DE2608599C3 - Schaltungsanordnung zur Kompensation des durch Kreuzpolarisation dual polarisierter Wellen in einem Mikrowellen-Übertragungssystem verursachten Gegensprechens - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Kompensation des durch Kreuzpolarisation dual polarisierter Wellen in einem Mikrowellen-Übertragungssystem verursachten GegensprechensInfo
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Description
im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.
Mikroweüen-Übertragungssysieme, die mii dual
polarisierten Wellen arbeiten, werden eingesetzt, um das jeweils zur Verfügung stehende Frequenzspektrum
möglichst gut zu nutzen. Dabei werden voneinander
η unabhängige Signale durch Träger übertragen, die
durch duale und orthogonal zueinander polarisierte Wellen mit derselben Frequenz im Mikrowellen-Bereich
gebildet werden (bei z.B. iinear polarisierten Wellen verwendet man die vertikal und die horizontal
J» polarisierten Welha; bei z.B. zirkulär polarisierten
Wellen verwendet man die im Uhrzeigersinn und die im Gegenuhrzeigersinn drehenden, zirkulär polarisierten
Wellen). Man erhält auf diese Weise praktisch eine Verdoppelung der Bandbreite des zur Verfügung
stehenden Frequenzbandes.
Durch die Erfindung soll das Gegensprecher·.
zwischen den beiden polarisierten Wellen beseitigt werden, d. h. der Pegel des Gegensprechens zwischen
beiden polarisierten Wellen rrjnimaviert werden. Für
die Verschlechterung der Trennung der polarisierten Wellen, d.h. für die Kreuzpolarisation, gibt es
verschiedene Ursachen. Um lediglich einige zu erwähnen,
sei darauf hingewiesen, daß solche Verschlechterungen in der Speiseleitung (mit einem Reflektorsystem
für Sendung und Empfang der Antennen- und der Primärabstrahlung), sowie im Medium der Fortpflanzung
der Mikrowellen eintreten können.
Die im Fortpflanzungspfad induzierte Kreuzpolarisation
ergibt sich hauptsächlich als Folge von Anormalitä-
so ten, die durch Regen verursacht werden. Die dadurch im
Medium der Fortpflanzung der Übertragung erzeugten Kj'euzpolarisations-Komponenten sind, da Regen ein
natürliches Phänomen ist, im allgemeinen zeitabhängig. Die Möglichkeit der Trennung der Kreuzpolarisation,
die durch Regen verursacht wird, verschlechtert sich mit zunehmendem Regrnfall; die Wirkungen des Regens
nehmen auch mit zunehmender Frequenz zu. Die Ursache hierfür ist daß die Regentropfen, die einen
Verlust in der durch das Medium der Fortpflanzung
«ι gebildeten Leitung darstellen, keine perfekt sphärische,
sondern ellipsoide Form habea Liegen die elektrischen Felder der polarisierten Wellen also parallel zur Hauptbzw.
Nebenachse eines Regentropfens, so folgen daraus Unterschiede hinsichtlich der von einem Regentropfen
<>< verursachten Dämpfung und Phasenverschiebung der
beiden polarisierten Wellen. Der die Lage der Regentropfen im Raum bestimmende Winkel ist nun in
der Praxis nicht stets senkrecht; selbst wenn die vertikal
und horizontal linear polarisierten Wellen zueinander perfekt orthogonal sind, ergibt sich also bei der
Aussendung von einer Sendeantenne, daß die einkommenden
Polarisationen der Wellen nicht nur infolge der erwähnten verschiedenen Dämpfung durch die Regentropfen
nicht mehr orthogonal sind, sondern daß infolge der verschiedenen Einflüsse auf die Phasenlage auch
elliptisch polarisierte Wellen entstanden sind. Das verursacht die Verschlechterung der Trennung hinsichtlich
der Kreuzpolarisation. Dabei zeigen sowohl Versuch als auch theoretische Analysen, daß die
Phasenlaufeigenschaften von Regentropfen schädlicher als die Dämpfungseigenschaften sind.
Zum Ausgleich der durch Regen verursachten Verschlechterung der Diskriminierung der Kreuzpolarisation
sind folgende Systeme bekanntgeworden:
(1) T. S. Chu »Restoring of the Orthogonality of Two
Polarization in Radio Communication Systems, I«, The Bell System Technical Journal, Bd. 50, Nr. 9, S.
3063-3069 (November 1971);
(2) T. S. Chu »Restoring of the Orthogonality of Two
Polarization in Radio communication Systems, II« The Bell System Technical Journal, Bd. 52, Nr. 3, S.
319-327 (März 1973);
(3) US-PS 37 35 266.
Die Verfahren bzw. Vorrichtungen gemäß den beiden erstgenannten Uteraturstellen verwenden variable
Phasenschieber und variable Dämpfungsschaltungen, die über Drehverbindungen drehbar und in der
Speiseleitung in der Antenne angeordnet sind Ergeben sich nun als Folge von Regen im Fortpflanzungspfad der
Wellen Kreuzpolarisstions-Komponenten, dann werden
der variable Phasenschieber und der variable Dämpfer gedreht Der Betrag von Phasenverschiebung
und Dämpfung dieser Kompensationsmittel werden derart gesteuert, daß die Orthogonalität zwischen den
polarisierten Wellen verbessert wird und die Verschlechterung der Diskriminierung der Kreuzpolarisation
kompenrert wird, so daß auf diese Weise vollkommen orthogonal linear polarisierte Wellen
entstehen. Ferner wird in einem Polarisations-Konverter (Δ Π) die Ebene der dual orthogonalen Polarisationen
geändert, so daß mit Hilfe eines Orthomode-Wandlers
die dual orthogonal polarisierten Wellen isoliert werden können. Diese Kompensation 'st bei Übertragungssystemen
mit Zwischenstationen auf Sichtverbindung wirksam verwendbar. Bei einer Antenne einer
Bodenstation eines Satelliten-Übertragungssystems, das mit hohem Wirkungsgrad und nur geringem Rauschen
arbeiten muß, hat diese Art der Kompensation Nachteile, d^e darin bestehen, daß nicht nur der
Wirkungsgrad der Antenne verschlechtert, sondern auch die Rauschtemperatur erhöht wird. Dies ergibt sich
aus der Anordnung «ier variablen Dämpfungsschaltung
in der Speiseleitung. Daraus wiederum folgt eine Verschlechterung der Obertragungsqualität.
