedliche Phasenverschiebung einzusetzen, an Stelle einer Verschiebung innerhalb eines festgelegten Bereichs (zwischen 0° und 180°), so dass – A sowohl Vektor A + B (wie zuvor) als auch Vektor – A + B erzeugt. Auf diese Weise kann Vektor – C, an Stelle von C, nach einer CW-Rotation erhalten werden. Daher ist es mit einem (0° – 360°) variablen Phasenschieber, zusammen mit einem Richtkoppler und einem festen 90°-Schieber möglich, jede lineare Polarisationsausrichtung zu erreichen. Durch Verwendung der Cosinus-Gleichung kann demonstriert werden, dass für einen Polarisationswinkel Ψ, der eine Funktion der elektrischen Phasenverschiebung Φ ist, Folgendes gilt:
Wenn A = B, so kann die folgende Gleichwertigkeit abgeleitet werden: Ψ = Φ/2
Diese Gleichwertigkeit bedeutet, dass der Polarisations-Schrägwinkel Ψ eine Hälfte der elektrischen Verschiebung Φ beträgt. Was den resultierenden schrägen Polarisationsvektor betrifft, so wird dessen Größe √/2·A sein, unabhängig von dem Wert von Φ (oder Ψ). Daher ist die resultierende Leistung die Summe der zwei Outputs der zwei Leistungsverstärker (pro Nutzer).
Es ist allgemein bekannt, dass wenn eine vertikal polarisierte Übertragung von einer BS zu einer Polarisations-Fehlanpassung führt, eine höhere Sendeleistung erforderlich ist, um die Polarisations-Übertragungsverluste auszugleichen. Die erhöhte Sendeleistung verursacht daraufhin erhöhte, selbst erzeugte Interferenz. In den veranschaulichten Ausführungen von Systemen 2000 und 2200 (20 bzw. 22) werden solche Verluste aufgrund von Polarisations-Fehlanpassung wieder eingeholt, indem die Leistungsverstärker auf ungleichem, verglichen mit gleichem, Leistungsniveau pro Nutzer betrieben werden.
Die Verwirklichung von System 2200, in welchem zwei leistungsgleiche Komponenten (pro aktivem Nutzer) die zwei Leistungsverstärker antreiben, gewährleistet eine einheitliche und effiziente Nutzung der Verstärker. Eine solche einheitliche Nutzung der Verstärker ist auch gewährleistet für eine Gruppe von aktiven Nutzern. Dieses wünschenswerte Merkmal ist durch die Tatsache begründet, dass die ungleichen Komponenten, die den schräg ausgerichteten Polarisationsvektor bilden, nach der Leistungsverstärkung (durch den 0/π-Richtkoppler an 2240) erzeugt werden. Obwohl das Niveau der Leistung an die Verstärker aufgrund der unterschiedlichen grundlegenden Leistungssteuerungs-Erfordernisse an der BS vom einen zum anderen Nutzer schwanken kann, sind die Inputs in das Paar von Leistungsverstärkern 2230a und 2230b in jedem gegebenen Augenblick immer auf einem gleichen Leistungsniveau. Als ein Vergleich, in den in System 2000 und 2100 eingesetzten Polarisationsanpassungs-Verwirklichungen, in welchen jeder Verstärker üblicherweise ungleiche Leistungsniveaus pro Nutzer erhält, werden die ungleichen Komponenten, die den schrägen Polarisationsvektor bilden, vor der Leistungsverstärkungs-Stufe erzeugt.
Das Laden der Leistungsverstärker ist eine der Haupterwägungen in zellularen/PCS-Übertragungssystemen und hat einen direkten Bezug auf die Leistung der linearen Leistungsverstärker. Es gibt unterschiedliche alternative Ansätze, um Leistungssteuerung zu realisieren. Ein Ansatz ist es, die gesamte übertragene Leistung durch eine unmittelbare Begrenzung der Spitzenleistung zu steuern. Ein anderer Ansatz kann es sein, eine Beschränkung der maximalen durchschnittlichen Gesamtleistung aus dem linearen Leistungsverstärker festzulegen. Noch ein weiterer möglicher Ansatz ist es, die pro aktivem Nutzer übertragene Leistung mittels einer festgelegten Beschränkung der durchschnittlichen Gesamtleistung, die an der BS eingesetzt wird, zu beschränken.
Die Verwirklichung von Polarisationsanpassung pro aktivem Nutzer kann eine der zwei nachstehend beschriebenen Regeln zur Leistungsbeschränkung anwenden. Eine Regel ist es, dass sich die zwei Gewichtungen zu 1 summieren (wie in 6 angegeben). Auf diese Weise ist, wenn die erforderliche Polarisation einer der zwei kreuzweise polarisierten Tx-Antennen angepasst ist, die Gewichtung 1 für den übertragenden Antennenarm, der der erforderlichen Polarisationsausrichtung angepasst ist, und die Gewichtung für den anderen Antennenarm ist offensichtlich 0. Für jede andere Polarisationsausrichtung werden die zwei Gewichtungen (pro aktivem Nutzer) so abgeschwächt, dass die Größe der sich ergebenden Polarisation immer noch 1 ist. Dies führt zu einer festgelegten Leistungsbeschränkung pro aktivem Nutzer.
Eine unterschiedliche Regel kann ebenfalls angewandt werden. Anstatt auf 1 zu summieren, kann die Summe der zwei skalaren Gewichtungen größer als 1 sein. Wenn die erforderliche Polarisation einer der kreuzweise polarisierten TX-Antennen angeglichen wird, werden die Gewichtungen 1 und 0 sein, wie bei der ersten Regel. Wenn die erforderliche Polarisationsausrichtung +/– 45° ist, werden beide Gewichtungen auf 1 festgesetzt werden. Für jede andere Polarisationsausrichtung wird eine Gewichtung (die größere der beiden) auf 1 festgesetzt werden, während die andere weniger als 1 sein wird. Diese Art von Leistungssteuerung erhält nicht die Gesamtleistung, stellt aber eine Begrenzung der Spitzenleistung für jeden Arm (pro Nutzer) sicher.
Es wird hier angenommen, dass aufgrund von Emissionsbedingungen eine Beschränkung existiert, die die maximale Durchschnittsleistung an dem Output des Leistungsverstärkers begrenzt. Eine solche Beschränkung ist üblicherweise auch mit einer zugehöigen Beschränkung der Spitzenleistung verbunden. Zum Beispiel kann eine kombinierte Beschränkung darin bestehen, dass das Verhältnis zwischen der Spitzenleistung und der durchschnittlichen Leistung einer gewissen Begrenzung unterworfen ist (z.B. Spitze-zu-Durchschnitt = 10 dB).
Die Ladungssituation des Verstärkers in Bezug auf die drei unterschiedlichen Ausführungen von Systemen 2000, 2100, 2200 für Polarisationsanpassung wird in 24(a) bzw. 24(b) bzw. 24(c) analysiert. Diese drei Fälle sind (1) vertikal polarisierte Übertragung, veranschaulicht in 24(a), (2) kreuzweise polarisierte Übertragung, wobei die Gewichtung vor der Leistungsverstärkung angewandt wird (24(b) oder die in 20 und 21 veranschaulichten Ausführungen) und (3) kreuzweise polarisierte Übertragung, wobei die Gewichtung nach der Leistungsverstärkung angewandt wird (24(c) oder die in 22 veranschaulichte Ausführungen). Die erforderliche Leistung wird mit P bezeichnet, und die erforderliche Polarisationsausrichtung wird mit bezeichnet. Unter der Annahme einer bestimmten Wahrscheinlichkeitsverteilung von ⊝ und einer bestimmten Verteilung der erforderlichen Leistung P wird das Laden der Leistungsverstärker für die drei Fälle dargestellt.
Die Bezugsladung am Output des Verstärkers für den ersten Fall ist P, während für den zweiten und den dritten Fall (Verstärker von „halber Größe") der Bezug ½P ist.
Im ersten Fall (24(a)) gibt es eine signifikante Überladung aufgrund des (cos⊝)^–1 Faktors. Basierend auf verschiedenen statistischen Annahmen bezüglich der wahrscheinlichen Verteilung von ⊝ kann es leicht zu einer Überbelastung von 5 dB pro Nutzer (über P) kommen. Im zweiten Fall (24(b)) gibt es eine mögliche Überbelastung aufgrund des Faktors 2sin²(45 – ⊝) (oder ähnlich mit 2cos²(45 – ⊝)) von bis zu 3 dB pro Nutzer über P/2.
Mit k Nutzern kann die Wahrscheinlichkeit des Überschreitens der festgelegten maximalen durchschnittlichen Leistung abnehmen, abhängig von den statistischen Werten von P und ⊝ pro Nutzer und der Anzahl von Nutzern k. Üblicherweise wird, um die Überladung der Leistungsverstärker zu vermeiden, eine Begrenzung der Spitzen(Gesamt-) Leistung an der Basisstation durchgesetzt. Dies bedeutet, dass einige Nutzer der Leistung beraubt werden, die sie benötigen, um Kommunikationen von Qualität aufrechtzuerhalten, obwohl es sich um nur einige Prozente der gesamten Population von bedienten Nutzern handeln kann.
Im dritten Fall (24(c)) gewährleistet jeder Leistungsverstärker die Bereitstellung von exakt P/2 und daher werden die Leistungsverstärker voll und gleichmäßig geladen. Dies ist der effizienteste Fall von allen. Eine solche Leistungssteuerung wird nur durch Phase eingehalten und wird (praktisch) pro Nutzer am Basisband durchgeführt.
