JP3099027B2

JP3099027B2 - 交差偏波消去装置および偏波状態補正システム

Info

Publication number: JP3099027B2
Application number: JP08209486A
Authority: JP
Inventors: ルールズブロジェットジェームズ
Original assignee: エイ・ティ・アンド・ティ・アイピーエム・コーポレーション
Priority date: 1995-08-08
Filing date: 1996-08-08
Publication date: 2000-10-16
Anticipated expiration: 2016-08-08
Also published as: EP0762660A3; DE69626250T2; DE69626250D1; US5760740A; JPH09121201A; CA2179210A1; CA2179210C; EP0762660B1; BR9603318A; KR970013516A; EP0762660A2

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、概して無線送受信
（トランシーバ）システムにおける交差偏波干渉を減少
させるためのシステムに関し、詳しくは重なり合う複数
の周波数チャネルでその各周波数チャネルが既知の偏波
状態で初めに送信されるような、重なり合う複数の周波
数チャネル内の信号を受信するのに２重偏波受信システ
ムが用いられるような周波数再利用システムにおいて用
いられる交差偏波消去システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】通信衛星システムにおいてはシステムで
使用可能な帯域幅を増加させるために典型的に２重直線
偏波または２重円偏波を用いる。この手法は概して周波
数再利用と称される。一般的な２重直線偏波周波数再利
用システムは、周波数チャネルの半分を垂直偏波で送信
し、残る半分を水平偏波で送信する。図１に示すよう
に、隣接するチャネルは、使用可能な周波数チャネルが
相互に重なり合えるように、直交偏波状態で送信され
る。

【０００３】すなわち、搬送波がｆ₂、ｆ₄、ｆ₆、ｆ
₈（間隔は一般に４０ＭＨｚ）である偶数番号の周波数
ブロックでは水平偏波に偏波させ、搬送波がｆ₁，
ｆ₃，...，ｆ₉（間隔は一般に４０ＭＨｚ）である奇数
番号の周波数ブロックでは垂直偏波に偏波させる（周波
数チャネルの偶数ブロックと奇数ブロックとの選択はラ
ンダムである）。

【０００４】２重円偏波システムにおいても同様で、偶
数ブロックの周波数チャネルでは右回りの円偏波に偏波
させ、奇数ブロックの周波数チャネルでは左回りの円偏
波に偏波させるかまたはその逆とする。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記の手法は衛星シス
テムの使用可能な帯域幅を本質的に倍増させるがその一
方、いくつかの問題点が発生する。すなわち、衛星シス
テムのユーザは、両方の偏波状態で送受信できることが
必要なだけでなく、これらの偏波の間に十分な分離状態
を保つ必要がある。

【０００６】これは、優れたしかしコストのかかるアン
テナのフィード（指向方向送り調整）、自動追跡、およ
び偏波制御のシステムを用いた大規模な地上局を有する
衛星システムにおいては問題とはならないかもしれな
い。しかし、より一般的な種類のユーザ、例えば多数の
衛星からアナログまたはディジタルのテレビ番組を受信
するいくつもの小さなアンテナを有するケーブルテレビ
（ＣＡＴＶ）運用会社の場合には、据え付けのコストは
きわめて重要で、簡易性が望まれる。

【０００７】直線偏波システムの場合、偏波分離はいく
つかの因子によって制限される。これらの因子は、アン
テナおよびそのフィードの品質、指向方向の精度、１日
のうちの時刻および１年のうちの月日、ならびにたぶん
最も重要な、降雨量である。加えて、最適な偏波分離を
得るためのフィード調整を行わずに多数の衛星に対して
単一のアンテナを用いる場合、隣接チャネル間の交差偏
波干渉が、許容できないほどに強くなる。

【０００８】円偏波システムの場合には、アンテナおよ
びそのフィードの品質ならびに降雨量が主な因子であ
る。円偏波システムでは一般に、アンテナフィードに導
波型の円偏波から直線偏波への変換器を用いる。したが
って、円偏波に固有のフィード分離は一般に、直線偏波
システムに比べて悪い。

【０００９】ＣＡＴＶ運用会社が用いるような小型地上
局用のアンテナフィードの固有の偏波分離は、２０ｄＢ
と悪いが、フィードの品質は主な欠陥とはならない。直
線偏波システムの場合、フィード角の調整ずれは、調整
ずれ角の正接の対数×２０だけ分離を悪化させる。この
角度は、もちろんフィード角が最初に設定されたときの
設定精度と、またファラデー回転を生じさせる電離層の
変化と、アンテナをある衛星から別の衛星に向け直すこ
とから生じる変化とに影響される。

【００１０】円偏波の場合には、受信された信号（受信
信号）に関するフィード角は重要な因子ではない。しか
し、フィードの残りに関する偏波変換器の角度は、重要
な因子である。これは単一の周波数に対して正確に設定
されるが、用いられるすべての周波数に対して最適とは
ならない。

【００１１】直線偏波または円偏波のいずれのシステム
にとっても重要な因子は、降雨による偏光解消である。
これは、ＣＡＴＶのフィードに一般的に用いられている
Ｋｕバンドで特に顕著である。偏波の弁別があるレベル
（用途により１０ｄＢから３０ｄＢの間で変動する）よ
りも下がると、システム性能が影響を受け始める。

【００１２】いくつかの地上局では、偏波解消を自動的
に補正するために、モータ駆動による機械的偏波補正シ
ステムを用いている。このようなシステムは、極度に複
雑で信頼性が低いという点で評判が悪く、そのためこれ
らの機械的システムは現在広範には用いられていない。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、与えられた周
波数帯域内の第１の電磁信号セットを受信する２重偏波
受信システムに用いられる交差偏波消去システムを目的
とし、第１の電磁信号セットは第１の偏波状態で外部ソ
ースから送信される。２重偏波受信システムはまた、与
えられた周波数帯域内のこれら第１の電磁信号セットの
周波数成分と重なり合う周波数成分を有する第２の電磁
信号セットを受信する。これら第２の電磁信号セット
は、第１の偏波状態とは異なる第２の偏波状態で送信さ
れる。

【００１４】第２の電磁信号セットに対応する受信交差
偏波エネルギーは、本発明の交差偏波消去装置で、第１
および第２の電磁信号セットを受信するための、かつ第
１の偏波状態でアンテナに到達した受信エネルギーを含
む第１のアンテナ出力信号と、第２の偏波状態でアンテ
ナに到達した受信エネルギーを含む第２のアンテナ出力
信号とを得るための、少なくとも１個のアンテナを用い
ることによって消去される。

【００１５】一推奨実施例において、第１の回路構成が
用いられて、組合せ器の第１および第２の入力ポートに
おいて第１および第２のアンテナ出力信号が、第１およ
び第２の組合せ入力信号にそれぞれ変換される。これら
の第１および第２の組合せ入力信号は、相手に関しての
制御された相対的な振幅および制御された相対的な位相
を持たせた形で得られる。したがって、組合せ器がこれ
らの信号の信号エネルギーを組み合わせて、組合せ出力
信号を得る。

【００１６】第２の回路構成が利用されて、検出された
信号を得るために、組合せ出力信号の信号エネルギーが
検出される。第１の回路構成が、検出された信号に応動
して、制御された相対的振幅および位相を最適化し、こ
れにより組合せ出力信号が、第１の電磁信号に実質上連
関するエネルギーを含み、第２の電磁信号に連関するエ
ネルギーを実質上有しない。

【００１７】第１の回路構成は第２のアンテナ出力信号
を移相し減衰させるためのＩ／Ｑベクトル減衰器を有す
る（Ｉは同相を、Ｑは直角位相を意味する）。この場
合、制御信号がベクトル減衰器のＩおよびＱ制御入力に
供給される。ＩおよびＱ制御信号は、制御された相対的
な振幅および位相を連続的に最適化するように変えられ
る。

【００１８】疑似ランダム雑音生成器が１対の相関器お
よび積分器に関連して用いられ、ＩおよびＱ制御信号を
独立的に変動させるように作用する２個の相関付けされ
ていない疑似雑音シーケンスが得られる。この手法を用
いて、ＩおよびＱ制御信号が最終的に収斂して、電圧レ
ベルが最適化され、これによって交差偏波エネルギーが
ほぼ消去される。

