PT2044703E

PT2044703E - Cancelamento de interferência de satélite

Info

Publication number: PT2044703E
Application number: PT07871002T
Authority: PT
Inventors: Jeremy Goldblatt; Branislav Petrovic; Keith Bargroff
Original assignee: R F Magic Inc
Priority date: 2006-06-30
Filing date: 2007-06-29
Publication date: 2010-12-21
Also published as: HK1131273A1; DK2044703T3; US20090102706A1; EP2044703B1; JP5197589B2; WO2008066968A2; US8121550B2; WO2008066968A3; EP2044703A2; DE602007009255D1; JP2009543474A; ATE481778T1

Description

ΕΡ 2 044 703/ΡΤ DESCRIÇÃO "Cancelamento de interferência de satélite" ANTECEDENTES Campo do invento

Este invento refere-se em termos gerais à redução de interferência num sistema de recepção de satélite, que é causada por outros sinais de satélite que são recebidos e processados pelo sistema.

Estado da técnica

Os sinais de radiodifusão por satélite são transformados em sinais ortogonais no espaço através de uma combinação do desenho da antena e da temporização de sinal, a fim de reutilizar o espectro de frequências dos sinais. Os dois sinais que partilham uma frequência sobreposta são polarizados, quando transmitidos, para permitir a separação no receptor. Devido às condições atmosféricas, às limitações no desenho da antena, ao prato de sinal e ao alinhamento da antena, bem como ao isolamento de sinal (interno ao conversor de blocos de baixo ruido (LNB) ou comutador) é inevitável que os dois mecanismos de polarização dos sinais, que ocupam as mesmas frequências interfiram um com o outro. Este facto costuma ser designado de interferência de polarização cruzada. A patente dos Estados Unidos n.° 5 760 740 de Blodgett, concedida em 2 de Junho de 1998, intitulada "Apparatus and method for electronic polarization correction" (Aparelho e método para a correcção de polarização electrónica), descreve um esquema de circuito que aplica os sinais de saída da antena num combinador a uma fase e amplitude relativas optimizadas para cancelar de forma substancial a energia polarizada cruzada, recebida por um segundo sinal electromagnético. A patente dos Estados Unidos n.° 4 106 015 de Beguin et. al., publicada em 8 de Agosto de 1978, intitulada "Radar 2 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ system with circular polarized transmission and adaptative rain depolarization compesation" ("Sistema de radar com transmissão despolarizada circular e compensação de despolarização adaptável pela chuva"), descreve um aparelho para detectar as variações de fase entre dois canais receptores e ajustar automaticamente a amplitude e a fase de, pelo menos, um dos dois canais a fim de compensar os efeitos de despolarização da chuva. O documento EP 0 331 411 A2 descreve um circuito de cancelamento de interferência que elimina os sinais de interferência de outros sistemas de transmissão. A amplitude e a fase dos dois sinais recebidos são ajustadas e os sinais resultantes são combinados.

Do ponto de vista da antena de recepção e de transmissão, os sinais são polarizados com um componente que é apenas horizontal ou vertical. A onda de cada sinal desloca-se do transmissor para o receptor exactamente com a mesma orientação física que tinha quando saiu do transmissor. Podemos utilizar como analogia um filtro simples de luz solar através da utilização de lentes polarizadas, em que se vê a luz horizontal pela orientação de uma lente polarizada, de modo a que a componente horizontal da luz possa ser vista e a componente vertical seja removida. Quando utilizamos uma outra lente polarizada e a giramos 90 graus em relação à lente anterior, apenas a luz vertical é transmitida. Uma segunda lente receptora, que seja orientada do mesmo modo que a lente de filtragem rejeitará a polarização oposta deixando passar apenas a polarização desejada. A selectividade da antena num sistema de satélites utilizando a polarização horizontal/vertical é semelhante ao corolário de luz. O erro de orientação da antena, ou por outras palavras, o desalinhamento angular da antena de recepção, degrada o isolamento pelo factor de 20*LOG (ângulo de desalinhamento).

Para além dos tipos horizontal e vertical de polarização, existem as polarizações circulares direita e esquerda, em que um determinado sinal ocupa simultaneamente as polarizações tanto verticais como horizontais, sendo a diferença a sequência entre as polarizações verticais e 3 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ horizontais. Ο sinal vertical atrasa ou conduz a horizontal tanto em termos de tempo como fisicamente no espaço para determinar a direcção da polarização.

Depois de serem despolarizados na antena, os sinais são convertidos em representações eléctricas indicadas aqui como o sinal A e B, em que A é o sinal eléctrico com a maior parte do sinal que está originalmente polarizado à direita e B é o sinal polarizado à esquerda. Ou, de modo equivalente, num sistema separado, o sinal A é o sinal eléctrico com a maior parte de uma polarização horizontal e B é de uma polarização vertical.

Durante os períodos de chuva intensa (atenuação da chuva), a atenuação aumenta e o isolamento entre os sinais polarizados direito e esquerdo degrada-se ainda mais. A remoção da contaminação cruzada entre as duas polarizações de sinal é necessária para corrigir a degradação do isolamento que tem lugar durante a transmissão e a recepção.

Para além da contaminação cruzada entre as polarizações de sinal, os canais de sinal podem experimentar interferências a partir de outras fontes. Uma unidade de exterior pode incorporar dois ou mais LNB para receber os sinais de múltiplos satélites posicionados em diferentes posições orbitais. A capacidade de orientação da antena de recepção foca o sinal primeiramente de um satélite para um LNB. Os sinais de frequência de rádio (RF) ou de frequência intermediária (IF) dos canais que ocupam as frequências sobrepostas de outros satélites podem causar interferências. Isto pode ser denominado por interferência cruzada de satélite ou dispersão. A interferência pode ser proveniente de outras fontes na unidade receptora. O sinal de interferência pode ser proveniente de canais de transponder, que estão em alinhamento com o sinal desejado ou que têm um deslocamento de frequência.

Os dispositivos de saída LNB de uma unidade interna, que podem ser um descodificador, um centro de media, ou outro 4

ΕΡ 2 044 703/PT dispositivo que sintoniza, desmodula e descodifica os programas de video. O processamento adicional do sinal desejado pode ser afectado negativamente através da interferência indesejada da mesma interferência de polarização cruzada do mesmo satélite ou da interferência de um sinal de um outro satélite. Existe uma necessidade de meios com uma boa relação custo/beneficio de cancelamento os efeitos de interferência dos sinais RF ou IF presentes num sinal de satélite recebido.

SUMÁRIO DO INVENTO O presente invento consiste num método e aparelho para cancelamento da interferência entre dois ou mais sinais recebidos por um receptor de satélite. Os sinais processados para o cancelamento da interferência podem ser dois sinais que experimentam a interferência de polarização cruzada, sinais que sofrem interferência de outros sinais de satélite ou uma combinação de ambas as fontes de interferência. Todos os sinais que experimentam uma interferência mútua são

recebidos simultaneamente e cada sinal recebido é também uma fonte potencial de interferência para outros sinais. O ganho e a fase são aplicados aos sinais recebidos e os sinais ajustados em ganho e em fase são combinados com os outros sinais para resultar no cancelamento através da subtracção dos sinais de interferência dos sinais interferidos. A determinação dos valores de fase e ganho necessários para cancelar a interferência pode ser conseguida através de vários métodos, por exemplo, utilizando a relação entre a portadora e o ruído (C/N) como uma indicação do nível de interferência. São apresentados diferentes métodos que podem ser utilizados para encontrar o ganho e a fase óptima para ser aplicado ao sinal de interferência que maximiza o cancelamento do sinal indesejado, minimizando desse modo a interferência.

