JP5197589B2 - 衛星干渉除去 - Google Patents

衛星干渉除去 Download PDF

Info

Publication number
JP5197589B2
JP5197589B2 JP2009518596A JP2009518596A JP5197589B2 JP 5197589 B2 JP5197589 B2 JP 5197589B2 JP 2009518596 A JP2009518596 A JP 2009518596A JP 2009518596 A JP2009518596 A JP 2009518596A JP 5197589 B2 JP5197589 B2 JP 5197589B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
phase
level
interference
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2009518596A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2009543474A (ja
Inventor
ジェレミー ゴールドブラット，
キース バーグロフ，
ブラニスラヴ ペトロヴィック，
Original Assignee
アールエフ マジック インコーポレイテッド
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by アールエフ マジック インコーポレイテッド filed Critical アールエフ マジック インコーポレイテッド
Publication of JP2009543474A publication Critical patent/JP2009543474A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5197589B2 publication Critical patent/JP5197589B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
    • H04B7/1851—Systems using a satellite or space-based relay
    • H04B7/18517—Transmission equipment in earth stations

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Aviation & Aerospace Engineering (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Astronomy & Astrophysics (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)
  • Transition And Organic Metals Composition Catalysts For Addition Polymerization (AREA)
  • Transplanting Machines (AREA)
  • Crystals, And After-Treatments Of Crystals (AREA)
  • Developing Agents For Electrophotography (AREA)
  • Materials For Medical Uses (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Description