【００１９】

【発明の実施の形態】図２に本発明の一実施例に基づく
２重偏波受信システム１０をブロック図で示す。本シス
テムは、図１に示すような、異なる偏波状態を交互に有
する、重なり合った周波数ブロックで送信される第１お
よび第２の信号セットを受信する。例えば、第１の信号
セットは周波数ｆ₁，ｆ₃，...，ｆ₉の搬送波を中心とす
る奇数周波数ブロックからなり、第２の信号セットは周
波数ｆ₂，ｆ₄，...，ｆ₈の搬送波を中心とする偶数周波
数ブロックからなる。

【００２０】このように、各信号セットは、帯域幅に限
定された（帯域幅限定）複数のチャネルを有する。受信
システム１０は、ＣＡＴＶ向けの衛星から地上局へのリ
ンクにおけるようなマイクロ波またはミリ波通信の受信
に用いることができる。

【００２１】望ましくは、受信システム１０は、符号２
０、２２のような複数の受信機を有し、各受信機は、与
えられた信号セット内の与えられた帯域幅限定チャネル
の信号を専用に受信する。したがって、受信機２０は周
波数ｆ₁の搬送波（望ましくは中間周波数ｆ₁´´に下方
変換する）を中心とする帯域幅を有するチャネルを受信
する。受信機２２は周波数ｆ₂の搬送波（望ましくは中
間周波数ｆ₂´´に下方変換する）を中心とする帯域幅
を有する帯域幅限定チャネルを受信する（以下同様）。

【００２２】もちろん、もし１個の帯域幅限定チャネル
だけの受信を望む場合は、符号２２のような１個だけの
受信機しか必要としない（なお別案として、各受信機が
１個よりも多い帯域幅限定チャネルの信号専用に受信す
ることも可能である）。

【００２３】どの場合にも、隣接するチャネルが同じ周
波数のいくつかを共用する周波数再利用システムにおい
ては、第１の信号セットの帯域幅限定チャネルが第２の
信号セットのそれぞれの帯域幅限定チャネルと重なり合
うので、各受信機は、その受信機が専用であるチャネル
に隣接するチャネルから、望まない交差偏波エネルギー
を受信することとなる。そのため各受信機は、隣接チャ
ネルからの望まない交差偏波エネルギーをほぼ消去する
交差偏波消去回路（後で述べる）を有する。

【００２４】２重偏波受信機システム（または簡単に、
受信システム）１０は、水平および垂直のような直交直
線偏波状態間、または右回りと左回りとの円偏波状態間
で入れ替わる偏波状態の周波数チャネルを受信するよう
に設計される。

【００２５】アンテナ１２には、対象となるすべてのチ
ャネルの周波数を受信するために、かつ１つの偏波状態
でアンテナに到達するエネルギーを第１の出力ポート１
１においてまた同じく他方の偏波状態でのエネルギーを
第２の出力ポート１３においてそれぞれ理想的に取得す
るために、２重偏波フィードが設けられる。

【００２６】代わりに、２個のアンテナを用い、一方の
アンテナで水平直線偏波または右回り円偏波を受信し、
他方のアンテナで垂直直線偏波または左回り円偏波を受
信することもできる。後者すなわち２個のアンテナの構
成では、第１のアンテナ出力ポート１１は一方のアンテ
ナから得られ、第２のアンテナ出力ポート１３は他方の
アンテナから得られる。

【００２７】いずれの場合にも、もし円偏波が用いられ
るならば、円偏波から直線偏波への変換器１４が設けら
れ、この変換器を用いて右回り円偏波のエネルギーが水
平直線偏波のエネルギーへ、そして左回り円偏波のエネ
ルギーが垂直直線偏波のエネルギーへ、またはその逆へ
変換される。以下の説明は便宜上、概して直線偏波送受
信システムについて行うこととするが、本発明は円偏波
送信を用いたシステムにも同等に適用が可能である。

【００２８】図２において、また他の図でも同様に、回
路上の種々の位置に配した名称「水平」および「垂直」
によって、アンテナ１２のポート１１および１３にそれ
ぞれ供給された信号エネルギーに比例した信号エネルギ
ーを有する信号を表すこととする。種々の「水平」およ
び「垂直」信号はもはや偏波状態にない。

【００２９】実際、「水平」信号は、（１）初めに送信
された水平偏波信号でアンテナ１２に直線偏波状態で到
達した信号と、（２）初めに送信された垂直偏波信号で
アンテナ１２に、降雨による偏波解消またはその他の理
由で水平偏波状態（すなわち交差偏波）で到達した信
号、および（３）初めに送信された垂直偏波信号で直線
偏波状態で到達したがアンテナ１２のフィード位置ずれ
が原因でポート１１に到達した信号との重ね合わせであ
る。

【００３０】同様に、「垂直」信号は、初めに送信され
た垂直偏波信号と、初めに送信された水平偏波信号で直
線偏波状態で到達したが交差偏波またはその他の原因で
ポート１３に到達した信号ととの重ね合せである。

【００３１】以後、「交差偏波状態にある」という表現
を用いた場合、初めにある偏波状態で送信され、直交偏
波に専用であるアンテナ出力ポート１１または１３に到
達した信号を意味するものとする。後に述べる受信機２
０、２２内の回路によって解消されるのは、これら「水
平」および「垂直」信号の交差偏波成分である。

【００３２】入力ポート１５および１７上でそれぞれ
「水平」および「垂直」信号を受信するために望ましく
は２重低雑音ブロック（ＬＮＢ）１６が用いられる。図
３に示すように、２重低雑音ブロック１６は、水平」お
よび「垂直」信号をそれぞれ「増幅するために低雑音増
幅器１１６および１２４を有する。

【００３３】１対の混合器１１８および１２６に局部発
振信号エネルギーを供給するために、周波数ｆ_LOで発振
する局部発振器１３０が用いられる。これによって、受
信マイクロ波またはミリ波が、例えば１０００ＭＨｚか
ら１５００ＭＨｚの間の中間周波数（ＩＦ）に下方変換
される。

【００３４】したがって、ｆ₁，...，ｆ_nにおける信号
エネルギー（電力）が中間周波数ｆ₁´＝ｆ_LO−
ｆ₁，...，ｆ_n´＝ｆ_LO−ｆ_nにおける対応する電力に下
方変換される。共用の局部発振器１３０を用いることに
より、両方のパスにおいて信号間で干渉性が維持され
る。そして中間周波（ＩＦ）増幅器１２０および１２８
がそれぞれの中間周波（ＩＦ）信号を増幅する。どの場
合にも、２重低雑音ブロック１６を用いると有利である
が、本発明は、送信周波数が極端に高くない限り、受信
信号を下方変換しなくても実施できる。

【００３５】図２に戻って、２重低雑音ブロック１６の
「水平」および「垂直」ＩＦ出力が分割ネットワーク１
８の入力ポート１９および２１にそれぞれ供給される。
分割ネットワーク１８は、これらの信号を複数の出力に
分割して受信機２０、２２に供給する。各受信機には、
「水平」および「垂直」信号が供給され、その際の２信
号間の振幅および位相関係は、アンテナ１２によって初
めに供給された通りに維持される。

【００３６】したがって、受信機２２の入力ポート２３
および２５上の２信号間の対応する周波数における振幅
および位相の関係は、分割ネットワーク１８の入力ポー
ト１９および２１上の信号間の関係と同じであり、また
下方変換にも拘わらずアンテナ１２のポート１１および
１３上の信号間の関係と同じである。

【００３７】次に図４に受信機２２および他方の受信機
２０の基本構成として用いることができるブロック図を
示す。本例において、受信機２２はｆ₂周波数ブロッ
ク、すなわち初めに水平偏波状態で送信された搬送波ｆ
₂を中心とする周波数チャネルを受信するように設計さ
れている。

【００３８】このため、受信機２２は、初めに隣接周波
数ブロックすなわちｆ₁およびｆ₃周波数ブロックの一部
として送信された受信交差偏波エネルギーを消去するた
めに、消去ネットワーク３２を用いる。他の奇数周波数
チャネルからの受信交差偏波エネルギーの消去も消去ネ
ットワーク３２で行われる。

【００３９】消去は、検出および制御ブロック３６の助
けを得て実行される。検出および制御ブロック３６は信
号消去を制御するために１対の制御信号を消去ネットワ
ークに供給する。

【００４０】また、より低いＩＦにおける次の信号調整
処理を行えるように下方変換器（ダウンコンバータ）３
４を用いるのが望ましい。その際、ｆ₁´，...，ｆ_n´
がｆ₁´´，...，ｆ_n´´へ下方変換される。この第２
の下方変換は望ましいが、もし逆を望むなら、本発明は
代わりに第２の下方変換なしに実現することも可能であ
る。