Numa forma de realização do invento, calcula-se o nível de potência real da interferência presente no sinal desejado. O ganho e a fase são ajustados nos circuitos de cancelamento para cancelar a interferência. Este método mede a relação de C/N em dois níveis de potência diferentes para um número 5 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ predeterminado de fases. Os dados são interpolados para determinar a fase de correcção e os valores de amplitude necessários para atingir a relação de C/N mais alta. A relação de C/N mais alta corresponde à quantidade mínima da interferência.

Uma segunda concretização do invento aplica um ganho predeterminado ao sinal de interferência e aos passos através de um grupo seleccionado de valores de fase, enquanto faz o acoplamento do sinal de interferência ao sinal interferido. É então utilizado o valor da fase que resultou na relação de C/N máxima para definir a fase do circuito de cancelamento. O ganho aplicado ao sinal de interferência é então ajustado através de uma gama de valores para variar a amplitude do sinal de cancelamento. O valor de amplitude que resultou na relação de C/N mais elevada é então utilizado para estabelecer o ganho do circuito de cancelamento. A relação entre a portadora e o ruído é medida pelo desmodulador de receptor. O invento tem uma boa eficácia custo porque utiliza desmoduladores existentes num descodificador ou noutro dispositivo para determinar a relação de C/N. Uma unidade de controlo determina os ajustamentos correctos de ganho e fase para o cancelamento de interferência máxima com base nos dados da relação de C/N vindos do descodificador. A unidade de controlo pode localizar-se na unidade de exterior ou no descodificador.

Quando o sinal de interferência recebido é acoplado ao percurso de sinal interferido, o sinal acoplado deve ser coerente com o sinal de interferência original a fim de ocorrer o cancelamento. Se dois sinais recebidos forem convertidos de modo descendente através de misturadores accionados com osciladores locais assíncronos antes dos circuitos de cancelamento, os sinais originais e acoplados não serão coerentes. Um circuito de restauração de coerência corrige o problema. Numa abordagem, o circuito de restauração de coerência mistura o sinal de interferência com o mesmo LO, como utilizado pelo percurso de sinal interferido. Numa abordagem alternativa, o circuito de restauração de coerência desloca a frequência do sinal acoplado pelo erro de frequência introduzido pelo processo de misturador para 6

ΕΡ 2 044 703/PT restaurar a coerência entre o sinal acoplado e o sinal de interferência original.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS A Fig. 1 mostra um sistema de recepção de satélite com cancelamento de pólos cruzados de acordo com o presente invento. A Fig. 2 mostra um circuito LNB tipico para ser utilizado com o presente invento, utilizando um oscilador partilhado entre os dois percursos, preservando a coerência dos sinais convertidos. A Fig. 3 mostra um circuito de cancelamento de interferência para utilização com o presente invento, quando o sinal utilizado para o cancelamento e o sinal a ser cancelado são coerentes. A Fig. 4 ilustra o presente invento a utilizar elementos passivos, tais como atenuadores variáveis e acopladores direccionais. A Fig. 5 mostra os passos necessárias para medir a fase e o nivel de amplitude de polarização cruzada ou outro tipo de interferências. A Fig. 6 mostra os passos necessários para estabelecer a fase e a amplitude para cancelamento do sinal de interferência utilizando o método directo. A Fig. 7 mostra um diagrama de blocos do procedimento de cancelamento do desfasamento temporal (atraso). A Fig. 8 mostra um sistema de recepção de satélite que utiliza um circuito de comutação com cancelamento de pólos cruzados na frequência recebida, antes de qualquer conversão de frequência, utilizando, por exemplo, um circuito como mostrado na Fig. 9. 7 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ A Fig. 9 mostra um diagrama de blocos de um circuito de comutação que utiliza o cancelamento de pólos cruzados "em frequência" de acordo com o presente invento. A Fig. 10 mostra um diagrama de blocos de um circuito de comutação, que utiliza o cancelamento de interferência para cancelar a interferência cruzada de satélites. A Fig. 11 mostra um diagrama de blocos de uma concretização dos circuitos de cancelamento de interferência 1002 da Fig. 10. A Fig. 12 mostra um exemplo dos circuitos de cancelamento de interferência, quando os sinais não são coerentes e a coerência necessita de ser restaurada ou criada. A Fig. 13 mostra uma outra técnica de recuperação ou criação da coerência dos sinais para um cancelamento de interferência óptimo. A Fig. 14 ilustra que tanto o cancelamento de interferência cruzada de satélites comc l o cancelamento de polarização cruzada por dois satélites pode ser conseguida com a utilização do presente invento.

DESCRIÇÃO PORMENORIZADA DO INVENTO O circuito de cancelamento do invento aceita dois sinais que são afectados pela polarização cruzada ou interferência cruzada de satélites. São fornecidos um percurso de sinal A e um percurso de sinal B. Cada percurso de sinal subtrai um sinal activado por um circuito por um circuito de ganho ajustável desfasador ajustável a partir do outro percurso de sinal. A fase e o ganho são ajustados para cancelar o sinal do outro percurso. A adição ou combinação de sinais é equivalente a conseguir a subtracção de sinais pela colocação em fase adequada do sinal a ser subtraído. A fim do método de cancelamento funcionar, o sinal utilizado para o cancelamento e o sinal a ser cancelado devem ser mutuamente coerentes e estarem à mesma frequência. Isto 8 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ assegura que a oposição de fase é independente do tempo e o cancelamento é mantido de modo continuo. A coerência pode ser perdida por um processo de conversão de frequência. Se o cancelamento for efectuado antes de qualquer conversão de frequência (referida aqui como o processamento "em frequência"), os sinais de interferência e de cancelamento são coerentes, permitindo assim o método de cancelamento. Isto é verdadeiro, independentemente da proveniência da interferência de polarização cruzada, cruzada de satélites, ou de qualquer outra fonte. Mesmo com a conversão de frequência, a coerência é mantida se a mesma se verificar no sinal de interferência recebido e no sinal interferido, quando se utilizam osciladores locais coerentes. É o que sucede quando se partilha o mesmo oscilador, ou se são utilizados osciladores diferentes com a mesma frequência que são bloqueados em fase para a mesma fonte de referência. No caso de se utilizarem osciladores não coerentes ou osciladores coerentes com frequências diferentes, antes de se poder aplicar o método de cancelamento, a coerência deve ser restaurada. O método de reposição da coerência antes do cancelamento será abordado a seguir. A fase e o ganho adequados necessários para atingir o cancelamento são derivados das medições da relação entre a portadora e o ruido (C/N) feitas num dispositivo remoto, tal como um descodificador (STB) ou um descodificador de receptor integrado (IRD). Pela utilização dos desmoduladores existentes, localizados no dispositivo remoto, o método de cancelamento apresentado apresenta uma boa relação custo/beneficio. O cancelamento pode ser adaptativo pela monitorização da relação de C/N e ajustando o ganho e a fase para manter uma relação de C/N máxima. Em alternativa, a medição da relação de C/N pode também ser feita no dispositivo com uma ferramenta que tem a capacidade de detectar a relação de C/N ou medir outros indicadores da qualidade de sinal. O nivel de polarização cruzada ou de outra interferência é determinado através da utilização de um método de interpolação, pela medição da relação de C/N em diferentes ajustamentos de fase e em diferentes níveis de potência do circuito de cancelamento de interferência. Uma outra 9 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ abordagem na determinação dos parâmetros de correcção necessários é utilizar uma abordagem iterativa, tal como o método de gradientes. Os parâmetros de correcção necessários são, por conseguinte, calculados e aplicados à fase programável e ao ganho no circuito de cancelamento para remover a polarização ou interferência cruzada. Além disso, qualquer imprecisão da amplitude inerente no desfasador é removida. O circuito de cancelamento de interferência pode estar localizado numa unidade externa (ODU) gue está em comunicação com um STB que faz medições e recebe também os sinais corrigidos.