関連出願
本出願は米国仮出願第６０／８１７，９５１号「衛星交差偏波除去」（２００６年６月３０日出願）からの優先権を主張するものであり、この出願を本明細書に援用する。
本出願は米国仮出願第６０／８３９，８６０号「衛星干渉除去」（２００６年８月２４日出願）からの優先権を主張するものであり、この出願を本明細書に援用する。
本出願は米国仮出願第６０／８７０，６０９号「衛星干渉除去及び周波数変換」（２００６年１２月１８日出願）からの優先権を主張するものであり、この出願を本明細書に援用する。
本発明は、一般に、衛星受信システムにおいて、このシステムで受信及び処理される他の衛星信号によって発生する干渉を減少させることに関する。
衛星放送信号は、信号の周波数スペクトルの再利用のため、アンテナ設計及び信号タイミングの組合せによって空間的に直交するようになされる。重複する周波数を共有する２つの信号は、送信時に偏波しており、受信機で分離可能である。大気状態、アンテナ設計の制限、信号パラボラアンテナ、及びアンテナの配向、並びに信号分離（低雑音ブロック変換器（ＬＮＢ）又はスイッチの内部で）により、同じ周波数を占める２つの偏波機構の信号が互いに干渉し得ることは避けられない。この一般用語は交差偏波干渉である。
本明細書の中に援用する、Ｂｌｏｄｇｅｔｔの米国特許第５，７６０，７４０号「電子偏波補正のための装置及び方法」（１９９８年６月２日発行）では、アンテナ出力信号を、最適化された相対振幅及び位相で結合器に加え、受信された交差偏波した第２の電磁信号のエネルギを実質的に除去する回路配列が記載されている。
本明細書の中に援用する、Ｂｅｇｕｉｎらの米国特許第４，１０６，０１５号「円偏波した送信及び適応性降雨偏波解消補償を備えるレーダシステム」（１９７８年８月８日発行）では、２つの受信されたチャンネル間の位相の変化を検知し、自動的に２つのチャンネルの内の少なくとも１つの振幅及び位相を調節し、降雨の偏波解消効果を補償するための装置が記載されている。
受信及び送信アンテナの観点からは、信号は水平のみ又は垂直のみの成分で偏波する。それぞれの信号波は、信号波が送信機を出た配向と物理的に全く同じ配向で、送信機から受信機に伝わる。類似のものには、偏光レンズを使用する簡単な太陽光のフィルタ処理があり、光の水平成分が観察され垂直成分が除去可能なように偏光レンズを配向することによって、水平光が観察される。また、他の偏光レンズを先のレンズに対して９０度回転させると、垂直な光のみが伝わる。フィルタ処理を行うレンズと同じに配向された第２の受光レンズは、逆の偏光を除去し、所望の偏光のみを通過させる。水平／垂直偏波に使用する衛星システムにおけるアンテナの選択性は、光の系と類似している。
アンテナの配向誤差、すなわち他の用語、受信アンテナ角度位置合わせ不良は、２０＊ＬＯＧ（位置ずれ角度）の係数で分離性を悪化させる。
水平及び垂直の型の偏波に加え、右旋及び左旋円偏波があり、所与の信号が垂直及び水平偏波を同時に占めるが、違いは垂直偏波と水平偏波との間のシーケンスが異なる。垂直信号は水平信号に対して、時間的と空間の物理的の両面で、遅れ又は進み、偏波の方向性を決定する。
アンテナで偏波が解消された後、信号は電気的な形態に変換され、これらを信号Ａと信号Ｂを表記すると、Ａは当初右旋偏波した信号が主な電気信号であり、Ｂは左旋偏波した信号が主である。又は同等に、別のシステムでは、信号Ａは水平偏波が主な電気信号であり、信号Ｂは垂直偏波が主である。
強い降雨の際には（レインフェード）、減衰が増加し、右旋及び左旋偏波した信号間の分離が一層悪化する。
送信及び受信中に起こる分離の悪化を補正するために、２つの信号偏波間の交差混入の除去が必要である。
信号偏波間の交差混入に加えて、信号チャンネルは他の発生源からの干渉を受ける可能性がある。室外ユニットは、種々の軌道位置に配置された複数の衛星からの信号を受信するために、複数のＬＮＢを内蔵する場合がある。受信アンテナの指向性により、主に１つの衛星からの信号は１つのＬＮＢに集中する。他の衛星からの周波数と重複する周波数を占める、チャンネルからの高周波（ＲＦ）又は中間周波（ＩＦ）信号は、干渉を発生させ得る。これは、衛星間干渉又は漏れと呼ぶことができる。干渉は受信ユニット中の他の発生源に由来する場合もある。干渉信号は、所望の信号に位置合わせされた又は周波数オフセットを有する、トランスポンダチャンネルからの場合もある。
ＬＮＢ出力は室内ユニットを駆動し、室内ユニットには、テレビ番組に同調、復調、デコードするセットトップ、メディアセンタ、又は他の装置の場合がある。
所望の信号のさらなる処理は、同じ衛星の交差偏波干渉、又は他の衛星からの信号による干渉からの非所望の干渉によって、悪影響を受ける場合がある。受信された衛星信号中に存在する、干渉ＲＦ又はＩＦ信号の影響を除去する、費用効果のよい手段への要望がある。
本発明は、衛星受信機によって受信された複数の信号間の干渉を除去するための方法及び装置である。干渉除去のために処理される信号は、交差偏波干渉を受けた２つの信号、他の衛星信号からの干渉を受けた信号、又は両方の干渉源の組合せである。相互干渉を受けた信号の全ては同時に受信され、受信された信号のそれぞれもまた、他の信号に対する潜在的な干渉源である。利得及び位相が受信された信号に適用され、利得及び位相が調節された信号は他の信号に結合され、干渉された信号から干渉信号を減算することによって除去する。干渉を除去するために必要な利得と位相値の決定は、さまざまな方法によって、例えば、干渉レベルの指標として搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）を使用して達成し得る。非所望の信号の除去を最大化させ、それによって、干渉を最小化させる、干渉信号に適用される最適な利得及び位相を検出するために使用可能な別の方法が提示される。
本発明の１つの実施形態では、所望の信号中に存在する干渉の実際の出力レベルから計算がなされる。除去回路構成の利得及び位相は干渉を除去するように調節される。この方法では、Ｃ／Ｎを２つの異なった出力レベルで所定の数の位相に対して測定する。データは内挿され、最大のＣ／Ｎを達成するに必要な補正位相及び振幅値を決定する。最大のＣ／Ｎは最小の干渉量に対応する。
本発明の第２の実施形態では、所定の利得を干渉信号に適用し、干渉信号を干渉された信号に結合しつつ選択された位相値群にわたりステップ化する。最大Ｃ／Ｎをもたらす位相値が、次に、除去回路の位相を設定するために使用される。干渉信号に適用される利得は、次に、干渉信号の振幅を変えるために、ある範囲の値にわたり調節される。最大のＣ／Ｎをもたらす振幅値が、次に、除去回路の利得を設定するために使用される。
搬送波対雑音比が受信機の復調器によって測定される。本発明は、セットトップボックス又は他の装置の中の既存の復調器を利用しＣ／Ｎを決定するため、費用効果がよい。制御ユニットは、セットトップボックスからのＣ／Ｎデータに基づき、最大の干渉波除去のために適正な利得及び位相設定を決定する。制御ユニットは室外ユニット又はセットトップボックスのいずれかの中に収容可能である。
受信された干渉信号が干渉された信号経路に結合される場合、除去するためには、結合される信号は元の干渉信号にコヒーレントでなければならない。２つの受信された信号が、除去回路構成の前に非同期のローカル発振器で駆動される混合器によってダウンコンバートされる場合、結合された信号と元の信号はコヒーレントではないだろう。このコヒーレンス性の問題はコヒーレンス性復元回路が補正する。１つのアプローチでは、コヒーレンス性復元回路は、干渉された信号パスによって使用されるものと同じＬＯで干渉信号を混合する。別のアプローチでは、コヒーレンス性復元回路は、混合器処理によって導入された周波数誤差分だけ結合された信号の周波数をシフトし、結合された信号と元の干渉信号との間のコヒーレンス性を復元する。
本発明の、クロスポール除去法による衛星受信システムを示す図である。 ２つの経路の間で共有される１つの発振器を使用し、変換された信号のコヒーレンス性を保持する、本発明で使用するための典型的なＬＮＢ回路を示す図である。 除去するために使用される信号と除去される信号がコヒーレントな場合に、本発明で使用するための干渉除去回路の図である。 本発明を例示する図であり、可変減衰器及び方向性カプラ等の受動素子を使用する。 交差偏波又は他の型の干渉の位相と振幅レベルを測定するステップを示す図である。 直接法を使用し干渉信号を除去するための位相と振幅を設定するステップを示す図である。 時間遅延除去処理のブロック線図である。 例えば図９に示す回路を使用していかなる周波数変換を行う前に、受信周波数でのクロスポール除去法によるスイッチング回路を使用する衛星受信システムを示す図である。 本発明による「周波数上」クロスポール除去法を使用するスイッチング回路のブロック線図である。 衛星間干渉を除去する干渉除去法を利用するスイッチング回路のブロック線図である。 図１０の干渉除去回路１００２の１つの実施形態のブロック線図である。 信号がコヒーレントでなく、コヒーレンス性を復元又は生成する必要がある場合の、干渉除去回路構成の例を示す図である。 最適な干渉除去のために、信号のコヒーレンス性を回復する又は生成する他の技術を示す図である。 本発明の使用により、２つの衛星のために衛星間干渉除去及び交差偏波除去の両方が達成可能であることを例示する図である。