25(a–c) stellt die Simulationsergebnisse in Bezug auf den Diversitätsgewinn in den oben beschriebenen drei Fällen dar. In den Simulationen schwankt das Leistungserfordernis P gleichmäßig zwischen 0 dB und –10 dB, und der Polarisationswinkel ⊝ um die vertikale Polarisationsausrichtung (0°) herum folgt einer Normalverteilung N (0°, 17°). Solche Simulationsbedingungen können einen einzigen Nutzer oder eine Gruppe von Nutzern repräsentieren. Die grafischen Darstellungen in 25(a), (b) und (c) entsprechen individuell den drei Fällen. In jeder grafischen Darstellung ist die horizontale Achse die relative erforderliche Leistung in dB, wobei 0 dB die maximal zulässige Leistung aus dem Verstärker heraus sein soll. Mehrere wichtige Bemerkungen können aus diesen grafischen Darstellungen heraus gemacht werden.
Eine Bemerkung in Bezug auf diese grafischen Darstellungen ist diejenige, dass es in Konfigurationen (a) und (b) eine Überladungs-Wahrscheinlichkeit gibt, die größer als 0 ist (z.B. ~ 6% in (a) und ~ 10% in (b)), während es in (c) zu keiner Überladung kommt. Eine andere Bemerkung ist diejenige, dass in (a) die Leistungsstreuung zwischen einem Überladungswert und nicht weniger als –10 dB liegt. Im Falle (b) liegt diese zwischen einem Überladungswert und etwa –22 dB, während sie im Falle (c) strikt zwischen 0 dB und –10 dB liegt.
Noch eine weitere Bemerkung ist diejenige, dass die Verteilung in 25(a) (die dem ersten Fall entspricht) eine breite (aber nicht gleichmäßige) Form hat; in 25(b) (die dem zweiten Fall entspricht) ist sie spitzer zulaufend (obwohl innerhalb von 0 dB bis –10 dB, sehr ähnlich zu 25(a)); in 25(c) (die dem dritten Fall entspricht) ist sie gleichmäßig, ähnlich verteilt wie die Leistungsverlangen.
Die in Systemen 2000, 2100, 2200 dargestellte Ausführung verwirklicht Polarisationsanpassung in der Vorwärtsverbindung. Wie für eine Rückwärtsverbindung ermöglichen drei Ausführungen, Systeme 2700, 2800, 2900, veranschaulicht in 27, 28 und 29, gleichen Leistungsempfang für jede Polarisationsausrichtung, um maximalen Diversitätsgewinn zu erreichen.
Es ist bekannt, dass Diversitätsempfang verwirklicht werden kann, indem entweder räumlich getrennte Antennen (beide vertikal polarisiert) oder kreuweise polarisierte (+/– 45°) Antennen verwendet werden. Wenn Maximal Ratio Combining (MRC) angewandt wird, ist die resultierende (skalare Durchschnittsleistung) SNR gleich der Summe der SNRs an jedem Zweig. Ein höchster Diversitätsgewinn kann erreicht werden, wenn die zwei Antennen die selbe Leistung empfangen. Mit kreuzweise polarisierten Antennen ist es möglich, dass der Input aus einem Zweig eine höhere SNR hat, während der andere eine viel niedrigere SNR hat. Für sich statistisch abschwächende Empfänge sind die wichtigsten Faktoren, die den Diversitätsgewinn bestimmen, der Korrelationskoeffizient ρ und die durchschnittliche Leistungsdifferenz Δ (in dB) zwischen den zwei Antennen. Das bedeutet, dass der Diversitätsgewinn mit der durchschnittlichen Leistungsdifferenz Δ schwankt. Da zwei kreuweise polarisierte Antennen an +/– 45° lokalisiert sind, kann Δ zwischen 0 dB und 3 dB schwanken. Die grafische Darstellung in 26 stellt den Effekt sowohl von Δ als auch von ρ auf den Diversitätsgewinn dar (26 basiert auf dem Ergebnis, das in „An Experimental Evaluation of the Performance of Two-Branch Space and Polarization Diversity Schemes at 1800 MHz" der Autoren A. M. D. Turkmani, A. A. Arowojolu, P. A. Jefford und C. J. Kellett, IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 44, Nr. 2, Mai 1995, S. 318–326, veröffentlicht wurde). In 26 stellt die X-Achse Δ dar, im Bereich von 0 dB bis 10 dB, und die Y-Achse stellt den Diversitätsgewinn dar. Unterschiedliche Kurven in 26 entsprechen unterschiedlichen Werten von ρ, im Bereich von 0 (entsprechend der obersten Kurve) bis 1,0 (entsprechend der untersten Kurve) mit Schrittgröße 0,1. Es ist klar in dieser grafischen Darstellung, dass der beste Diversitätsgewinn erreicht werden kann, wenn Δ = 0 dB. Das heißt, wenn die zwei Antennen die selbe Leistung empfangen. Dies trifft auch zu, selbst wenn die Leistung auf jede Antenne um 3 dB geringer als die volle Leistung auf nur einer der zwei Antennen (mit nichts auf der orthogonalen Antenne).
27 veranschaulicht eine weitere Ausführung, ein Polarisationsanpassungssystem 2700. Die gleiche (halbe) Leistung kann möglicherweise in den zwei Zweigen in Bezug auf jede Polarisationsausrichtung gewährleistet werden. Dies macht die MRC-Gewichtung zu einem Phasenschieber, mit verbesserter relativer Phasenschätzung aufgrund der garantiert hohen SNR (3 dB weniger als das Maximum) auf beiden Zweigen.
In System 2700 werden die Outputs von den zwei kreuweise polarisierten Antennen in einen 90°-Richtkoppler 2720 eingespeist, der zwei orthogonale Outputs aus ringförmig polarisierten Antennen erzeugt. Nach Verteilen auf mehrfache MODEMs (eines pro Kanal/Nutzer) wird der MRC-Algorithmus auf den zwei Zweigen eingesetzt, um einen verbesserten resultierenden Output zu erbringen.
System 2800 stellt eine weitere Ausführung der Erfindung dar, welche das Erzeugen von zwei leistungsgleichen Vektoren aus den zwei (im Allgemeinen) ungleichen Vektoren gewährleistet, die von den kreuzweise polarisierten Antennen aufgefangen werden. Die Ausführung von System 2800 ist ähnlich dem, was zum Verwirklichen von Polarisationsanpassung bei einer Vorwärtsverbindung verwirklicht wird.
Eine weitere Ausführung wird von System 2900 veranschaulicht. In mancher Hinsicht ist System 2900 dem System 2800 ähnlich, abgesehen von einigen Veränderungen bezüglich der Lokalisierung der Niedriggeräusch-Leistungsverstärker. Ein wichtiges Merkmal von System 2900 ist es, dass das gesamte Verarbeitungsnetzwerk am Basisband realisiert werden kann, nachdem Abwärtsumsetzung von zusammenhängenden dualen Kanälen unter Verwendung irgendeines Diversitätsschemas durchgeführt wurde.
Der Polarisations-Diversitätsgewinn ist eine Funktion der Parameter Δ und ρ, wie zuvor beschrieben. In Wirklichkeit schwankt Parameter Δ, da die Leistung der zwei Antennen sich mit dem Ausrichtungswinkel der polarisierten Welle verändert. Zudem hängt die Korrelation ρ zwischen den beiden Empfängen auch von dem Ausrichtungswinkel ab. Demzufolge fluktuiert der Polarisations-Diversitätsgewinn ebenso mit dem Ausrichtungswinkel. Dieses Verhalten ist in 30 dargestellt, worin die X-Achse die Werte des Ausrichtungswinkels darstellt und die Y-Achse der Diversitätsgewinn ist. Zwei der drei Kurven in dieser Figur (diejenigen, die mit „Ohne Netzwerk" und „Mit Transformationsnetzwerk" markiert sind) veranschaulichen das Verhalten. Daher können sich, was Systeme 2800 und 2900 betrifft, die Systeme nicht-optimal verhalten obwohl Δ = 0 dB erreicht ist, verglichen mit was in 26 beschrieben ist.
Es wird beobachtet, dass für manche Ausrichtungswinkel System 2700 bessere Polarisations-Diversitätsgewinne als Systeme 1100 und 1200 erbringt. Aber für andere Ausrichtungswinkel erbringen Systeme 2800 und 2900 besseren Polarisations-Diversitätsgewinne als System 2700. Es ist daher wünschenswert, eine andere Ausführung auszubilden, in der zwei unterschiedliche Prozessoren (einer von System 2700 abgeleitet und der andere von 2800 oder 2900 abgeleitet) am Basisband kombiniert werden. Bessere lineare Vorbearbeitung kann angewandt werden bevor die zwei Signale in den Maximal Ratio Combiner (MRC) eingespeist werden. Durch dieses Vorgehen erbringt das kombinierte System immer den bestmöglichen Diversitätsgewinn. Die als „Maximalgewinn" markierte Kurve in 30 demonstriert solch optimiertes Verhalten.
Die bis jetzt präsentierten Verwirklichungssysteme können auf viele drahtlose Vollduplex-Kommunikationssysteme angewandt werden, mit unterschiedlichen Multiplex-Regimes, einschließlich der wohlbekannten TDMA- und CDMA-Standards. Nachstehend wird die Möglichkeit der Anwendung der vorliegenden Erfindung auf mehrere typische Standards erörtert.