Numa outra concretização do invento, é aplicado um método diferente (aqui referido como o método directo) para a determinação dos parâmetros de correcção necessários. Este método evita os cálculos complexos do método de interpolação descrito anteriormente. O sinal de percurso alternativo B é injectado num nível de potência predeterminado abaixo do nível de sinal primário e a relação de C/N é medida em cada passo da fase para determinar a fase que resulta na melhor relação de C/N. A fase do sinal de percurso alternativo é definida para que melhor ajustamento de fase e, em seguida a potência é ajustada para cima e para baixo até um nível de potência com a melhor relação de C/N. Os ajustamentos de fase e de nível resultantes proporcionam o cancelamento máximo do sinal de interferência indesejado. A abordagem da injecção de uma fase específica e nível de um sinal de interferência de um outro percurso de sinal pode ser aumentada diversos percursos de sinal que interferem potencialmente. Um percurso de ganho e fase ajustável deriva cada percurso de sinal de interferência e injecta um nível controlado de sinal no percurso corrigido. É feita a medição da relação de C/N ou de outra indicação da qualidade para determinar a melhor ganho e fase de cada percurso de sinal separadamente. A interferência provocada em qualquer ponto no percurso até ao ponto de medição pode ser corrigida.

Nos cenários em que o cancelamento deve ser conseguido simultaneamente a diferentes frequências dentro da gama de operação, por exemplo, para optimizar a recepção de uma multiplicidade de transponderes, que ocupam uma largura de 10

ΕΡ 2 044 703/PT banda relativamente larga ou a banda inteira, um atraso (atraso eléctrico ou de tempo do sinal, em oposição ao deslocamento de fase, muitas vezes chamado de "atraso de fase") pode ser necessário além do ajustamento de fase. Tipicamente, apenas com o ajustamento de fase, a fase óptima para o cancelamento apenas pode ser obtida numa única frequência ou numa banda estreita de frequências. Fora de uma banda estreita de frequências, a fase do sinal utilizada para o cancelamento e a fase do sinal a ser cancelado divergem entre si. É bem conhecido que o deslocamento de fase é proporcional à frequência, sendo o atraso a constante de proporcionalidade. Portanto, ao receber uma grande gama de frequências, os sinais com grandes diferenças de frequências terão diferentes deslocamentos de fase antes de atingirem o ponto de cancelamento de interferência, a não ser que os atrasos dos dois percursos coincidam nestas frequências. Se o valor de fase utilizado para o cancelamento for determinado numa das frequências na banda, então o valor de fase não seria correcto para as outras frequências nessa banda, a não ser, mais uma vez, que os atrasos coincidam em todas as frequências. Além disso, o próprio atraso pode não ser constante ao longo da banda, isto é, pode apresentar alguma variabilidade ao longo da banda. Chama-se a isto um "atraso de grupo" ou um "perfil de atraso de grupo". Tipicamente, quanto mais estreita for a largura de banda fraccionada ou relativa (definida como a largura de banda dividida pela frequência central da banda), menor será o perfil de atraso de grupo, sendo portanto mais fácil fazer coincidir os atrasos. Em frequências mais elevadas, a largura de banda fraccionada tende a ser mais estreita. Por exemplo, na frequência de banda Ku de 12 GHz, uma gama de sinal de 500MHz é apenas cerca de 4% da largura de banda fraccionada, enquanto a mesma gama de 500MHz na frequência de banda L de 2GHz representaria 25% de LB fraccionada. Normalmente, seria mais fácil fazer coincidir os atrasos em 4% da LB do que em 25% da LB.

No presente invento, para conseguir o cancelamento através de toda a banda, é adicionado um elemento de atraso programável e é executado o ajustamento de atraso. Para ajustar o atraso, é medida a relação de C/N de dois ou mais canais, incluindo, de preferência, os dois canais em cada 11

ΕΡ 2 044 703/PT extremidade da banda. O atraso e o deslocamento de fase são ajustados, um de cada vez, até ser obtida a melhor relação de C/N nos canais medidos. Pela utilizando de um ajustamento de atraso além do ajustamento de amplitude e de fase, a optimização do cancelamento pode ser determinada em toda a banda ao mesmo tempo, em vez de uma optimização por canal (istp é um canal de transponder) . Dependendo do perfil de atraso de grupo e do nivel de coincidência alcançável dos atrasos, a profundidade do cancelamento de interferência pode variar ao longo da banda. O óptimo verdadeiro pode não ser conseguido para todos os canais, mas a complexidade do sistema é reduzida a utilizando um percurso para toda a banda de frequências, resultando ainda em melhorias de desempenho significativas.

Os circuitos e a técnica de cancelamento de interferência podem também ser utilizados para cancelar a interferência de um sinal de outro satélite, conhecido como interferência "cruzada de satélite". O sinal A de um primeiro satélite pode conter sinal de interferência B de um segundo satélite. O cancelamento do sinal B no sinal A é realizado subtraindo uma versão atenuada e deslocada em fase do sinal original B a partir do sinal A.

Normalmente, as unidades externas têm um LNB que proporciona uma primeira conversão do sinal de forma descendente. Uma concretização do presente invento é a de proporcionar apenas uma conversão descendente, em que esta conversão descendente ocorreria após os circuitos de cancelamento de interferência. Esta concretização asseguraria que a coerência do sinal (de um satélite) fosse mantida e isso resultaria num sistema simplificado. Numa outra concretização do presente invento é aplicado o cancelamento de interferência após a conversão de frequência, desde que esta seja realizada de forma coerente. Se a coerência não for preservada no processo de conversão descendente, uma outra concretização do presente invento restaura em primeiro lugar a coerência e, em seguida, realiza o cancelamento de interferência. A Fig. 1 mostra um sistema de recepção de satélite com cancelamento de interferência de pólos cruzada. A unidade 12 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ externa é composta por uma antena 104, LNB 106, os circuitos de cancelamento de interferência 108, circuitos de comutação e translação 110, e uma unidade de controlo 112. Na unidade externa (ODU), uma antena 104 recebe os dois sinais de polarização 102 (L) e 103 (R) e alimenta um conversor de blocos de baixo ruido 106 (LNB), que amplifica e faz a conversão descendente do sinal de satélite de alta frequência para uma frequência intermediária inferior (FI) do sinal. O sinal de FI encontra-se habitualmente entre 950 a 1450 MHz ou numa gama mais ampla de 950 a 2150 MHz, que ainda é considerada de frequência de rádio (RF). Ambos os sinais de polarização estão disponíveis na saída do LNB. Neste exemplo, o oscilador local (LO) é um tipo de DRO (oscilador ressonador dieléctrico), normalmente utilizado em LNB. Uma quantidade indesejável do sinal está presente num sinal B, e uma porção indesejável do sinal B está presente no sinal A. Um circuito de cancelamento de interferência 108 é utilizado para variar a ganho e fase dos dois sinais de polarização de alimentação para o outro sinal. Um comutador 110 está presente na ODU para acoplar qualquer das saídas de LNB para qualquer dispositivo remoto, neste exemplo mostra-se um descodificador 114 (STB) . O STB 114 recebe o sinal de IF e desmodula e descodifica o sinal num ou mais canais de TV. O STB possui um circuito para medir a relação entre a portadora e o ruído (C/N) . A unidade de controlo 112 pode ser localizada na ODU ou no dispositivo remoto. A unidade de controlo, que pode incluir uma unidade de processamento central de microprocessador (CPU), ajusta os circuitos de cancelamento 108 até que a grandeza e a fase do sinal de pólos cruzados resultem na máxima relação de C/N.