Die Kompensation nach der oben unter (3) erwähnten Literaturstelle beruht darauf, daß die Kompensation
nicht im Antennenspeisekreis, sondern in den letzteren
Stufen des Vorverstärkers (31,32) erfolgt Obwohl diese
KOmP1CnSBtIOn die genannten Nachteile der anderen
bekannten Verfahren nicht aufweist, hat sie immer noch
den N ich teil, daß die Verbesserung der Kreuzpolarisation
sehr stark von der Amplituden/Frequenz- und der Phasen/Frequenz-Charakteristik der Vorverstärker abhängt,
da das Gegensprech?n, das aus den differentiellen Phaseneigenschaften des Regens herrührt, welches
wiederum den dominierenden Faktor bei der Verschlechterung der Kreuzpolarisation darstellt, in den
letzteren Stufen der Vorverstärker kompensiert wird.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu
schaffen, die die Nachteile dieser Systeme des Standes der Technik nicht aufweist, d. h. die die Verschlechterung
der Trennung dieser Kreuzpolarisation bei den beiden polarisierten Wellen, wie sie durch Regen
in verursacht wird, ohne Beeinträchtigung von Wirkungsgrad
und Rauschcharakteristik und ohne eine negative Beeinflussung durch die Dämpfung/Frequenz- und
Phasen/Frequeaz-Kennlinien der Vorverstärker kompensiert.
Gelöst wird diese Aufgabe bei einer Schaltmaßanordnung der eingangs genannten Art gemäß den Merkmalen
des kennzeichnenden Teils des Anspruchs 1.
Auch beim älteren Patent 24 41 889 ist ein Funkempfänger geschützt, bei dem zur Kompensation des Über-
T. Sprechens zweier Kanäle, die im wesentlichen das gleiche
Frequenzband benutzen, sich jedcüh durch spezifisch
spektrale Anteile voneinander unterscheiden, ein steuerbares Kompensations-Viertor im Signalzug des
Empfängers hinter den Kanaleingangsverstärkern angeordnet ist, wobei ferner den Kanälen paarweise zugeordnete
Stellglieder angeordnet sind, deren Regelschleifen kanalselektive Auswerteempfänger enthalten. Dabei
ist das Kompensations-Viertor im Signalzug des Empfängers hinter den Kanaleingangsverstärkern an-
jo geordnet; die Ausgangsgrößen eines Auswerieempfängers
steuern über einen Stellwertgeber das jeweilige Stellgftederpaar. Da jedoch diese Kompensationsschaltung
im Schaltungsweg hinter den Verstärkern liegt, erfolgt die Kompensation des Gegensprechens allein in
den den Verstärkern nachgsordneten Stufen. Eine Kompensation in den vorgeordneten Schaltungsstufen
erfolgt nicht. Demgemäß hat auch diese Kompensationsschaltung die oben in bezug auf die US-PS
37 35 266 beschriebenen Nachteile. Interferenzen werden in den Verstärkern noch verstärkt, soweit nicht völlig
identische Verstärker-Charakteristiken gegeben sind; das gilt in ganz besonderem Maße auch für Phasenverzerrungen,
die für das durch Kreuzpolarisation dual polarisierter Wellen verursachte Gegensprechen
entscheidend ursächlich sind.
Im Gegensatz hierzu leistet die bei der Erfindung vorgesehene Kompensationsschaltung einen Ausgleich
der differentiellen Phasenverschiebung, in dem der drehbare 180°-Phasenschieber und der 90°-Phasenschieber,
die den Verstärkern vorgeschaltet sind, gesteuert werden, während die verbleibende geringfügige
Polarisations-Interferenz infolge differentieller Dämpfung des Mediums im Überiragungspfad dadurch ausgeglichen
wird, daß die hinter den Verstärkern vorgesehene Kompensationsschaltung angesteuert wird.
Ferner besteht die Steuerschaltung nach uim genannten
älteren deutschen Patent 24 41 889 aus zwei getrennten Regelschleifen, die das durch die Kreuzpolarisation
verursachte Oegensprechen lediglich insoweit
,,ο kompensieren, als sich eine Polarisation auf die andere
auswirkt. Das bedeutet, daß das eine durch Empfänger und Stellwertgeber gebildete Paar (AEl, Gl) dasjenige
Pilotsignal auswertet, das auf dem einen Kanal (Kl) empfangen worden ist und entsprechend das durch Pha-
(ö senschieber und durch Steuerung der Schaltungseinheiten
Phasenschieber und Dämpfungsglied (Ph2, Po2) das Gegensprechen vom einen Kanal (Kl) auf den anderen
Kanal (K2) steuert. Ebenso verarbeitet das andere
durch Empfänger υnci Stellwertgeber gebildete Paar
von Schaltungseinheiten (AE2. G2) das auf dem anderen Kanal (K2) gesendete Signal und steuert Phasenschieber
und Dämpfungsglied (PhI, Pol) derart, daß das Gcgensprcchcn
von dem zweiten Kanal (K2) auf dem ersten Kanal (KI) kompensiert wird. Im Gegensatz dazu
erzeugt die Steuerschaltung bei vorliegender Erfindung Steuersignale, in denen die Ausgangssignale beider
Empfänger kombiniert sind, so daß sowohl die Phasenschieber als auch die Kompensationsschaltung davon
gesteueri werden können. Das bedeutet, daß zwei der
vier unabhängigen Steuersignale, die man aus den Pilotsignalen
gewinn*, die Phasenschieber steuern und die
anderen beiden Signale die Phasenschieber und Dämpfungsschaltungen
in der Kompensationsschaltung steuern.
Ausführungsbeispiele der Erfindung und ihrer vorteilhaften Weiterbildungen werden im folgenden anhand
der Zeichnungen beschrieben. Es stellt dar:
Fig. 1 ein Schematisches Bbckschaltbild eines Ausführungsbeispiels;
F i g. 2 und 3 schematische Darstellungen verschiedener Zustände der Polarisation itei linear polarisierten
bzw. zirkulär polarisierten Wellen (F i g. 3);
F i g. 4 eine schematische Darstellung eines Übertragungspfades mit dual polarisierten Wellen;
Fig.5 ein Blockschaltbild der Steuerschaltung 21 in
Fig.l;
Fig.6 ein Blockschaltbild eine« weiteren Ausführungsbeispiels;
Fig.7 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels.