【００４１】次に図５の（Ａ）に消去ネットワーク３２
の一実施例として回路構成４０を示す。回路構成４０
は、転送スイッチ４２と入力ポート２３、２５とを有す
る。転送スイッチ４２は従来のＰＩＮダイオードスイッ
チでよく、ポート２３に供給された「水平」信号を遅延
線４４に送る。遅延線４４は固定長の同軸またはマイク
ロストリップ線路でもよい。遅延線４４の出力信号Ｓ１
が組合せ器５０の入力ポート４５に供給される。組合せ
器５０は、３ｄＢ同相型の組合せ器である。

【００４２】上に述べたように、ポート２３における
「水平」信号は、ｆ₂チャネルのような偶数チャネルの
受信水平偏波エネルギーとｆ₁チャネルのような奇数チ
ャネルの受信水平偏波エネルギーとの重ね合せである。
奇数チャネルの受信水平偏波エネルギーは、偶数チャネ
ルと同じ周波数のうちのある周波数を共用する望まれな
い交差偏波エネルギーで、これが干渉を引き起こす。

【００４３】図６（Ａ）に示すように、信号Ｓ１は、包
絡線Ｅ１０、Ｅ２０、およびＥ３０内の周波数における
信号エネルギーのベクトル的組合せからなる。包絡線Ｅ
２０は、ｆ₂チャネルの受信水平偏波エネルギーに対応
する中間周波（ＩＦ）電力（パワー）を有し、ＩＦ周波
数ｆ_LO−ｆ₂に包絡線のピーク電力レベルＰ_f2,COPOLを
有する。

【００４４】包絡線Ｅ１０およびＥ３０は、ｆ₁および
ｆ₃チャネルの受信水平偏波エネルギーに対応するＩ）
電力（パワー）を有し、ＩＦ周波数ｆ_LO−ｆ₁およびf_LO
−ｆ₃に包絡線のピーク電力レベルＰ_f1,XPOLおよびＰ
_f3,XPOLをそれぞれ有する。交差偏波弁別値「ＸＰＤ」
は、信号Ｓ１、Ｓ２およびＳ３がすべて同じ共偏波電力
レベルでアンテナに到達したと仮定した場合のＰ
_f2,COPOLとＰ_f1,XPOL（またはＰ_f3, _XPOL）との差であ
る。ＸＰＤは一般に、後に述べる交差偏波消去前には１
５ｄＢの高さである。

【００４５】ｆ₂チャネルの信号帯域幅「ＳＢ，ｆ₂」
は、ｆ₁およびｆ₃チャネルの信号帯域幅「ＳＢ，ｆ₁」
および「ＳＢ，ｆ₃」とはそれぞれ重なり合うが、望ま
しく、ｆ₁およびｆ₃チャネルそれぞれの搬送周波数ｆ₁
´＝ｆ_LO−ｆ₁およびｆ₃´＝ｆ_LO−ｆ₃までは延びな
い。信号Ｓ１はまた、ｆ₄およびｆ₅チャネルのような他
の偶数および奇数チャネル（図６（Ａ）では便宜上省略
してある）の受信エネルギーを有する。

【００４６】包絡線Ｅ１０およびＥ３０の、望まれない
交差偏波エネルギーは、本発明に基づいて消去信号Ｓ２
を組合せ器５０（図５（Ａ）参照）のポート４７に供給
することによって消去される。この消去信号には、本例
の包絡線Ｅ１０およびＥ３０内の対応する周波数におけ
る信号Ｓ１の交差偏波エネルギーに等しい振幅とこれに
対向する（１８０度の位相ずれのある）位相とを有する
信号エネルギーが与えられる。

【００４７】そして組合せ器５０が、この位相ずれ成分
中のエネルギーを内部負荷抵抗で放散させることによっ
てこの位相ずれ成分を消去し、これによって、この理想
的事例の場合に、元の偶数周波数チャネル伝送の複製が
出力ポート３３に現れる。（他の奇数周波数チャネルか
らの受信交差偏波エネルギーの多くも消去される。しか
し、いずれにせよ、望まれない周波数は、次にくるフィ
ルタ処理によってぉれらのチャネルから除去される。

【００４８】信号Ｓ２を図６（Ｂ）に例示する。この場
合、Ｓ２は包絡線Ｅ１１、Ｅ２１、およびＥ３１内の周
波数における信号エネルギーの組合せからなる。包絡線
Ｅ１１およびＥ３１内の周波数における信号エネルギー
は、減衰後には図６（Ａ）の包絡線Ｅ１０およびＥ３０
内の周波数における信号エネルギーと同じ振幅レベルを
有する。すなわち、Ｐ_f1,COPOL=Ｐ_f1,XPOLおよびＰ
_f3,COPOL=Ｐ_f3,XPOLである（一般にＰ_f1,COPOLはまたＰ
_f3,COPOLに等しい）。

【００４９】包絡線Ｅ１１およびＥ３１内の各周波数成
分は、包絡線Ｅ１０およびＥ３０内の対応する周波数成
分と位相が１８０度ずれている。包絡線Ｅ２１は、包絡
線Ｅ２０の減衰バージョン（版）で、ピークレベルはＰ
_f2,XPOLである。Ｐ_f1,COPOLとＰ_f2,XPOLとの差で測定
される交差偏波弁別値ＸＰＤは、信号Ｓ１についてのも
のと同じである。

【００５０】Ｓ２のＥ１１およびＥ３１の成分がＳ１の
Ｅ１０およびＥ３０の成分をそれぞれ消去するので、組
合せ器出力ポート３３上の信号は、組合せ器５０の動作
特性から約３ｄＢ減衰されるにも拘わらず、実質上包絡
線Ｅ２０内の信号エネルギーから構成される。

【００５１】図５（Ａ）に示すように、組合せ器５０に
供給された消去信号Ｓ２は本質的には、最適の仕方でポ
ート２５に供給され移相され減衰された「垂直」信号で
ある。回路４０において転送スイッチ４２が「垂直」信
号を可変移相器４６に送る。そこで「垂直」信号はライ
ン４３に供給される制御電圧によって制御される最適化
された位相だけ移相される。移相器４６の出力信号は可
変減衰器４８に供給される。ここで信号は、ライン４９
上で供給される制御電圧の関数である値によって減衰さ
れる。

【００５２】減衰値は本質的に、交差偏波エネルギー
の、望まれる共偏波エネルギーに対する比率で、２０ｄ
Ｂ台の値である。ライン４３および４９上の制御電圧
は、検出および制御ブロック３６（図４）から供給され
る。なお、上に述べた目的に適した電圧制御式可変移相
器および可変減衰器は、技術的に周知であり、種々の製
造業者から商業的に広く入手が可能である。

【００５３】移相器４６および減衰器４８の直列組み合
わせによる挿入遅れは、遅延線４４の遅れと一致し、そ
の結果、対象となる周波数帯域にわたって信号Ｓ２が、
信号Ｓ１の交差偏波成分から一律に１８０度位相がずれ
た状態で供給される。

【００５４】なお、移相器４６が減衰器４８と直列に設
置される必要はなく、代わりに、他の回路パスすなわち
ポート２３とポート４５との間のどこに置いてもよいこ
とが、当業者には理解できよう。この場合、遅延線４４
の挿入遅れ特性をこれに合わせて調整する必要がある。
さらに、減衰器を削除して代わりに他のパスに増幅器を
設けることは可能である。しかし、この手法は推奨され
ない。

【００５５】図５（Ｂ）に、消去ネットワーク３２とし
て用いることのできる別の回路構成６０を示す。回路構
成６０は、図５（Ａ）の回路構成４０とは、従来のベク
トルＩ／Ｑ減衰器６２が可変移相器４６および可変減衰
器４８の代わりに設けられた点を除いては同じ構成要素
を有する。

【００５６】ベクトル減衰器６２は、制御ライン６１上
の「同相」制御電圧を受信するための「Ｉ」入力ポート
と制御ライン６３上の「直角位相」制御電圧を受信する
ための「Ｑ」入力ポートとを有し、これらの制御電圧
は、検出および制御ブロック３６（図４）によって供給
される。「