Em alternativa, a medida da relação de C/N pode ser realizada na ODU ou em qualquer outra parte do sistema, ou utilizando uma medida da relação de C/N com uma ferramenta de instalação durante a instalação. A relação de C/N pode ser medida directamente utilizando técnicas bem conhecidas. Uma é medir o raio de erro das amostras de dados recebidas em torno da constelação de pontos óptima em relação ao raio da constelação. Por exemplo, num sinal QPSK, o ideal, o nominal, ou o central dos quatro pontos da constelação está num círculo e cada ponto da constelação recebido terá uma distribuição de valores em torno do ponto óptimo. O raio de 13

ΕΡ 2 044 703/PT erro pode ser definido, por exemplo, como um raio de desvio padrão em torno dos pontos ideais. Em alternativa, o erro quadrático médio de um grupo de pontos de constelação pode ser calculado como uma medida que é representativa da relação de C/N. A relação de C/N pode ser medida indirectamente através da medição da taxa de bits ou de erro de pacote do sinal desmodulado. A Fig. 2 mostra um circuito LNB convencional 106 para utilização com o presente invento, utilizando um LO partilhado entre os dois percursos, uma solução tipica para economizar custos e reduzir a complexidade. Outro beneficio de partilha do LO é que os sinais de conversão descendente permanecem coerentes, simplificando assim o cancelamento de interferência, quando executados na pós-mistura. Se o LO não for partilhado e forem utilizados osciladores sem bloqueio de fase, os sinais têm de se tornar coerentes para um cancelamento óptimo de interferência, como se refere abaixo. A Fig. 3 mostra um circuito de cancelamento de interferência 108 para utilização com o presente invento para cancelamento de interferência de pólos cruzada. Um desfasador ajustável 308 e ganho ajustável 306 são aplicados ao sinal B e o sinal resultante 314 (B'') é alimentado para o percurso A. De modo semelhante, o deslocamento de ganho e fase é aplicado ao sinal A e o sinal resultante 316 (A") é alimentado para o percurso B. Quando utilizado como um circuito de cancelamento, a fase e o ganho são ajustados para cancelar o sinal de polarização cruzada presente no sinal recebido pelo ajustamento do ganho para coincidir com a amplitude e ajustamento de fase a 180 graus do sinal de contaminação, o que resulta em subtracção ou cancelamento. Quando utilizado no modo de medição, a fase e o ganho são ajustados para testar o nivel de contaminação. Numa concretização do invento, o STB calcula a relação de C/N e envia esse valor para processamento pela unidade de controlo, a qual acciona os circuitos de cancelamento de interferência 108 geralmente localizado na ODU. As comunicações entre o STB 114 e as ODU podem utilizar técnicas bem conhecidas de comunicações, incluindo o controlo FSK ou equipamento mais avançados e frequentemente utilizados de controlo digital de equipamento para satélite (DiSEqC). 14 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ

Os circuitos de cancelamento 304 mostram um ajustamento de atraso de tempo (x) opcional 310. A utilização do ajustamento de atraso de tempo depende dos requisitos do sistema, incluindo a largura de banda do sinal de entrada. O deslocamento de fase, o ganho, e os parâmetros de atraso de tempo são ajustáveis e os circuitos de cancelamento podem ser implementados de tal modo que os parâmetros sejam programáveis ou alterados através de circuitos digitais ou analógicos bem conhecidos. A Fig. 4 ilustra a implementação dos circuitos de cancelamento de interferência 108 do presente invento que utilizam elementos passivos. Dependendo dos requisitos do sistema, os componentes activos da Fig. 3 podem ser substituídos por dispositivos passivos. Uma vez que se espera, em termos gerais, que os sinais a subtrair (314 e 316) sejam pequenos em amplitude e se encontrem num nível inferior ao do sinal de interferência recebido, o circuito de ganho pode utilizar um atenuador variável passivo. O circuito de subtracção 312 pode ser utilizado utilizando-se um acoplador direccional de linhas de transmissão conhecido 402. Os acopladores direccionais podem ser realizados em técnicas de microfita, de pista de condução, coaxiais ou de guia de ondas, ou utilizando transformadores. A Fig. 5 mostra os passos de uma abordagem de interpolação para determinação do nível de fase e amplitude de interferência ou polarização cruzada. Se o método de cancelamento incluir o ajustamento de atraso de tempo, além do ajustamento de amplitude e fase, o método mostrado na figura e descrito a seguir pode ser expandido para incluir o terceiro parâmetro de tempo.

Um ganho/amplitude predeterminado é aplicado ao sinal indesejado (interferência), por exemplo, pode ser escolhido o nível de potência para ser de 10 dB inferior ao do sinal (interferido) desejado. Neste nível de potência predeterminado, a fase é escalonada de um número de fases discretas (504). É aplicado um segundo nível de potência (506) e a fase é escalonada através de toda a gama (508). É mostrado um circuito fechado de média (utilizando M) de modo 15

ΕΡ 2 044 703/PT que as possam ser feitas várias medidas em cada ajustamento de fase e nivel de potência. A ordem da fase e potência de escalonamento pode ser invertida, em que a potência é comutada entre os dois niveis em cada ajustamento de fase. O cálculo da média pode ser efectuado repetidamente num ajustamento ou em ciclos subsequentes do processo de escalonamento. A média pode ser obtida pela soma de novas leituras com o valor armazenado acumulado.

Os passos são os seguintes: 1. Alimentar o sinal B para o sinal A com aproximadamente lOdB de atenuação (potência 1). a. Medida da relação de C/N e registo. b. Rotação de fase por 1 passo de fase. c. Passos repetidos la a lb até que todas os passos de fase sejam efectuados. d. Aumento da atenuação em pdiff dB (resultando na potência 2) . Pdiff é a dimensão de passo de nivel de potência predeterminada. e. Medida da relação de C/N e registo. f. Rotação de fase por 1 passo de fase. g. Repetição de le a lf até que todos os passos de fase sejam efectuados. 2. Determinar o passo de fase em que a diferença máxima da relação de C/N ocorreu entre a potência 1 e a potência 2 e registar os valores de potência no passo de fase, plmax, e p2max para esse passo de fase. O valor de plmax corresponde à potência em dBc no primeiro nivel de potência, quando a fase é ajustada para atingir o máximo de interferência construtiva; o p2max corresponde à potência em dBc no segundo nivel de potência. 3. Encontrar o passo de fase em que a diferença minima da relação de C/N ocorreu entre a potência 1 e a potência 2 e registar os valores de potência no passo de fase, plmin e p2min para esse passo de fase. O valor de plmin corresponde à potência em dBc no primeiro nivel de potência quando a fase é ajustada para conseguir a máxima 16

ΕΡ 2 044 703/PT interferência destrutiva; o valor de p2min corresponde à potência em dBc no segundo nivel de potência. 4. Determinar o valor de perrmax. Inerentemente no sistema, existirão diferenças de ganho/atenuação entre as diferentes passos de fase. Essa diferença deverá ser calculada a partir dos valores de plmax, plmin p2max e p2min. O erro resultante será chamado perrmax. O valor de perrmax é definido como a diferença de potência no desfasador devido à possibilidade de fabrico do desfasador. Em desfasadores de banda larga, a amplitude não é constante através das fases; neste invento, esta imprecisão é compensada pelo valor de perrmax (em dB). 5. Cálculo da potência do sinal B no sinal A utilizando a função ptest mostrada na Equação 1 abaixo.

Uma vez que a potência relativa de sinal B no sinal A não é conhecida com precisão, será necessário calcular utilizando plmax, plmin, p2max, p2min, e β. O valor β é definido como a raiz quadrada do valor equivalente linear de perrmax (perrmaxLin). O resultado do cálculo será a potência de um sinal indesejado (sinal B) em relação ao sinal desejado (sinal A), que será chamado ptest. A Equação 1 mostra a fórmula para calcular ptest (o valor equivalente linear de ptest é denominado de ptestLin).