F i g. 1 zeigt eine auf eine Empfawgsantenne ausgerichtete
Sendeantenne 10. Auf sie folgv. ein 180°-Phasenschieber
12, der in der Speiseleitung in der Empfangsantenne ti angeordnet und mit Hilfe einer Drehverbindung
drehbar angeschlossen ist; uifäuf folgt ein
90°-Phasenschieber 13, der ebenfalls mit Hilfe einer
Drehverbindung drehbar angeschlossen ist Darauf folgt der Wandler 14, der die beiden zueinander orthogonalen
polarisierten Schwingungen voneinander isoliert (im folgenden: Orthomode-Wandler). Die durch die polarisierten
Schwingungen an den entsprechenden Ausgängen des Orthomode-Wandlers 14 erzeugten Signale
werden in Vorverstärkern 15 bzw. 16 verstärkt und gelangen dann an die Eingangsklemmen der Kompensationsschaltung
17. Die Kompensationsschaltung 17 enthält zumindest die vier Gabelschaltungeai 18,18', 19,
19', die variablen Dämpfungsschaltungen 22 und 23, sowie die variablen Phasenschieber 24 und 25. Die
Signale von den Ausgängen der Kompensaitionsschaltungen
gelangen an die Gabelschaltungen 20 und 20'. Je einer der Ausgänge dieser Gabelschaltungen gelangt an
die Steuerschaltung 21. Die anderen Ausgänge stehen an den Ausgangsklemmen 26 bzw. 27 zur Verfugung.
Im folgenden wird die Funktionsweise unter Bezugnahme
auf die Vektordiagramme nach F i g. 2 erläutert
Es sei angenommen, daß zwei orthogonale linear
polarisierte Wellen von der Sendeantenne 10 ausgesendet werden und sich durch ein Übertragungsmedium
hindurch fortpflanzen. Die Orthogonalität der beiden
polarisierten Wellen zueinander kann jedoch wegen der differentiellen Dämpfung durch Regentropfen nicht
bestehen bleiben; ferner werden die zunächst linear polarisierten Weflen als Folge der differentieiien
Veränderungen der Phasenlage durch die Regentropfen in. elliptisch polarisierte Wellen umgewandelt Die
Empfangsantenne 11 empfängt daher eine elliptisch polarisierte Welle 28, die, bei (I) in Fig. 2(a)dargestellt,
im Uhrzeigersinn rotiert, sowie ferner eine ebenfalls elliptisch polarisierte Welle 29, die. bei (II) in Fi g. 2(a)
dargestellt, im Gegenuhrzeigersinn rotiert Die Lage der Koordinatenachsen X und Y entspricht der orthogonal
polarisierter Wellen an den Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14; die Lage der Achsen X'und
Y' entspricht der Lage der Hauptachsen der ankommenden elliptisch polarisierten Wellen 28 und 29, wobei
der Winkel zwischen ihnen nicht stets gleich 90° ist. Gelangen die beiden im Uhrzeigersinn bzw. im
Gegenuhrzeigersinn rotierenden elliptisch polarisierten Wellen (I) und (II), die in Fig.2(a) dargestellt sind, an
den drehbaren 180°-Phasenschieber 12, so werden sie dabei einer Koordinatenumwandlung auf der X- V-Ebcne
unterworfen. Der Winkel zwischen den Hauptachsen und das Achsenverhältnis der elliptisch polarisierten
Wellen bleiben dabei unverändert; die Hauptachsen rotieren jedoch und die Richtung der Drehung der
Polarisation wird umgekehrt; die bei (I) dargestellte polarisierte Wclic 30 ist nun eine im Gcgcnuhrzcigcrsinn
rotierende elliptisch polarisierte Welle, und die bei (H) dargestellte polarisierte Welle 31 ist nun eine im
Uhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte Welle, wie in Fig.2(a) dargestellt Beide gelangen nun an den
drehbjren 90°-Phasenschieber 13. Dabei ist in diesem Falle di* voreilende Ebene der 180°-Phasenverschiebung
des 180°-Phasenschiebers auf die /7-Achsc 32
eingestellt.
Bezüglich der elliptisch polarisierten Wellen, die einer
Koordinatenumwaiidlung unterworfen wurden und die bei (I) bzw. (II) dargestellt sind, folgt: Ist die
vorauseilende Ebene der 90°-Phasenverschiebung des drehbaren 90°-Phasenschiebers 13 auf einen willkürlichen
Winkel gegenüber der X-Achse eingestellt, wie bei 33 in Fig.2(b) gezeigt, dann ergibt sich für die
cinkufnfflcnden elliptisch polarisierten Wellen eine
Umwandlung hinsichtlich der Polarisierung. An die Eingangsklemme des Orthomode-Wandlers 14 gelangen
elliptisch polarisierte Wellen 35 und 36, deren Hauptachsen, wie Fig. 2(c) zeigt, zueinander schräg
geneigt sind. Allgemein haben nun die elliptisch polarisierten Wellen 35 bzw. 36 ungleiche Kreuzpolarisations-Komponenten,
die hinsichtlich ihrer Größe nicht minimalisiert sind. Werden nun der drehbare ^"-Phasenschieber 12 und der 90°-Phasenschieber 13
entsprechend gesteuert und eingestellt, so kann die Umwandlung hinsichtlich der Polarisation derart
erfolgen, daß dabei das Polarisations-Achsenverhältnis
im wesentlichen beibehalten wird, die eingehenden elliptisch polarisierten Wellen jedoch durch die
einsteilbare Steuerung des Winkels zwischen der voreilenden Ebene 33 der 90°-Phasenverschiebung des
drehbaren 90°-Phasenschiebers 13 und der X-Achse depolarisiert werden. Das bedeutet die Gleichstellung
des Winkels zwischen der Hauptachse X' der bei (I) in Fig.2(d) dargestellten elliptisch polarisierten Weite 30
und der voreilenden Ebene 33 der 90°-Phasenverschiebung im drehbaren 90°-Phasenschieber mit dem Winke!
zwischen der Hauptachse Y' der bei (II) dargestellten elliptisch polarisierten Welle 31 und der 0° -Ebene 34 des
90° -Phasenschiebers. Das an die Eingangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14 gelangende Signal besteht nun
also aus den zueinander schräg gekreuzten elliptisch polarisierten Wellen 35 und 36 nach Fig.2{c). Die
Kreazpolarisalions-Komponenten dieser polarisierten Wellen werden durch das dargestellte Verfahren
einander gleich. Dies ist die optimale Bedingung zur
Minimalisierung des Kreuzpolarisations-Verhaltens. In
diesem sind der Winkel zwischen der Hauptachse der
elliptisch polarisierten Welle 35 und der .Y-Achse in
F i g. 2(c) und der Winkel zwischen der Hauptachse der elliptisch polarisierten Welle 36 und der V-Achse
einander gleich. Wie diese Erläuterung der Funktion ergiht, kompensieren der drehbare 180°-Phasenschieber
1? und der drehbare 90°-Phasenschieber 13
zuminde*} die Verschlechterung der Trennung der K rcuzpolarisation, die durch die differentielle Phasenverschiebung
der Regentropfen entsteht Die oben gegebene Beschreibung ging dabei vom statischen
Zustand aus; verändert sich der Regenfall in Abhängigkeit von der Zeit, so muß man den 180°-Phasenschieber
und den 90°-Phasenschieber derart antreiben bzw. steuern, daß sich eine Minimalisierung und ein Ausgleich
der Größe der Kreuzpolarisations-Komponenten an
den Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14
ergibt. Dies kann mit einer automatischen Antriebssteuerung cr'olgen.