Entsprechend dem TDMA: GSM-Standard beanspruchen die Wellenformen unmittelbar 200 KHz in jeder Verbindung. Die Signale leiden unter Fading, zusätzlich zu Verlusten durch Polarisationsfehlanpassung. In einem System, das diesem Standard entspricht, schwankt die Polarisationsausrichtung nicht wesentlich innerhalb eines einzelnen Rahmens. Daher ist es möglich, Polarisationsanpassung anzuwenden, um die Leistung der Rückwärtsverbindung mit einem Gewinn von mehreren Netto-dB zu verbessern. Die BS nutzt einen Transceiver pro Kanal (Frequenz), wobei sie Anrufe im achtfachen Zeitmultiplex befördert, mit einem Leistungsverstärker pro Kanal. Es ist notwendig, die RF von niedriger Leistung in zwei gleiche Leistungsports aufzuteilen, einen von diesen einer Phasenverschiebung zu unterwerfen und dann die Leistung unter Verwendung von jeweils zwei Leistungsverstärkern, von denen jeder auf eine Hälfte der Leistung des ursprünglichen Verstärkers eingestellt ist, zu verstärken. Nach der Verstärkung können Hochleistungs-180°-Richtkoppler- plus 90°-Verzögerungsmechanismen auf die Outputs der Leistungsverstärker angewandt werden, um die polarisationsangepasste Übertragung pro aktivem Schlitz (pro Nutzer) zu erhalten. Es sollte beachtet werden, dass der Phasenschieber an der Niedrigleistungs-RF auf einen Optimalwert für jeden Nutzer eingestellt werden muss. Dieser ändert sich daher von Schlitz zu Schlitz.
Die Verwirklichung von System 2200 mit Niedrig-RF-Input kann in einem System verwendet werden, das TDMA entspricht: GSM-Standard. Für ein Mehrfach-Trägersignal-GSM-System sollte jedes Trägersignal separat wie vorstehend beschrieben verarbeitet werden, und die zwei Outputs in die kreuzweise polarisierten Antennen für jedes Trägersignal sollten kombiniert werden, um einen einzigen Mehrfach-Trägersignal-Output in jede der zwei kreuzweise polarisierten Antennen zu erbringen. In Fällen, in denen der Output aus einem Hochleistungs-180°-Richtkoppler- plus 90°-Verzögerungsmechanismus mit ausreichender Flachheit und Leistungsnutzungsfähigkeit für die volle Bandbreite der Mehrfach-Trägersignale realisiert werden kann, ist es möglich, die Anzahl dieser Netzwerke zu reduzieren. Die Reduzierung kann erreicht werden, indem die Outputs der Leistungsverstärker in Bezug auf Polarisationsausrichtungen jeweils summiert werden (bei Trennung der Outputs, die für unterschiedliche Polarisationsausrichtungen bestimmt sind) und die kombinierten Outputs in eine einzige Hochleistungs-180°-Richtkoppler- plus 90°-Verzögerungseinheit eingespeist werden.
Gemäß Standard TDMA: IS-54/136 beanspruchen Wellenformen unmittelbar 39 KHz in jeder Verbindung, und Signale leiden unter schwerwiegendem Fading, zusätzlich zu Verlusten aufgrund von Polarisations-Fehlanpassung. Da die durchschnittliche Polarisationsausrichtung nicht abrupt um mehr als 20 msec (was die Länge eines Zeitschlitzes ist) schwanken sollte, ist es möglich, Polarisationsanpassung anzuwenden, um die Leistung der Rückwärtsverbindung auf dem Niveau von mehreren Netto-dBs zu verbessern. Die Hardware-Umsetzung hängt von existierenden BS-Architekturen ab. Üblicherweise verwendete Architekturen nutzen einen Transceiver pro Kanal (Frequenz die bis zu 3 TDMA-Anrufe trägt) mit einem Tx-Port und zwei Rx-Ports bei Niedrigleistungs-RF. Die Kopplung zwischen den Ports und den Antennen erfolgt üblicherweise durch kombinierende Netzwerke (verlustbehaftet), oft mit vorwärtsleitenden Mehrfach-Trägersignal-Verstärkern.
Zum Einsatz von Polarisationsanpassung kann eine vertikal polarisierte Antenne durch eine dual polarisierte Antenne ersetzt werden. Der Leistungsverstärker kann in solcher Weise abgeändert werden, dass die gleiche Gesamtleistung für die zwei Antennen gewährleistet ist (eine Hälfte pro Antenne), mit zwei Inputs und zwei Outputs pro Gehäuse. Daher müssen nur der Input-Verteiler und der Output-Kombinator des Verstärkers verändert werden. Die Gleichstromanschlussverbindungen werden an jeder Hälfte einer Anzahl von Leistungsverstärker-Modulen angebracht, die alle zu dem Gehäuse gehören. Die Leistungsverstärker-Module, einschließlich die Anzahl solcher Module, müssen überhaupt nicht verändert werden. Der zusätzliche Block, der in dem Niedrigleistungs-RF-Abschnitt (auf dem Tx-Pfad) erforderlich ist, ist ein nicht-einheitliches und variables Leistungsverteilernetzwerk, eines pro Frequenz. Jedes Netzwerk besteht aus einem 1 : 2 Leistungsverteiler und einem Phasenschieber pro Kanal, zwei (anstatt einem) Verbindungsnetzwerk in die zwei Leistungsverstärker-Inputs hinein, und einer Hochleistungs-180°-Richtkoppler- plus 90°-Verzögerung an den Outputs der Leistungsverstärker. Dies entspricht der Ausführung mit Niedrigleistungs-RF von System 2200, beschrieben in 22.
Gegenwärtige 2G-CDMA-Systeme (entsprechend CDMA:IS-95) verwenden einen einzigen Modulator und Aufwärtsumsetzer, der die summierten komplexen Basisbandsignale in eine einzige Trägersignal-Übertragung umwandelt. Um Polarisationsanpassung einzusetzen, ist es erforderlich, den Basisband-ASIC zu verändern und Verteilen pro Nutzer (oder pro aktivem Anruf) durchzuführen (in 2 Tx am komplexen Basisband und Phasenverschieben eines komplexen Arms in Bezug auf den anderen). Zudem unterstützt der ASIC duale Summierung der komplexen Outputs am Basisband von mehrfachen Nutzern in Bezug auf jede vorgesehene Polarisation (es gibt zwei orthogonale Polarisationen). Eine weitere Modulator- und Aufwärtsumsetzereinheit wird der Ausrüstung des Sektors beigefügt, zusammen mit gemeinsamen lokalen Oszillatoren (LOs). Die zwei summierten komplexen Outputs am Basisband werden dann in zwei zusammenhängende Modulatoren und Aufwärtsumsetzer eingespeist. Die dualen summierten Niedrigleistungs-RF-Signale werden in einen dualen Verstärker für Mehrfach-Trägersignale mit zwei Eingängen und zwei Ausgängen eingegeben (es könnte der selbe gegenwärtig eingesetzte Verstärker für Mehrfach-Trägersignale sein, mit einem anders konzipierten Gehäuse, um die Hälfte seiner Module einer Polarisation zuzuordnen und die andere Hälfte der anderen Polarisation). Die hohen Leistungs-Outputs des Verstärkers werden in einen Hochleistungs-180°-Richtkoppler plus 90°-Verzögerung und schließlich in eine dual polarisierte Antenne eingespeist. Dies vervollständigt die Übertragungskette pro Trägersignal.
Die CDMA:3G-Standards (WCDMA, CDMA2000) nutzen einige neue und wichtige Merkmale in der Vorwärtsverbindung, die äußerst relevant für die vorliegende Erfindung sind. Diese befassen sich mit der Übertragungs-Diversität, unter Verwendung von S-T-Codierung mit zwei Sendeantennen. Konzeptuell stammen die zwei Übertragungen aus den selben Informationsdaten, aber mit verwandter, jedoch unterschiedlicher Codierung. Diese zwei Übertragungen werden erzeugt und leistungsverstärkt, bevor sie über zwei getrennte Antennen übertragen werden, die sowohl vertikal polarisiert als auch horizontal voneinander um 10 bis 20 Wellenlängen entfernt sind. Dies ist eine Form von räumlicher Diversität in Tx. Die Verbesserung wird aufgrund der verwendeten Codierung erreicht. Die Übertragungen von allen Nutzern (pro etwa 4.75 MHz – Trägersignal oder 3 × 1,25 MHz) werden in Bezug auf jede Sendeantenne summiert und dann unter Verwendung eines linearen Leistungsverstärkers der entsprechenden Antenne verstärkt.
Ein 3G-System kann aus Polarisationsanpassung Nutzen ziehen, indem es diese in jeder der zwei Übertragungsketten separat verwendet. Die Verbesserung um mehrere Netto-dB in E/(I + N) kann zusätzlich zu jeder anderen Art von Gewinn erhalten werden. Um dies zu bewirken, kann die S-T-codierte Übertragung in einem 3G-System mit dem Polarisationsanpassungs-Schema koexistieren.
Speziell kann der 3G-CDMA-ASIC an der BS (1) Polarisationsdiversitäts-Empfang (MRC) für jede dual polarisierte Antenne und (2) räumliche Diversität für jedes Paar von räumlich getrennten Antennen mit dualer Polarisation nutzen. Daher können insgesamt 4 Rx-Diversitäten (2 für Polarisationsdiversität und zwei für räumlich getrennte Diversität) mit zwei intermediären kombinierenden Gewichtungen (1 für jede kreuzweise polarisierte Antenne) genutzt werden. Aus dem MRC jeder kreuzweise polarisierten Antenne an dem Empfängerende kann die polarisationsangepasste Tx-Ausrichtung geschätzt werden. Während des Sendens sollte der ASIC das Verteilen und dazuhin relative Phasenverschiebungs-Kapazitäten für jeden Nutzer (oder jeden aktiven Anruf) pro Output (es gibt 2 S-T-codierte Outputs pro Nutzer) gewährleisten, was dem gleicht, was für den IS-95-CDMA-Fall beschrieben ist. Die 4 summierten Outputs (2 für jede Antenne mit räumlicher Diversität) werde moduliert und aufwärts umgesetzt unter Verwendung von 4 zusammenhängenden Ketten (d.h. alle verwenden einen gemeinsamen Satz von LOs), im Gegensatz zu 2 in der elementaren 3G-Übertragungsarchitektur.