Equação 1:

ptestLin = - ((β * α )(A - B) - ct?' (C - A) - a(B-A) + D - Β) / E em que β = 1 -*(<χ2*Α ~ αΛθ - B + D - p) 2·α·Β-2·α·Α α = o inverso da raiz quadrada do equivalente linear de pdiff. A = plminLin em que plminLin é o equivalente linear de plmin. B = p2minLin em que p2minLin é o equivalente linear de p2min. C = plmaxLin em que plmaxLin é o equivalente linear de plmax. D = p2maxLin em que p2maxLin é o equivalente linear de p2máx. 17 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ Ε»«·(-β+(β· α2) + α2-1) } F=(a4A2-2-a-CA~2a2A«-2.ttAD+a4C?-2«2'OB-2a^D+Br-2B-D+lí+4-a2-8-D-f-4.a2C>AÍ A seguir, pode-se calcular a potência de sinal B original no sinal A (ou polarização cruzada ou xpole). Utilizando β, ptest, plmax, plmin, p2max, p2min, bem como números pdiff acima, pode ser calculada a potência de pólos cruzados. 6. Cálculo da potência da potência de pólos cruzados do sinal B no sinal A, utilizando a função pxpole de pólos cruzados. A Equação 2 mostra a equação para pxpoleLin em que pxpoleLin é o equivalente linear de pxpole.

Equação 2: pxpoleLin = [(B - D - o2 {1 β2) ptestLín)/(-2 * (β+1) · α)]2 / ptestLin

Por fim, se necessário, pode-se estimar a potência do ruido do sistema em teste, utilizando β, ptest, pxpole, plmax, plmin, p2max, p2min, bem como pdiff. A Equação 3 abaixo mostra a equação para pnoiseLin, o equivalente linear de pnoise, reduz-se a termos utilizando os valores encontrados anteriormente de pxpoleLin e ptestLin.

Equação 3: pnoiseLin ~ À - {ptestLin1m - pxpoleLin1/2 f

Este processo é repetido para o outro sinal, em que o sinal A é alimentado para B e são efectuadas as medições. A fase e o ganho são calculados para cancelar a polarização cruzada de ambos os sinais. O cancelamento do sinal de polarização cruzada é necessário para ambos os sinais, porque um ou mais descodificadores podem estar a receber e a processar ambas as polarizações simultaneamente.

Numa concretização alternativa, a relação de C/N não necessita de ser medida em todas as fases possíveis. Por exemplo, após uma primeira fase óptima para a correcção ser determinada, uma gama mais estreita de passos de fase 18

ΕΡ 2 044 703/PT centrada no valor da fase inicial óptima pode ser utilizada para controlar alterações no valor da primeira fase. Uma nova procura de uma gama apropriada pode ser iniciada após a instalação, mudança de canal, periodicamente ou num periodo programado, quando o sistema não está a ser utilizado.

Os valores de correcção anteriores e as gamas de valores podem ser armazenados para definir limites superiores e inferiores para as gamas das fases que necessitam de ser melhoradas para a correcção óptima. Além disso, a sequência para o cancelamento de pólos cruzados pode ser desencadeado quando se detecta uma degradação de uma quantidade predeterminada ou adaptativa. A sequência de cancelamento pode degradar o sinal ao vivo. A execução deste procedimento de cancelamento durante as alterações de canal minimizaria a perturbação causada pelo procedimento de cancelamento.

Durante um periodo de manutenção do cancelamento de pólos cruzados, a medição da fase e amplitude óptima é feita após a potência de pólos cruzados ser suficientemente elevada de modo a ser detectada e medida como alteração na relação de C/N. Com esta medida disponível, o anterior sinal de cancelamento de pólos cruzados pode agora ser utilizado para determinar a amplitude exacta e a fase de degradação dos pólos cruzados actuais. Isto pode ser conseguido pela rotação da fase de acompanhamento da interferência construtiva e destrutiva, alterando subsequentemente a potência por uma quantidade específica e medindo novamente as fases construtivas e destrutivas, refazendo os cálculos associados com a determinação da nova fase de pólos cruzados e magnitude relativa. A chave aqui já não é mais degradar do que o necessário a relação de C/N, enquanto o sistema está em funcionamento. Com estas medidas pode ser calculada e aplicada a fase correcta e o nível do sinal pode então ser aumentado enquanto se mede o máximo cancelamento do sinal de pólos cruzados.

Uma outra abordagem, referida aqui como o método directo, determina a ganho e fase correcto para o cancelamento do sinal de interferência através da medição de 19 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ forma directa da relação de C/N para cada ajustamento de fase de interferência, ajustando em seguida a fase para o valor óptimo e medindo a relação de C/N para os vários ajustamentos de ganho de sinal de interferência para definir o ganho óptimo. De preferência, a fase é definida com um nível de potência de teste do percurso de interferência indesejado definido abaixo do nível do sinal desejado, por exemplo, em -lOdBc relativamente ao sinal pretendido. A fase é percorrida ao longo de todos os passos de potencial definida para determinar a fase que causa o cancelamento máxima, por exemplo, de acordo com as medições da relação de C/N no descodificador. A fase é então fixa a esse nível e o ganho é ajustado para cima e para baixo até um nível que atinja o máximo cancelamento. Esta abordagem de medição directa evita cálculos complexos para derivar valores de fase e ganho. A Fig. 6 mostra os passos para definirem a fase e a amplitude para cancelamento do sinal de interferência, utilizando o método directo. O sinal indesejado é somado ao sinal desejado, por um percurso de ganho e de passo programável, num nível de potência relativa e aproximado à interferência esperada, por exemplo, a -10 dBc em relação ao sinal desejado (602). O ajustamento de fase é avançado e a relação de C/N é registada em cada passo (604) . A fase é definida como o valor em que a relação de C/N máxima foi medida (606), o que corresponde a uma interferência mínima ou uma maior cancelamento. Quando o sinal injectado é a fase oposta ao sinal de interferência, dá-se o cancelamento. O nível de potência do sinal adicionado é ajustado para encontrar a máxima relação de C/N (608). O sistema é operado no nível de passos e de potência que forneceu a relação de C/N máxima (610) . A interferência pode vir de outros sinais de satélite que são processados pelo ODU ou IRD. Um ODU com vários LNB, que pode ser discreto ou integrado numa unidade, cria uma fonte de interferência quando vários sinais de satélite de banda larga de satélites diferentes são convertidos de forma descendente para frequências sobrepostas. A interferência pode ser introduzida no dispositivo direccional no processo de conversão, ou noutros pontos nos percursos de sinal. Um sinal de interferência pode ser dominante e requerer assim 20 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ apenas um único percurso de injecção de sinal indesejado. Se mais de um sinal de interferência for significativo, o percurso de injecção controlado de ganho e fase pode ser fornecido para injectar e cancelar sinais múltiplos. A Fig. 7 mostra um diagrama de blocos da operação de cancelamento de atraso de tempo. Os atrasos indesejados il e i2 são introduzidos pela amplificação e filtragem inicial dos sinais recebidos, por exemplo, no LNB. A saída de sinal atrasado 702 pode ser mostrada como sendo cos [w(t-il) + φΐ] e o sinal de saida 704 pode ser mostrado como sendo cos [w(t-i2) + cp2, em que cpl e cp2 são deslocamentos resultantes da fase. O sinal de saída 706 dos circuitos de cancelamento pode ser mostrado como cos [w(t-i2') + cp2', em que i2' é o atraso após o ajustamento e cp2' é a fase após o ajustamento. Para cancelamento óptimo, (wil) - cpl é igual a (wi2) - φ2 em todas as frequências de interesse, as quais ocorrem apenas quando ambos os atrasos e as fases são coincidentes, isto é, i2 = il e cp2 = cpl. Se uma banda larga das frequências dever ser corrigida para a interferência, o método de cancelamento é realizado utilizando a medida da relação de C/N de, pelo menos, dois canais, de preferência, os canais nos limites da banda. Os deslocamentos de fase e atraso são ajustados um de cada vez até ser alcançada a melhor relação de C/N em cada um dos canais medidos. A Fig. 8 é um diagrama de blocos de um sistema de dois satélites, que utiliza o circuito de cancelamento de pólos cruzados com um circuito de conversão e comutação de alta frequência 800. Neste caso, o LNB é substituído por um amplificador de baixo ruído (LNA), de modo que não seja realizada qualquer conversão descendente antes do cancelamento de pólos cruzados. O cancelamento de pólos cruzados ocorre na frequência original, por exemplo, numa frequência de banda Ku. Após o cancelamento de pólos cruzados, os sinais são então comutados e a frequência sujeita a uma conversão descendente. A comutação é realizada com a frequência original do sinal e é aqui referida como comutação "em frequência". A conversão descendente pode ser tal que cada polarização ocupe uma banda de frequências diferente e os sinais resultantes possam ser combinados num sinal de banda empilhada única. 21