Die Funktionsweise des 180°-Phasenschiebers 12 und
des 90°-Phasenschiebers und die Kompensation der willkürlich polarisierten Wellen wird im folgenden
beschrieben. Dabei ist auf die Signale an den beiden Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14 und
die Ableitung der Steuersignale davon einzugehen.
Fig.4 zeigt einen Übertragungspfad in einem bestimmten Raum, in dem sich die Mikrowellen
fortpflanzen, sowie ferner die Sende-, die Empfangsantenne und die Polarisationen. In einem derartigen
Übertr igungssystem ist ein Pilotsignal oder mehrere
Pilotsignale mit verschiedenen Frequenzen jeder Polarisation zugeordnet. Sie werden durch die beiden
polarisierten Wellen £"io und Ek als Träger im selben
Frequenzband übertragen. Das durch Regentropfen verursachte Gegensprechen auf der Empfängerseite
kann man nun dadurch mildern, daß die beiden Pilotsignal zunächst ermittelt und danach derart
verarbeitet werden, daß davon Steuersignale abgeleitet werden, die drehbare Phasenschieber steuern. Sendet
die Sendeantenne 50 die beiden orthogonalen linearen polarisierten Wellen £io und Εχ>
aus, dann sind in den Signalen Ev und En an den orthogonalen zugeordneten
Ausgangsklemmen der Empfangsantenne 51 unerwünschte Gegensprechsignale zwischen den beiden
orthogonalen Schwingungen vorhanden. Sie sind die Folge der differentiellen Phasenverschiebung und der
differentiellen Dämpfung, die sich für die Mikrowellen
bei Regenfall ergeben. Dieser Zustand der Polarisation kann allgemein durch die folgenden Gleichungen
angegeben werden:
Er — An £io + A11 E10 ,
Eh — A21 £io + A22 E20 ■
Eh — A21 £io + A22 E20 ■
Diese Gleichungen kann man als Matrix folgendermaßen schreiben:
Ey
E„
Au A1
Die Elemente dieser Matrix sind im allgemeinen komplexe ZahScii; Au und Atl sind die Kopoiarisäiions-Koroponenten,
At2 und A7, die Kreuzpolarisations-Komponenten.
Schreibt man die Matrix M derart um.
daß die Amplitudenkomponenten und die Phasenkomponenten getrennt werden, so folgt:
M =
anti*«. eue'*n
out'*». a2tt>*"
out'*». a2tt>*"
in Phasenkomponenten der Elemente der Matrix. Da der
man die Kreuzpolarisations-Komponenten mit Hilfe einer AGC-Schaltung (automatische Verstärkungsrege-
i< lung; AGC —automatic gain control) bei Verwendung
eines phasen-verriegelten Empfängers normalisieren.
M =
1st das System, wie später noch zu beschreiben, derart aufgebaut, daß die in jeder übertragenen polarisierten
Welle E1O, Ex enthaltenen Pilotsignale mit einem
phasen-verriegelten Empfänger empfangen und dann in einer AGC-Schaltung normalisiert werden, so kann man
dann den 90°-Phasenschieber 13 und den 180°-Phasenschieber 12 derart steuern, daß der Betrag der
Kreuzpolarisation unter folgenden Bedingungen minimalisiert werden kann:
"J2
Φ\1 - <t>22 = *2l - Φιι = Φ .
4„ Die Zustände der beiden polarisierten Wellen an den
Eingangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14 können dann in die optimale Bedingung, die aus Fig.2 (c)
ersichtlich ist, gebracht werden. Die Tenne (atfjazjjeP
und fa2i/an)eJ* stellen residuelle Gegensprechsignale
4s nach der Kompensation der durch Regen herbeigeführten
differentiellen Phasenverschiebung mit Hilfe des 90° -Phasenschiebers 13 und des 180°-Phasenschiebers
12 dar. Die residuellen Gegensprechsignale sind hauptsächlich durch die durch Regen verursachte
v, differentielle Dämpfung bedingt
F i g. 5 ist ein mehr ins einzelne gehendes Blockschaltbild
der Steuerschaltung 21 in Fig. I. Aus den Pilotsignalen werden Signale zur Steuerung des oben
erwähnten 90°-Phasenschiebers 13 und 180"-Phasen-
5< Schiebers 12, sowie zur Steuerung der variablen
Dämpfungsschaltungen 22 und 23 und der variablen Phasenschieber 24 und 25 abgeleitet Die EingangskJemmen
1,2 und die Ausgangsklemme 3 entsprechen den
mit denselben Bezugszeichen bezeichneten Klemmen in
μ Fig. 1. Femer weist die Steuerschaltung Mischer 60 und
61 auf, die von einem örtlichen Oszillator 62 angesteuert werden. Die Signale an den Ausgingen der Mischer
gelangen an Filter 63 bzw. 64 und von dort an Zwischenverstärker 65 bis 68, in denen auch die
6.ς AGC-Schaltungen enthalten sind; deren Ausgänge
schiieSikh gelangen an den Prozessor 69. Die rji den
Eingangsklemmen 1 und 2 anliegenden Signale werden in den Mischern 60,61 in Zwischenfrequenzsignale E'v
und E'h umgewandelt Aus einem Zwischenfrequenzsignal
£V werden im Filter 63 die Kopolarisations-Komponente
eines Pilotsignals mit der Frequenz /Ί und die Kreuzpolarisations-Komponente eines weiteren Pilotsignals mit der Frequenz /j abgeleitet und an die
Zwischenfrequenzverstärker 65 bzw. 66 weitergegeben. Gleichermaßen wird aus dem anderen Zwischenfrequenzsignal
£« im Filter 64 eine Kreuzpolarisations-Komponente eines Pilotsignals mit der Frequenz /ι und
eine Kopolarisations-Komponente eines Pilotsignals mit der Frequenz /J abgeleitet und an die Zwischenfrequenzverstärker
67 bzw. 68 weitergegeben. Das Signal mit der Frequenz /i, das die Kreuzpolarisations-Komponente
darstellt, wird, wie in Gleichung (4)dargestellt, mit
einer AGC-Schaltung im Verstärker 67 normalisiert,
und zwar gemäß dem der Kopolarisations-Komponente entsprechenden Signal vom Verstärker 65. In gleicher
Weise wird das Signal mit der Frequenz f2, das die
Kreuzpoiansäuuni-KömpGfieiiic darsicüi, mit einer
AGC-Schaltung im Verstärker 66 normalisiert, und zwar gemäß dem der Kopolarisations-Komponente
entsprechenden Signal vom Verstärker 68. So erhält man die Signale nach Gleichung (4) als Ausgänge der
Verstärker 65 bis 68. Diese gelangen dann an den Prozessor 69, in dem daraus die Signale zur Steuerung
des 90°-Phasenschiebers 13, des W-Phasenschiebers 12 und der Kompensationsschaltung 17 abgeleitet
werden.