【００５７】同相」および「直角位相」の制御信号によ
って、ベクトル減衰器６２が移相器４６および可変減衰
器４８の組み合わせとしての機能を行うことが可能にな
る。この機能は、入力ポート２５のライン上の「垂直」
信号を、前に述べた信号Ｓ２に変換して、これにより交
差偏波消去を可能にする機能である。なお、回路構成６
０内の遅延線４４はもちろん回路構成４０の遅延線４４
とは異なる電気長さのもので、これによってベクトル減
衰器６２の、周波数の関数としての挿入遅れが補償され
る。

【００５８】内部信号Ｓ１およびＳ２を産出する回路構
成４０および６０の上記記述は、水平偏波状態で送信さ
れたｆ₂周波数チャネル内の信号情報を受信するように
設計された受信機２２に合わせて行った。しかし、同じ
回路構成４０または６０は、垂直偏波チャネル送信の受
信専用の受信機２０のようなどの奇数周波数チャネル受
信機における消去ネットワーク３２にも用いることがで
きる。

【００５９】これらの受信機についての唯一の相異点
は、転送スイッチ４２の入出力パスを切り換えて、図５
（Ａ）および（Ｂ）の破線６５によって示す如く、入力
ポート２３が移相器４３またはベクトル減衰器６２に接
続されるようにする必要がある点である。同様に、入力
ポート２５が、破線６７で示すように、奇数受信チャネ
ルの遅延線４４に接続される。

【００６０】なお、転送スイッチは、すべての受信機を
相互切換可能にするという点で有利であるが、もし望ま
しい位相に合わせたケーブルを用いて入力ポート２３、
２５を望ましい構成要素に直接接続した場合には、転送
スイッチを削除することが可能である。

【００６１】図７に、受信機２２の構成の一例を示す。
この受信機２２は、検出および制御ブロック３６（図
４）の実施例によって制御される消去ネットワークの回
路構成６０を有する。前に述べた最適化消去信号Ｓ２を
産出するＩおよびＱ制御ライン６１および６３上のそれ
ぞれの最適制御電圧が、検出および制御ブロック３６に
よって次の仕方で供給される。ベクトル減衰器６２が、
適切な偏波分離レベル（１５〜３０ｄＢの範囲）に対応
する初期減衰が得られるように、初期のＩおよびＱ設定
値が設定される。

【００６２】組合せ器５０のＩＦ出力信号エネルギー
が、望ましくは下方変換器３４に供給され、そこで、対
応する、より低いＩＦ周波数（２０〜２００ＭＨｚの範
囲）に翻訳される。前に述べたように、ＩＦ周波数ｆ₂
´における組合せ器出力ポート３３からの信号エネルギ
ーが、より低いＩＦ周波数ｆ₂´´を有する比例するエ
ネルギーに下方変換器３４によって翻訳される。ｆ₁´
のエネルギーはより低い周波数ｆ₁´´に翻訳される
（以下同様）。

【００６３】また、ベースバンドエネルギーを比較的定
常に保つように、同じ周波数間隔が維持される（たとえ
ば、ｆ₂´−ｆ₁´＝ｆ₂´´−ｆ₁´´、ｆ₃´−ｆ₂´＝
ｆ₃´´−ｆ₂´´）。それから結合器１４４が、下方変
換されたＩＦを、結合された出力ライン５３に結合す
る。ここでＩＦは有利に分割され、１対の狭帯域フィル
タ１４６および１４８に供給される。ライン５５上の結
合器１４４の直接パス出力は、別の帯域フィルタ３８に
供給される。

【００６４】一例として、搬送周波数ｆ₂が搬送周波数
ｆ₁よりも２０ＭＨｚ高く、搬送周波数ｆ₃よりも２０Ｍ
Ｈｚ低いと仮定する。したがって、（ｆ₂´´−ｆ₁´
´）=（ｆ₃´´−ｆ₂´´）=２０ＭＨｚとなる。また、
ｆ₂チャネルの総信号帯域幅「ＳＢ，ｆ₂」が４０ＭＨｚ
よりも少ないと仮定する（信号帯域幅が搬送周波数チャ
ネルｆ₂の各側に２０ＭＨｚ未満）。

【００６５】その結果、もし消去ネットワーク６０によ
って完全な交差偏波消去が得られたとすると、結合器４
４における信号は、ｆ₁´´およびｆ₃´´（例えばそれ
ぞれ５０ＭＨｚおよび９０ＭＨｚ）のような下方変換さ
れた奇数搬送周波数の信号エネルギーを有しない。

【００６６】したがって、帯域幅フィルタ１４６および
１４８にそれぞれ十分に高い「Ｑファクタ」をもたせ
（すなわち十分に狭い）かつ共振周波数をそれぞれｆ₁
´´およびｆ₃´´にすると、これら共振周波数の周り
に集中した電力を、ダイオード検出器５４および５２を
専用的に用いて測定することができる。

【００６７】ｆ₁´´およびｆ₃´´において最小電力が
検出された場合、受信交差偏波エネルギーはほぼ消去さ
れ、ライン５５上の帯域フィルタ３８への入力は、初め
に送信された水平偏波偶数チャネルの下方変換した複製
となる。望ましくは、帯域フィルタ３８は、翻訳された
搬送周波数ｆ₂´´に共振周波数を有し、他の偶数チャ
ネルの信号をフィルタ処理で排除するのに十分な狭さを
有する。この仕方の場合、受信機２２は、１個のチャネ
ルの信号情報の受信専用となる。

【００６８】代わりに、帯域フィルタ３８を実際に、そ
れぞれが偶数周波数のうちの１個の周波数に共振周波数
を有するようないくつもの帯域フィルタを並列に接続し
て構成することもできる。この場合、これらいくつもの
フィルタそれぞれの出力は、さらに処理するために１つ
の信号処理装置に送られる。こうすることによって、こ
れらいくつもの偶数チャネルの信号情報が符号２２のよ
うな１個の受信機で得られる。この手法は、明らかな利
点を有する。しかし、帯域幅の制限があるため、実際に
実現するには制約がある。

【００６９】図７の実施例において、ダイオード検出器
５２および５４によって供給される、検出された電力に
対応する電圧が、加算器８５によって加算されて、電圧
Ｖdetが得られる。別の構成（破線で示す）において、
フィルタ１４６および１４８を通過したＩＦ電力はまず
組合せ器８８によって組み合わされ、１個の検出器８６
によって検出された組合せ出力電力は十分な帯域幅を有
する。

【００７０】さらに別の構成では、分割器６７が削除可
能で、フィルタ１４６と検出器５４のように、ただ１個
のフィルタと検出器とを直列に用いることもできる。い
ずれの場合にも、Ｖdetは、狭帯域フィルタ（場合によ
り１個または複数）の出力における信号および雑音電力
の包絡線として検出された電圧である。Ｖdetの信号成
分は主に、消去が望まれる交差偏波信号からなるが、共
偏波信号のいくつかも含む。これは、狭帯域フィルタが
完全な拒否を行わず、またその必要もないからである。

【００７１】主として交差偏波信号が含まれるように検
出器５４および５２（または８６）において信号を重み
付けすることだけが必要である。重み付けは、共偏波信
号と交差偏波信号との間の周波数の重なり合いに関連し
ての、ロールオフと狭帯域フィルタの正確な共振周波数
とのの関数である。検出すべき信号の重み付け比率は、
本発明のシステムにおいて交差偏波信号が消去可能な度
合いと同じである。

【００７２】例えばもし検出すべき信号が共偏波信号の
電力よりも交差偏波信号の電力に２０ｄＢ多く重み付け
されかつ入力交差偏波比率が１５ｄＢである場合には、
出力比率は３５ｄＢである。交差偏波信号および共偏波
信号に加えて、検出された狭帯域フィルタ出力には雑音
が存在する。この雑音がＶdetのＤＣ成分に加わる。

【００７３】前に述べた検出についての構成のいずれに
おいても、検出されたＶdetはＤＣ阻止コンデンサＣ２
に供給される。ＤＣ阻止コンデンサＣ２はＶdetのＤＣ
成分を阻止し、ＡＣ成分Ｖdet,_ACを１対の相関器５８お
よび６４に供給する。同時に、相関器５８および６４
が、相関されていない疑似ランダムシーケンスＣＷ１お
よびＣＷ２をそれぞれ疑似雑音生成器７０から受信す
る。