本発明の除去回路は、交差偏波又は衛星間の干渉によって影響された２つの信号を受け入れる。ＡとＢの信号経路が与えられる。それぞれの信号経路は、もう一方の信号経路から調整可能な位相シフト器及び調節可能な利得回路を通って駆動された信号を減算する。位相と利得は、もう１つの経路からの信号を相殺するように設定される。信号加算すなわち信号結合は信号減算を達成することと同じであり、減算すべき信号を適切に位相調整することによって達成する。
除去方法が機能するためには、除去するために使用される信号と除去される信号は互いにコヒーレントであり同じ周波数でなくてはならない。これによって、位相の逆相が時間に依存せず、相殺が連続して維持されることを確保する。コヒーレンス性は周波数変換処理によって喪失し得る。除去が、いかなる周波数変換の前に行われる場合（本明細書では「周波数上」処理と称する）、干渉信号と除去信号はコヒーレントであり、従って、除去方法が可能となる。これは、干渉が、交差偏波、衛星間、又は他の発生源のどこに由来するかにかかわらず成立する。周波数変換を行っても、コヒーレントなローカル発振器が使用され、受信された干渉信号と干渉された信号について同じ周波数変換が起こる場合には、コヒーレンス性は維持される。同じ発振器が共有される場合、又は同じ周波数で異なる発振器が使用されるが同じ参照源を使用して位相固定される場合である。非コヒーレントな発振器又は周波数の異なるコヒーレントな発振器が使用される場合には、除去方法が適用される前に、コヒーレンス性を復元する必要がある。除去の前にコヒーレンス性を復元する方法は後で説明する。
除去を達成するに必要な適切な位相及び利得は、セットトップボックス（ＳＴＢ）又は一体化受信機デコーダ（ＩＲＤ）等の遠隔装置の中で行われる搬送波対雑音（Ｃ／Ｎ）測定から誘導される。遠隔装置内に配置された既存の復調器を使用することによって、本発明の除去方法は費用効果が高くなる。Ｃ／Ｎをモニタし最大Ｃ／Ｎを維持するように利得と位相を調節することによって、除去が適応可能である。別法として、Ｃ／Ｎを感知する機能を有する又は信号品質の他の指標を測定する設置工具によっても、設置時にＣ／Ｎ測定を実行可能である。
交差偏波又は他の干渉のレベルは、干渉除去回路の種々の出力レベル及び種々の位相設定において、Ｃ／Ｎを測定することによって内挿法を使用して決定される。必要とされる補正パラメータを決定する他のアプローチは、傾斜法等の反復性のアプローチを使用することである。従って、必要な補正パラメータが計算され、除去回路中のプログラム可能な位相及び利得に適用され、交差偏波又は干渉を除去する。さらに、位相シフト器中のどのような固有の振幅の不正確性も除去される。干渉除去回路は、測定を行い補正された信号も受信するＳＴＢと通信する室外ユニット（ＯＤＵ）中に配置可能である。
本発明の他の実施形態では、別の方法（本明細書で直接法と称する）が必要な補正パラメータを決定する際に適用される。この方法では、先に説明した内挿法の複雑な計算を回避する。もう１つの経路信号Ｂが主信号のレベルより低い所定の出力レベルで注入され、Ｃ／Ｎが各位相ステップで測定され、最適なＣ／Ｎをもたらす位相を決定する。もう１つの経路信号の位相はその最適な位相設定に設定され、次に、最適なＣ／Ｎを達成する出力レベルにまで出力を上げ下げして調節される。もたらされる位相及びレベルの設定は、非所望の干渉信号を最大限除去する。
他の信号経路から干渉信号の特定の位相とレベルを注入するアプローチは、いくつかの潜在的な干渉信号経路に拡張可能である。１つの調節可能な位相及び利得経路は、それぞれの干渉信号経路を傍受し、制御されたレベルの信号を補正される経路に注入する。Ｃ／Ｎ又は品質の他の指標の測定がなされ、それぞれの信号経路の最適な位相と利得が個別に決定される。測定箇所までの、経路中のいかなる箇所で発生する干渉が補正可能である。
除去が運転範囲内の種々の周波数で同時に達成される場合、例えば、比較的広い帯域幅又は全体の帯域を占める複数のトランスポンダの受信を最適化するため、位相調節に加えて、遅延（位相シフトに対する、信号の電気又は時間の遅延で、しばしば「位相遅延」と呼ばれる）の調節が必要な場合がある。典型的には、単一周波数のみ又は狭帯域の周波数のみについては、位相調節のみで除去に最適な位相が得られる。狭帯域の周波数の外では、除去するために使用される信号の位相と除去される信号の位相は互いに解離するだろう。位相シフトは遅延を比例定数として周波数に比例することが知られている。従って、広帯域の周波数を受信するに際し、２つの経路の時間遅延がこれらの周波数で一致していなければ、周波数の大きく異なる信号は、干渉除去箇所に到達する前に異なる位相シフトを有するだろう。除去に使用する位相値が帯域の内の１つの周波数で決定される場合には、同様に、時間遅延が全ての周波数で一致していなければ、この位相値はこの帯域のそれ以外の周波数に対して適正ではないだろう。さらに、遅延はそれ自体、帯域にわたり一定でない、すなわち、帯域にわたり何らかの可変性を示すだろう。これは「群遅延」又は「群遅延プロファイル」と称される。一般に、相対的又は部分帯域幅（帯域の中心周波数によって分割された帯域幅として定義される）が狭いほど、群遅延プロファイルがより低く、それ故、遅延を一致させることがより容易である。高い周波数では、部分帯域幅はより狭い傾向がある。例えば、１２ＧＨｚのＫｕ帯周波数では、５００ＭＨｚの信号範囲は約４％の部分帯域幅でしかないが、同じ５００ＭＨｚの範囲でも２ＧＨｚのＬ帯域周波数では２５％の部分帯域幅を意味するだろう。一般に、２５％の帯域幅にわたり遅延を一致させるよりも、４％の帯域幅にわたり遅延を一致させる方がより容易であろう。
本発明では、全帯域にわたり除去を達成するために、プログラム可能な遅延素子が追加され、遅延調節が実行される。遅延を調節するために、好ましくは、帯域のどちらかの端における２つのチャンネルを含む、複数のチャンネルのＣ／Ｎが測定される。測定されるチャンネルで最適なＣ／Ｎが達成されるまで、遅延及び位相シフトは一度に１つずつ調節される。振幅及び位相調節に加え時間遅延調節を利用することによって、除去の最適化は、チャンネル（すなわち、トランスポンダチャンネル）毎に１つずつ最適化するのではなく、むしろ帯域全体で同時に決定可能である。群遅延プロファイル及び遅延の達成可能な一致レベルによっては、干渉の除去の程度は帯域にわたって変わり得る。真の最適条件は全てのチャンネルに対しては達成できないかも知れないが、それでも、著しい性能の向上をもたらして、周波数帯域の全体に対して１つの経路を使用することによってシステムの複雑化が軽減される。
干渉除去回路構成及び技術を使用しても、また、「衛星間」干渉と称される他の衛星の信号からの干渉を除去可能である。第１の衛星からの信号Ａは第２の衛星からの干渉信号Ｂを含む場合がある。信号Ａ中の信号Ｂの相殺は、元の信号Ｂを減衰して位相シフトしたものを信号Ａから減算することによって実施される。
従来、室外ユニットは信号の第１の周波数ダウンコンバートを行うＬＮＢを１つ有する。本発明の１つの実施形態では、１つのダウンコンバートのみを行い、このダウンコンバートは干渉除去回路構成の後に起こるだろう。この実施形態では、信号のコヒーレンス性（１つの衛星からの）が維持され、簡略化されたシステムになることを確保する。本発明の他の実施形態では、周波数変換がコヒーレントな方法で実行される場合、干渉除去は周波数変換の後に適用される。コヒーレンス性がダウンコンバート処理の中で保持されない場合、本発明のさらに他の実施形態では、最初にコヒーレンス性を復元し、次に干渉除去を実行する。
図１はクロスポール干渉除去を備える衛星受信システムを示す。室外ユニットは、アンテナ１０４、ＬＮＢ１０６、干渉除去回路構成１０８、スイッチ及び変換回路構成１１０、及び制御ユニット１１２からなる。室外ユニット（ＯＤＵ）では、アンテナ１０４が２つの偏波信号１０２（Ｌ）及び１０３（Ｒ）を受信し、高周波衛星信号を増幅しより低い中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバートする低雑音ブロック変換器１０６（ＬＮＢ）に供給する。ＩＦ信号は一般的には９５０から１４５０ＭＨｚ、又はより広い９５０から２１５０ＭＨｚの範囲の中であるが、それでもＩＦ信号は高周波信号（ＲＦ）と考えられる。両方の偏波信号はＬＮＢ出力において利用できる。この実施例では、ローカル発振器（ＬＯ）はＤＲＯ型（誘電体共振発振器）であり、典型的にＬＮＢで使用される。信号Ａの非所望の部分が信号Ｂ中に存在すると共に、信号Ｂの非所望の部分が信号Ａ中に存在する。干渉除去回路１０８は、もう一方の信号に供給する２つの偏波信号の位相と利得を変えるために使用される。スイッチ１１０はＯＤＵ中に存在し、どのようなＬＮＢ出力もどのような遠隔装置に結合させ、この実施例では、セットトップボックス１１４（ＳＴＢ）が示されている。ＳＴＢ１１４はＩＦ信号を受信し、この信号を１つ又は複数のＴＶチャンネルに復調及びデコードする。ＳＴＢは搬送波対雑音（Ｃ／Ｎ）を測定する回路構成を有する。制御ユニット１１２はＯＤＵの中、又は遠隔装置の中に配置可能である。制御ユニットは、マイクロプロセッサ中央処理ユニット（ＣＰＵ）を含むことができ、クロスポール信号の大きさと位相が最大Ｃ／Ｎをもたらすまで除去回路構成１０８を調節する。
別法として、Ｃ／Ｎ測定はＯＤＵの中、又はシステム内のどこでも実行可能であり、又は設置時に設置具を用いたＣ／Ｎ測定を使用して実行可能である。Ｃ／Ｎは既知の技術を使用して直接測定可能である。１つの技術は、コンステレーションの半径に対して、理想のコンステレーション点の周りで受信されたデータサンプルの誤差半径を測定することである。例えば、ＱＰＳＫ信号中に、理想の、公称の、４つのコンステレーション点の中心が円上にあり、それぞれの受信されたコンステレーション点は理想的な点の周りに値の分布を有する。誤差半径は、例えば、理想の点の周りの１標準偏差半径として定義可能である。別法として、Ｃ／Ｎを表す尺度として、コンステレーション点の群の平均二乗誤差が計算可能である。Ｃ／Ｎは、復調信号のビット又はパケット誤差の割合の測定を通して間接的に測定可能である。