Im folgenden wird die Kompensation der erwähnten residuellen Kreuzpolarisations-Komponenten beschrieben.
Die Komponente in Richtung der X-Achse sei für die im Gegenuhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte
Welle 35, die in Fig.2(c) mit (I) bezeichnet ist, E\ c. die Komponente derselben Welle in Richtung der
V-Achse sei Evc, für die im Uhrzeigersinn rotierende
elliptisch polarisierte Welle 36, die bei (II) dargestellt ist, sei die Komponente in Richtung der V-Achse Eir. die
Komponente derselben Welle in Richtung der X-Achse sei E2X. Die Komponente des elektrischen Feldes an der
Ausgangsklemme des Orthomode-Wandlers 14, die einer in Richtung der X-Achse polarisierten Welle
entspricht, ist dann gleich Jer Summe von £iCund E2x.
(E2X hat gegenüber Eic du oben definierte Phasendifferenz
Φ). Die Komponente des elektrischen Feldes
derjenigen Ausgangsklemme des Orthomode-Wandlers 14, die einer in Richtung der V-Achse polarisierten
Welle entspricht, ist gleich der Summe von Eic und E, χ
(Eix hat gegenüber E2cdie oben definierte Phasendifferenz
Φ). fix und £ix stellen jeweils die Größe der durch
Regen verursachten Kreuzpolarisation dar. Es handelt sich dabei um die residuellen Komponenten, die von den
Unterschieden in den relativen Verlusten bei Regen verursacht werden und noch vorhanden sind, nachdem
die Kreuzpolarisation, die hauptsächlich durch die vom Regen verursachte differentielle Phasenverschiebung
hervorgerufen wird, mit Hilfe der erwähnten drehbaren
180°- und 90°-Phasenschieber kompensiert worden ist.
Die erwähnten Komponenten £ig E2C. Eix und E2χ
können in den X-K-Koordinaten, wie in Fig.2 (d)
dargestellt werden. Sie werden wie folgt weiterbehandelt: Die Komponente (Eic+Ειχ) des elektrischen
Feldes, die an der der X-Achse zugeordneten Ausgangsklemme
des Orthomode-Wandlers 14 auftritt bzw. festgestellt wird und die Komponente (E2C+EiX) des
elektrische« Feldes, die an der der K-Achse zugeordneten
Ausgangskiemme des Orthomode-Waoiters 14
auftritt bzw. festgestellt wird, werden nach Verstärkung
in den Vorverstärkern t5 bzw. 16 den beiden Eingangsklemmrn der Kompensationsschaltung 17
zugeführt Die Kompensationsschaltung 17 kompensiert die oben erwähnten Gegensprech-Komponenten £\.<r
und Ειχ. Die Funktionsweise ist im einzelnen folgende:
Das im Vorverstärker 15 verstärkte Signal (Eu + E,\) gelangt an die Eingzngsklemme der Kompensationsschaltung
17 und wird dort in der Gabelschaltung 18 aufgeteilt. Ein abgezweigtes Signal wird durch die
variable Dämpfungsschaltung 22 und den variablen Phasenschieber 24, durch die der Phasenwinkel Φ
bestimmt wird, hindurchgeleitet und gelangt dann an die
Gabelschaltung 19'. Das im Vorverstärker 16 verstärk ic
Signal (E2c+Ε\χ) gelangt über die Gabelschaltung 18'
an dieselbe Gabelschaltung 19'. Werden diese beiden Signale der Gabelschaltung 19' zusammengefügt,
nachdem die Phase und die Amplitude eines dieser Signale in der variablen Dämpfungsschaltung 22 und in
dem variablen Phasenschieber 24 so gesteuert worden ist, daS das elektrische FeIu C1x der rCreüzpoiürisaik.riä-Komponente
durch ein elektrisches Feld derselben Amplitude und entgegengesetzter Phase ausgeglichen
worden ist, dann erhält man im Prinzip ein elektrisches Feld, das proportional £κ ist und keine Krcuzpolansations-Komponente
aufweist. Ein entsprechendes Signal ist an der Ausgangsklemme der Kompensationsscha!
tung 17 vorhanden. Ebenso ergibt sich bezüglich des im Vorverstärker 16 verstärkten Signals (E21 + Ew) nach
Abzweigung in der Gabelschaltung 18' und nach Führung durch die variable Dämpfungsschaltung 23 und
den variablen Phasenschieber 25 und nach Zuleitung zur Gabelschaltung 19 folgendes: Ist die Dämpfungssehai
tung 23 und der Phasenschieber 25 so durch die Steuerung eingestellt, daß dieses Signal und das der
Gabelschaltung 19 direkt von der Gabelschaltung 18 zugeführte Signal dieselbe Amplitude und entgegengesetzte
Phasenlage in Bezug auf die Kreuzpolarisations-Komponente Eix aufweisen, dann ergibt sich bei der
Zusammenfügung, daß dann an der entsprechenden Ausgangsklemme der Kompensationsschaltung 17 eine
Spannung auftritt, die proportional £,r ist und keine
Gegensprech-Komponente Ε2χ enthält
Wie bereits im Vorhergehenden unter Bezugnahme auf F i g. 5 beschrieben, kann die automatische Steuerung
der veränderlichen Phasenschieber und der veränderlichen Dämpfungsschaltungen in der Kompensationsschaltung
17 dadurch erreicht werden, daß in der Steuerschaltung 21 Signale abgeleitet werden, die der
Information über die Phasendifferenz der Komponenten Eic und Eic des Kopolarisations-Signals und der
Komponenten Ειχ und Eix des Kreuzpolarisations-Signals
entsprechen, sowie femer der Information über das Verhältnis der elektrischen Felder des unerwünschten
Signals und des erwünschten Signals entsprechen und femer der Information über die Phasenlage des
unerwünschten Signals in bezug auf das erwünschte Signal entsprechen. Diese Signale steuern die variablen
Phasenschieber 24, 25 bzw. die variablen Dämpfungsschaltungen 22 und 23, an die sie rückgekoppelt werden.