【００７４】周知の通り、疑似雑音生成器は、スペクト
ル拡散通信用途のような種々の広帯域保安通信システム
において広く用いられており、モンテカルロ積分および
シミュレーションプログラムにも使われている。疑似雑
音シーケンス生成のための基本構造は、２進シフトレジ
スタおよび線形合同アルゴリズムである。基本的に、疑
似雑音シーケンスは、ランダムシーケンスに似た雑音様
の正および負のパルスからなる符号語である。

【００７５】したがって、ＤＷ１の正負のパルスが比較
的長い時間長さにわたって平均化されている場合、平均
電圧はゼロになる。同じことはＣＷ２シーケンスについ
ても真実である。また、ＣＷ１とＣＷ２との相互相関も
ゼロとなる。

【００７６】各相関器５８および６４は、時間変動する
信号Ｖdet,_ACに、与えられた時間長さにわたって応動す
る。この与えられた時間長さは、疑似雑音シーケンスＣ
Ｗ１またはＣＷ２内の各パルスの１周期に対応する。各
相関器５８および６４は、Ｖdet,_ACにＣＷ１またはＣＷ
２シーケンスそれぞれの瞬間電圧レベルを乗算して、時
間変動乗算電圧Ｖi₁およびＶi₂を得る。電圧Ｖi₁および
Ｖi₂は、積分器７７および７５にそれぞれ供給され、各
積分器は、最小限に帰還コンデンサＣ１付きの演算増幅
器７４から構成される。

【００７７】合算器７２が、積算器７５の出力をＣＷ１
シーケンスの電圧パルスと合算して「直角位相」制御電
圧Ｃ_Qを求め、ベクトル減衰器のＱ制御ポートへの制御
ライン６３に供給する。同様に、合算器６８が、積算器
７７の出力をＣＷ２シーケンスの電圧パルスと合算して
「同相」制御電圧Ｃ_Iを求め、ベクトル減衰器のＩ制御
ポートへの制御ライン６１に供給する。

【００７８】なお、もし図５（Ａ）の可変移相器４６お
よび可変減衰器４８がベクトル減衰器６２の代わりに用
いられている場合には、制御信号（電圧）Ｃ_IおよびＣ_Q
がこれらの構成要素に合わされることになる。

【００７９】各積分器出力電圧は急速に変動する疑似雑
音シーケンスＣＷ１およびＣＷ２の電圧パルスに比べて
比較的一定しているので、疑似雑音シーケンスの各電圧
パルスがベクトル減衰器６２の特性に瞬間的変化をもた
らし、これが、検出器５２および５４によって検出され
る電力変化に対応する、時間変動の電圧変化Ｖdet,_ACを
産出する。

【００８０】この電圧変化Ｖdet,_ACは、ＣＷ１シーケン
スに相関するＱ制御ポートにおける摂動に起因する変化
ΔＶdet１と、ＣＷ２シーケンスに相関するＩ制御ポー
トにおける摂動に起因する変化ΔＶdet２との組合せか
らなる。検出器によって測定された時間変動する電力
は、元の疑似雑音シーケンスＣＷ１およびＣＷ２と相関
している。

【００８１】これらの疑似雑音シーケンスは相互には相
関付けられていないので、電圧ΔＶdet１およびΔＶdet
２は相関付けられておらず、したがってそれぞれは、他
方の電圧の摂動に影響されない。

【００８２】したがって、図示の検出および制御ブロッ
クの回路構成３６によって、シーケンス内の「Ｉ」に対
応するＩまたはＱ制御電圧の増加（ＣＷ１またはＣＷ２
の正の電圧パルス）またはシーケンス内の「Ｑ」に対応
するＩまたはＱ制御電圧の減少（ＣＷ１またはＣＷ２の
負の電圧パルス）の決定が可能となる。減少の場合は、
望ましくない信号電力が減少する結果となる。電圧波形
Ｖdet,_ACの電圧成分Ｖdet１およびＶdet２には、電圧
変化をもたらしたＣＷ１またはＣＷ２の元の正または負
の電圧パルスが相関器６４および５８によって乗算され
る。

【００８３】このようにして、各ループが同時に収斂
し、望まれない交差偏波信号が消去される。それから回
路３６が、制御電圧Ｃ_IおよびＣ_Qを連続的に調整し、そ
れによって交差偏波レベルの変化が即座に補償される。
したがって、本システムは、自動的な、連続補正による
消去システムとして用いるのに理想的である。

【００８４】なお、本システムは、制御電圧Ｃ_Iおよび
Ｃ_Qについて任意の初期値で始動する。そして相関器５
８および６４疑似雑音シーケンスによって産出されるＶ
detの変化を疑似雑音シーケンス自体と比較する。シー
ケンスの１つと相関するＶdetの変化は、シーケンスに
よって調整されている制御（位相または減衰、Ｉまたは
Ｑ減衰）に起因する。他方の制御に用いられる他方のシ
ーケンスに起因する変化は、ゼロに相互相関することに
なる。

【００８５】また、シーケンスによって乗算されたとき
の雑音または共偏波信号に起因する変動は同様に、平均
がゼロになる。したがって、適切な時間長さにわたって
平均化した場合、相関器出力は非収斂システムにおいて
は非ゼロ電圧であり、収斂システム（最大可能消去）に
ついてはゼロとなる。この電圧は、積分されて（演算増
幅器７４およびコンデンサＣ１として系統的に示す）減
衰器／移相器、またはＩ／Ｑネットワーク制御に供給さ
れる電圧が得られる。

【００８６】疑似雑音シーケンスが非常に低いレベルで
これに付加され、これらの制御電圧においては生じる変
化はきわめて小さい。このように、本システムは、現存
条件に対する制御電圧の最良の組合せを常に連続して追
求するものである。

【００８７】図８に、図７の検出および制御ブロック３
６の代替案としての検出および制御回路９０を示す。回
路９０は、疑似雑音生成器７０がディザ生成器８２とス
イッチ８０とに入れ替わる点を除いては、図７の回路３
６と同様に作動する。本回路は、制御電圧Ｃ_IおよびＣ_Q
を連続的でなく個々の時刻ごとに調整できる。ディザ生
成器８２は、ライン８９上に、それぞれパルス幅Ｔ１を
有する交番極性の方形波電圧パルスを生成する。

【００８８】ディザ生成器８２はまた、交番極性のパル
スからなるパルス制御電圧波形をライン８４上に供給す
る。この場合、各制御パルスは、ライン８９上の方形波
パルスの周期よりも長い周期Ｔ２を有する。そしてスイ
ッチ８０が、制御パルス間の移行時に出力ライン９１お
よび９３の間で方形波パルスを切り換え、１回に与えら
れた数のパルスからなる１個の方形波パルス列をライン
９１および９３に供給する。

【００８９】ライン９３にスイッチが切り換えられる
と、ライン上の方形波パルスが制御電圧Ｃ_Qに変化を与
え、その結果として、時間変動する電圧Ｖdet,_ACによっ
て表される望まれない交差偏波信号に変化を生じさせ
る。そして相関器５８がＶdet,_ACに、ディザ生成器８２
から供給された方形波パルスを乗算し、乗算出力が積分
器７５に供給される。これが時間Ｔ２の間連続するその
間に積分器７５の出力が、時間変動する電圧Ｖdet,_AC
が徐々に最小化する向きに増値される。

【００９０】そしてスイッチ８０が他方のパスであるラ
イン９１に切り替わり、プロセスが制御電圧Ｃ_Iについ
て時間長さＴ２の間繰り返される。いくつもの制御周期
Ｔ２の経過後、制御電圧Ｃ_IおよびＣ_Qが最適化され
る。制御電圧Ｃ_IおよびＣ_Qは、それから図７の実施例
と類似の仕方で、次に生じる交差偏波レベルの変化につ
いて絶えず調整される。

【００９１】図９に、図４の検出および制御ブロック３
６について用いることのできる代わりの検出および制御
回路９５を示す。回路９５は、図７および図８の実施例
におけると同様に、ベクトル減衰器６２へのライン６１
および６３上にそれぞれ制御電圧の対Ｃ_IおよびＣ_Qを
供給する。これらの制御電圧から、前に述べたのと同様
の仕方で、望まれない信号エネルギーに比例する検出器
出力電圧Ｖdetが得られる。

【００９２】回路９５では、プロセッサ９７が、望まれ
る制御電圧Ｃ_IおよびＣ_Qに対応する１対のディジタル
語を、ディジタルからアナログへの（Ｄ／Ａ）変換器９
８に連続的に供給する。Ｄ／Ａ変換器９８は、これらの
符号語を電圧レベルＣ_IおよびＣ_Qに変換し、変換され
た信号はドライバ９９によってバッファ処理されて、制
御ライン６１および６３にそれぞれ供給される。プロセ
ッサ９７は、微少の疑似ランダム摂動を連続的に制御電
圧に生成する。