図２は、２つの経路の間で共有される１つのＬＯを使用し、費用を節約し複雑性を減少させる典型的な配列の、本発明で使用するための従来のＬＮＢ回路１０６を示す。ＬＯを共有する副次的な利点は、ダウンコンバートされた信号がコヒーレントなままであり、従って、混合後に実行する場合に干渉除去を簡略化することである。ＬＯが共有されずに、代わりに非位相固定の発振器が使用される場合、以下に説明するように、最適な干渉除去のために信号がコヒーレントにされる必要がある。
図３は、クロスポール干渉除去のために本発明で使用するための干渉除去回路１０８を示す。調節可能な位相シフト器３０８及び調節可能な利得３０６が信号Ｂに適用され、もたらされる信号３１４（Ｂ’’）はＡの経路に供給される。同様に、位相シフト及び利得が信号Ａに適用され、もたらされる信号３１６（Ａ’’）がＢの経路に供給される。除去回路として使用される場合、減算すなわち相殺除去をもたらすように、混入する信号の振幅に利得を一致させ、位相を混入する信号から１８０度に設定することによって、位相及び利得は受信された信号中に存在する交差偏波信号を相殺するように設定される。測定モードで使用される場合、位相と利得は混入レベルを試験するように設定される。本発明の１つの実施形態では、ＳＴＢはＣ／Ｎ比を推定し、この値を制御ユニットによって処理するために送り、制御ユニットは、典型的にＯＤＵ中に配置される干渉除去回路構成１０８を駆動する。ＳＴＢ１１４とＯＤＵとの間の通信は、通信のための既存の技術が使用可能であり、ＦＳＫ制御、又はさらに先進的で一般に使用されるデジタル衛星装置制御（ＤｉＳＥｑＣ）を含む。
除去回路構成３０４は任意選択的な時間遅延（τ）調節器３１０を示す。時間遅延調節器の使用は、入力信号の要求帯域幅を含むシステム要件に依存する。
位相シフト、利得、及び時間遅延パラメータは調節可能であり、除去回路は、これらのパラメータが既知のアナログ又はデジタル回路によってプログラム可能又は変更されるように、実施してよい。
図４は、受動素子を使用する本発明の干渉除去回路構成１０８の実施を例示する。システム要件により、図３の能動部品は受動素子で置き換え可能である。減算される信号（３１４及び３１６）は、通常、振幅が小さく、受信された干渉信号よりも低いレベルであることが予想されるため、利得回路構成は受動の可変減衰器が使用可能である。減算回路３１２は、既知の送信ライン方向性カプラ４０２を使用して実行可能である。方向性カプラはマイクロストリップ、ストリップライン、同軸ケーブル、導波管技術で、又はトランスを使用して実現可能である。
図５は、交差偏波又は干渉の位相及び振幅レベルを決定する内挿アプローチのステップを示す。除去方法が、振幅及び位相の調節に加え時間遅延の調節を含む場合には、図示した下に説明する方法は第３の時間のパラメータを含むように拡張可能である。
所定の利得／振幅が、非所望の（干渉）信号に適用され、例えば、出力レベルは所望の（干渉された）信号よりも１０ｄＢ低く選択されるだろう。この所定の出力レベルでは、位相は多数の個々の位相（５０４）にわたりステップ化される。第２の出力レベルが適用され（５０６）、位相は当該範囲にわたりステップ化される（５０８）。それぞれの位相設定及び出力レベルにおいて、いくつかの測定が実行可能なように、平均化ループ（Ｍを使用して）が示される。ステップ化する位相及び出力の順番は逆向きにすることが可能であり、ここでは、出力はそれぞれの位相設定において２つのレベルの間で切り換えられる。平均化は、１つの設定で、又はステップ化処理の続きのサイクルについて繰り返し実行可能である。累積保存された値に新しい測定値を加算することによって平均を得ることができる。
ステップは以下の通りである。
１．信号Ｂを約１０ｄＢの減衰で信号Ａに供給する（出力１）。
ａ．Ｃ／Ｎを測定し記録する。
ｂ．１位相ステップ分だけ位相を回転する。
ｃ．全ての位相ステップが実行されるまでステップ１ａから１ｂまでを繰り返す。
ｄ．ｐｄｉｆｆ ｄＢ分だけ減衰を増加させる（出力２になる）。ｐｄｉｆｆは、出力レベルステップの所定の大きさである。
ｅ．Ｃ／Ｎを測定し記録する。
ｆ．１位相ステップ分だけ位相を回転する。
ｇ．全ての位相ステップが実行されるまでステップ１ｅから１ｆまでを繰り返す。
２．出力１と出力２の間で最大のＣ／Ｎ差が起こる位相ステップを決定し、その位相ステップでの出力値、その位相ステップに対するｐ１ｍａｘ及びｐ２ｍａｘを記録する。ｐ１ｍａｘ値は、位相が最大の増強的な干渉を達成するように調節された時に、第１の出力レベルにおけるｄＢｃでの出力で、ｐ２ｍａｘは、第２の出力レベルにおけるｄＢｃでの出力である。
３．出力１と出力２の間で最小のＣ／Ｎ差が起こる位相ステップを検出し、その位相ステップでの出力値、その位相ステップに対するｐ１ｍｉｎ及びｐ２ｍｉｎを記録する。ｐ１ｍｉｎ値は、位相が最大の抑圧的な干渉を達成するように調節された時に、第１の出力レベルにおけるｄＢｃでの出力で、ｐ２ｍｉｎ値は、第２の出力レベルにおけるｄＢｃでの出力である。
４．ｐｅｒｒｍａｘ値を決定する。システム中では、本質的に、異なる位相ステップ間で利得／減衰の差があるだろう。この差はｐ１ｍａｘ、ｐ１ｍｉｎ、ｐ２ｍａｘ及びｐ２ｍｉｎ値から計算される必要がある。もたらされる誤差はｐｅｒｒｍａｘと呼ばれる。ｐｅｒｒｒｎａｘ値は、位相シフト器の製造面による位相シフト器中の出力差として定義される。広帯域位相シフト器では、位相にわたり振幅は一定ではなく、本発明では、この不正確性はｐｅｒｒｍａｘ値（ｄＢでの）によって補償される。
５．下の式１に示すｐｔｅｓｔ関数を使用して信号Ａ中の信号Ｂの出力を計算する。
信号Ａ中の信号Ｂの相対出力は正確に分からないため、ｐ１ｍａｘ、ｐ１ｍｉｎ、ｐ２ｍａｘ、ｐ２ｍｉｎ、及びβを使用して計算する必要がある。β値はｐｅｒｒｍａｘ（ｐｅｒｒｍａｘＬｉｎ）の線形等価値の平方根として定義される。計算の結果は、所望の信号（信号Ａ）に対する非所望の信号（信号Ｂ）の出力であり、ｐｔｅｓｔと呼ぶ。式１はｐｔｅｓｔ（ｐｔｅｓｔの線形等価値はｐｔｅｓｔＬｉｎと表記される）を計算するための式を示す。
ｐｔｅｓｔＬｉｎ＝−（（β・α）（Ａ−Ｂ）−α２（Ｃ−Ａ）−α（Ｂ−Ａ）＋Ｄ−Ｂ）／Ｅ・・・式１
ここで、
Figure 0005197589
α＝ｐｄｉｆｆの線形等価値の平方根の逆数
Ａ＝ｐ１ｍｉｎＬｉｎで、ｐ１ｍｉｎＬｉｎはｐ１ｍｉｎの線形等価値
Ｂ＝ｐ２ｍｉｎＬｉｎで、ｐ２ｍｉｎＬｉｎはｐ２ｍｉｎの線形等価値
Ｃ＝ｐ１ｍａｘＬｉｎで、ｐ１ｍａｘＬｉｎはｐ１ｍａｘの線形等価値
Ｄ＝ｐ２ｍａｘＬｉｎで、ｐ２ｍａｘＬｉｎはｐ２ｍａｘの線形等価値
Ｅ＝α・（−β＋（β・α２）＋α２−１）
Figure 0005197589
次に、信号Ａへの元の信号Ｂの出力（すなわち交差偏波すなわちｘｐｏｌｅ）を計算できる。上の、β、ｐｔｅｓｔ、ｐ１ｍａｘ、ｐ１ｍｉｎ、ｐ２ｍａｘ、ｐ２ｍｉｎ並びにｐｄｉｆｆ数使用してクロスポール出力が計算できる。
６．クロスポール関数ｐｘｐｏｌｅを使用して、信号Ａ中の信号Ｂのクロスポール出力の出力を計算する。式２はｐｘｐｏｌｅＬｉｎのための式であり、ｐｘｐｏｌｅＬｉｎはｐｘｐｏｌｅの線形等価値である。
ｐｘｐｏｌｅＬｉｎ＝［（Ｂ−Ｄ−α２・（１−β２）・ｐｔｅｓｔＬｉｎ）／（−２・（β＋１）・α）］２／ｐｔｅｓｔＬｉｎ・・・式２
最後に、必要に応じ、β、ｐｔｅｓｔ、ｐｘｐｏｌｅ、ｐ１ｍａｘ、ｐ１ｍｉｎ、ｐ２ｍａｘ、ｐ２ｍｉｎ、及びｐｄｉｆｆを使用して試験下のシステムの雑音の出力を推定できる。下の式３は、ｐｎｏｉｓｅの線形等価値であるｐｎｏｉｓｅＬｉｎのための式を示し、前に解いた値のｐｘｐｏｌｅＬｉｎ及びｐｔｅｓｔＬｉｎを使用して項に解いたものである。
ｐｎｏｉｓｅＬｉｎ＝Ａ−（ｐｔｅｓｔＬｉｎ１／２−ｐｘｐｏｌｅＬｉｎ１／２）２・・・式３
この処理はもう１つの信号に対しても繰り返され、信号Ａが信号Ｂ中に供給されて測定が行われる。位相と利得は、両方の信号の交差偏波を相殺するように計算される。交差偏波信号の相殺は、１つ又は複数のセットトップボックスが両方の偏波を同時に受信し処理している可能性があるため、両方の信号に対して必要である。
他の実施形態では、Ｃ／Ｎはあり得る位相の全てで測定する必要がない。例えば、補正のための初期最適位相が決定された後で、初期最適位相値を中心にしたより狭い範囲の位相ステップを使用して、最適位相値の変化を追跡することができる。適切な範囲に渡る新たな探索は、設置後、又はチャンネル変更後、又は定期的に、又はシステムが使用されていない時で予定された時に開始可能である。
先の補正値及び値の範囲は、保存して最適な補正を探索するために必要な位相範囲の上及び下の境界を設定可能である。さらに、クロスポール除去のための連続操作は、所定量の又は適用する量の悪化が検出された際に起動してよい。
除去の連続操作はライブ信号を悪化させる可能性がある。チャンネル変更中に除去処理を実行することは、除去処理によって発生する外乱を最小化し得る。