Die oben gegebene Beschreibung gilt für linear polarisierte Wellen; für zirkulär polarisierte Wellen
wird die Funktionsweise im folgenden unter Bezugnahme auf die Vektor-Diagramme für das elektrische Feld
nach Fig.3 und ferner unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild nach F i g. I erläutert
Es sei angenommen, daß von der Sendeantenne 10 vollkommen zirkulär polarisierte, im Uhrzeigersinn
drehende Wellen abgestrahlt werden. Aus ihnen werden elliptisch polarisierte Wellen; ihre Orthcgonaluät wird
durch die differentielle Phasenverschiebung und die diffcreniielle Dämpfung durch Regen im Fortpflanzungspfad
der Mikrowellen gestört Man erhält an der F.mpfangsantcnne 11 eine im Uhrzeigersinn drehende
elliptisch polarisierte Welle 37, wie sie in F i g. 3 U) bei
(III) dargestellt ist, sowie ferner eine im Gegenuhrzcigcrsinn
drehende elliptisch polarisierte Welle 38, wie sie bei (IV) dargestellt ist. Die X'-Achse und die
K--Achse bezeichnen in dieser Figur die Hauptachsen
der eingehenden elliptisch polarisierten Wellen 37 und 38: der zwischen diesen Achsen bestehende Winkel ist
wegen der differentiellen Dämpfungseigenschaften des Regens im allgemeinen nicht gleich 90°.
Gelangen die eingehenden elliptisch polarisierten Wellen (III) und (IV) an den drehbaren 180°-Phasenschieber,
dann wird der Drehsinn der Polarisation umgekehrt und es erfolgt eine Koordinaten-Konvertierung
derart, daß das Achsenverhältnis der beiden Polarisationen unverändert bleibt Die bei (III) dargestellte
polarisierte Welle wird zu einer im Gegenuhrzeigersinn drehenden elliptisch polarisierten Welle und
die bei (IV) dargestellte polarisierte Welle wird zu einer im Uhrzeigersinn drehenden elliptisch polarisierten
Welle. Diese beiden Wellen werden von den Ausgangsklemmen des 180"-Phasenschiebers !2 an den 90°-Phasenschieber
13 geleitet. Dort wird die vorauseilende Ebene der 180*-Phasenverschiebung des 180°-Phasenschicbers
auf die il-Achse 39 nach F i g. 3 (a) eingestellt Für die hinsichtlich ihrer Koordinaten transformierten
elliptisch polarisierten Wellen (Ii;) und (IV) gilt, daß,
wenn die vorauseilende Ebene der 90" -Phasenverschiebung
des 90"-Phasenschiebers auf 45" gegenüber der X-Achse eingestellt wird, eine perfekt zirkulär polarisierte
Welle empfangen werden würde. Aus den polarisierten Wellen, die dieser Polarisations-Transformation
unterworfen worden sind, werden elliptisch polarisierte Wellen mit geringen Kreuzpolarisations-Komponenien
und einem hohen Achscnvcrhäitnis (Verhältnis von Hauptachse zu Nebenachse) für das
elektrische Feld. Dieser Zustand der Polarisation erfüllt jedoch noch nicht die Bedingungen für die Mini
rung der Kreuzpolarisations-Komponenten de·
und (I V) gezeigten polarisierten Wellen.
rung der Kreuzpolarisations-Komponenten de·
und (I V) gezeigten polarisierten Wellen.
Weicht also die voreilende Ebene der 90°-Phasenverschiebung von der oben erwähnten Einstellposition von
45° nach F i g. 3 (b) derart ab, daß sich eine Einstellung auf einen bestimmten Winkel ergibt, der so gewählt ist,
daß sich eine Polarisations-Transformation in die im
wesentlichen gleichen elliptisch polarisierten Weilen als
eingehende elliptisch polarisierte Wellen ergibt, und werden femer die erwähnten 180°-Phasenschieber 12
und der 90°-Phasenschieber 13 so gesteuert bzw. auf solche Winkel eingestellt, daß der Winkel zwischen der
Hauptachse X' der polarisierten Welle 41, die bei (HI) dargestellt ist, und der voreilenden Ebene 40 der
90°-Phasenverschiebung gleich dem Winkel zwischen der Hauptachse Y' der polarisierten Welle 42, die bei
(IV) dargestellt ist, und der 0°-Ebene 43 ist, dann kann
man eine Kompensation der eingehenden polarisierten Wellen und eine Transformation bezüglich der Polarisation
erzielten,die zumindest die Verschlechterungen der
Kreuzpolarisation kompensiert, die durch die differentielle Phasenverschiebung durch Regentropfen verursacht
worden ist Die oben erwähnten Einstelibedingungen für den 180°-Phasenschieber 12 und den 90° -Phasenschieber
13 genügen der Bedingung zur Minimaiisiening
der Kreuzpolarisations-Komponenten der entsprechenden polarisierten Wellen, so daß dann elliptisch
polarisierte Wellen 44 und 45 mit geringen Kreuzpolarisations-Komponenten,
wie in F i g. 3 (c) dargestellt, an die Eingangsklemme des Orthomode-Wandlers 14
gelangen. Die darauffolgende Verarbeitung der Signale ist dieselbe wie die, die oben für die linear polarisierten
Wellen erläutert worden ist
Bei der oben erläuterten Anordnung zur Reduzierung
des Gegensprechens werden einfallende dual nicht-orthogonale Polarisationen mit unterschiedlichem Ach-
Hi senverhältnis derart depolarisiert, daß durch die
Steuerung der 90°- und 180°-Phasenschieber im
Einspeiseschaltkreis einer Antenne, nicht-orthogonale Polarisationen mit demselben Achsenverhältnis gewonnen
werden, wobei der Phasenteirm Φ nicht stets H/2 ist
ιί Niit der Schaltung nach Fig. 1 ist es ferner möglich,
durch Einsetzen der Steuerung der 90°- und 180°-Phasenschieber die einfallenden elliptisch polarisierten
nicht-orthogonalen Wellen zu orthogonalisieren. Dann wird Φ gleich Till; die depolariisierten Achsenverhält-
2n nisse der beiden Polarisationen sind dann voneinander
verschieden.