【００９３】これらの摂動から、時間変動する電圧Ｖde
t,_ACが生成され、サンプルホールド回路９４によって連
続的にサンプリングされる。サンプリング時間は、制御
ライン１１５上に供給される制御パルスを介してプロセ
ッサ９７によって制御される。サンプルホールド回路９
４の出力電圧はアナログからディジタルへの（Ａ／Ｄ）
変換器９６に供給され、ここで前に述べたライン１１７
上のディジタル語に変換され、プロセッサ９７に供給さ
れる。

【００９４】そしてプロセッサ９７が、Ｖdet,_ACを表す
ディジタル語を元の疑似ランダム摂動と比較し、制御電
圧Ｃ_IおよびＣ_Qについての最適値を求める。このプロ
セスが無限に連続し、制御電圧Ｃ_IおよびＣ_Qが、較差
偏波レベルの変化に基づいて連続的に微動し、最適化さ
れる。

【００９５】図７から図９までを参照して上に述べた実
施例はすべて、望まれない雑音および望ましくない交差
偏波信号エネルギーを消去するように作動する。もし図
２の低雑音ブロック（ＬＮＢ）１６が完全で雑音を生成
しない（０ｄＢ雑音値）場合、適切に作動するシステム
については信号対雑音比（ＳＮ比）の減少はない。これ
は、１つの偏波状態から別の偏波状態へ結合される種々
のソースからの雑音が、望ましくない信号として消去さ
れるからである。これらの雑音ソースには、衛星通信回
線雑音、アンテナ雑音、および大気損失に起因する雑音
がある。

【００９６】しかし、低雑音ブロック１６から生成され
る雑音は、消去されない。そして、大きな偏波エラーに
対しては、結果として得られるＳＮ比をわずかに劣化さ
せる。この劣化量は、直線偏波システムにおける１０度
偏波エラーの場合に約０.１ｄＢに達し、２０度のエラ
ーでは約０.５ｄＢに増加する。このＳＮ比減少は、た
いていの用途には無視できる。円偏波システムにおける
ＳＮ比の減損は上記の直線偏波エラーと同等の軸方向比
については同じである。

【００９７】前に述べたように、低雑音ブロック１６お
よび／または下方変換器３４を除去することおよび信号
処理機能のあるものを受信マイクロ波周波数（例えば
３.７−４.２ＧＨｚ、１１.７−１２.２ＧＨｚ、または
１２.２−１２.７ＧＨｚ帯域）で実行することは可能で
ある。しかし、この手法の場合、そのコストおよび複雑
性が、多くの用途について、禁止的といえるほど高いも
のとなる。

【００９８】本説明において開示した実施例は、一般的
なテレビ受信専用のアーキテクチャに合致するようにそ
してその機能を最も有効に利用するように有利に構成さ
れている。すなわち、信号処理は９５０〜１４５０ＭＨ
ｚの第１のＩＦにおいて行い、エラー信号の測定は７０
ＭＨｚの第２ＩのＦで行い、追加回路はすべて低コスト
かつ受信機内への共同設置とすることが可能である。

【００９９】消去は、望ましくは単一のトランスポンダ
を基盤として実行し、最大の消去効果をあげている。よ
り前のシステム形式では、単一のトランスポンダは一般
に、単一のアナログ映像信号についての通信を行うだけ
であるが、現代のシステムでは、４個までもまたはそれ
以上のディジタル映像信号を単一のトランスポンダで通
信することができる。

【０１００】以上、本発明の交差偏波消去システムの種
々の実施例について説明したが、これらの実施例は、周
波数再利用システムにおいて特に有用であって、位置合
わせ不良、ファラデー回転、降雨、またはその他事実上
どのような原因に基づく偏波エラーでも補正する。

【０１０１】本発明の別の利点は、システムが自給式で
あり、偏波の完全性を定めるのに追加の受信機、分析
器、信号処理装置、等を必要としない点である。さらに
また別の利点は、システムが全く非機械式であるという
ことである。そしてなおまた別の利点は、システムが、
対向偏波信号干渉に基づくシステム減損を、信号対雑音
比へのインパクトを最小にしながら、事実上ゼロにまで
減らすことができる点である。

【０１０２】以上の説明は、本発明の実施例に関するも
ので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々の
変形例を考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的
範囲に包含される。

【０１０３】

【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、無
線送受信システム等の周波数再利用システムにおける交
差偏波干渉を減少させるための交差偏波消去システムが
得られる。消去対象とする交差偏波を打ち消すように最
適化させた信号波を用いて電気的に消去処理を行うの
で、従来技術による機械的装置および操作を伴う方式に
比してコストおよび複雑さの面で有利で、交差偏波消去
の利用度が増加し、通信品質および効率が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の技術による周波数再利用システムにおけ
る重なり合う周波数チャネルを示す略図である。