クロスポール除去の保守期間中で、クロスポール出力が検出するに十分に高く、Ｃ／Ｎの変化として測定可能である場合に、最適な位相と振幅の測定が行われる。この測定が利用可能になると、先の除去クロスポール信号がここで使用され、悪化したクロスポールの現在の正確な振幅と位相が決定可能となる。これは、位相を回転させて増強的及び抑圧的な干渉をモニタし、次に、いくつかの既知の量だけ出力を変化させて増強的及び抑圧的な位相で再度測定し、新たなクロスポール位相と相対強度の決定に関連する計算を再実行することによって、達成可能である。ここでの重要な点は、システムが運転中に、必要以上にＣ／Ｎを悪化させないことである。これらの測定から、適正な位相を計算し適用することが可能であり、次に、クロスポール信号の最大除去のための測定中に信号レベルを、増加することが可能である。
本明細書で直接法と称する他のアプローチでは、それぞれの干渉波位相設定に対し直接Ｃ／Ｎを測定し、次に、最適値に位相を設定し、最適利得を設定するためにさまざまな干渉波利得設定に対してＣ／Ｎを測定することによって、干渉信号を除去するための適正な位相と利得を決定する。好ましくは、所望の信号レベルより低い、例えば、所望の信号に対して−１０ｄＢｃに設定された非所望の干渉経路からの試験出力レベルと共に、位相が設定される。位相はあり得る位相設定の全てにわたり掃引されて、例えば、セットトップボックス中でＣ／Ｎによって測定されるような、最大除去を発生させる位相を決定する。次に、位相はこのレベルに固定され、最大除去を発生させるレベルに利得が上下に調節される。この直接測定アプローチでは、位相と利得値を導くための複雑な計算を回避する。
図６は直接法を使用し干渉信号を除去するための位相と振幅を設定するステップを示す。非所望の信号は、プログラム可能な位相及び利得経路を通して、おおよそ予想される干渉の相対出力レベル、例えば、所望の信号に対して−１０ｄＢｃで所望の信号に加算される（６０２）。位相設定がステップ化され、それぞれのステップでＣ／Ｎが記録される（６０４）。位相は、最大Ｃ／Ｎが測定された値に設定され（６０６）、これは、最小干渉すなわち最大除去に相当する。注入された信号が、干渉信号に対して逆の位相の場合、除去が起こる。加えられる信号の出力レベルは、最大Ｃ／Ｎを検出するように調節される（６０８）。システムが最大Ｃ／Ｎを与える位相と出力レベルで運転される（６１０）。
干渉はＯＤＵ又はＩＲＤによって処理される他の衛星信号に由来する場合がある。個別ユニット又は１つのユニットに統合可能だが、いくつかのＬＮＢを備えるＯＤＵでは、種々の衛星からのいくつかの広帯域衛星信号が重複する周波数にダウンコンバートされると、干渉の発生源の１つを生成する。干渉は、変換処理におけるホーンアンテナ、又は信号経路の他の箇所で導入され得る。１つの干渉波が支配的であれば、この場合、非所望の信号の単一の注入経路のみが必要である。複数の干渉波が顕著な場合には、複数の信号を注入し除去する位相と利得が制御された注入経路を備えてよい。
図７は時間遅延除去動作のブロック線図である。到達信号の初期増幅及びフィルタ処理によって、例えば、ＬＮＢの中において、非所望の遅延τ１及びτ２が導入される。遅延した信号出力７０２はｃｏｓ［ｗ（ｔ−τ１）＋φ１］で表され、出力信号７０４はｃｏｓ［ｗ（ｔ−τ２）＋φ２］で表され、φ１及びφ２はもたらされる位相シフトである。除去回路構成の出力信号７０６はｃｏｓ［ｗ（ｔ−τ２’）＋φ２’］で表され、ここでτ２’は調節後の遅延であり、φ２’は調節後の位相である。最適な除去のためには、目的の全ての周波数で（ｗτ１）−φ１は（ｗτ２）−φ２に等しく、これは、遅延と位相の両方が一致する、すなわち、τ２＝τ１でφ２＝φ１である場合のみ起こる。広帯域の周波数が干渉を補正される場合には、この除去方法は、少なくとも２つのチャンネル、好ましくは、この帯域の両端におけるチャンネルのＣ／Ｎ測定値を使用して実行される。測定されるチャンネルのそれぞれで最適なＣ／Ｎが達成されるまで、遅延及び位相シフトは一度に１つずつ調節される。
図８は高周波スイッチ及び変換回路８００を備えるクロスポール除去回路を使用する、２衛星システムのブロック線図である。この場合、ＬＮＢは低雑音増幅器（ＬＮＡ）で置換され、クロスポール除去の前にはダウンコンバートは実行されない。クロスポール除去は元の周波数、例えば、Ｋｕ帯周波数で起こる。クロスポール除去の後、次に、信号はスイッチングされ、周波数がダウンコンバートされる。スイッチングは元の信号周波数で実行され、本明細書で「周波数上」スイッチングと称する。ダウンコンバートは、それぞれの偏波が異なる周波数帯域を占め、もたらされる信号が単一帯域に重ねられた信号に結合可能なように行われる。
図９は本発明の周波数変換及び「周波数上」スイッチを備える除去回路を例示する。この実施形態では、偏波した信号はコヒーレントであり、図３に例示される除去回路を使用可能であり、コヒーレンス回復は不要である。本発明のこの実施形態では、スイッチマトリックス９０２は、受信される高周波信号（ＲＦ）で受信された信号の中から複数の信号を選択する。選択された信号はダウンコンバートされ、それぞれの信号は異なるチャンネル周波数に周波数変換される。変換された信号は結合されて、チャンネルに重ねられた信号（ＣＳＳ）を形成する。チャンネルに重ねられた信号は、セットトップボックス（ＳＴＢ）中の複数のチューナに供給される。別法として、信号は帯域に重ねることが可能で、帯域変換システム（ＢＴＳ）を達成し、この場合、簡単なフィルタが使用可能である。単一のダウンコンバートステップが使用され、これによって、最適な干渉除去のための周波数上の信号コヒーレンス性を利用しつつ、複雑性、費用、及び位相ノイズを減少させる。
より広い帯域幅で遅延調節器３１０を備えずに運転するシステムでは、図９及び図１０でのそれぞれの除去回路１０８及び１００２は、図に示すように、スイッチマトリックス９０２中のスイッチの前ではなく、スイッチマトリックス９０２中のスイッチの後に配置する必要があるだろう。これは、それぞれの出力ライン上の選択されたチャンネルに対し最適な位相を調節するために、必要であろう。この方法は、スイッチのそれぞれの出力ラインが、複雑な信号のルーティングとスイッチングを備える別個の除去回路を必要とすると思われるため、あまり効果的でないだろう。除去処理中に遅延パラメータが使用されると、除去回路構成は共有され簡略化される。
図１０は２衛星システム構成の線図を示し、ＬＮＡの入力は２つの衛星から右旋及び左旋の偏波信号である。本発明のこの実施形態では、干渉除去回路１００２が使用され衛星間干渉を除去する。増幅された信号は衛星間干渉除去回路に供給される（例えば、図１１に示す本発明の回路１００２）。除去回路の出力はフィルタ処理され、フィルタの出力が回路１０００に供給される。回路１０００はマトリックススイッチブロック９０２、ダウンコンバート器ブロック１００４、及び必要な制御回路構成からなる。回路１０００の出力は結合されてチャンネル又は帯域に重ねられた信号を生成し、単一のケーブルが使用可能である。単一のケーブル出力は、次に、１つ又は複数のセットトップボックスに接続可能である。
図１１は図１０の干渉除去回路１００２のブロック線図である。１つの衛星受信経路からもう１つへ結合部が備えられる。
図１２及び図１３は、干渉除去の前に２つの信号間のコヒーレンス性を復元すなわち生成する技術を例示する。信号が干渉除去回路の前でダウンコンバートされ、位相固定されていない別個の発振器がダウンコンバート処理を実行する場合には、ダウンコンバートされた信号はコヒーレントではないだろう。図１２又は図１３に例示された方法を使用することによって、信号はコヒーレントにされ、最適な干渉除去が起こることが可能になる。図３の同じ調節可能な利得及び位相回路構成３０４と、図５及び図６中に例示した同じ方法とを使用し、図１２及び１３の回路実施例中の干渉を測定し除去することができる。
図１２は、入力１における信号ｆ２（及び入力２の信号ｆ１）を効果的に除去するために必要なコヒーレンス性回復部を示す。干渉ｆ２は入力１の信号ｆ１中に存在する。ローカル発振器ＬＯ１は２つの混合器１２０２及び１２０４を駆動する。混合器１２０２の出力は、ＬＯ１−ｆ１にシフトされた主信号と共に、ＬＯ１−ｆ２に周波数をシフトされた干渉信号を含むだろう。この信号を最適に除去するためには、入力２の信号ｆ２は信号ＬＯ１−ｆ２に対してコヒーレントにされる必要がある。これは混合器１２０４で達成される。混合器１２０４への入力は信号ｆ２である。混合器１２０４は、混合器１２０２と同じＬＯ（ＬＯ１）を共有する。従って、混合器１２０４の出力は信号ＬＯ１−ｆ２を含むだろう。位相シフト及び利得（回路構成３０４）が混合器１２０４の出力に適用され、回路構成３０４の出力と混合器１２０２の出力が減算される。最適な利得と位相設定の決定は、図５及び図６に例示された方法と同じ方法によって決定される。入力２における信号ｆ２中に存在するｆ１の干渉は、同様に、混合器１２０６及び１２０８を使用して除去されるだろう。
図１３はコヒーレンス性回復のための他の技術を例示する。この技術は、それぞれの入力におけるＬＯの差を使用し、ＬＯ信号ＬＯ１−ＬＯ２を生成して２つの単側波帯（ＳＳＢ）混合器（１３０８及び１３１０）を駆動する。ＬＯ１とダウンコンバート混合器１３０２、及び混合器１３０４とＬＯ２は、それぞれ入力１及び入力２の信号をダウンコンバートする。ＬＯ１及びＬＯ２は差混合器１３０６に結合されＬＯ信号ＬＯ１−ＬＯ２を生成する。このＬＯ信号はコヒーレンス性復元混合器１３０８及び１３１０を駆動する。
図１４は、２つの衛星システムに対する技術を例示する簡略化されたブロック線図を示し、本発明の干渉技術を使用して個々の衛星の信号の交差偏波干渉、及び複数の衛星の衛星間干渉の除去の両方に使用可能である。除去マトリックス１４００の１つの実施形態は、クロスポール干渉除去回路１０８と衛星間干渉除去回路１００２との組合せでよい。