Durch die Erfindung ist gewährleistet, daß das Gegensprechen, das durch anormale Verhältnisse im
Fortpflanzungspfad der Mikrowellen verursacht wird, kompensiert wird. In der Praxis zeigen sowohl eine
theoretische Analyse und auch experimentelle Resultate, daß die durch Regentropfen bzw. Regen verursachte
differentielle Phasenverschiebung für die gegenseitige Interferenz, die zum Gegensprechen führt, und durch
vi Verzerrungen der Polarisationen verursacht wird,
dominierend ist Daher werden die Phasenterme des Polarisationsverhältnisses, die in Gleichung (5) mit Φ
bezeichnet sind, fast gleich H/2. Aus F i g. 2 (d) ergibt
sich, daß die Funktion der als Tandem hintereinander
j> geschalteten 90°- und 180°-Phasenschieber in der
Antennenspeiseleitung darin besreht, duale nicht-orthogonale Polarisationen zu orthogonalisieren und die
einfaiienden Polarisationen zu depolarisieren. Die variablen Phasenschieber 24 und 25 in der Kompensationsschaltung
17 können dann auf bestimmte Werte voreingestellt werden, so daß Steuersignale für diesen
Zweck unnötig sind.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf das Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 beschränkt, in dem das
Kompensationssystem auf der Empfangsseite eingesetzt wurde. Das demgegenüber modifizierte Ausführungsbeispiel
nach F i g. 6 ist sendeseitig an der Antenne angeordnet Daraus ergibt sich, daß die Erfindung
sowohl auf Empfangs- wie auf Sendeseite gleicherma-
so Ben anwendbar ist Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 betrifft eine Schaltungsanordnung zur Kompensation
für ein Mikrowellen-Übertragungssystem, bei dem für Sendung und Empfang dasselbe Frequenzband
benutzt wird. Die auszusendenden polarisierten Wellen werden auf der Grundlage eines Steuersignals eingestellt,
das aus dem empfangenen Pilouignal mit Hilfe eines drehbaren Phasenschiebers, einer variablen
Dämpfungsschaltung und eines variablen Phasenschiebers im Sendeantennen-System abgeleitet wird, um so
mi die Gegensprecheigenschaften für die gewendete
Frequenz, die durch Regen bestimmt sind, zu verbessern,
so daß der Pegel der Interferenz zwischen den Signalen zweier orthogonaler polarisierter Wellen, die
von der Empfangsantenne empfangen werden, auf einen akzeptablen Wert herabgedrückt wird.
Zu der Schaltungsanordnung nach Fig.6 sind die
drehbaren 180"-Phasenschieber 71 und 90"-Phasenschieber
72 mit der Sendeantenne 70 verbunden. Auf der
Eingangsseite des Orthomode-Wandler» 73 sind Sender
74 und 75, sowie eine Kompensationsschaltung 76 angeordnet Das von der an der Antennenseite
vorgesehenen Kompensations-Schaltung (nach Fig. 1) abgeleitete Signal, d.h. das Steuersignal an der
Ausgangsklemme 3, wird der Eingangsklemme 4 (F i g. 6) zugeführt Die Verschlechterung der Kreuzpolarisation der Sendefrequenz, die durch Regen verursacht
ist wird auf der Sendeseite durch entsprechende Einstellung des 180° -Phasenschiebers 71. des 90°-Phasenschiebers
72, der Kompensationsschaltung 76 voreingestellt Diese Voreinstellung erfolgt gemäß den
Steuersignalen derart, daß von der Sendeantenne zwei
elliptisch nicht-orthogonal polarisierte Wellen abgestrahlt werden. Diese elliptisch polarisierten Wellen
werden durch die vom Regen verursachten Kreuzpolarisations-Komponenten kompensiert Dadurch entsteht
an der Empfangsantenne 77 ein Ausgangssignal mit nur geringen Gegensprechkomponenten.
Bei Satelliten-Ubertragungssystemen wird im allgemeinen
für die Antennen der Erdstationen eine kombinierte Sende- und Empfangsantenne mit verschiedenen
Frequenzbändern (z.B. 6GHz und 4GHz) eingesetzt Bei einem derartigen Übertragungssystem,
das auf verschiedenen Frequenzbändern Signale sendet und empfängt und bei dem durch Regenfall eine
Verschlechterung der Kreuzpolarisation eintritt, die in
Abhängigkeit von den verwendeten Frequenzen unterschiedlich ist, ist zur Beseitigung des Gegensprechens
auf der gesendeten Frequenz eine Schaltungsanordnung bekannt geworden, bei der das Steuersignal, das aus den
empfangenen Pilotsignalen abgeleitet wird, simuliert wird. Gemäß diesem simulierten Signal wird der
drehbare Phasenschieber, die veränderliche Dämpfungsschaltung und der veränderliche Phasenschieber
. auf der Sendeseite derart voreingesteüt, daß der Pegel
der Interferenz der an der Antenne des Satelliten ankommenden polarisierten Wellen dadurch gesteuert,
d. h. unterdrückt wird. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
dieser Art ist in F i g. 7 dargestellt
Die Schaltungsanordnung nach Fig.7 weist eine
Frequenz-Duplexeinrichtung 81 auf, die die gesendete Welle (z. B. im 6 GHz-Band) von einer empfangenen
Welle (z.B. im 4GHz-Band), die beide in der
kombinierten Sende- und Empfangsantenne 80 vorhanden sind, trennt Ausgangsseitig der Frequenz-Duplexeinrichtung
81, die der empfangenen Welle zugeordnet ist, ist ein drehbarer 180°-Phasenschieber 82 und ein
drehbarer 90°-Phasenschieber 83, sowie ferner ein Orthomode-Wandler 84 vorgesehen. Mit den Ausgangsklemmen
des Orthomode-Wandlers 84 ist eine Steuerschaltung 88 Ober Vorverstärker 85 und 86, sowie ferner
aber eine Kompensationsschaltung 87 verbunden. Die Kompensation der Kreuzpolarisation der empfangenen
Signale erfolgt wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Im anderen Frequenzband, das gesendet wird,
sind auf der Eingaiigsseite der Frequenz-Duplexeinrichtung
81 ein drehbarer 180°-Phasenschieber 89, ein drehbarer 90°-Phasenschieber 90, sowie ein Orthomode-Wändler
91 vorgesehen. Auf dessen Eingangsseite sind Sender 92 und 93, sowie eine Kompensationsschaltung
94 angeordnet, so daß von der Antenne 80 elliptisch nicht orthogonal polarisierte Wellen abgestrahlt
werden. Die Beträge der Kreuzpolarisation, die im Medium der Fortpflanzung der Mikrowellen erzeugt
wird, kompensieren einander. Daher sind die polarisierten Wellen, die an der Antenne der Satellitenstation
ankommen, vollständig linear oder zirkulär polarisiert;
ferner ist ihre Orthogonalttät wieder hergestellt Da die
Beträge der vom Regen verursachten Verschlechterung der KreuzpoSarisation in Abhängigkeit der für Sendung
und Empfang verwendeten Frequenzen sehr unterschiedlich sein können, werden die von der Steuerschaltung
88 abgeleiteten Steuersignale in einem Simulator 95 einer Signaltransformation unterzogen; die Phasenschieber
89 und 90 sowie die Kompensationsschaltung 94 werden von diesem transformierten Signa! eingestellt
Die vorliegende Erfindung wurde im Vorgehenden anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben.