【図２】本発明の交差偏波消去システムの一実施例を示
すブロック図である。

【図３】図２のシステムに使用可能な２重低雑音ブロッ
クのブロック図である。

【図４】図２の受信機に用いられる構成を示すブロック
図である。

【図５】図４の消去ネットワークを（Ａ）および（Ｂ）
の２つの実施例について説明するブロック図である。

【図６】図５の回路内を流れる信号の信号包絡線を
（Ａ）および（Ｂ）の２つの例について示す説明図であ
る。

【図７】図２の受信機についての別の詳細実施例のブロ
ック図である。

【図８】図２の受信機についての別の詳細実施例のブロ
ック図である。

【図９】図２の受信機についての別の詳細実施例のブロ
ック図である。

【符号の説明】

１０２重偏波受信システム１１第１のアンテナ出力ポート１２アンテナ１３第２のアンテナ出力ポート１４円偏波から直線偏波への変換器１５、１７入力ポート１６低雑音ブロック（ＬＮＢ）１８分割ネットワーク１９、２１入力ポート２０、２２受信機２３、２５入力ポート３２消去ネットワーク３３出力ポート３４下方変換器３６検出および制御ブロック３８帯域フィルタ４０、６０消去ネットワーク回路構成４２転送スイッチ４３、４９制御ライン４４遅延線４５入力ポート４６可変移相器４７ポート４８可変減衰器５０組合せ器５２、５４ダイオード検出器５３出力ライン５５ライン５８、６４相関器６２ベクトル減衰器６１、６３、１１５制御ライン６８、７２合算器７０疑似雑音生成器７５、７７積分器８０スイッチ８２ディザ生成器８４、８９出力ライン８５加算器８８組合せ器９０、９５検出および制御回路９４サンプルホールド回路９７プロセッサ９８ディジタルからアナログへの（Ｄ／Ａ）変換器１１６、１２４低雑音増幅器１１８、１２６混合器１２０、１２８中間周波（ＩＦ）増幅器１３０局部発振器１４４結合器１４６、１４８狭帯域フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平４−90640（ＪＰ，Ａ) 特開平４−280129（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−222534（ＪＰ，Ａ) 特開平３−72732（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】与えられた周波数チャネル内の周波数を
有しかつ第１の偏波状態で外部ソースから送信された第
１の電磁信号を受信するとともに該与えられた周波数チ
ャネル内の周波数を有しかつ第１の偏波状態とは異なる
第２の偏波状態で外部ソースから送信された第２の電磁
信号を受信する受信システムにおいて、該第２の電磁信
号の受信交差偏波エネルギーを消去する交差偏波消去装
置において、前記第１および第２の電磁信号を受信し、前記第１の偏
波状態で到着した受信偏波エネルギーを含む第１のアン
テナ出力信号と前記第２の偏波状態で到着した受信偏波
エネルギーを含む第２のアンテナ出力信号とを出力する
アンテナ手段と、前記第１および第２のアンテナ出力信号をそれぞれ、互
いに制御された相対振幅および制御された相対位相を有
するように、第１および第２の組合せ入力信号に変換す
る第１の回路手段と、前記第１および第２の組合せ入力信号の信号エネルギー
をベクトル的に組み合わせて組合せ出力信号を出力する
組合せ手段と、所定の周波数において前記組合せ出力信号の信号エネル
ギーを検出し、検出された信号を出力する第２の回路手
段とを有し、前記第１の回路手段は、前記検出された信号に応答し
て、前記第１の電磁信号の信号エネルギーのほとんどを
有しかつ前記第２の電磁信号の信号エネルギーのほとん
どを有しないような前記組合せ出力信号を出力するよう
に前記相対振幅および前記相対位相を最適化し、前記第１の回路手段は、前記検出された信号における時
間変化を生成するために前記相対振幅および前記相対位
相を連続的に変動させ、前記第１の回路手段は、前記相対振幅および前記相対位相に疑似ランダムの変化
を連続的に生成する疑似雑音生成手段と、前記疑似雑音生成手段に結合され、前記相対振幅および
前記相対位相を連続的に最適化して該最適化により交差
偏波拒否を連続的に最適化するために、前記検出された
信号における前記時間変化を前記疑似ランダムの変化と
相関させる相関手段とを有することを特徴とする交差偏
波消去装置。
【請求項２】前記所定の周波数は、前記与えられた周
波数チャネルの周波数範囲外にあることを特徴とする請
求項１に記載の装置。
【請求項３】前記第２の回路手段は、前記組合せ出力
信号の信号エネルギーを受信する入力ポートと、直接出
力ポートと、結合ポートとを有する方向性結合器と、前記周波数範囲外の周波数においてエネルギーを通過さ
せるために、前記結合ポートに結合され、かつ前記与え
られた周波数チャネルの周波数範囲外の周波数に共振周
波数を有する、少なくとも１個の帯域フィルタと、前記少なくとも１個の帯域フィルタを通過するエネルギ
ーを検出して検出された電圧Ｖdetを得るための、前記
少なくとも１個の帯域フィルタに結合された検出器と、前記検出された電圧Ｖdetの交流成分を通過させて、前
記検出された信号を前記第１の回路手段に供給するため
の、前記検出器に結合されたコンデンサとを有すること
を特徴とする請求項２に記載の装置。
【請求項４】前記方向性結合器の直接出力ポートに結
合され、前記与えられた周波数チャネルの搬送周波数に
対応する共振周波数を有する、直接パス帯域フィルタを
さらに有することを特徴とする請求項３に記載の装置。
【請求項５】前記少なくとも１個の帯域フィルタは、前記与えられた周波数チャネルの周波数範囲よりも低い
周波数において第１の共振周波数を有する第１の帯域フ
ィルタと、前記与えられた周波数チャネルの周波数範囲よりも高い
周波数において第２の共振周波数を有する第２の帯域フ
ィルタとを含み、前記装置はさらに、前記結合ポートに結合され、前記結合ポートにおける信
号を、前記第１および第２の帯域フィルタにそれぞれ供
給される第１および第２の信号に分割する分割手段を有
することを特徴とする請求項３に記載の装置。
【請求項６】前記第１の偏波状態は第１の直線偏波状
態からなり、前記第２の偏波状態は前記第１の直線偏波
状態と直交する第２の直線偏波状態からなることを特徴
とする請求項１に記載の装置。
【請求項７】前記第１の偏波状態は第１の向きの円偏
波状態からなり、前記第２の偏波状態は前記第１の向き
と逆向きである第２の向きの円偏波状態からなることを
特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項８】前記第１の回路手段は、前記第１および第２のアンテナ出力信号をそれぞれ増幅
して第１および第２の増幅された信号を得るための低雑
音増幅器と、局部発振信号を得るための局部発振器と、前記局部発振信号を前記第１および第２の増幅された信
号とそれぞれ混合して第１および第２の中間周波信号を
得るための第１および第２の混合器とを有し、前記第１の回路手段は、前記第１および第２の中間周波
信号を前記第１および第２の組合せ入力信号にそれぞれ
変換することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項９】前記組合せ手段の出力ポートと前記第２
の回路手段との間に結合され、前記組合せ出力信号の各
周波数成分を対応するより低い周波数に変位させるダウ
ンコンバータをさらに有することを特徴とする請求項８
に記載の装置。
【請求項１０】前記組合せ手段は、第１および第２の
入力ポートと１個の出力ポートとを有する組合せ器から
なり、前記第１の回路手段は、前記第２のアンテナ出力ポート
と前記第２の組合せ器入力ポートとの間に直列に結合さ
れた可変減衰器と可変移相器とを有し、前記可変減衰器は、前記第１の回路手段内に供給された
第１の制御信号に応答して、前記第２のアンテナ出力信
号の信号エネルギーを減衰させ、前記可変移相器は、前
記第１の回路手段内に供給された第２の制御信号に応答
して、前記第２のアンテナ出力信号の信号エネルギーを
移相させることにより、前記第１および第２の組合せ器
入力ポートのそれぞれにおいて前記第１および第２の組
合せ器入力信号の間の前記制御された相対振幅および前
記制御された相対位相を得ることを特徴とする請求項１
に記載の装置。
【請求項１１】前記組合せ手段は、第１および第２の
入力ポートと出力ポートとを有する組合せ器からなり、前記第１の回路手段は、前記第２のアンテナ出力ポート
と前記第２の組合せ器入力ポートとの間に結合された、
同相制御ポートと直角位相制御ポートとを有するベクト
ル減衰器を有し、前記第１の回路手段は、制御信号を前記同相および直角
位相制御ポートに供給して前記第２のアンテナ出力信号
の減衰および移相を制御することにより、前記第１およ
び第２の組合せ器入力ポートのそれぞれにおいて前記第
１および第２の組合せ器入力信号の間の前記制御された
相対振幅および前記制御された相対位相を得ることを特
徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項１２】前記第１のアンテナ出力ポートと前記
第１の組合せ器入力ポートとの間に結合され、周波数の
関数としての位相遅れを、周波数の関数としての前記ベ
クトル減衰器の挿入位相特性を追跡するように前記第１
のアンテナ出力信号に導入する遅延線をさらに有するこ
とを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】前記受信システムは、重なり合う複数
の周波数チャネルであって該周波数チャネルの概して半
分が前記第１の偏波状態で外部ソースから送信され該周
波数チャネルの他の半分が前記第２の偏波状態で送信さ
れ、該周波数チャネルに隣接する周波数チャネルが前記
偏波状態と異なる偏波状態で送信されるような重なり合
う複数の周波数チャネルの電磁信号を受信することがで
き、前記アンテナ手段は、前記重なり合う複数の周波数
チャネルの電磁信号を受信し、前記装置はさらに、前記第１および第２のアンテナ出力信号を、複数の信号
対であって各信号対が前記第１および第２のアンテナ出