31 stellt System 3100 dar, konstruiert und betriebsfähig in Übereinstimmung mit einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung. System 3100 sieht ein Polarisationsanpassungs-Schema für eine 3G-CDMA-Ausführung vor. Wie in 31 angegeben, weist System 3100 vier lineare Leistungsverstärker, 3130a, b und 3170a, b, auf, um die kombinierten Niedrigleistungs-RF-Signale zu verstärken. Jedes Paar von Leistungsverstärkern 3130a, b und 3170a, b dient für ein Paar von Antennen von räumlicher Diversität (mit Polarisationsanpassung), 3150a, b und 3190a, b, und wird eine durchschnittliche kombinierte Leistung haben, die derjenigen des (einzelnen) Leistungsverstärkers pro vertikal polarisierter Antenne gleich ist. Schließlich werden zwei Paare von Hochleistungs-180°-Richtkopplern 3140, 3180 plus 90°-Verzögerungen die zwei Paare der Outputs verbinden, von Leistungsverstärker 3130a, b und 3170a, b zu den entsprechenden Paaren von kreuzweise polarisierten Antennen. Die Leistungssumme der vier Verstärker 3130a, b und 3170a, b ist entweder die selbe als diejenige, die in Situationen erforderlich ist, in denen nur zwei Verstärker in dem einfachen S-T-Codierungsschema verwendet werden, oder weniger aufgrund von gesteigerter Leistungseffizienz, die sich aus der Durchführung der Polarisationsanpassung ergibt.
Aufgrund von verschiedenen Beschränkungen kann es für einige 3G-Sektor-Ausführungen nicht möglich sein, die Konfiguration mit räumlicher Diversität, die für S-T-codierte Übertragung erforderlich ist, zu tragen. In solchen Situationen kann es eine Option sein, kreuzweise polarisierte Antennen in dem beschränkten verfügbaren Raum einzusetzen. Als solche kann die Rückwärtsverbindung durch das MODEM mit Polarisationsdiversitäts-Empfang betrieben werden, ähnlich demjenigen in IS-95-Systemen. In der Vorwärtsverbindung erfordert jedoch das Schema von S-T-Codierung mit Übertragungsdiversität, dass die zwei Pfade (jeder mit unabhängigem Fading) von den Antennen zum Nutzer von vergleichbarer durchschnittlicher Leistung sind. Das Anwenden der Polarisationsanpassung auf jeden Nutzer wird die Schätzung für die durchschnittliche Polarisationsausrichtung für jeden Nutzer erbringen. Indem eine solche geschätzte durchschnittliche Polarisationsausrichtung verwendet wird, können die zwei S-T-codierten Signale (pro Nutzer) in den Polarisationsausrichtungen übertragen werden, die um + 45° und – 45° von der geschätzten durchschnittlichen Polarisationsausrichtung entfernt sind.
Konsistent mit diesem Ansatz stellt 32 System 3200 dar, welches einen solchen als Ausführung bereitstellt. In System 3200 überträgt der Sektor zwei Signale, von denen jedes um 3 dB in Bezug auf die voll angepasste Nutzerpolarisation abgeschwächt ist, aber gleiche durchschnittliche Leistung und unabhängiges Fading aufweist, wodurch es der S-T-Codierung ermöglicht wird, effizient zu funktionieren.
Eine andere mögliche Alternative ist es, die zwei Versionen der S-T-codierten Signale in zwei orthogonalen ringförmigen Polarisationen zu übertragen (CW und CCW). Dies kann verwirklicht werden, indem ein Phasenschieber von weniger als π/2 zwischen dem 180°-Richtkoppler und der Antenne in dem Schema von System 1400 verwendet wird. Der selbe Verlust von 3 dB wird auftreten. Indem der RAKE-Empfänger und der S-T- Decodierer verwendet wird, kann der Nutzer am Empfangsende von der Diversität profitieren.
Die folgende Ausführung beschreibt die erweiterte Anwendung von Polarisationsanpassung auf einen Fall von multiplen Antennenelementen. Eine mehrfache Anordnung von Antennenelementen wird eine Antennenanordnung genannt. Wenn die Elemente in einer vertikalen Anordnung angeordnet sind, wird dies als eine Säulenanordnung bezeichnet. Wenn die Elemente in einer zweidimensionalen Anordnung angeordnet sind, sind sie üblicherweise als eine Mehrfachsäulenanordnung angeordnet. In der folgenden Erörterung wird die Durchführung von Polarisationsanpassung in Anordnungen beschrieben.
Das Strahlungsmuster der Antennenanordnung im Empfangsteil wird über Gewichtung des Signals an jedem Anordnungselement (relative Amplitude und Phase) und Kombinieren der gewichteten Signale der Anordnungselemente zu dem Richtstrahloutput der Anordnung archiviert.
Im Sendeteil wird das Signal an dem Richtstrahl-Port der Anordnung in mehrere gleiche Outputs aufgeteilt, von denen jeder gewichtet (relative Amplitude und Phase) und in die Übertragungselemente eingespeist wird.
Im Allgemeinen wird das Anwenden einer Gruppe von Gewichtungen auf eine Anordnung in einem Antennenmuster oder Richtstrahl resultieren und wird Richtstrahlbildung genannt. Ein spezieller Fall von Richtstrahlbildung ist Richtstrahlsteuerung. Im Falle von Richtstrahlsteuerung bildet die Anordnung, die generell in vertikaler Richtung und in horizontaler Richtung gleichmäßig beabstandet ist (wobei die eine möglicherweise verschieden von der anderen ist), einen schmalen, wohldefinierten Richtstrahl, der in eine bestimmte Richtung zeigt.
Die relativen Phasen entlang der Elemente in jede Richtung (horizontal und vertikal) bilden eine arithmetische Reihe (variieren linear entlang jeder Dimension), wenn die Elemente gleichmäßig in jeder Achse (vertikal, horizontal) beabstandet sind. Das Steuern des Richtstrahls in jeder Dimension erfordert in diesem Fall nur einen einzigen Parameter pro Dimension, den „Steuerungswinkel".
Wenn Senden und Empfangen mit einer Antennenanordnung durchgeführt wird, werden die Polarisationsanpassungsverfahren, die vorstehend beschrieben sind, auf kombinierte Polarisations- und Richtstrahlanpassung erweitert.
Ein Algorithmus kann auf eine Antennenanordnung, in der das Signal über die Anordnung von mehrfachen Elementen empfangen wird, angewandt werden, indem eine Anordnung von Antennenelementen mit dualer schräger Polarisation verwendet wird. Beim Empfang werden die Steuerungswinkel (in Bezug auf Azimut und/oder Elevation), die in einem maximalen Signal-zu-Geräusch-Leistungsverhältnis resultieren, gefunden, während die Outputs der zwei Anordnungen mit schräger Polarisation (z.B. + 45° und – 45°-Polarisationen) kombiniert werden, um einen Output zu erreichen, der maximal in Bezug auf Signal-zu-Geräusch-Verhältnis ist.
Ein solcher Algorithmus ist Maximal Ratio Combining (MRC), welches vorstehend im Detail erläutert wurde. Die relativen Gewichtungen der Outputs der zwei Anordnungen mit schräger Polarisation liefern die Information, die die durchschnittliche Polarisation des empfangenen Signals für die gesamte Anordnung.
Auf der Basis der empfangenen Schätzung der besten Richtstrahlpolarisation und des Steuerungswinkels kann eine Übertragung zu dem selben Nutzer ausgeführt werden, indem die schrägwinkligen Übertragungsanordnungen in die selbe Richtung gesteuert werden und die Sende-Polarisation entsprechend der durchschnittlichen Empfangs-Polarisation ausgerichtet wird, wie vorstehend erklärt.
Praktisch (und im Allgemeinen) werden die Merkmale der dualen polarisierten Antennenanordnung so sein, dass es nicht gewährleistet ist, dass die Phasenmitten von dualen polarisierten Antennenanordnungen gemeinsam lokalisiert sind. Aus diesem Grund kann der Polarisationsanpassungs-Algorithmus, der für ein einzelnes Element mit gemeinsam phasierten, kreuzweise polarisierten Antennen beschrieben wurde, auf einen zweidimensionalen Algorithmus für Anordnungs- und Polarisationsanpassung erweitert werden.
In diesem erweiterten Algorithmus sind die relativen Amplituden und Phasen der Anordnungselemente an jeder Polarisation (von den zwei orthogonalen Polarisationen) in solcher Weise abgeändert, dass zwei Objektive erreicht werden:

1) Die effektive Polarisation pro kreuzweise polarisiertem Element, die sich aus der Gewichtung der zwei orthogonal polarisierten Antennen (verwirklicht in einem Element) beim Tx ergibt, sollte der vom gleichen Nutzer empfangenen durchschnittlichen Polarisation angepasst sein.
2) Die relativen Phasen und Amplituden der Anordnungspaare von Elementen mit angepasster Polarisation (nachdem gewichtet und 2 : 1 kombiniert wurde, um ein „polarisationsbewegliches" Element zu bilden) sollten so sein, dass das sich für die gesamte Anordnung ergebende Muster auf diesen Nutzer mit dem höchstmöglichen Gewinn zeigt.

In dieser Ausführung basiert Polarisationsanpassung beim Senden auf der durchschnittlichen Polarisation beim Empfang, und sowohl die Polarisationsanpassung wie auch die Anpassung des Richtstrahls der Anordnung werden zu diesem Zweck kombiniert. Der oben dargestellte erweiterte Algorithmus kann auf einen Algorithmus angewandt werden, der Maximal Ratio Combining (MRC) durchführt, wobei alle komplexen Signale in die Anordnungselemente hinein oder aus diesen heraus einer komplexen Gewichtung unterworfen werden, um das beste Signal-zu-Geräusch-Verhältnis zu erreichen. Der MRC-Algorithmus wurde in größerem Detail vorstehend beschrieben.
Das vorstehend beschriebene Verfahren für den Fall der allgemeinen dual polarisierten Anordnung kann auch beschrieben werden als beim Senden einen rückwirkend ausgerichteten Richtstrahl bildend, sowohl in den Polarisations- als auch in den Anordnungsmusterräumen, basierend auf der optimalen durchschnittlichen Empfangs-Polarisation, und als ein Ausbilden des Richtstrahls der Anordnung einsetzend, das der spezifischen Übertragung des Nutzers angepasst ist.
Zusätzlich zu dem vorstehend dargestellten allgemeinen Fall ist es wichtig, mehrere spezielle Fälle zu beachten, in denen die Anordnung eine gut geregelte Anpassung der Phasenmitte für die zwei orthogonalen Polarisationen aufweist.
Für eine Anordnung mit einer einzigen Säule wird die Steuerung des Richtstrahls nur in Bezug auf Elevation ausgeführt; dies wird Neigen des Richtstrahls genannt. Daher haben wir in diesem Fall Polarisationsanpassung und Richtstrahlneigung gemeinsam. Für eine Anordnung mit mehrfachen Säulen werden sowohl Neigen als auch azimutale Steuerung für jede der beiden Anordnungen mit schräger Polarisation ausgeführt, begleitet von Polarisationsanpassung.
Eine Ausführung von Steuerung des Richtstrahls der Anordnung und Polarisationsanpassung beim Empfang erfolgt über eine Optimisierung, die sequenziell/in Stufen erreicht wird: zuerst wird Richtstrahlsteuerung an jeder der beiden schrägwinkligen Anordnungen durchgeführt, gefolgt von Kombinieren zum Empfang mit angepasster Polarisation.
Eine weitere Ausführung ist es, eine Anordnung mit 2N-Elementen optimal zu gewichten, wobei N Elemente sich in einer Polarisation befinden und die anderen N Elemente sich in der anderen (orthogonalen) Polarisation befinden.
Wenn der 2N-komplexe Vektor von Signalumfängen, die an den Anordnungselementen empfangen werden mit 5 bezeichnet wird, denn ist die optimale Gewichtung:
Wobei der Asterisk ein komplexes Konjugat darstellt und der Vektor W normalisiet ist. Es wird in der obigen Gleichung angenommen, dass alle Elemente zusätzliche Geräusche haben, die normal um einen Null-Mittelpunkt verteilt und i.i.d. (d.h. unabhängig identisch verteilt) sind.
Die Orthogonalität der zwei Polarisationen führt zu dem Schluss, dass die Eingänge des Vektors 5 in solcher Weise angeordnet werden können, dass dies ausgedrückt werden kann als:
Wobei S₁ und S₂ jeweils n-dimensionale Vektoren sind, die den zwei Polarisationsanordnungen entsprechen. Der Gewichtungsvektor kann ausgedrückt werden als entsprechende Gewichtungen für jede Anordnung:
Es kann gezeigt werden, dass diese Gruppe von Gewichtungen sowohl Richtstrahlsteuerung als auch Polarisationsanpassung wie vorstehend beschrieben verwirklicht.
Die Realisierbarkeit von Polarisationsanpassung nach den obigen Ausführungen wurde während Feldversuchen bestätigt, die nachstehend beschrieben werden. Insbesondere bestätigten die Feldversuche die Korrelation zwischen den Polarisationsvektoren der Vorwärts- und der Rückwärtsverbindung. Der Versuch umfasste Folgendes:

• Übertragung von beiden Verbindungen von der MS und Empfang am BTS. Dies vereinfacht die Testausrüstung und das Testverfahren beträchtlich. Die Ergebnisse sind stichhaltig, wobei anerkannt wird, dass der Kanal für jede gegebene Frequenz reziprok ist.
• Die Sendeantenne – eine lineare Dipolantenne – wird auf vertikaler Ebene rotiert, wodurch eine periodisch variable Polarisation für beide Frequenzen bewirkt wird.
• Eine linear polarisierte Empfangsantenne am BTS empfängt Signale, die periodisch über die Zeit hinweg fluktuieren.
• Der Unterschied in der kreuzweisen Polarisation (XPD) wird aus diesen Fluktuierungen heraus gemessen.
• Die Korrelation zwischen den durchschnittlichen Polarisationsvektoren (die Polarisationsellipse) der zwei Frequenzen wird dann gemessen.
• Das Mehrfachpfad-Fading wird für eine nicht rotierende Sendeantenne gemessen und die Korrelation zwischen dem Fading in den zwei Frequenzen wird bewertet.

Die Versuche wurden bei PCS-Frequenzen, LOS und NLOS, auf dem Land und im städtischen Außenbezirk, und bei verschiedenen Geschwindigkeiten (0 bis 70 km/h) durchgeführt. Als Teil dieser Tests wurden eine bewegliche Sendestation und eine stationäre Empfangsstation verwendet. Die Tests bestätigen Polarisationsanpassung zwischen den in Bezug auf Frequenz getrennten Übertragungen, sowohl für LOS als auch für hoch gestörte NLOS-Kanäle.
Der Test übertrug über einen drahtlosen Mobilfunk-Kanal verschiedene Polarisationen auf zwei voneinander verschiedene Frequenzen, um die FDM-Trennung von Aufwärts- zu Abwärtsverbindung zu simulieren. Aufgrund der reziproken Natur (in Bezug auf den Kanal) der langfristigen durchschnittlichen Polarisation wurde das Senden von einem Ort aus durchgeführt und das Empfangen von einem anderen. Insbesondere wurde der mobile Ort als der Sendeort gewählt, während der Empfangsort stationär war.
Die zwei PCS-Quellen mit kontinuierlicher Welle (CW), die die Frequenzen der Aufwärtsverbindung und der Abwärtsverbindung darstellten, wurden durch eine linear polarisierte Antenne übertragen. Die Rotation der Antenne in der vertikalen Ebene verursacht eine schwankende Sendepolarisation. Daher ermöglicht das Abtasten aller Polarisationen (vertikal bis horizontal) die Auswertung der XPD des Kanals auf beiden Frequenzen beim Empfang durch eine linear polarisierte Antenne, ebenso wie den Vergleich des relativen Empfangs der zwei Frequenzen im Laufe der Zeit. Polarisationsanpassung existiert, wenn hoch korrelierte Durchschnittsleistung auf den zwei sich voneinander unterscheidenden Frequenzen empfangen wird.
Der Bereich des Testgebiets war zwischen 2 und 5 km und in ländlichen und vorstädtischen Umgebungen, sowohl LOS als auch NLOS.
In den Versuchssystemen verwendete die Sendeanlage zwei synthetische PCS-CW-Quellen auf den Frequenzen 1875 Mhz und 1975 MHz. Die Outputs der kombinierten Synthesizer wurden in zwei Gruppen von Tests auf 20 dBm durchschnittliche Gesamtleistung verstärkt, und auf 33 dBm durchschnittliche Gesamtleistung in der dritten Gruppe von Tests. Die höhere Leistung wurde für die NLOS-Tests in einer vorstädtischen Umgebung zur Verfügung gestellt. Die Antenne der Sendeanlage war eine Dipolantenne mit mehr als 20 dB an XPD. Die gesamte Sendeanlagen-Vorrichtung, einschließlich Batterie-Leistungsquellen, wurde auf (und hinter) einer) kreisförmigen sich drehenden Platte montiert, die als eine (parallele) Rückwand für die übertragende Dipolantenne diente. Die Dipolantenne wurde am Mittelpunkt der Platte montiert und zu einer Hemisphäre übertragen. Die Sendeausrüstung wurde oben auf das Dach eines Kraftfahrzeugs montiert, und die Übertragung erfolgte in Richtung der rückwärtigen Hemisphäre des Kraftfahrzeugs. Die Rotation führte dazu, dass die gesendeten Signale alle simultan lineare Polarisationen auf der Rotationsebene erreichten, durch die selben Antennen und in den selben Kanal. Zusätzlich wurde die auf das Kraftfahrzeug montierte Ausrüstung in einer stationären Position vor einer Testdurchführung getestet, um die insgesamte Betriebsbereitschaft der Versuchsanordnung zu bestätigen. Die stationäre Empfangsausrüstung wurde an dem Raum zur Steuerung des Antennenbereichs plaziert, und die linear polarisierten Antennen konnten sowohl in Bezug auf Azimut als auch in Bezug auf Polarisation rotiert werden.
8 veranschaulicht die Anordnung des Testsystems für die Versuchstests. Die linear polarisierte Antenne empfing die Übertragungen mit einem Detektor für „voll gleichgerichtet" geformte Wellenformen (durchschnittliche Leistung), der die Polarisationsprojektion auf die Empfangsantenne reflektierte gemäß: ΔPower = 20·log10(abs(cosϑ)), [dBm]
Bei einer Rotationsgeschwindigkeit von 30 rpm läuft ein Polarisations-"Zyklus" (von vollständig angeglichen bis orthogonal) pro Sekunde ab.
Das Empfangssystem wies eine linear polarisierte Patch-Antenne auf, gefolgt von einem LNA und in zwei Spektrum-Analysatoren aufgeteilt, die als selektive Empfänger dienten. Die Spektrum-Analysatoren wurden im Zero Span Mode betrieben, mit einer Auflösungsbandbreite von 10 KHz, einer Videobandbreite von 3 KHz, variablen Sweep-Raten von 100 Millisekunden pro Screen bis 20 Sekunden pro Screen. Die Spektrum-Analysatoren wurden unter HPIB-Steuerung betrieben, die den Beginn der Sweeps der zwei Spektrum-Analysatoren und die Screen-Downloads in den PC synchronisierte (mit 401 Proben pro heruntergeladenem Screen pro Spektrum-Analysator).
Die technischen Spezifikationen der Versuchsausrüstung waren wie folgt:
Antennen