Zusammenfassend kann man angeben, deß diejenigen der durch die Form von Regentropfen verursachten
Kreuzpolarisations-Komponenten, die auf eine differentielle
Phasenverschiebung zurückgehen, durch Steuerung der drehbaren 180"-Phasenschieber und 90°-Phasenschieber,
die vor den Vorverstärkern angeordnet sind, kompensiert werden. Diejenigen Kreuzpolarisationskomponenten,
die durch die differentielle Dämpfung durch Regentropfen verursacht werden, werden
durch eine Kompensationsschaltung in einer auf die Vorverstärker folgenden Stufe kompensiert Das hat die
folgenden Vorteile:
Ein erster Vorteil ist folgender: Da die Schaltungsanordnung zur Kompensation der Orthogonalität zwischen
den polarisierten Wellen, die ja zu einem gewissen Verlust führt, hiiuer den Vorverstärkern angeordnet ist,
ergibt sich bei einem System, bei dem die Forderung nach nur geringem Rauschen eine besondere Rolle
spielt, eine Kompensation, die dieser Anforderung besonders genügt Diese Anforderung ist insbesondere
bei einem Satellitenübertragungssystem gegeben. Bei der Erfindung erfolgt eine nur geringe Verschlechterung
der Rauschtemperatur.
Der zweite Vorteil ergibt sich aus den Kennlinien der Vorverstärker für die Frequenzabhängigkeit von
Amplitude und Phasenverschiebung. Da das Gegensprechen aufgrund der von den Regentropfen verursachten
differentiellen Phasenverschiebung bei der Verschlechterung der Kreuzpolarisation der dominierende
Faktor ist, ist es wichtig, daß die Kompensation insoweit in einer dem Vorverstärker vorgeordneten
Stufe stattfindet Die Kompensation des Gegensprechens wird dann nicht durch das Phasen/Frequenz-Verhalten
des Vorverstärkers beeinflußt Daraus folgt ein hoher Grad der Verbesserung des Gegcnsprechverhaltens.
Der dritte Vorteil ist, daß, wie es die beschriebenen
Ausführungsbeispiele zeigen, dieses System sowohl für zirkulär polarisierte Wellen als auch für linear
polarisierte Wellen ohne Veränderung irgendwelcher Bauteile anwendbar ist
Claims (4)
1. Schaltungsanordnung zur Kompensation des durch Kreuzpolarisation dual polarisierter Wellen
verursachten Gegensprechens in einem Übertragungssystem für Signale im Mikrowellenbereich mit
mindestens zwei voneinander räumlich entfernten Sende- und Empfangsstationen, bei der der Sender
ein Paar Informationen enthaltender Signale, einschließlich
jeweils eines Pilotsignals, sendet, und diese beiden Signale durch zwei Trägerwellen unterschiedlicher
Frequenz, die zueinander kreuzpolarisiert sind, übertragen werden, wobei die beiden Trägerwellen
in einem im Übertragungspfad Phasen- und Amplitudeninterferenzen ausgesetzten Frequenzbereich
liegen und im Empfänger zunächst auf einem gemeinsamen Schaltungsweg und anschließend
auf mit diesem gekoppelten getrennten Schaltungswegec
geführt sind, die je einen Verstärker (15, 16) aufweisen, und bei der eine imerferenzkompensationsschaltung
vorgesehen ist, die mit den Ausgängen der genannten Verstärker (15,16) gekoppelt ist,
und eine Steuerschaltung die in den Ausgangssignalen der Interferenzkompensationsschaltung enthaltenen
Pilotsignale extrahiert cad daraus Steuersignale ableitet, wobei die Ausgangssignale der genannten
Verstärker (15, 16) jeweils in Gabelschaltungen einer 1. Gruppe (18, 18') aufgeteilt werden,
und der eine Teil jeweils an eine erste Gabelschaltung einer 2. Gruppe Gabelschaltungen (19,19') und
der andere Teil an die ?ndere £~.τ 2. Gruppe Gabelschaltungen
gelangt, und die letztgenannte Verbindung über einen von den Steuersignalen gesteuerten
Phasenschieber (24,25) und ein Dämpfungsglied (22, 23) erfolgt, und ferrief die Gabelschaliungeri (19, S^)
der 2. Gruppe die beiden an sie gelangenden Teile addieren, dadurch gekennzeichnet, daß
die Interferenzkompensationsschaltung in dem gemeinsamen Schaltungsweg einen 180°-Phasenschieber
(12) und einen ^-Phasenschieber (13) aufweist, die durch die von der Steuerschaltung (20, 20', 21}
abgegebenen Steuersignale drehbar sind.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß, um der Polarisation der
übertragenen Trägerwellen im Sender eine Phasen- und eine Amplitudenverzerrung zu erteilen, die die
im Übertragungspfad entstehenden Phasen- und Amplitudeninterferenzen kompensieren, zur Erteilung
der Phasenverzerrung der Sender der Sende- und Empfangsstition ebenfalls im gemeinsamen
Schaltungsweg einen durch das Steuersignal drehbaren weiteren 180°-Phasenschieber (71) und weiteren
90"-Phasenschieber (72) aufweist, und zur Erteilung der Amplitudenverzerrung ebenfalls eine weitere
durch das Steuersignal veränderbare Kompensationsschaltung (76) vorgesehen ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz des Polarisationswinkels
zwischen den Trägerwellen an den Ausgängen des genannten gemeinsamen Schaltungsweges
90° beträgt.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die übertragenen und die
empfangenen Trägerwellen je in wesentlich voneinander verschiedenen Frequenzbereichen liegen, und
daß zur Kompensation der im Übertragungspfad entstehenden Phasen- und AmDlitudeninterferenzen
der Polarisation der übertragenen Trägerwellen Phasen- und Amplitudenverzerrungen erteilt werden,
und daß zur Erteilung der Phasenverzerrung der Sender der Sende- und Empfangsstation eine
Schaltungseinheit (95) enthält, die in Abhängigkeit von dem genannten Steuersignal ein weiteres Steuersignal
erzeugt, das einen weiteren drehbaren 180"-Phasenschieber (89) und einen weiteren drehbaren
90°-Phasenschieber (90) in dem gemeinsamen
in Schaltungsweg entsprechend einstellt, und zur Erteilung
der Amplitudenverzerrung eine weitere Korn pensationsschaltung (94) mit einstellbaren Schaltelementen
vorgesehen ist, die ebenfalls von dem weiteren Steuersignal entsprechend eingestellt werden.
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