Claims (27)

  1. 衛星受信機によって同時に受信されるとともに重複する周波数を占める第１の信号と第２の信号との間に存在する干渉を除去する装置によって実施される方法であって、
    調節可能な利得及び調節可能な位相シフトを前記第１の信号(B)に適用して、調節された第１の信号(B’’)を生成するステップと、
    前記調節された第１の信号(B’’)を前記第２の信号(A)に結合させて、補正された第２の信号(A’)を生成するステップと、
    前記調節された第１の信号(B’’)の出力レベルを第１の出力レベルに設定して、ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された第２の信号(A’)の第１の搬送波対雑音比を測定するステップと、
    前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルを第２の出力レベルに設定して、前記ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された第２の信号(A’)の第２の搬送波対雑音比を測定するステップと、
    前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最大差を生じる第１の位相ステップを決定するステップと、
    前記調節可能な位相が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の第１の出力値(p1max)を決定するステップと、
    前記調節可能な位相が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の第２の出力値(p2max)を決定するステップと、
    前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最小差を生じる第２の位相ステップを決定するステップと、
    前記調節可能な位相が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の第３の出力値(p1min)を決定するステップと、
    前記調節可能な位相が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の第４の出力値(p2min)を決定するステップと、
    前記第１の出力値(p1max)、前記第２の出力値(p2max)、前記第３の出力値(p1min)及び前記第４の出力値(p2min)を用いて計算された前記第２の信号（A）への前記第１の信号（B）の前記干渉を除去するように前記調節可能な利得及び位相シフトの値を設定するステップと
    を含む、方法。
  2. 前記シーケンスを定めるステップは、所定の量の搬送波対雑音比の悪化を検出する際に起動される、請求項１に記載の方法。
  3. 前記第１の出力レベルは、前記干渉を除去するために用いられる前もって計算されたレベルである、請求項１に記載の方法。
  4. 前記干渉が、１つの衛星からの交差偏波した信号による干渉である、請求項１に記載の方法。
  5. 前記干渉が、他の衛星からの信号からの干渉である、請求項１に記載の方法。
  6. 周波数変換を行う前に、前記干渉の除去が、前記受信された２つの信号の周波数にて実行される、請求項１に記載の方法。
  7. 前記第２の信号に加えられる前に、前記第１の信号に調節可能な時間遅延を発生させるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
  8. 前記調節可能な利得が可変減衰器によって達成され、前記第２の信号に加えられるステップが方向性カプラによって達成される、請求項１に記載の方法。
  9. ローカル発振器（ＬＯ）周波数で前記第１の信号を混合するステップをさらに含み、
    前記ローカル発振器周波数は、前記第１の信号を周波数変換するように選択され、かつ、前記調節された第１の信号と、前記第２の信号中に存在する前記第１の信号からの前記干渉波との間のコヒーレンス性を達成するように選択されたものである、請求項１に記載の方法。
  10. 衛星受信機によって同時に受信されるとともに重複する周波数を占める２つの信号間に存在する干渉を除去する装置によって実施される方法であって、
    調節可能な利得及び調節可能な位相シフトを前記２つの信号の一方の信号(B)に適用して調節された一方の信号(B’’)を生成し、前記調節された一方の信号(B’’)を前記２つの信号の他方の信号(A)に結合させて補正された他方の信号（A’）を生成するために調節可能な利得及び位相シフト器回路を備える室外ユニット内にて、前記調節された一方の信号(B”)に関して第１の出力レベルで複数の位相にわたりステップ化しつつ、遠隔装置を駆動して、該遠隔装置に、前記ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された他方の信号(A’)の第１の搬送波対雑音比を測定させるステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節された一方の信号(B”)に関して前記第１の出力レベルと異なる第２の出力レベルで複数の位相にわたりステップ化しつつ、前記遠隔装置を駆動して、該遠隔装置に、前記ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された他方の信号(A’)の第２の搬送波対雑音比を測定するステップと、 前記室外ユニットにおいて、前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最大差を生じる第１の位相ステップを決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節可能な位相が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された一方の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された他方の信号(A’)の第１の出力値(p1max)を決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節可能な位相が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された一方の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された他方の信号(A’)の第２の出力値(p2max)を決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最小差を生じる第２の位相ステップを決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節可能な位相が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された一方の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された他方の信号(A’)の第３の出力値(p1min)を決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節可能な位相が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された一方の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された他方の信号(A’)の第４の出力値(p2min)を決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記第１の出力値、前記第２の出力値、前記第３の出力値及び前記第４の出力値を用いて計算された前記他方の信号（A）への前記一方の信号（B）の前記干渉を除去するように前記調節可能な利得及び位相シフト器を設定するステップと
    を含む、方法。
  11. 前記遠隔装置がセットトップボックスである、請求項１０に記載の方法。
  12. 前記遠隔装置がメディアセンタである、請求項１０に記載の方法。
  13. 衛星受信機によって同時に受信されるとともに重複する周波数を占める２つの信号間に存在する干渉を除去する装置によって実施される方法であって、
    位相シフトされ振幅調節された形態の前記２つの信号の第２の信号(A’’)を前記２つの信号の第１の信号(B)に加算して加算された第１の信号（B’）を生成する調節可能な利得及び位相シフト器を備える室外ユニットにおいて、前記調節された第２の信号（A”）の振幅を前記第１の信号（B）より低い第１の振幅レベルに設定し、複数の位相にわたりステップ化しつつ、セットトップボックスを前記加算された第１の信号(B’)を用いて駆動して、該セットトップボックスに、前記ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記加算された第１の信号(B’)の第１の搬送波対雑音比を測定させるステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節された第２の信号(A”)の振幅を前記第１の振幅レベルと異なる第２の振幅レベルに設定し、複数の位相にわたりステップ化しつつ、前記セットトップボックスを駆動して、該セットトップボックスに、前記ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記加算された第１の信号(B’)の第２の搬送波対雑音比を測定させるステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最大差を生じる第１の位相ステップを決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節可能な位相シフト器が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第２の信号(A’’)の前記振幅が前記第１の振幅レベルに設定される場合の、前記加算された第１の信号(B’)の第１の出力値(p1max)を決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節可能な位相シフト器が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第２の信号(A’’)の前記振幅が前記第２の振幅レベルに設定される場合の、前記加算された第１の信号(B’)の第２の出力値(p2max)を決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最小差を生じる第２の位相ステップを決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節可能な位相シフト器が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第２の信号(A’’)の前記振幅が前記第１の振幅レベルに設定される場合の、前記加算された第１の信号(B’)の第３の出力値(p1min)を決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記調節可能な位相シフト器が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第２の信号(A’’)の前記振幅が前記第２の振幅レベルに設定される場合の、前記加算された第１の信号(B’)の第４の出力値(p2min)を決定するステップと、
    前記室外ユニットにおいて、前記第１の出力値、前記第２の出力値、前記第３の出力値及び前記第４の出力値を用いて計算された前記第１の信号（B）への前記第２の信号（A）の前記干渉を除去するように前記調節可能な利得及び位相シフト器を設定するステップと
    を含む、方法。
  14. 第１の信号と第２の信号との間の干渉を除去するための干渉除去手段を備える衛星受信機であって、前記第１の信号と第２の信号とが、当該衛星受信機によって同時に受信されるとともに重複する周波数を占めており、
    （ｉ）前記第１の信号と前記第２の信号とに結合された低雑音ブロック変換器（ＬＮＢ）であり、前記第１の信号と前記第２の信号とをダウンコンバートするために共有されたローカル発振器（ＬＯ）を備えるＬＮＢと、
    （ii）前記第１の信号(B)に結合された第１の調節可能な利得及び位相回路構成３０４と、
    前記調節可能な利得及び位相回路構成３０４に結合された第１の減算回路３１２であり、利得及び位相が調節された前記第１の信号(B’’)が前記第２の信号(A)から減算され補正された第２の信号（A’）を生成する第１の減算回路３１２と
    を備える、干渉除去回路１０８と、
    （iii）室内ユニットに前記第２の信号(A)の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）を測定させることによって、前記第２の信号(A)への第１の信号（B）の干渉のレベルを決定するための手段と、
    （iv）第１の信号（B）の干渉の前記レベルに基づき前記第２の信号(A)中に存在する前記第１の信号の最適な相殺を行うために、位相及び利得値を決定し第１の調節可能な利得及び位相回路構成３０４に適用するための手段と
    を備え、
    前記第１の信号(B)の干渉のレベルが、前記補正された第２の信号(A’)の第１の出力値（p1max）、第２の出力値（p2max）、第３の出力値(p1min)、第４の出力値(p2min)を用いて計算され、
    前記第１の出力値（p1max）、第２の出力値（p2max）、第３の出力値(p1min)、第４の出力値(p2min)は、
    前記調節された第１の信号(B’’)の出力レベルを第１の出力レベルに設定し、ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された第２の信号(A’)の第１の搬送波対雑音比を測定し、
    前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルを第２の出力レベルに設定し、前記ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された第２の信号(A’)の第２の搬送波対雑音比を測定し、
    前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最大差を生じる第１の位相ステップを決定し、
    前記調節可能な第１の位相回路構成が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の前記第１の出力値(p1max)を決定し、
    前記調節可能な第１の位相回路構成が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の前記第２の出力値(p2max)を決定し、
    前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最小差を生じる第２の位相ステップを決定し、
    前記調節可能な第１の位相回路構成が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の前記第３の出力値(p1min)を決定し、
    前記調節可能な第１の位相回路構成が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の前記第４の出力値(p2min)を決定する、
    ことによって決定される、衛星受信機。
  15. （ｖ）前記第２の信号に結合された第２の調節可能な利得及び位相回路構成と、