1 Tx-Antenne: Dipol auf einer Rückwand, lineare Polarisation, XPD > 20 dB
1 Rx-Antenne: Huber-Zunner-Patch, lineare Polarisation, XPD > 25 dB

Tx-Polarisationsrotation

Dipol, in einer vertikalen Ebene rotiert
Rate: Eine (1) Rotation pro 2 Sekunden (30 rpm)

Frequenzen

1 × Trägerfrequenz bei 1875 MHz
1 × Trägerfrequenz bei 1975 MHz

RF-Leistung

Tx-Leistung – 20 dBm oder 33 dBm durchschnittliche Tx-Gesamtleistung in die Antenne hinein

Gleichstrom-Leistung

1 × 12V/60 Ah – Batterien zum Rotieren der Vorrichtung
1 × oder 2 × 12V/7 Ah – Batterien für den RF-Sender

Kraftfahrzeug-Montage

Autodach-Montageplatte aus Holz
Kunststoff-Windschutz (über einer Stützstruktur aus Holz)
Ein- und Ausschalter für die Rotation (aus der Batterie), in der Nähe des Fahrers

Empfangsausrüstung

LNA + 2 : 1-Leistungsverteiler
2 × Spektrumanalysatoren (S/A-betrieben unter HPIB im Zero Span, mit synchroniertem Sweepstart und synchronisiertem Sweep-Download in den PC
1 × Oszilloskop, dualer Kanal (um die S/A Aux.-Videooutputs darzustellen)
1 × PC
HPIB-Kabel, RF-Kabel, Gleichstromkabel

Kommunikation

2× Mobiltelefone

Diese erste Gruppe von Versuchen hatte die folgenden spezifischen Ziele:

1. Generell das Polarisationsanpassungs-Phänomen bestätigen
2. Überprüfen und Auswerten der Korrelation zwischen linearen Polarisationen (Projektionen beim Empfang auf einer linearen Testantenne) von Wellenform-Leistung (langfristiger Durchschnitt) an zwei unterschiedlichen Frequenzbändern über den selben drahtlosen Mobilfunkkanal.
3. Test auf PCS-Frequenzen mit realistischer Frequenztrennung, sowohl LOS als auch NLOS, in ländlicher und in vorstädtischer Umgebung, und bei variierenden Geschwindigkeiten (0 bis 70 km/h)
4. Bestätigen von erheblichen XPDs der empfangenen Signale in verschiedenen Szenarien.
5. Quantifizieren des Leistungswerts von mittlerer angepasster Polarisation, als eine Funktion des Szenarios.

Zudem wurden wohlbekannte Phänomene bestätigt, wie korreliertes (langfristiges) Verhalten von Pfadverlust (einschließlich Abschattung), mit unkorreliertem schnellem Fading zwischen den zwei Signalen, die in Bezug auf die Frequenz durch 100 MHz getrennt sind.
Die getesteten und/oder gesteuerten, für den Versuch relevanten Parameter waren wie folgt:
XPD der Testantennen (wurde gemessen)
XPD des drahtlosen Kanals (LOS, NLOS, ländlich, vorstädtisch)
Polarisationsanpassung zwischen zwei voneinander verschiedenen Frequenzen (Korrelation)
Fading für jedes Signal und dessen Mangel an Korrelation
Geschwindigkeit der Mobilstation, Umgebung; und
Referenzmessungen von festgelegter Polarisation
Bei den Versuchsergebnissen stellen die zwei Graphe die empfangenen Signale von zwei unterschiedlichen Frequenzen dar, gemessen im Lauf der Zeit in einer Anzahl von Proben.
Die Vortests wurden nach der Installation der Ausrüstung auf dem Kraftfahrzeug und dem Aufbau des Versuchssystems durchgeführt. Die Messungen wurden durchgeführt während sich das Fahrzeug stationär in einer Entfernung von etwa 50 Metern von der Rx-Antenne befand. 9 stellt den Effekt der rotierenden Polarisation und das Abtasten von beiden Signalen dar. Diese zeigt auch, dass eine Gesamt-XPD, die größer als 15 dB ist, von der Versuchsausrüstung bewirkt wird.
Die Versuchsvorgänge wurden bei unterschiedlichen Geschwindigkeiten durchgeführt, mit festen (vertikalen und schrägen) und rotierenden Polarisationen. Die Strecke war hauptsächlich LOS, mit einigen NLOS-Abschnitten. 10 stellt die rotierende Polarisation der Sendeantenne und das exzellente Abtasten von Signalen auf zwei unterschiedlichen Frequenzen beim Empfang dar. Obwohl gelegentliches Reflektieren einige Abschwächungen verursacht, leidet der Kanal nicht unter belastenden Mehrfachpfad-Störungen. Die entlang dieses Kanals eingehaltene XPD beträgt mindestens 10–11 dB.
Die vorstädtischen Fahrstrecken ermöglichten das Testen mit schwankenden Ausmaßen von Reflektieren und Mehrfachpfad-Störungen. In der LOS-Vorstadt war die Strecke bergaufwärts mit Gebäuden, was Hintergrundstörungen verursacht, wie in 11 dargestellt. 11 stellt die rotierende Polarisation der Sendeantenne und das exzellente Abtasten von Signalen auf zwei unterschiedlichen Frequenzen beim Empfang dar. Obwohl gelegentliches Reflektieren einige Abschwächungen verursacht, leidet der Kanal nicht unter belastenden Mehrfachpfad-Störungen. Die entlang dieses Kanals eingehaltene XPD beträgt mindestens 10–11 dB.
In der NLOS-Vorstadt wurde die Strecke so ausgewählt, dass sich das Fahrzeug vollständig in NLOS befand und weitgehend von Gebäuden umgeben war. Die empfangenen Signale litten unter einer hoch reflektierenden Umgebung, was zu erhöhtem Fading führte. 12 veranschaulicht, dass in diesem Gebiet der Kanal im Allgemeinen NLOS ist, mit einem schmalen „Fenster".
Fading erfolgt (unabhängig von den zwei Signalen) mit einer XPD von (mindestens) 10 dB und einem bemerkenswerten Muster der rotierenden Polarisation. Wiederum folgen die zwei Signale (langfristig) einander in Übereinstimmung mit der Polarisationsanpassung.
Die Versuchsergebnisse demonstrieren klar, dass es in Fällen, in denen sich der Kanal in ländlicher, vorstädtischer, LOS- und NLOS-Umgebung befindet, zu einem XPD von mindestens 10 dB infolge des cos²(θ)-Gesetzes kommt. Mit anderen Worten, Polarisationsfehlanpassung wird zu signifikanten Leistungsverlusten führen. Die Tests demonstrieren ebenfalls den Gewinn durch Übertragen mit der korrekten Polarisation für jeden Nutzer.
Zweitens demonstrierten die Versuchsergebnisse klar eine hohe Korrelation zwischen den empfangenen Signalhöhen für die zwei Signale (die die Aufwärts- und Abwärtsverbindungs-Übertragungen darstellen). Berechnete Korrelationskoeffizienten von 90% und darüber ergaben sich für die langfristigen Rohdaten (nicht geglättet). Dies weist darauf hin, dass Polarisationsanpassung für alle in den Versuchen getesteten Kanäle existiert.
Insgesamt zeigen diese Ergebnisse die Existenz der Polarisationsanpassung und geben die Grundlage für deren Verwirklichung in drahtlosen mobilen Kommunikationssystemen.
Basierend auf den vorstehend zusammengefassten Versuchsergebnissen in Bezug auf XPD und Polarisationsanpassung wird erwartet, dass sich die folgenden Leistungswerte (in Bezug auf einen Sendestandort mit vertikaler Polarisierung) aus der Anwendung der Polarisationsanpassungs-Algorithmen in der Abwärts-(Vorwärts-)Verbindung von zellularer/PCS-Standort-Ausrüstung ergeben: Vorwärtsverbindungsgewinn von 3–5 dB (im Durchschnitt) und mehr als 9 dB Wiedergewinn aus „Abdeckungslöchern" (d.h. -Polarisationsfehlanpassung). Dies hat seinen Ursprung in einer durchschnittlichen Polarisationsfehlanpassung von 7 dB (und maximal 9 dB), von welcher angenommen wird, dass sie der Situation von 95% der Nutzer in einem typischen zellularen Sektor entspricht, mit einigen Durchführungsverlusten. Diese Verbesserung ist unabhängig vom Fading, das in einem System mit Polarisationsfehlanpassung existiert und in einem System mit Polarisationsanpassung weiter existieren wird. Das über alle Versuchsabläufe hinweg beobachtete Fading folgte seinem wohl bekannten Verhalten, einschließlich Abhängigkeit von der radialen Fahrzeuggeschwindigkeit und Unabhängigkeit zwischen den getrennten Signalen auf zwei Frequenzen.
Die Versuche erbringen konklusive Ergebnisse in Bezug auf die Existenz von Polarisationsanpassung zwischen zwei Übertragungen über den selben Kanal, verschieden in ihrer Frequenz um mindestens so viel wie für drahtlose FDM-Mobilfunk/PCS-Systeme üblich ist. Andere Systeme, z.B. iDEN, TETRA usw, können ebenfalls von der Anwendung der Polarisationsanpassungs-Technologie profitieren. Zudem demonstrieren die Ergebnisse, dass der XPD mindestens 10 dB über LOS- und NLOS- ländliche und vorstädtische Kanäle beträgt, wodurch der Einsatz von Polarisationsanpassungs-Algorithmen in dual polarisierten Sendestationen in verschiedenen drahtlosen mobilen Kommunikationssystemen, wie etwa in Mobilfunk/PCS-Basisstation-Ausrüstung, gerechtfertigt wird.
In zellularen Systemen können die Daten, die zur Detektion und Bestimmung der empfangenen Signalpolarisation benötigt werden, innerhalb der Rx-MODEM-Verarbeitung eingebettet sein, wie vorstehend veranschaulicht. Das Verwenden dieser Daten erfordert eine Verbindung mit dem Rx-MODEM auf einer Pro-Nutzer-Basis. Da diese Verbindung nicht immer zur Verfügung steht, ermöglicht eine andere Ausführung Schätzung der empfangenen Polarisation für TDMA-Systeme ohne eine Verbindung mit dem Rx-MODEM.
Die Ausführung kann ein Zeittakt-Signal verwenden, das den Zeittakt des bedienten Nutzers anzeigt. Das Zeittakt-Signal kann für den Betrieb der Sende-Polarisationsanpassung verwendet werden.
13 veranschaulicht ein den empfangenen Vektor darstellendes RF-Signal, das in Richtung θ polarisiert ist. Es kann angenommen werden, das das Niveau des RF-Signals normalisiert und gleich 1 ist. Wenn die horizontale Komponente β ist, dann ist die vertikale Komponente √1 – β². Die Ausführung schätzt die langfristige (Durchschnitt ermittelt über viele TDMA-Zeitschlitze hinweg) Polarisationsrichtung (d.h. eine langfristige Schätzung von β, einschließlich Vorzeichen).
Der Output aus jeder Antenne kann zu einem LNA und RF-Filter übertragen werden. Dann in einen Σ – Δ RF-Kombinator eingegeben werden, der duale Outputs erzeugen wird, die proportionnell zu der Summe der zwei Inputs und zu der Differenz zwischen diesen sind. Daher sind die Outputs, unter Berücksichtigung der Signal-Amplitude an jedem Port und unter der Annahme, dass der Gesamt-Verstärkungsfaktor des Systems immer noch einheitlich ist:
14 veranschaulicht einen Graphen des absoluten Werts (d.h. eine Hüllkurven- Gleichrichtung) für jeden Output. Der Graph zeigt die Abhängigkeit von ABS (Σ) und ABS (Δ) gegenüber β.
15 veranschaulicht das logarithmische Verhältnis Σ/Δ, das Information über β gibt, wie etwa das Vorzeichen von β. Es ist jedoch nicht-linear in β und gewährleistet zudem keine eineindeutige Abhängigkeit.
In 16 gibt die logarithmische Darstellung von Σ/Δ Information über das Vorzeichen des Polarisationsvektors (Quadrantenselektion); dies ist jedoch nicht eineindeutig von β abhängig und ist hoch nichtlinear. Daher wird der absolute Wert (d.h. Hüllkurven-Gleichrichtung) der Originalsignale genommen. Die Messung ist linear abhängig von β, verliert aber das Vorzeichen (da die Hüllkurve des Signals gemessen wird). Wenn die Ergebnisse aus der Σ/Δ-Messung kombiniert werden, können eine Schätzung für β und eine Identifikation des Quadranten gefunden werden. 16 ist ein Blockdiagramm einer Ausführung, in der β geschätzt ist.
Es sollte beachtet werden, dass β sich langsam mit der Zeit verändert. Daher ist es möglich, das selbe Prinzip zu verwirklichen, indem nur ein Empfänger verwendet und zwischen Signalen umgeschaltet wird, zum Beispiel mit SP4T-Schaltern. In dieser Ausführung verarbeitet der Prozessor (d.h. ein Digitalsignal-Prozessor) den Output der Outputumschaltung, wie in 17 dargestellt.
Für Vorwärtsverbindungen werden Polarisationsanpassungs-Techniken in Ausführungen dieser Erfindung entwickelt, die Basisstationen dazu befähigen, Signale zu übertragen, die dem Polarisationszustand einer Mobilstation während BS-zu-MS-Übertragung angepasst sind.
Während die Erfindung unter Bezugnahme auf bestimmte veranschaulichte Ausführungen beschrieben worden ist, sind die Worte, die hierin verwendet worden sind, Worte der Beschreibung und nicht Worte der Beschränkung. Veränderungen können gemacht werden, innerhalb des Bereichs der anhängenden Ansprüche, ohne von dem Anwendungsbereich der Erfindung in ihren Aspekten abzuweichen. Obwohl die Erfindung hierin unter Bezugnahme auf besondere Strukturen, Akte und Materialien beschrieben worden ist, soll die Erfindung nicht auf die offenbarten Einzelheiten beschränkt werden, sondern erstreckt sich vielmehr auf alle gleichwertigen Strukturen, Akte und Materialien, soweit sie sich innerhalb des Anwendungsbereichs der anhängenden Ansprüche befinden.