ΕΡ 2 044 703/PT A Fig. 9 ilustra o circuito de cancelamento com a comutação "em frequência" e a translação de frequência do presente invento. Nesta concretização, os sinais polarizados são coerentes e pode ser utilizado o circuito de cancelamento ilustrado na Fig. 3; não é necessária qualquer recuperação de coerência. Nesta concretização do invento, uma matriz de comutação 902 selecciona dois ou mais sinais entre os sinais recebidos na frequência de rádio recebida (RF). Os sinais seleccionados são convertidos de modo descendente e a frequência é transladada, cada sinal para uma frequência de canal diferente. Os sinais transladados são combinados para formar um sinal de canais empilhados (CSS). O sinal de canais empilhados alimenta sintonizadores múltiplos nos descodificadores (STB). Em alternativa, os sinais podem ser de banda empilhada, realizando o sistema de bandas de translação (BTS), caso em que podem ser utilizados filtros mais simples. É utilizado um único passo de conversão descendente, reduzindo assim a complexidade, custo e ruído de fase ao que utiliza a coerência em frequência dos sinais para cancelamento de interferência óptimo.

Num sistema que opera com larguras de banda mais largas e sem ajustamentos de atraso 310, os circuitos de cancelamento 108 e 1002, respectivamente, nas Figs. 9 e 10, necessitariam de ser localizados após a comutação na matriz de comutação 902, não antes da matriz de comutação 902, como mostrado nas figuras. Isso seria necessário a fim de ajustar a fase óptima para o canal seleccionado em cada linha de saída. Este método seria menos eficiente, já que cada linha de saída do comutador exigiria um circuito de cancelamento separado com comutação e encaminhamento de sinal complicado. Se o parâmetro de atraso for utilizado durante o procedimento de cancelamento, os circuitos de cancelamento são partilhados e simplificados. A Fig. 10 mostra um diagrama de uma configuração de sistema de dois satélites, no qual as entradas do LNA são os sinais de polarização direito e esquerdo dos dois satélites. Nesta concretização do presente invento, o circuito de cancelamento de interferência 1002 é utilizado para cancelar as interferências cruzadas dos satélites. Os sinais amplificados são alimentados para o circuito de cancelamento 22

ΕΡ 2 044 703/PT de interferência cruzada de satélites (por exemplo, o circuito 1002 do presente invento, mostrado na Fig. 11). A saida do circuito de cancelamento é filtrada e a saida dos filtros é alimentada para o circuito 1000. O circuito 1000 consiste num bloco de comutação de matriz 902, um bloco de conversão descendente 1004, e os circuitos de controlo necessários. As saidas do circuito 1000 podem ser combinadas para criar um sinal de banda empilhada ou de canal em que um cabo único pode ser utilizado. A saida de cabo única pode ser, então, ligada a um ou mais descodificadores. A Fig. 11 mostra o diagrama de blocos do circuito de cancelamento de interferência 1002 da Fig. 10. O acoplamento é proporcionado desde um percurso de receptor de satélite até ao outro.

As Figs. 12 e 13 ilustram uma técnica de restauração ou de criação de coerência entre dois sinais antes do cancelamento da interferência. Se os sinais forem reduzidos e convertidos antes dos circuitos de cancelamento de interferência e dos osciladores separados que não estão em bloqueio de fase realizarem o processo de conversão descendente, os sinais convertidos não serão coerentes. Pela utilização dos métodos ilustrados nas Figs. 12 ou 13, os sinais passarão a ser coerentes e poderá dar-se o cancelamento de interferência óptimo. O mesmo circuito de ganho e fase ajustável 304 da Fig. 3 e os mesmos métodos, como ilustrado nas Fig. 5 e Fig. 6, podem ser utilizados para medir e para cancelar a interferência nos exemplos do circuito das Figs. 12 e 13.

A Fig. 12 ilustra a recuperação de coerência necessária para o cancelamento efectivo do sinal f2 na entrada 1 (e sinal fl de entrada 2) . A interferência f2 está presente no sinal fl na entrada 1. O oscilador local LOl acciona os dois misturadores 1202 e 1204. A saida do misturador 1202 irá conter o sinal de interferência deslocado em frequência para L01-f2 em conjunto com o sinal principal deslocado para LOl-fl. A fim de cancelar de modo óptimo este sinal, o sinal f2 na entrada 2 deve ser coerente com o sinal L01-f2. Isto é conseguido pelo misturador 1204. A entrada para o misturador 1204 é o sinal f2. O misturador 1204 partilha o mesmo LO 23 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ (LOl) com ο misturador 1202. Portanto, a saída do misturador 1204 conterá o sinal L01-f2. O ganho e deslocamento de fase (circuito de 304) são aplicados na saída do misturador 1204, e a saída do circuito 304 e o misturador 1202 são subtraídos. A determinação dos ajustamentos de ganho e fase óptimos é determinada pelos mesmos métodos ilustrados na Fig. 5 e Fig. 6. A interferência fl presente no sinal f2 na entrada 2 será igualmente cancelada, utilizando o misturador 1206 e 1208. A Fig. 13 ilustra uma outra técnica para recuperação de coerência. Esta técnica utiliza a diferença nos LO em cada entrada para criar o sinal de LO tipo L01-L02 para accionar os dois misturadores (1308 e 1310) de banda lateral única (SSB) . O misturador de conversão descendente 1302 com LOl e o misturador 1304 com L02 fazem conversão descendente dos sinais na entrada 1 e entrada 2, respectivamente. LOl e L02 são acoplados ao misturador diferencial 1306 para criar o sinal de LO tipo L01-L02. Este sinal de LO acciona os misturadores de restauração de coerência 1308 e 1310. A Fig. 14 mostra um diagrama de blocos simplificado para ilustrar que com um sistema de dois satélites, pode ser utilizada a técnica de interferência do presente invento para cancelar tanto a interferência de polarização cruzada de sinais de um satélite individual como para cancelar também a interferência cruzada de satélites dos satélites múltiplos. Uma concretização da matriz de cancelamento 1400 pode ser uma combinação do circuito de cancelamento de interferência de pólos cruzados 108 e o circuito de cancelamento de interferência cruzada de satélites 1002. São descritas em seguida as concretizações preferidas. 1. Um método de cancelamento de interferência presente entre um primeiro e um segundo sinal recebidos por um receptor de satélite, compreendendo o método: a aplicação do deslocamento de ganho ajustável e de fase ajustável ao primeiro sinal para produzir um primeiro sinal ajustado; 24