力信号をそれぞれ表す第１および第２の受信入力信号か
らなるような複数の信号対に、分割する分割ネットワー
クと、それぞれが前記複数の信号対のうちの１つを受信する複
数の受信機とを有し、前記複数の受信機のそれぞれが前記組合せ手段と前記第
１の回路手段と前記第２の回路手段とを有し、前記複数の受信機のそれぞれがさらに、前記チャネルの
うちの１個の周波数をフィルタ処理する帯域フィルタを
有することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項１４】前記組合せ手段のそれぞれが、第１お
よび第２の入力ポートと１個の出力ポートとを有する組
合せ器からなり、各受信機はさらに、前記第１および第２のアンテナ出力
信号のそれぞれを受信する第１および第２の転送スイッ
チ入力ポートと、前記第１および第２の組合せ器入力ポ
ートにそれぞれ結合された第１および第２の転送スイッ
チ出力ポートとを有する転送スイッチを有し、前記第１の偏波状態に関わる受信機内の前記転送スイッ
チは、前記第１および第２の転送スイッチ入力ポートを
前記第１および第２の転送スイッチ出力ポートのそれぞ
れに接続し、前記第２の偏波状態に関わる受信機内の前記転送スイッ
チは、前記第１および第２の転送スイッチ入力ポートを
前記第２および第１の転送スイッチ出力ポートのそれぞ
れに接続することを特徴とする請求項１３に記載の装
置。
【請求項１５】前記疑似雑音生成手段は、第１および
第２の相関しない疑似ランダム電圧パルスシーケンスを
生成する疑似雑音生成器からなり、前記相関手段は、前記第１および第２の疑似ランダム電
圧パルスシーケンスのそれぞれを前記検出された信号に
乗算して第１および第２の乗算された信号を得るための
第１および第２の相関器からなり、前記第１の回路手段はさらに、前記第１および第２の乗算された信号を時間に関して積
分して第１および第２の積分出力をそれぞれ得るための
第１および第２の積分器と、前記第１の積分出力を、前記第１の疑似ランダム電圧パ
ルスシーケンスに加算して第１の制御信号を生成する第
１の加算回路と、前記第２の積分出力を、前記第２の疑似ランダム電圧パ
ルスシーケンスに加算して第２の制御信号を生成する第
２の加算回路と、前記アンテナ出力ポートと前記組合せ手段との間に結合
され、前記第１および第２の制御信号に応答して前記制
御された相対振幅および前記制御された相対位相におい
て前記第１および第２の組合せ入力信号を得るための減
衰移相装置とを有することを特徴とする請求項１に記載
の装置。
【請求項１６】重なり合う複数の周波数チャネルであ
って該周波数チャネルの概して半分が第１の偏波状態で
送信され該周波数チャネルの他の半分が第２の偏波状態
で送信され、該周波数チャネルに隣接する周波数チャネ
ルが前記偏波状態と異なる偏波状態で送信されるような
重なり合う複数の周波数チャネル、の電磁信号を受信す
る受信装置を有するトランシーバシステムにおいて、前
記周波数チャネルのうちの特定の周波数チャネルであっ
て前記周波数チャネルのうちの他の周波数チャネルの信
号エネルギーのほとんどを有しないような特定の周波数
チャネル、の出力信号を得るための偏波状態補正システ
ムにおいて、前記重なり合う複数の周波数チャネルの信号を受信し、
前記第１および第２の偏波状態で到着した受信エネルギ
ーを含む第１および第２のアンテナ出力信号を得るため
の少なくとも１個のアンテナと、前記第１および第２のアンテナ出力信号を、複数の信号
対であって各信号対が前記第１および第２のアンテナ出
力信号をそれぞれ表す第１および第２の受信入力信号か
らなるような複数の信号対に、分割する分割ネットワー
クと、それぞれが前記複数の信号対のうちの１つを受信するた
めの複数の受信機とを有し、前記受信機のそれぞれが、第１および第２の入力ポート
と１個の出力ポートとを有する組合せ器を有し、前記受信機のそれぞれが、前記第１および第２の受信入
力信号を、第１および第２の組合せ入力信号にそれぞ
れ、前記第１および第２の組合せ器入力ポートにおい
て、互いに制御された相対振幅および制御された相対位
相を有するように変換する第１の回路構成を有し、前記組合せ器は、前記第１および第２の組合せ入力信号
の信号エネルギーをベクトル的に組み合わせて、前記出
力ポートから組合せ出力信号を出力し、前記受信機のそれぞれが、該受信機に固有の所定の周波
数において前記組合せ出力信号の信号エネルギーを検出
して検出された信号を得るための第２の回路構成を有
し、前記各受信機の前記第１の回路構成は、前記検出された
信号に応答して、前記検出された信号における時間変化
を生成するために前記相対振幅および前記相対位相を連
続的に変動させることにより、前記制御された相対振幅
および相対位相を最適化し、前記第１の回路構成は、前記相対振幅および前記相対位相に疑似ランダムの変化
を連続的に生成する疑似雑音生成手段と、前記疑似雑音生成手段に結合され、前記相対振幅および
前記相対位相を連続的に最適化して該最適化により交差
偏波拒否を連続的に最適化するために、前記検出された
信号における、前記時間変化を前記疑似ランダムの変化
と相関させる相関手段とを有することにより、前記各受
信機の前記組合せ出力信号は、前記第１および第２の偏
波状態の一方の偏波状態で送信された前記周波数チャネ
ルの少なくとも１つの信号エネルギーのほとんどを含む
とともに、前記第１および第２の偏波状態の他方の偏波
状態で送信された前記周波数チャネルの信号エネルギー
のほとんどを有しないことを特徴とする偏波状態補正シ
ステム。
【請求項１７】前記疑似雑音生成手段は、第１および
第２の相関しない疑似ランダム電圧パルスシーケンスを
生成する疑似雑音生成器からなり、前記相関手段は、前記第１および第２の疑似ランダム電
圧パルスシーケンスのそれぞれを前記検出された信号に
乗算して第１および第２の乗算された信号を得るための
第１および第２の相関器からなり、前記第１の回路構成はさらに、前記第１および第２の乗算された信号を時間に関して積
分して第１および第２の積分出力をそれぞれ得るための
第１および第２の積分器と、前記第１の積分出力を、前記第１の疑似ランダム電圧パ
ルスシーケンスに加算して第１の制御信号を生成する第
１の加算回路と、前記第２の積分出力を、前記第２の疑似ランダム電圧パ
ルスシーケンスに加算して第２の制御信号を生成する第
２の加算回路と、前記アンテナ出力ポートと前記組合せ器との間に結合さ
れ、前記第１および第２の制御信号に応答して前記制御
された相対振幅および前記制御された相対位相において
前記第１および第２の組合せ入力信号を得るための減衰
移相装置とを有することを特徴とする請求項１６に記載
の装置。
【請求項１８】与えられた周波数チャネル内の周波数
を有しかつ第１の偏波状態で外部ソースから送信された
第１の電磁信号を受信するとともに該与えられた周波数
チャネル内の周波数を有しかつ第１の偏波状態と異なる
第２の偏波状態で外部ソースから送信された第２の電磁
信号を受信する受信システムにおいて、該第２の電磁信
号の受信交差偏波エネルギーを消去する交差偏波消去装
置において、前記第１および第２の電磁信号を受信し、前記第１の偏
波状態で到着した受信偏波エネルギーを含む第１のアン
テナ出力信号と前記第２の偏波状態で到着した受信偏波
エネルギーを含む第２のアンテナ出力信号とを出力する
少なくとも１つのアンテナと、前記第１および第２のアンテナ出力信号をそれぞれ、互
いに制御された相対振幅および制御された相対位相を有
するように、第１および第２の組合せ入力信号に変換す
る第１の回路構成と、前記第１および第２の組合せ入力信号の信号エネルギー
をベクトル的に組み合わせて組合せ出力信号を出力する
組合せ器と、所定の周波数において前記組合せ出力信号の信号エネル
ギーを検出し、検出された信号を得る第２の回路構成と
を有し、前記第１の回路構成は、前記検出された信号に応答し
て、前記第１の電磁信号の信号エネルギーのほとんどを
有しかつ前記第２の電磁信号の信号エネルギーのほとん
どを有しないような前記組合せ出力信号を出力するよう
に前記相対振幅および前記相対位相を最適化し、前記第１の回路構成は、前記検出された信号における時
間変化を生成するために前記相対振幅および前記相対位
相を連続的に変動させ、前記第１の回路構成は、電圧パルスのシーケンスを生成するためのディザ生成器
と、前記ディザ生成器に結合され、第１の切換器出力ポート
と第２の切換器出力ポートとの間で前記電圧パルスのシ
ーケンスを周期的に切り換えるための切換器と、前記第１および第２の切換器出力ポートのそれぞれに結
合され、前記切換器出力ポートに切り換えられた前記電
圧パルスシーケンスを前記検出された信号に乗算して第
１および第２の乗算された信号を得るための第１および
第２の相関器と、前記第１および第２の乗算された信号を時間に関して積
分して第１および第２の積分出力を得るための第１およ
び第２の積分器と、前記第１の切換器ポートと前記第１の積分器とに結合さ
れ、前記第１の積分出力を、前記第１の切換器出力ポー
トに切り換えられた前記電圧パルスシーケンスに加算し
て第１の制御信号を生成するための第１の加算回路と、前記第２の切換器ポートと前記第２の積分器とに結合さ
れ、前記第２の積分出力を、前記第２の切換器出力ポー
トに切り換えられた前記電圧パルスシーケンスに加算し
て第２の制御信号を生成するための第２の加算回路と、前記アンテナ出力ポートと前記組合せ手段との間に結合
され、前記第１および第２の制御信号に応答して前記制
御された相対振幅および前記制御された相対位相におい
て前記第１および第２の組合せ入力信号を得るための減
衰移相装置とを有することを特徴とする交差偏波消去装
置。
【請求項１９】前記ディザ生成器は、前記切換器を通
じて前記相関器に入力するために第１の周期で方形波パ
ルスを出力するとともに、前記第１の相関器と前記第２
の相関器の間での前記切換器による切り換えを制御する
ように前記切換器に入力するために前記第１の周期より
長い第２の周期のパルスを有するパルス制御波形を出力
することを特徴とする請求項１８に記載の装置。