Claims

Verfahren zum Steuern einer Mehrzahl von Richtstrahlmustern, die von einer Basisstation in einem drahtlosen Kommunikationssystem ausgestrahlt werden, wobei das Verfahren aufweist: Empfangen zumindest eines Signals von einer Mobilstation in der Basisstation; gekennzeichnet durch die weiteren Schritte: Bestimmen geschätzter Attribute des zumindest einen Signals, das von der Basisstation empfangen wurde, wobei die geschätzten Attribute zumindest Amplituden- und Phaseninformation des zumindest einen Signals umfassen; Berechnen geglätteter Versionen der geschätzten Attribute gemäß einem vorgegebenen Satz von Kriterien; Erzeugen eines Satzes gewichteter Signalparameter gemäß den geglätteten Versionen, um einen Polarisationszustand des zumindest einen Signals zu beschreiben; und Anwenden der gewichteten Signalparameter, um ein von der Basisstation übertragenes Signal zu modifizieren, derart, dass das gesendete Signal im Wesentlichen an den Polarisationszustand des zumindest einen Signals angepasst ist.
Verfahren nach Anspruch 1, das das Einstellen eines Standard-Polarisationszustandes von Sendeelementen in der Basisstation aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Standard-Polarisationszustand vertikal ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Basisstation für ein drahtloses TDMA-Kommunikationssystem ausgelegt ist und die gewichteten Signalparameter für jede Mobilstation direkt an dem gesendeten Signal angewendet werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Basisstation für ein drahtloses CDMA-Kommunikationssystem ausgelegt ist und die gewichteten Signalparameter digital bei einer Basisbandfrequenz des drahtlosen CDMA-Kommunikationssystems angewendet werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, wobei das Bestimmen durch einen Mikroprozessor erfolgt.
Vorrichtung in einem drahtlosen Kommunikationssystem zum Steuern einer Mehrzahl von Richtstrahlmustern, die von einer Basisstation ausgestrahlt werden, um die Polarisation von Richtstrahlmustern, die zumindest von einer Mobilstation ausgestrahlt werden, anzupassen, wobei die Vorrichtung gekennzeichnet ist durch: eine Attribut-Schätzeinheit (604), die so konfiguriert ist, dass zumindest ein durch die Basisstation empfangenes Signal verarbeitet wird, um einen Satz geschätzter Attribute zu erzeugen, einschließlich zumindest eines Amplituden- und Phasenwertes des zumindest einen Signals; eine Datenglättungs-Vorrichtung (606), die an die Attribut-Schätzeinheit gekoppelt ist, wobei die Datenglättungs-Vorrichtung so konfiguriert ist, dass sie geglättete Versionen der geschätzten Attribute gemäß einem vorgegebenen Satz von Kriterien berechnet; und einen Generator (612) für normalisierte Gewichtung, um gewichtete Signalparameter gemäß den geglätteten Versionen zu erzeugen, wobei die gewichteten Signalparameter an dem zumindest einen Signal angewendet werden, um eine Polarisationsanpassung herbeizuführen.
Vorrichtung nach Anspruch 7, die aufweist: einen Quadrantendetektor (608), der so konfiguriert ist, dass er ein Vorzeichen des Phasenwertes bestimmt; und eine Filtereinheit (610), die so konfiguriert ist, dass sie kurzfristige Schwankungen in dem zumindest einen Signal herausfiltert, basierend auf den geschätzten Attributen, wobei der Generator (612) für normalisierte Gewichtung an den Quadrantendetektor (608) und die Filtereinheit (610) gekoppelt ist.