ΕΡ 2 044 703/PT combinação do primeiro sinal ajustado com o segundo sinal para produzir um sinal corrigido; sequenciação através de uma pluralidade de fases num primeiro nível de ganho e sequenciação através de uma pluralidade de fases num segundo nível de ganho; medição da relação entre a portadora e o ruído do sinal corrigido em cada nível de ganho e fase; cálculo, a partir da relação entre a portadora e o ruído medida em cada nível de ganho e fase, da fase e nível da interferência; e ajustamento dos valores para o ganho ajustável e deslocamento de fase para cancelar a interferência. 2. O método de 1 em que a sequenciação é iniciada quando da detecção de uma degradação da relação entre a portadora e o ruído de uma quantidade predeterminada. 3. O método de 1 em que o primeiro nível de ganho é um nível previamente calculado, utilizado para cancelar a interferência. 4. O método de 1 em que a interferência se deve aos sinais de polarização cruzada de um satélite. 5. O método de 1 em que a interferência provém de um sinal de outro satélite. 6. O método de 1 em que o cancelamento de interferência se efectua na frequência recebida de dois sinais, antes de qualquer translação da frequência. 7. O método de 1 que compreende também a provocação de um atraso de tempo ajustável do primeiro sinal antes de ser adicionado ao segundo sinal. 8. O método de 1 em que o ganho ajustável é conseguido com um atenuador variável e a adição é conseguida através de um acoplador direccional. 25 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ 9. Ο método de 1 que compreende também: misturar o primeiro sinal com uma frequência de oscilador local (LO) seleccionada para trasladar a frequência do primeiro sinal e conseguir coerência entre o primeiro sinal ajustado e a interferência do primeiro sinal presente nos segundos sinais. 10. Um método de cancelamento de interferência presente entre dois sinais recebidos por um receptor de satélite, compreendendo o método: o accionamento, numa unidade externa com um circuito de deslocamento de ganho e fase ajustável para combinar um sinal com o outro, de um dispositivo remoto com um dos dois sinais recebidos, enquanto se escalona através de uma pluralidade de fases num primeiro nivel de potência e se escalona através de uma pluralidade de fases num segundo nivel de potência; medição, no dispositivo remoto, da relação entre a portadora e o ruido do sinal da unidade exterior em cada nivel de fase e de potência; o cálculo, a partir dos dados da relação entre a portadora e o ruido medidos em cada nivel de potência e de fase e nivel da interferência; e o ajustamento do deslocamento de ganho e fase para cancelar a interferência. 11. O método de 10, em que o dispositivo remoto é um descodificador. 12. O método de 10 em que o dispositivo remoto é um centro de media. 13. Um método de cancelamento de interferências presente entre dois sinais recebidos por um receptor de satélite, compreendendo o método: 26 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ ο ajustamento, numa unidade externa com um deslocamento de ganho ajustável e de fase ajustável para adicionar uma fase deslocada e a uma versão ajustada de amplitude do segundo sinal ao primeiro sinal, da amplitude do segundo sinal abaixo do primeiro sinal, que acciona um descodificador com os sinais adicionados enquanto se escalona através de uma pluralidade de fases; a medição, no descodificador, da relação entre a portadora e o ruido (C/N) do sinal da unidade exterior em cada fase; a determinação do ajustamento de fase que provoca a melhor relação de C/N; o ajustamento da fase para a fase que provocou a melhor relação de C/N; o ajustamento da amplitude do segundo sinal enquanto se mede a relação de C/N e a determinação dos ajustamentos de ganho que provocam a melhor relação de C/N; e o ajustamento do ganho para o ganho que provocou a melhor relação de C/N, de modo a cancelar a interferência. 14. Um receptor de satélite com cancelamento de interferência para cancelamento da interferência entre um primeiro e um segundo sinais compreendendo: um conversor de blocos de baixo ruido (LNB), acoplado ao primeiro e segundo sinais, em que o LNB compreende um oscilador local partilhado (LO) para conversão descendente do primeiro e segundo sinais; um circuito de cancelamento de interferência 108 que compreende: primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304 acoplados ao primeiro sinal; e 27 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ um primeiro circuito de subtracção 312, acoplado aos circuitos de ganho e fase ajustáveis 304, em que o primeiro sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do segundo sinal; meios para determinação do nível da primeira interferência de sinal no segundo sinal; e meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304 para o cancelamento óptimo do primeiro sinal presente no segundo sinal com base no nível da primeira interferência de sinal. 15. O receptor de satélite com cancelamento de interferência de 14, compreendendo ainda: o circuito de cancelamento de interferência 108, que compreende ainda: segundos circuitos de fase e ganho ajustáveis, acoplados ao segundo sinal; e um segundo circuito de subtracção, acoplado aos segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis, em que o segundo sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do primeiro sinal; meios para determinação do nível da segunda interferência de sinal no primeiro sinal; e meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis 304 para o cancelamento óptimo do segundo sinal presente no primeiro sinal com base no nível da segunda interferência de sinal. 16. O receptor de satélite de 14, em que os meios para determinação do nível da primeira interferência de sinal compreendem uma medição realizada numa unidade interna. 28

ΕΡ 2 044 703/PT 17. Ο receptor de satélite de 14, em que os meios para determinação do nivel da primeira interferência de sinal compreendem uma medição da relação entre a portadora e o ruido (C/N) do segundo sinal. 18. O receptor de satélite de 15, em que os meios para determinação do nivel da segunda interferência de sinal compreendem uma medição da relação entre a portadora e o ruido (C/N) do primeiro sinal. 19. O receptor de satélite de 15, em que os meios para determinação do nivel da segunda interferência de sinal compreendem uma medição executada numa unidade interna. 20. O receptor de satélite de 14, em que os primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304 compreendem ainda um primeiro circuito de atraso de tempo ajustável 310. 21. Um receptor de satélite com cancelamento de interferência para o cancelamento de interferência entre um primeiro e um segundo sinal, que compreende: um primeiro oscilador local; um primeiro misturador de conversão descendente 1202, acoplado ao primeiro oscilador; um segundo oscilador local; um segundo misturador de conversão descendente 1206, acoplado ao segundo oscilador; um primeiro misturador de restauração de coerência 1204, acoplado ao primeiro oscilador; um segundo misturador de restauração de coerência 1208, acoplado ao segundo oscilador; um primeiro amplificador de baixo ruido, em que a entrada é acoplada ao primeiro sinal e a saída é acoplada ao primeiro misturador de conversão 29