    前記第２の調節可能な利得及び位相回路構成に結合された第２の減算回路であり、利得及び位相が調節された前記第２の信号が前記第１の信号から減算される、第２の減算回路と
    をさらに備える、前記干渉除去回路１０８と、
    （iv）前記第１の信号中の第２の信号干渉のレベルを決定するための手段と、
    （ｖ）第２の信号干渉の前記レベルに基づき前記第１の信号中に存在する前記第２の信号の最適な相殺を行うために、位相及び利得値を決定し前記第２の調節可能な利得及び位相回路構成３０４に適用するための手段と
    をさらに備える、請求項１４に記載の干渉相殺を備える衛星受信機。
  16. 第１の信号干渉のレベルを決定するための前記手段が、前記室内ユニットにおいて実行される測定を含む、請求項１４に記載の衛星受信機。
  17. 第１の信号干渉のレベルを決定するための前記手段が、前記第２の信号の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）の測定を含む、請求項１４に記載の衛星受信機。
  18. 第２の信号干渉のレベルを決定するための前記手段が、前記第１の信号の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）の測定を含む、請求項１５に記載の衛星受信機。
  19. 第２の信号干渉のレベルを決定するための前記手段が、室内ユニットにおいて実行される測定を含む、請求項１５に記載の衛星受信機。
  20. 前記第１の調節可能な利得及び位相回路構成３０４が、第１の調節可能な時間遅延回路３１０をさらに備える、請求項１４に記載の衛星受信機。
  21. 第１と第２の信号間の干渉を除去するための干渉除去手段を備える衛星受信機であって、前記第１及び第２の信号が、当該衛星受信機によって同時に受信されるとともに重複する周波数を占めており、
    第１のローカル発振器と、
    前記第１の発振器に結合された第１のダウンコンバート混合器１２０２と、
    第２のローカル発振器と、
    前記第２の発振器に結合された第２のダウンコンバート混合器１２０６と、
    前記第１の発振器に結合された第１のコヒーレンス性復元混合器１２０４と、
    前記第２の発振器に結合された第２のコヒーレンス性復元混合器１２０８と、
    入力が前記第１の信号に結合され、出力が前記第１のダウンコンバート混合器１２０２と前記第２のコヒーレンス性復元混合器１２０８とに結合された第１の低雑音増幅器と、
    入力が前記第２の信号に結合され、出力が前記第２のダウンコンバート混合器１２０６と前記第１のコヒーレンス性復元混合器１２０４とに結合された第２の低雑音増幅器と、
    第１の調節可能な利得及び位相回路構成３０４と、
    前記調節可能な利得及び位相回路構成３０４に結合された第１の減算回路であり、利得及び位相が調節された前記第２の信号（A”）が前記第１の信号（B）から減算され補正された第１の信号（B’）を生成する第１の減算回路３０４と、
    室内ユニットに前記第１の信号（B）の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）を測定させることによって前記第１の信号（B）への第２の信号（A）の干渉のレベルを決定するための手段と、
    第２の信号（A）の干渉の前記レベルに基づき前記第１の信号(B)中に存在する前記第２の信号(A)の最適な相殺を行うために、位相及び利得値を決定し調節可能な利得及び位相回路構成３０４に適用するための手段と
    を備え、
    前記第２の信号(A)の干渉のレベルが、前記補正された第１の信号(B’)の第１の出力値（p1max）、第２の出力値（p2max）、第３の出力値(p1min)、第４の出力値(p2min)を用いて計算され、
    前記第１の出力値（p1max）、第２の出力値（p2max）、第３の出力値(p1min)、第４の出力値(p2min)は、
    前記調節された第２の信号(A’’)の出力レベルを第１の出力レベルに設定し、ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された第1の信号(B’)の第１の搬送波対雑音比を測定し、
    前記調節された第２の信号(A’’)の前記出力レベルを第２の出力レベルに設定し、前記ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された第1の信号(B’)の第２の搬送波対雑音比を測定し、
    前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最大差を生じる第１の位相ステップを決定し、
    前記調節可能な位相回路構成が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第２の信号(A’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第１の信号(B’)の前記第１の出力値(p1max)を決定し、
    前記調節可能な位相回路構成が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第２の信号(A’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第１の信号(B’)の前記第２の出力値(p2max)を決定し、
    前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最小差を生じる第２の位相ステップを決定し、
    前記調節可能な位相回路構成が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第２の信号(A’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第１の信号(B’)の前記第３の出力値(p1min)を決定し、
    前記調節可能な位相回路構成が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第２の信号(A’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第１の信号(B’)の前記第４の出力値(p2min)を決定する、
    ことによって決定される、衛星受信機。
  22. 第２の調節可能な利得及び位相回路構成と、
    前記調節可能な利得及び位相回路構成に結合された第２の減算回路であって、利得及び位相が調節された前記第１の信号が前記第２の信号から減算される第２の減算回路と、
    前記第２の信号中の第１の信号干渉のレベルを決定するための手段と、
    前記第２の信号中に存在する前記第１の信号の最適な相殺のために、第１の信号干渉の前記レベルに基づき位相及び利得値を決定し調節可能な利得及び位相回路構成に適用するための手段とをさらに備える、請求項２１に記載の衛星受信機。
  23. 前記第１の調節可能な利得及び位相回路が、第１の調節可能な時間遅延回路をさらに備える、請求項２１に記載の衛星受信機。
  24. 第１の信号干渉のレベルを決定するための前記手段が、前記室内ユニットの復調器における前記第２の信号の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）の測定を含み、前記測定値が位相及び利得値を決定するための前記手段に通信される、請求項２２に記載の衛星受信機。
  25. 第１と第２の信号間の干渉を除去するための干渉除去手段を備える衛星受信機であって、前記第１及び第２の信号が、当該衛星受信機によって同時に受信されるとともに重複する周波数を占めており、
    第１のローカル発振器と、
    前記第１の発振器に結合された第１のダウンコンバート混合器１３０２と、
    前記第１の信号に結合された入力と、前記第１のダウンコンバート混合器１３０２に結合された出力とを備える第１の低雑音増幅器と、
    第２のローカル発振器と、
    前記第２の発振器に結合された第２のダウンコンバート混合器１３０４と、
    前記第２の信号に結合された入力と、前記第２のダウンコンバート混合器１３０４に結合された出力とを備える第２の低雑音増幅器と、
    前記第１の発振器と前記第２の発振器とに結合された差混合器１３０６と、
    差混合器１３０６の出力と前記第１のダウンコンバート混合器１３０２の出力とに結合された第１のコヒーレンス性復元混合器１３０８と、
    差混合器１３０６の出力と前記第２のダウンコンバート混合器１３０４の出力とに結合された第２のコヒーレンス性復元混合器１３１０と、
    前記第１のコヒーレンス性復元混合器１３０８の出力に結合された第１の調節可能な利得及び位相回路構成３０４と、
    前記第２のコヒーレンス性復元混合器１３１０の出力に結合された第２の調節可能な利得及び位相回路構成と、
    前記第２の調節可能な利得及び位相回路構成に結合された第１の減算回路であり、利得及び位相が調節された前記第２の信号が前記第１の信号から減算される第１の減算回路と、
    前記第１の調節可能な利得及び位相回路構成に結合された第２の減算回路であり、利得及び位相が調節された前記第１の信号が前記第２の信号から減算される第２の減算回路と、
    室内ユニットに前記第１の信号の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）を測定させることによって前記第１の信号中の第２の信号干渉のレベルを決定するための手段と、
    第２の信号干渉の前記レベルに基づき前記第１の信号中に存在する前記第２の信号の最適な相殺を行うために、位相及び利得値を決定し第１の調節可能な利得及び位相回路構成に適用するための手段と、
    室内ユニットに前記第２の信号の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）を測定させることによって前記第２の信号中の第１の信号干渉のレベルを決定するための手段と、
    第１の信号干渉の前記レベルに基づき前記第２の信号中に存在する前記第１の信号の最適な相殺を行うために、位相及び利得値を決定し第２の調節可能な利得及び位相回路構成に適用するための手段と
    を備える、衛星受信機。
  26. ダウンコンバートの前に第１の信号と第２の信号との間の干渉を除去するための干渉除去手段を備え、それによって、コヒーレンス性を保持する衛星受信機であって、前記第１の信号及び前記第２の信号が、当該衛星受信機によって同時に受信されるとともに重複する周波数を占めており、
    前記第１の信号に結合された第１の低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、
    前記第２の信号に結合された第２の低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、
    除去及び周波数変換回路８００と
    を備え、
    前記除去及び周波数変換回路８００が、
    （ｉ）前記第１の信号（B）に結合された第１の調節可能な利得及び位相回路構成３０４と、
    前記第１の調節可能な利得及び位相回路構成３０４に結合された第１の減算回路３１２であり、利得及び位相が調節された前記第１の信号（B”）が前記第２の信号（A）から減算され補正された第２の信号（A’）を生成する第１の減算回路３１２と
    を備える、第１の干渉除去回路１０８と、
    （ii）室内ユニットに前記第２の信号（A）の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）を測定させることによって前記第２の信号（A）への第１の信号（B）の干渉のレベルを決定するための手段と、
    （iii）第１の信号（Ｂ）の干渉の前記レベルに基づき前記第２の信号（Ａ）中に存在する前記第１の信号（Ｂ）の最適な相殺を行うために、位相及び利得値を決定し第１の調節可能な利得及び位相回路構成３０４に適用するための手段と、
    （iv）前記第１の干渉除去回路１０８の第１の出力に結合されたマトリックススイッチ９０２と、
    （ｖ）前記マトリックススイッチ９０２の出力に結合されたダウンコンバート回路であり、帯域に重ねられた信号を生成するように前記ダウンコンバート器の出力が他のダウンコンバート器の出力に結合されるダウンコンバートコンバート回路を備える、周波数変換回路８００と
    を備え、
    前記第１の信号(B)の干渉のレベルが、前記補正された第２の信号(A’)の第１の出力値（p1max）、第２の出力値（p2max）、第３の出力値(p1min)、第４の出力値(p2min)を用いて計算され、
    前記第１の出力値（p1max）、第２の出力値（p2max）、第３の出力値(p1min)、第４の出力値(p2min)は、
    前記調節された第１の信号(B’’)の出力レベルを第１の出力レベルに設定し、ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された第２の信号(A’)の第１の搬送波対雑音比を測定し、
    前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルを第２の出力レベルに設定し、前記ステップ化された複数の位相のそれぞれに対する前記補正された第２の信号(A’)の第２の搬送波対雑音比を測定し、
    前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最大差を生じる第１の位相ステップを決定し、
    前記第１の調節可能な位相回路構成が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の前記第１の出力値(p1max)を決定し、
    前記第１の調節可能な位相回路構成が前記第１の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の前記第２の出力値(p2max)を決定し、
    前記第１の搬送波対雑音比と前記第２の搬送波対雑音比との間に最小差を生じる第２の位相ステップを決定し、
    前記第１の調節可能な位相回路構成が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第１の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の前記第３の出力値(p1min)を決定し、
    前記第１の調節可能な位相回路構成が前記第２の位相ステップに設定されるとともに、前記調節された第１の信号(B’’)の前記出力レベルが前記第２の出力レベルに設定される場合の、前記補正された第２の信号(A’)の前記第４の出力値(p2min)を決定する、
    ことによって決定される、干渉除去手段を備える衛星受信機。
  27. （ａ）前記第２の信号に結合された第２の調節可能な利得及び位相回路構成と、
    前記第２の調節可能な利得及び位相回路構成に結合された第２の減算回路であって、利得及び位相が調節された前記第２の信号が前記第１の信号から減算される第２の減算回路と
    をさらに備える、第２の干渉除去回路１０８と、
    （ｂ）前記第１の信号中の第２の信号干渉のレベルを決定する手段と、
    （ｃ）第２の信号干渉の前記レベルに基づき前記第１の信号中に存在する前記第２の信号の最適な相殺を行うために、位相及び利得値を決定し第２の調節可能な利得及び位相回路構成に適用するための手段と
    をさらに備える、請求項２６に記載の干渉除去手段を備える衛星受信機。
JP2009518596A 2006-06-30 2007-06-29 衛星干渉除去 Expired - Fee Related JP5197589B2 (ja)