ΕΡ 2 044 703/PT descendente 1202 e ao segundo misturador de restauração de coerência 1208; um segundo amplificador de baixo ruído, no qual a entrada é acoplada ao segundo sinal e a saída é acoplada ao segundo misturador de conversão descendente 1206 e ao primeiro misturador de restauração de coerência 1204; primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304; um primeiro circuito de subtracção acoplado aos circuitos de ganho e fase ajustáveis 304, em que o segundo sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do primeiro sinal; meios para determinação do nível da segunda interferência de sinal no primeiro sinal; e meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos circuitos de ganho e fase ajustáveis 304 para o cancelamento óptimo do segundo sinal presente no primeiro sinal com base no nível da segunda interferência de sinal. 22. O receptor de satélite de 21, que compreende ainda: segundos circuitos de fase de ganho ajustáveis; um segundo circuito de subtracção acoplado aos circuitos de ganho e fase ajustáveis, em que o primeiro sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do segundo sinal; meios para determinação do nível da primeira interferência de sinal no segundo sinal; e meios para determinação dos valores de fase e ganho com base no nível da primeira interferência de sinal para aplicar aos circuitos de ganho e fase ajustáveis para o cancelamento óptimo do primeiro sinal presente no segundo sinal. 30 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ 23. Ο receptor de satélite de 21, em que o primeiro circuito de ganho e fase ajustável compreende ainda um primeiro circuito de atraso ajustável. 24. O receptor de satélite de 21, em que os meios para determinação do nivel da primeira interferência de sinal compreendem uma medição da relação entre a portadora e o ruido (C/N) do segundo sinal num desmodulador de uma unidade interna e a medição é comunicada aos meios para estabelecimento dos valores de fase e ganho. 25. Um receptor de satélite com cancelamento de interferência para o cancelamento destas entre um primeiro e um segundo sinal, que compreende: um primeiro oscilador local; um primeiro misturador de conversão descendente 1302, acoplado ao primeiro oscilador; um primeiro amplificador de baixo ruido com uma entrada, acoplada ao primeiro sinal, e uma saida, acoplada ao primeiro misturador de conversão descendente 1302; um segundo oscilador local; um segundo misturador de conversão descendente 1304, acoplado ao segundo oscilador; um segundo amplificador de baixo ruido com uma entrada que está acoplada ao segundo sinal; e uma saida acoplada ao segundo misturador de conversão descendente 1304; um misturador diferencial 1306, acoplado ao primeiro oscilador e ao segundo oscilador; um primeiro misturador de restauração de coerência 1308, acoplado à saida do misturador diferencial 1306 31

ΕΡ 2 044 703/PT e à saída do primeiro misturador de conversão descendente 1302; um segundo misturador de restauração de coerência 1310, acoplado à saída do misturador diferencial 1306 e à saída do segundo misturador de conversão descendente 1304, primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304, acoplados à saída do primeiro misturador de restauração de coerência 1308; segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis, acoplados à saída do segundo misturador de restauração de coerência 1310; um primeiro circuito de subtracção, acoplado aos segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis, em que o segundo sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do primeiro sinal; um segundo circuito de subtracção, acoplado aos primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis, em que o primeiro sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do segundo sinal; meios para determinação do nível da segunda interferência de sinal no primeiro sinal; meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis para o cancelamento óptimo do segundo sinal presente no primeiro sinal com base no nível da segunda interferência de sinal; meios para determinação do nível da primeira interferência de sinal no segundo sinal; e meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis para o cancelamento óptimo do primeiro 32 ΕΡ 2 044 703/ΡΤ sinal presente no segundo sinal com base no nivel da primeira interferência de sinal. 26. Um receptor de satélite com cancelamento de interferência para o cancelamento de interferência entre um primeiro e um segundo sinal antes da conversão descendente, preservando assim a coerência, que compreende: um primeiro amplificador de baixo ruido (LNA) acoplado ao primeiro sinal; um segundo amplificador de baixo ruido (LNA) acoplado ao segundo sinal; um circuito de translação de frequência e cancelamento 800, que compreende: um primeiro circuito de cancelamento de interferência 108, que compreende: primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304, acoplados ao primeiro sinal; e um primeiro circuito de subtracção 312, acoplado aos primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304, em que o primeiro sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do segundo sinal; meios para determinação do nivel da primeira interferência de sinal no segundo sinal; meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304, para o cancelamento óptimo do primeiro sinal presente no segundo sinal com base no nivel da primeira interferência de sinal; um comutador de matriz 902, acoplado à primeira saida do primeiro circuito de cancelamento de interferência 108; e 33

ΕΡ 2 044 703/PT um circuito de conversão descendente acoplado à saída do comutador de matriz 902, em que a saída do conversor descendente é combinada com a saída de outros conversores descendentes para produzir um sinal de banda empilhada. 27. O receptor de satélite com cancelamento de interferência de 26, que compreende ainda: o sequndo circuito de cancelamento de interferência 108, que compreende ainda: um segundo circuito de ganho e fase ajustável, acoplado ao segundo sinal; e um segundo circuito de subtracção, acoplado aos segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis, em que o segundo sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do primeiro sinal; meios para determinação do nível da primeira interferência de sinal no segundo sinal; e meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis, para o cancelamento óptimo do segundo sinal presente no primeiro sinal com base no nível da segunda interferência de sinal.

Lisboa, 2010-12-14

Claims

ΕΡ 2 044 703/PT 1/3 REIVINDICAÇÕES 1 - Método de cancelamento de interferência imposta num primeiro sinal recebido por um segundo sinal recebido por um receptor de satélite, compreendendo o método: a. a aplicação do ganho ajustável e do deslocamento de fase ajustável ao primeiro sinal recebido, para produzir um primeiro sinal ajustado; b. a combinação do primeiro sinal ajustado com o segundo sinal recebido para produzir um sinal corrigido; c. a sequenciação, através de uma pluralidade de fases num primeiro nível de ganho e a sequenciação através de uma pluralidade de fases num segundo nível de ganho; caracterizado por compreender os passos de: d. medição da relação entre a portadora e o ruído do sinal corrigido em cada nível de ganho e fase; e. cálculo, a partir da relação entre a portadora e o ruído medida em cada nível de ganho e fase, do nível de ganho e fase da interferência; e f. estabelecimento dos valores para o deslocamento de fase de ganho para cancelar a interferência.
2 - Método de acordo com a reivindicação 1, em que a sequenciação é iniciada quando da detecção de uma degradação da relação entre a portadora e o ruído de uma quantidade predeterminada.
3 - Método de acordo com a reivindicação 1, em que o primeiro nível de ganho é um nível previamente calculado utilizado para cancelar a interferência.
4 - Método de acordo com a reivindicação 1, que compreende ainda a provocação de um atraso de tempo ajustável do primeiro sinal antes deste ser adicionado ao segundo sinal. ΕΡ 2 044 703/PT 2/3
5 - Método de acordo com a reivindicação 1, que compreende ainda: a mistura do primeiro sinal com uma frequência de oscilador local (LO), seleccionada para converter a frequência do primeiro sinal e obter a coerência entre o primeiro sinal ajustado e a interferência do primeiro sinal presente no segundo sinal.
6 - Receptor de satélite com cancelamento de interferência para cancelamento da interferência entre um primeiro e um segundo sinal pela execução do método de acordo com qualquer uma das reivindicações anteriores 1 a 5, compreendendo o receptor de satélite: um conversor de blocos de baixo ruido (LNB), acoplado aos primeiro e segundo sinais, em que o LNB compreende um oscilador local partilhado (LO) para conversão descendente do primeiro e segundo sinais; um circuito de cancelamento de interferência (108) que compreendendo: primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis (304) acoplados ao primeiro sinal; e um primeiro circuito de subtracção (312) acoplado aos circuitos de ganho e fase ajustáveis (304), em que o primeiro sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do segundo sinal; meios para determinação do nível da primeira interferência de sinal no segundo sinal; e meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos primeiros circuitos de ganho e fase ajustáveis 304 para o cancelamento óptimo do primeiro sinal presente no segundo sinal com base no nível da primeira interferência de sinal.
7 - Receptor de satélite com cancelamento de interferência de acordo com a reivindicação 6, compreendendo ainda: ΕΡ 2 044 703/PT 3/3 ο circuito de cancelamento de interferência 108 que compreende ainda: um segundo circuito de ganho e fase ajustável acoplado ao segundo sinal; e um segundo circuito de subtracção, acoplado aos segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis, em que o segundo sinal ajustado em ganho e fase é subtraído do primeiro; meios para determinação do nível da segunda interferência de sinal no primeiro sinal; e meios para determinação dos valores de fase e ganho para aplicar aos segundos circuitos de ganho e fase ajustáveis 304 para o cancelamento óptimo do segundo sinal presente no primeiro sinal com base no nível da segunda interferência de sinal. Lisboa, 2010-12-14