Applications Claiming Priority (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US81795106P 2006-06-30 2006-06-30
US60/817,951 2006-06-30
US83986006P 2006-08-24 2006-08-24
US60/839,860 2006-08-24
US87060906P 2006-12-18 2006-12-18
US60/870,609 2006-12-18
PCT/US2007/072592 WO2008066968A2 (en) 2006-06-30 2007-06-29 Satellite interference canceling

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2009543474A JP2009543474A (ja) 2009-12-03
JP5197589B2 true JP5197589B2 (ja) 2013-05-15

Family

ID=39468539

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009518596A Expired - Fee Related JP5197589B2 (ja) 2006-06-30 2007-06-29 衛星干渉除去

Country Status (9)

Country Link
US (1) US8121550B2 (ja)
EP (1) EP2044703B1 (ja)
JP (1) JP5197589B2 (ja)
AT (1) ATE481778T1 (ja)
DE (1) DE602007009255D1 (ja)
DK (1) DK2044703T3 (ja)
HK (1) HK1131273A1 (ja)
PT (1) PT2044703E (ja)
WO (1) WO2008066968A2 (ja)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7502587B2 (en) 2004-05-28 2009-03-10 Echostar Technologies Corporation Method and device for band translation
US8132214B2 (en) 2008-04-03 2012-03-06 Echostar Technologies L.L.C. Low noise block converter feedhorn
JP2009060169A (ja) * 2007-08-29 2009-03-19 Toshiba Corp アンテナ装置および信号受信方法
US20090080669A1 (en) * 2007-09-26 2009-03-26 Seiko Epson Corporation Noise cancel method, noise cancel type amplifying circuit, and receiving circuit and electronic device including noise cancel type amplifying circuit
FR2936920B1 (fr) * 2008-10-06 2016-01-15 Eutelsat Installation de reception de signaux satellitaires hyperfrequences.
US8331894B2 (en) 2009-01-13 2012-12-11 Mediatek Inc. Method for performing active jammer suppression on electronic device, and associated apparatus
US8487808B2 (en) * 2009-06-30 2013-07-16 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. High resolution SAR imaging using non-uniform pulse timing
JP5527833B2 (ja) 2009-07-16 2014-06-25 フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド 受信経路中の漏洩相殺のための集積回路、トランシーバおよびコンピュータ読取り可能記憶素子
CN101800678B (zh) * 2010-03-12 2012-05-23 华为技术有限公司 应用ccdp和xpic的微波传输方法、装置和系统
US10038493B2 (en) * 2010-12-28 2018-07-31 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd Internet protocol low noise block front end architecture
US8644866B2 (en) 2011-02-20 2014-02-04 Novelsat Ltd. Satellite receiver with interfering signal cancellation
TWI478484B (zh) 2011-09-19 2015-03-21 Richwave Technology Corp 多輸入多輸出低雜訊降頻器及低雜訊模組
WO2014076606A1 (en) 2012-11-15 2014-05-22 Novelsat Ltd. Echo cancellation in communication transceivers
US9642020B2 (en) * 2013-04-09 2017-05-02 Maxlinear, Inc. Steerable microwave backhaul transceiver
GB201320544D0 (en) * 2013-11-20 2014-01-08 Outram Res Ltd Apparatus for use in fault level monitoring and/or impedance mapping based in disturbance evaluation
US9231609B1 (en) 2014-11-04 2016-01-05 Entropic Communications, LLC. Systems and methods for frequency generation
US9510223B2 (en) 2014-11-04 2016-11-29 Entropic Communications, LLC. Systems and methods for frequency error correction in communication systems
EP3026825B1 (en) * 2014-11-27 2018-05-09 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method and device for estimating at a receiver the interference between two signals transmitted by a satellite by two antennas using the same frequency and a different polarization.
EP3245741A4 (en) 2015-01-14 2018-09-26 Novelsat Ltd. Echo cancellation with transmitter-side pre-filtering
EP3236600A1 (en) * 2016-04-18 2017-10-25 Advanced Digital Broadcast S.A. A low-noise block downconverter and method for the same
CN107465447B (zh) * 2017-07-31 2020-07-28 合肥若森智能科技有限公司 正交线极化信号的数字基带实时自适应匹配接收方法
SG11202007816UA (en) 2018-03-09 2020-09-29 Isotropic Systems Ltd Dynamic interference reduction for antenna beam tracking systems
KR102382640B1 (ko) * 2020-04-20 2022-04-01 원광대학교산학협력단 교차 편파를 상쇄하는 무선통신 장치

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4106015A (en) 1976-10-26 1978-08-08 International Standard Electric Corporation Radar system with circular polarized transmission and adaptive rain depolarization compensation
US4697188A (en) * 1985-02-13 1987-09-29 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Interference canceler with difference beam
US4734701A (en) * 1986-03-12 1988-03-29 Magnavox Government And Industrial Electronics Company Null processing receiver apparatus and method
CA1320535C (en) 1988-02-29 1993-07-20 Kazuzi Watanabe Interference cancellation circuit
JPH03218137A (ja) * 1990-01-24 1991-09-25 Nec Corp 受信装置
JPH04150527A (ja) * 1990-10-12 1992-05-25 Nec Corp 無線受信機の干渉波除去回路
CA2094842A1 (en) 1992-05-12 1993-11-13 David L. Crampton Intrusion detection and cancellation system and method
US5363111A (en) * 1993-04-30 1994-11-08 Rockwell International Corporation Apparatus and method for spatial nulling of interfering signals
US5760740A (en) 1995-08-08 1998-06-02 Lucent Technologies, Inc. Apparatus and method for electronic polarization correction
US5901343A (en) * 1997-05-09 1999-05-04 Lockheed Martin Corporation Adaptive cross polarization Interference canceler for use at intermediate frequencies
JP2002319814A (ja) * 2001-04-19 2002-10-31 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 無線装置
US6859641B2 (en) 2001-06-21 2005-02-22 Applied Signal Technology, Inc. Adaptive canceller for frequency reuse systems
US7039135B2 (en) * 2001-10-11 2006-05-02 D.S.P.C. Technologies Ltd. Interference reduction using low complexity antenna array
US6892060B2 (en) * 2002-06-28 2005-05-10 Institute Of Microelectronics Fully integrated self-tuned image rejection downconversion system
US20040042569A1 (en) * 2002-09-03 2004-03-04 Electro-Radiation Incorporated Method and apparatus to provide communication protection technology for satellite earth stations

Also Published As

Publication number Publication date
US8121550B2 (en) 2012-02-21
WO2008066968A2 (en) 2008-06-05
HK1131273A1 (en) 2010-01-15
DE602007009255D1 (de) 2010-10-28
JP2009543474A (ja) 2009-12-03
WO2008066968A3 (en) 2008-09-12
DK2044703T3 (da) 2010-12-13
ATE481778T1 (de) 2010-10-15
EP2044703A2 (en) 2009-04-08
PT2044703E (pt) 2010-12-21
EP2044703B1 (en) 2010-09-15
US20090102706A1 (en) 2009-04-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5197589B2 (ja) 衛星干渉除去
US7925232B2 (en) Reduced cost mobile satellite antenna system using a plurality of satellite transponders
US11444688B2 (en) Wireless communication with interference mitigation
US7596350B1 (en) Method and system for determining delays between a primary site and diverse site in a satellite communication system
US6694137B2 (en) Method and system for providing broadband mobile access from geostationary satellites to platforms using small, low profile antennas
JP3099027B2 (ja) 交差偏波消去装置および偏波状態補正システム
US8792820B2 (en) Satellite transceiver
US6580391B1 (en) Antenna alignment system and method
US6445343B1 (en) Antenna element array alignment system
ES2353145T3 (es) Cancelación de interferencias de satélite.
US4660045A (en) System for compensating polarization errors
US8190085B2 (en) Signal power summation using satellite transponders having orthogonal polarizations
US7693483B1 (en) Method and system for operating a satellite communication system with regional redundant sites and a central site
US7706747B1 (en) Method and system for broadcasting in a satellite communication system when switching between a primary site and a diverse site
US10522920B2 (en) Method of generating circularly polarised signals from a polarisation controller of a ground station
JP2023549045A (ja) 地上局の較正のためのシステム及び方法
US7783248B1 (en) Method and apparatus for connecting primary and diverse sites in a satellite communication system
US7715788B1 (en) Method and system for determining attenuation and controlling uplink power in a satellite communication system
KR100733827B1 (ko) 위성 디지털 멀티미디어 방송 수신을 위한 편파 변환형중계기
US7761054B1 (en) Method and system for receiving a beacon signal in a satellite communication system
US7720433B1 (en) Antenna hub configuration
Grotz et al. MULTI INPUT LNB–DEMONSTRATOR OF A REFLECTOR FEED ARRAY RECEIVER FOR SATELLITE BROADCAST RECEPTION
JPS58212239A (ja) 交さ偏波補償方式
JPH0715409A (ja) 交差偏波補償装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20100618

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20120517

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20120522

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20120822

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20121120

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20121130

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20130108

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20130205

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160215

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees