DE2605977A1 - Verstaerkerschaltung - Google Patents
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Description
PHN.7916. DIETETl PODDIG Va/EVH.
Paleutasänssur ____.·. 1^
2605977 28.1.1976
aw.,. :·. : pH IM l'rtk
Ar.mö'J.nj vum; .//2. Z-. / f ·? 6
"Verstärkerschaltung"
Die Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkerschaltung zum Verstärken kleiner Signale von einer kapazitiven
Quelle, z.B. einer Speicherzelle eines in Form einer Matrix ausgeführten dynamischen MOS-Speichers, die
zwischen einem Eingang und einem Ausgang wenigstens einen ersten invertierenden Verstärker, der mit Feldeffekttransistoren
mit isoliertem Gate ausgeführt ist, weiter eine erste Schalteinheit, die den Eingang des
ersten invertierenden Verstärkers mit dessen Ausgang verbindet, sowie einen Signalwiederherstellungkreis enthält
wobei die Detektion des Signals nach einem Zyklus aufeinanderfolgender
Phasen stattfindet, bestehend aus einer
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ersten Phase, während der über die erste Schalteinheit
eine Gegenkopplung der Verstärkerschaltung hergestellt wird, die am Ende der ersten Phase wieder abgeschaltet
wird, um einer zweiten Phase, während der das zu detektierende Signal dem Eingang des ersten invertierenden
Verstärkers zugeführt wird.
Eine derartige Verstärkerschaltung ist aus der Zeitschrift "I.E.E.E. International Solid State Circuits
Conference", Februar 1973, S. 26 - 28 bekannt und wird zum Auslesen eines Speichers oder zum Einschreiben in
einen Speicher verwendet, der aus in Form einer Matrix angeordneten Speicherzellen besteht. Eine derartige
Speicherzelle kann, wie im genannten Aufsatz angegeben ist, z.B. aus .einem Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode, mit dessen Hilfe die Selektion der
Speicherzelle stattfindet, und aus einer. Kapazität bestehen, in der die Information gespeichert wird. Die
beiden möglichen digitalen Werte,-die in einer derartigen Speicherzelle gespeichert sein können, unterscheiden sich durch eine verschiedene Ladungsspeicherung in der genannten Kapazität,
Speicherzelle kann, wie im genannten Aufsatz angegeben ist, z.B. aus .einem Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode, mit dessen Hilfe die Selektion der
Speicherzelle stattfindet, und aus einer. Kapazität bestehen, in der die Information gespeichert wird. Die
beiden möglichen digitalen Werte,-die in einer derartigen Speicherzelle gespeichert sein können, unterscheiden sich durch eine verschiedene Ladungsspeicherung in der genannten Kapazität,
Wenn die Ladung einer Speicherzelle ausgelesen werden soll, muss ein Leseverstärker verwendet werden,
der über einen Leseleiter den Unterschied der Ladungsspeicherungen
in den beiden Lagen detektieren kann.
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Es stellt sich, heraus, dass dazu nicht ohne weiteres ein
mit Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate ausgeführter Verstärker verwendet werden kann, weil diese Transistoren
eine Schwellwert spannung aufweisen, die viel grosser als
der endgültige am Leseleiter auftretende Spannungshub ist, der wegen der verhältnismässig grossen Kapazität des
Leseleiters nur ein Bruchteil der Spannung an der Speicherzelle ist, während weiter in der Grosse der Schwellwertspannung
noch eine erhebliche Streuung auftritt.
Eine Verstärkerschaltung der eingangs erwähnten Art schafft eine Lösung für dieses Problem, indem vor
der Selektion der Speicherzelle der Leseleiter auf eine Bezugsspannung aufgeladen bzw. entladen wird.
Bei der aus der genannten Zeitschrift bekannten Verstärkerschaltung geht der Auslesevorgang nach einem
Zyklus mit drei auf edLnand erfolgend en. Phasen vor sich.
Während der ersten Phase des Zyklus, während der noch kein Eingangssignal vorhanden ist, ist die erste Schalteinheit
leitend. Da bei dieser bekannten Verstärkerschaltung zwei identische, invertierende Verstärker
zwischen dem Eingang und dem Ausgang aufgenommen sind, liegen dadurch am Ende dieser Phase die Ein- und Ausgänge
der beiden invertierenden Verstärker an derselben Spannung, und zwar der Bezugsspannung, die ebenfalls am Leseleiter
vorhanden ist und im linearen Bereich der invertierenden
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Verstärker liegt. Am Ende der ersten Phase wird die
erste Sehalteinheit nichtleitende Dadurch, dass Peldeffeki-*
transistoren mit isolierter Gate-Elektrode verwendet werden, so dass die Verstärker einen kapazitiven Eingang aufweisen,
bleiben die in der Schaltung vorhandenen Spannungen erhaltenο Während der zweiten Phase des Zyklus wird das
Eingangssignal dem Eingang des ersten invertierenden Ver-=
stärkers zugeführt9 wodurch ein Ladungsaustausch zwischen
der auf die Bezugsspannung gebrachten Eingangskapazität
(die zugleich die Kapazität des Leseleiters enthält) und der Speicherkapazität stattfindet β Dadurch xirirds in
Abhängigkeit von dem Zustand der Speicherzelle, die Eingangsspannung etwas zu- oder abnehmen. Diese Aenderung
der Eingangsspannung erscheint in verstärkter Form am Ausgang des zweiten invertierenden Verstärkers. Die
Spannungsänderung am Ausgang ist dabei zu gering, um als
logisches Signal dienen zu können und die Ladung der Speicherkapazität wiederherstellen zu können. Daher wird
in einer dritten Phase mittels einer Schalteinheit der Ausgasig des zweiten invertierenden Verstärkers mit dem
Eingang des erstes invertierenden Verstärkers verbunden.
Dadurch wird eisie positive Rückkopplung erhalten,? die
die Verstärkerschaltung unstabil macht0 Je nach der
Polarität der Aendesraig der Aus gangs spannung wird der
Verstärker zn einer der beiden Seiten ausgesteuert9
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wodurch am Ausgang ein logisches Signal mit genügend
grosser Amplitude auftritt. Da die Signalverarbeitung in dem Verstärker wegen der kapazitiven Wirkung mit
einem gewissen Zeitverlust einhergeht, kann die dritte Phase nicht zugleich mit der zweiten Phase angefangen
werden. Am Anfang der zweiten Phase ist das verstärkte Eingangssignal nicht oder nahezu nicht am Ausgang vorhanden,
so dass infolge Störungen und anderer Effekte die positive Rückkopplung den Verstärker in einen fehlerhaften
logischen Zustand versetzen könnte. Dies bedeutet, dass das logische Signal erst nach drei aufeinanderfolgenden
Phasensignalen am Ausgang verfügbar ist, was eine unerwünschte Zeitverzögerung mit sich "Dringt.
Ein anderes, sich beim Auslesen kapazitiver Speicherzellen ergebendes Problem ist der genannte
Ladungsaustausch während des Auslesens der Speicherzelle. Dies hat zur Folge, dass nach wiederholtem Auslesen einer
"leeren" Speicherzelle die Zelle auf die Bezugsspannung
aufgeladen wird, und dass nach wiederholtem Auslesen einer "vollen" Zelle diese auf die Bezugsspannung entladen
wird, wobei die Entladung infolge des Leckes noch hinzu kommt. Wenn die Eingangsspannung nahezu gleich der
Bezugsspannung ist, wird nahezu keine Spannungsänderung
am Ausgang der Verstärkerschaltung während der zweiten Phase auftreten. Die positive Rückkopplung während der
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dritten Phase versetzt die Verstärkerschaltung in einen
labilen Zustand und führt ein logisches Ausgangssignal
herbei, dessen Polarität unvorhersagbar ist. Um diese
Fehler zu vermeiden, soll nach jeder Ausleseperiode der Ladungsinhalt der Speicherzelle wiederhergestellt werden.
Bei dem bekannten Verstärker erfolgt dies über die positive
Rückkopplung in der dritten Phase, weil während der "dritten Phase am Eingang der Verstärkerschaltung ja die
gleiche Spannung wie am Ausgang vorhanden ist. Ist die Speicherzelle während der dritten Phase noch mit dem
Eingang der Verstärkerschaltung verbunden, so wird der Ladungsinhalt der Zelle wiederhergestellt.
Im bekannten Verstärker ist das Problem der Ladungswiederhersteilung gelöst, aber dabei ergibt sich
der Nachteil, dass das logische Signal erst nach drei Phasensignalen verfügbar ist. Die Erfindung bezweckt eine
Verstärkerschaltung mit einem Ladungswiederherstellungskreis zu schaffen, bei der das logische Signal bereits nach
zwei Phasensignalen verfügbar ist. Die Erfindung ist dazu dadurch gekennzeichnet, dass der Signalwiederher—
stellungskreis eine zweite Schalt einheit zwischen dem
Eingang des ersten invertierenden Verstärkers und einem ersten Punkt auf konstanter Spannung enthält, die von der
Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung gesteuert wird
und eine Schwellwertspannung aufweist, so dass die
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zweite Schalteinheit bei einer Ausgangsspannung der
Verstärkerschaltung auf einer Seite dieser Schwel!wertspannung
nichtleitend und bei einer Ausgangsspannung auf
der anderen Seite dieser Schwellwertspannung leitend ist,
wobei die Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung während
der ersten Phase auf der einen Seite dieser Schwellwertspannung liegt·
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass, indem die Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung
wShrend der ersten Phase auf der einen Seite der Schwellwertspannung der zweiten Schalteinheit liegt, wodurch
diese Schalteimheit nichtleitend ist, es möglich geworden
ist, den logischen Zustand des Ausgangssignals in bezug
auf eine Spannung zu definieren, die nicht die Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung ist, die zu einer
Eingangsspannung gleich der Referenzspannung gehört.
Dadurch ist der logische Zustand des Ausgangssignal der
Verstärkerschaltung für Eingangssignale mit einer Spannung
nahezu gleich der Referenzspannung nicht gewiss, wodurch die dritte Phase überflüssig wird, weil, solange das
verstärkte Eingangssignal noch nicht am Ausgang erschienen ist, der logische Zustand des Ausgangs nicht ungewiss ist.
Der logische Zustand des Ausgangssignals kann als ein
erster logischer Zustand für Ausgangssignale, für die die zweite Schalteinheit nichtIsitend ist9 und als ein
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zweiter logischer Zustand für Ausgaiigssignale, für die
die zweite Sch.alteinh.eit leitend ist, definiert werden.
Die Tatsache, dass die Verstärkerschaltung für Ausgangssignale im ersten logischen Zustand über den
Signalwiederherstellungskreis nicht- positiv rückgekoppelt wird, wodurch das Ausgangssignal nicht zusätzlich verstärkt
wird, ist keineswegs nachteilig für die weitere Verarbeitung des Signals, weil die Eingangsstüfe einer
weiteren Schaltung durch eine gleiche Schalteinheit wie die zweite Schalteinheit gebildet werden kann und diese
Schalteinheit für Signale im ersten logischen Zustand nichtleitend bleibt.
Ebenso ist es keineswegs nachteilig, dass keine Ladungswiederherstellung für Signale im ersten logischen
Zustand stattfindet. Denn Eingangssignale mit einer Spannung gleich der Referenzspannung führen am Ausgang
immer den ersten logischen Zustand herbei, wodurch es unbedenklich ist, dass Eingangssigiiale, die Ausgangssignalen
im ersten logischen Zustand entsprechen, durch Aufladung bzw. Entladung der Speicherkapazität der
Referenzspannung gleich werden.
Für Ausgangssignale im zweiten logischen Zustand findet eine Signalwiederherstellung dadurch statt, dass
über den Signalwiederherstellungskreis die Eingangskapazität aufgeladen bzw. entladen wird. Dadurch wird zugleich die
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positive Rückkopplung der Verstärkerschaltung für Signale
im zweiten logischen Zustand erreicht, weil demzufolge ebenfalls das Ausgangssignal im zweiten lpgischen Zustand
zusätzlich verstärkt wird, was vorteilhaft ist, weil dadurch die Schalteinheit am Eingang der genannten
weiteren Schaltung für die Verarbeitung der Ausgangssignale besser in den leitenden Zustand geraten kann.
Bei einer Verstärkerschaltung nach der Erfindung wobei die Verstärkerschaltung zwischen dem Eingang und
dem Ausgang die Reihenschaltung des ersten und eines zweiten invertierenden Verstärkers enthält,-. ist es
vorteilhaft, dass die Verstärkerschaltung weiter eine dritte Schalteinheit enthält, die in einen Kreis zwischen
dem Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers und einem zweiten Punkt konstanter Spannung aufgenommen ist, und
diese dritte Schalteinheit ebenfalls von der Ausgangsspannung des zweiten invertierenden Verstärkers gesteuert
wird und eine Schwellwertspannung aufweist, so dass die
dritte Schalteinheit bei einer Ausgangsspannung des
zweiten invertierenden Verstärkers auf der einen Seite dieser Schwellwertspannung nichtleitend und bei einer
Ausgangsspannung des zweiten invertierenden Verstärkers
auf der anderen Seite dieser Schwellwertspannung leitend
ist, wobei während der ersten Phase die Ausgangsspannung
des zweiten invertierenden Verstärkers auf der einen Seite
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dieser. SchweInvertspannung liegt.
Dies hat den Vorteil, dass der zweite invertierende Verstärker an sich für die Ausgangssignale im zweiten
logischen Zustand angesteuert wird, wodurch das zugehörige Ausgangssignal zusatzlich verstärkt- wird. Diese Aussteuerung
ist schneller als die positive Rückkopplung über den Signalwiederherstellungskreis, weil bei dieser positiven
Rückkopplung eine nicht unwesentliche Eingangskapazität aufgeladen werden muss.
Dabei sei bemerkt, dass die Schwellwertspannung
der dritten Schalteinheit nicht gleich der Schwellwertspannung der zweiten Schalteinheit zu sein braucht. Es
ist erforderlich, dass beide Sehalteinheiten für Ausgangs-.
signale, die zu EingangsSignalen gleich der Referenzspannung
gehören, nichtleitend sind. Der erste logische Zustand ist dann stets definiert. Bei Ausgangssignalen
im zweiten logischen Zustand werden beide Sehalteinheiten
leitend, weil durch die Aussteuerung des Verstärkers das Ausgangssignal genügend gross wird. Dabei ist es vorteilhaft,
dass die Schwellwertspannung der dritten Schalteinheit
zwischen der Schwellwertspannung der zweiten
Schalteinheit und der Ausgangs spannung der Verstärkerschaltung liegt, die zu dem Eingangssignal gleich der
Referenzspannung gehört. Diese dritte Schalteinheit wird
dann eher als die zweite Schalteinheit leitend, was
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vorteilhaft ist, weil die Aussteuerung des zweiten invertierenden Verstärkers schneller als die Aussteuerung
der Verstärkerschaltung über den Ladungswiederherstellungskreis erfolgt, der mittels der zweiten Schalteinheit erregt
wird .
Bei einer Verstärkerschaltung nach der Erfindung, die die obengenannte dritte Schalteinheit enthält, ist
es vorteilhaft, dass die Verstärkerschaltung Mittel zur Unterbrechung des Kreises zwischen dem Eingang des zweiten
invertierenden Verstärkers Und dem zweiten Punkt konstanter Spannung während der ersten Phase enthält.
Denn während der ersten Phase verbindet die erste Schalteinheit den Ein- und Ausgang des ersten
invertierenden Verstärkers miteinander. Andererseits wird, wenn in einem vorhergehenden Zyklus der zweite
logische Zustand ausgelesen ist, die dritte Schalteinheit den Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers und
somit den Ausgang des ersten invertierenden Verstärkers mit dem zweiten Punkt konstanter Spannung verbinden.
Ueber die dritte Schalteinheit wird also versucht, den
Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers auf der Spannung des zweiten Punktes zu halten, während über die
erste Schalteinheit versucht wird, den Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers auf die Referenzspannung zu
bringen, was notwendig ist, um am Ausgang den ersten
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logischen Zustand wiederherzustellen. Um letzteres zu erreichen, sollen daher an die Bemessung der Verstärkerschaltung
eine Anzahl Anforderungen gestellt werden. Durch die Anwendung der genannten Mittel wird dies vermieden.
Eine bevorzugtevAusführungsform einer Verstärkerschaltung
nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Schalteinheit einen Feldeffekttransistor
mit isoliertem Gate bildet, dessen Hauptstrombahn zwischen den Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers und den
genannten zweiten Punkt konstanter Spannung aufgenommen und dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgang des zweiten
invertierenden Verstärkers verbunden ist, wobei dieser Feldeffekttransistor eine Schwellwertspannung aufweist,
die der Schwellwertspannung der in dem ersten und dem
zweiten invertierenden Verstärker verwendeten Feldeffekttransistoren entspricht, und für den Absolutwert A1 und A
der Verstärkungsfaktoren um den Einstellpunkt während der ersten Phase des ersten bzw. zweiten invertierenden
Verstärkers gilt, dass A„ y A1 + 1 ist.
Wenn diese Bedingung erfüllt wird, stellt sich heraus, dass die Ausgangsspannung des zweiten invertierenden
Verstärkers während der ersten Phase unterhalb der Schwellwertspannung des Feldeffekttransistors liegt.
Ausserdem geht daraus hervor, dass an den Verstärkungsfaktoren nur die genannte Anforderung gestellt zu werden
braucht·
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Weiter kann es günstig sein, dass die genannten Mittel eine vierte Schalteinheit enthalten, die in Reihe
mit der zweiten Schalteinheit zwischen dem Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers und dem zweiten Punkt
konstanter Spannung angeordnet ist».
Die vierte Schalte"nheit kann in diesem Falle
mit demselben Schaltsignal wie der Transistor gesteuert
werden, mit dem die gewünschte Speicherzelle ausgewählt wird.
Eine andere Möglichkeit ist dadurch gekennzeichnet, dass eine fünfte Schalteinheit zwischen den Ausgang des
zweiten invertierenden Verstärkers und den genannten zweiten Punkt konstanter Spannung aufgenommen ist, die
während der ersten Phase leitend ist.
Diese fünfte Schalteinheit kann in diesem Falle von demselben Signal wie die erste Schalteinheit ge„
steuert werden»
Eine Ausführungsform der Erfindung ist in der
Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine bevorzugte Ausführungsform einer
Verstärkerschaltung nach der Erfindung, und
Fig. 2 einige Schaltsignale, die zu der Verstärkerschaltung nach Fig. ΐ gehören.
Die Verstärkerschaltung nach Fig. 1 enthält
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die zwei in Reihe geschalteten invertierenden Verstärker
I1 und Ι«, Jeder invertierende Verstärker I1 bzw. I_ ist
aus zwei Feldeffekttransistoren T1 und T_ bzw. T„ und Tl
vom Typ mit isoliertem Gate aufgebaut, deren Hauptstrombahnen
in Reihe zwischen Speiseanschlusspunkten 8 und 9 angeordnet sind, wobei die Transistoren T2 bzw. Tr als
Eingangstransistor des betreffenden invertierenden Verstärkers dienen, dadurch, dass ihre Gate-Elektroden mit
den Eingangsanschlusspunkten 1 bzw. 3 verbunden, während die Transistoren T1 und T„ für die Transistoren Tp bzw. Tl
als Belastung wirken, da sie als Widerstand geschaltet sind, indem ihrenGate-Elektroden eine feste Spannung
zugeführt wird.
Der Ausgang des ersten invertierenden Verstärkers I1 wird durch die gemeinsame Elektrode der Transistoren
T1 und Tp gebildet und ist mit einem Ausgangsanschlusspunkt
verbunden, der unmittelbar mit dem Eingangsanschlusspunkt 3 des zweiten invertierenden Verstärkers I„ verbunden
ist. Der Ausgang des zweiten invertierenden Verstärkers Ι« wird ebenso durch die gemeinsame Elektrode
der Transistoren T„ und T^ gebildet und ist mit einem
Ausgangsanschlusspunkt 2 verbunden»
Die erste Schalteinheit wird durch einen Feldeffekttransistor
T5 mit isoliertem Gate gebildet. Die Hauptstrombahn des Transistors T15 verbindet den Ausgangs-
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anschlusspunkt 3 des ersten invertierenden Verstärkers I1
mit dessen Eingangsanschlusspunkt 1. Die Gate-Elektrode
des Transistors T,- ist mit einem Anschlusspunkt 10 verbunden,
dem eine die Schalteinheit T- steuernde Spannung V- zugeführt werden kann.
Der Eingangsanschlusspunkt 1 des ersten invertierenden Verstärkers ist mit z.B. einer Spalte von
Speicherzellen verbunden, von denen in Fig.. 1 eine dargestellt ist. Diese Speicherzelle wird durch eine Kapazität
C- gebildet, die einerseits mit einem Punkt 9 auf festem
Potential und andererseits über die Hauptstrombahn eines
Selektionstransistors T^ mit isoliertem Gate mit dem
Eingangsanschlusspunkt 1 durch einen Leseleiter verbunden ist, dessen Kapazität zusammen mit der Eingangskapazität
der Verstärkerschaltung der Fig. 1 durch die gestrichelte Kapazität C^ dargestellt ist. Die Gate-Elektrode des
Selektionstransistors ist mit einem Anschlusspunkt 11 verbunden, dem.eine die Selektion steuernde Spannung V„
zugeführt werden kann.
Die dritte Schalteinheit wird durch einen
Transistor T~ mit isoliertem Gate gebildet, dessen Hauptstrombahn
den Eingangsanschlusspunkt 3 des zweiten invertierenden Verstärkers I2 mit dem Punkt 9 konstanter
Spannung verbindet. Im dargestellten Beispiel liegt dieser Punkt 9 stets auf Erdpotential. Die Gate-Elektrode
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des Transistors T7 ist mit dem Aus gangs ans chlus sptmkt 2
des zweiten invertierenden Verstärkers I„ verbunden.
Der Signalwiederherstellungskreis 5 enthält die zweite Sehalteinheit, die durch einen Transistor TQ
mit isoliertem Gate gebildet wird, dessen Hauptstrombahn
den Speiseanschlusspunkt 8 mit dem Eingangsänschlusspunkt
des ersten invertierenden Verstärkers I1 verbindet und
dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgangsanschlusspunkt 2 des zweiten invertierenden Verstärkers I„ verbunden ist.
Die vierte Schalteinheit wird durch den Transistor Tg mit isoliertem Gate gebildet, dessen Hauptstrombahn
in Reihe mit der Hauptstrombahn des Transistors T~ zwischen dem Eingangsänschlusspunkt 3 des zweiten invertierenden
Verstärkers und dem Punkt 9 konstanter Spannung angeordnet ist. Die Gate-Elektrode des Transistors Tg ist
mit dem Anschlusspunkt 12 verbunden, dem eine Steuerspanhung V„ zugeführt werden kann.
Fig* 1 zeigt weiter noch einen Transistor T10
mit isoliertem Gate, dessen Gate-Elektrode mit dem
Ausgangsanschlusspunkt 2 verbunden ist und dessen Hauptstrombahn einen Punkt 7 niit dem Punkt 9 verbindet.
Dieser Transistor ist der Eingangstransistor einer nicht
näher dargestellten Schaltung zur weiteren Verarbeitung des logischen Signals,
In der Verstärkerschaltung nach Fig. 1 sind die
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Transistoren annahmeweise alle vom gleichen Typ, z.B.
n-Kanal-MOS-Transistoren.
Die Wirkungsweise der Verstärkerschaltung nach
Fig. 1 wird an Hand der Fig. 2 näher erläutert, wobei in Fig. 2a die Spannung V- dargestellt ist, die dem
Anschlusspunkt 10 zugeführt wird, Fig. 2b die Spannung
Vp zeigt, die dem Anschlusspunkt 11 zugeführt wird, und
Fig. 2c die Spannung V1, zeigt, die dem Anschlusspunkt
zugeführt wird.
Wird während der ersten Phase ( *-ι ""^o ^ ©ine derartige
Steuerspannung V1 der Gate-Elektrode des Transistors
Tv zugeführt, dass dieser Transistor in den leitenden
Zustand gerät, so wird der invertierende Verstärker sich auf einem Punkt einstellen, bei dem die Spannung am
Eingangsanschlusspunkt 1 gleich der Spannung am Eingangsanschlusspunkt
3 ist. Diese Spannung ist die genannte Referenzspannung Vp. Die Kapazität C„ wird dabei auf
diese Spannung Vn aufgeladen bzw» entladen, welche
Spannung Vn durch die Speisespannung und durch die
SX
Kanalabmessungen des Transistors T1 und des Transistors T„
bestimmt wird.
Wie in der Einleitung erwähnt ist, soll die
Ausgangsspannung des zweiten invertierenden Verstärkers Ip
niedriger als die Schwellwertspannung V des Transistors T_
sein« Es stellt sich heraus, dass, wenn die Transistoren
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T1, Tpt Toi T^ und T„ eine gleiche Schwellwertspannung
aufweisen, diese Bedingung erfüllt ist, wenn gilt, dass Ap \ A1 + 1, wobei A1 und A2 die Absolutwerte der Verstärkungsfaktoren
um den Einstellpunkt der invertierenden Verstärker I1 bzw, I„ während der ersten Phase (t1-»Tp-) sind
Dies hat zur Folge, dass während der ersten Phase der Transistor T~ nichtleitend ist, gleich wie der Transistor T
und der Transistor T10, von denen angenommen wird, dass
sie eine gleiche Schwel!wertspannung wie der Transistor T„
aufweisen. Die Ausgangsspannung, bei der der Transistor T„ und somit der Transistor TQ und der Transistor T10 im
ersten, nichtleitenden Zustand sind, wird als der erste logische Zustand definiert, während der zweite logische
Zustand für jene Ausgangsspannungen definiert ist, bei
der der Transistor T„ und der Transistor T10 leitend sind.
Die genannte weitere Schaltung, von der der Transistor T10
der Eingangstransistor ist, kann den logischen Zustand des Ausgangssignals der Verstärkerschaltung somit durch
den leitenden oder nichtleitenden Zustand des Transistors T10 detektieren.
Am Ende der ersten Phase (t2 in Fig. 2) wird
der Transistor T^ in den nichtleitenden Zustand versetzt.
Die Verstärkerschaltung bleibt in demselben Zustand durch das Fehlen einer Verbindung, über die sich die
Kapazität C„ entladen kann.
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Zum Zeitpunkt to» am Anfang der zweiten Phase,
wird der Transistor T^- von einer geeigneten Steuerspannung V
(Fig. 2b) am .Anschlusspunkt 11 in den leitenden Zustand
versetzt.. Dadurch erfolgt ein Ladungsaustausch zwischen den Kapazitäten C. und Cp, wobei sich drei Situationen
ergeben können, und zwar die Situationen, bei denen die Spannung an der Speicherkapazität C. niedriger als, gleich
oder höher als die Referenzspannung V^ ist.
Wenn die Spannung an der Speicherkapazität C1
niedriger als die Referenzspannung ist, nimmt infolge des
Ladungsaustausches zwischen den Kapazitäten C. und C2 die
Spannung am Eingangsanschlusspunkt 1 etwas ab. Diese
Abnahme wird um einen Paktor A1A2 verstärkt am Ausgangsanschluss
punkt 2 erscheinen, wodurch die Transistoren T_ und T10 gesperrt bleiben. Der gesperrte Zustand des
Transistors T„ ist dabei als der erste logische Zustand
definiert. Der Transistor T~ bleibt gleichfalls gesperrt.
Es findet keine Ladungswiederherstellung statt.
Wenn die Spannung an der Speicherzelle gleich der Referenzspannung ist, findet kein Ladungsaustausch
statt und bleiben also die Transistoren T„, T„ und T10
ebenfalls gesperrt, und dann wird der erste logische Zustand detektiert. Daraus ergibt sich, dass der Inhalt
der Speicherkapazität C1 im ersten logischen Zustand,
nicht wiederhergestellt zu werden braucht. Denn der
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PHN.7916. 28.1.76.
logische Zustand ist nicht ungewiss, falls die Speicherkapazität Ο., nach wiederholtem Auslesen auf die Referenzspannung
Vn aufgeladen ist.
ti
ti
Wenn die Spannung an der Speicherkapazität C1
höher als die Referenzspannung Vn ist, nimmt die Spannung
am Eingangsanschlusspunkt 1 infolge des Ladungsaustausches zwischen den Kapazitäten C. und C„ zu. Vorausgesetzt, dass
.diese Zunahme genügend gross ist, wird diese um einen Paktor A-Ap verstärkt den Transistor T„ in den leitenden
Zustand versetzen, ebenso den Transistor Tq und den Transistor T10. Die Ausgangsspannung ist in diesem Falle
als der zweite logische Zustand definiert. Wenn angenommen wird, dass der Transistor Tg leitend ist, wird
in diesem Falle über die Hauptstrombahn des Transistors T-eine
leitende Verbindung zwischen dem Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers und dem Punkt 9 konstanter
Spannung hergestellt, wodurch der zweite invertierende Verstärker I2 völlig ausgesteuert wird. Die Spannung am
Ausgangsanschlusspunkt 2 wird sich dadurch der Spannung am Speiseanschlusspunkt 8 abzüglich des Spannungsabfalles
Über dem Transistor T9 nähern. Der Transistor T0 wird
dabei gut leitend sein, wodurch die Speicherkapazität C1
,über die Hauptstrombahn des Transistors T„ schnell auf
die am Speiseanschlusspunkt 8 vorhandene Speisespannung abzüglich eines gewissen Spannungsabfalls über dem
609837/0670
PIlN. 7916. 28.1.76.
- 21 -
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Transistor TQ aufgeladen wird. Der zweite logische Zustand
wird dadurch wiederhergestellt.
Die Hauptstrombahn des Transistors To ist in
Reihe mit der Hauptstrombahn des Transistors T„ angeordnet,
um die leitende Verbindung zwischen dem Eingangs— anschlusspunkt 4 und dem Punkt 9 konstanter Spannung
während der ersten Phase zu unterbrechen. Denn wenn der Transistor T~ leitend ist, bleibt in erster Linie der
zweite invertierende Verstärker im ausgesteuerten Zustand, wodurch die Verstärkerschaltung in der ersten Phase
eines nächstfolgenden Auslesezyklus sich schwer auf den Einstellpunkt einstellen lässt. Der Transistor Tg wird, um dies zu vermeiden, mit einem Signal V„ (Fig. 2c) geschaltet, derart, dass dieser Transistor in der zweiten Phase zum Zeitpunkt t^ leitend wird. Der Zeitpunkt t^
wird vorzugsweise gleich dem Zeitpunkt t„ gewählt, weil dann die Transistoren T11 und Tg mit demselben Signal
geschaltet werden können, so dass kein drittes Phasen-signal benötigt wird.
während der ersten Phase zu unterbrechen. Denn wenn der Transistor T~ leitend ist, bleibt in erster Linie der
zweite invertierende Verstärker im ausgesteuerten Zustand, wodurch die Verstärkerschaltung in der ersten Phase
eines nächstfolgenden Auslesezyklus sich schwer auf den Einstellpunkt einstellen lässt. Der Transistor Tg wird, um dies zu vermeiden, mit einem Signal V„ (Fig. 2c) geschaltet, derart, dass dieser Transistor in der zweiten Phase zum Zeitpunkt t^ leitend wird. Der Zeitpunkt t^
wird vorzugsweise gleich dem Zeitpunkt t„ gewählt, weil dann die Transistoren T11 und Tg mit demselben Signal
geschaltet werden können, so dass kein drittes Phasen-signal benötigt wird.
Statt den Transistor Tg in Reihe mit dem Transistor T„ anzuordnen, kann der Transistor Tg u.a. zwischen
den Ausgangsanschlusspunkt 2 des zweiten invertierenden Verstärkers und den Punkt 9 mit Erdpotential aufgenommen
werden. Der Transistor Tg kann dann mit demselben Signal
wie der Transistor T-Q geschaltet werden. Am Anfang der
809837/0870
ΡΗΪΓ.7916.
28.1.76. - 22 -
ersten Phase wird dann der Ausgang des zweiten invertierenden Verstärkers auf Erdpotential gezogen, wodurch
der Transistor T„ in den nichtleitenden Zustand gerät.
Bei einem Speicher wird mit dem Eingangsanschlusspunkt eine Spalte von Speicherzellen mit Selektionstransistoren gekoppelt. Pro Spalte wird dann eine Verstärkerschaltung
nach der Erfindung benötigt. Da der Transistor T10 nach Selektion einer Speicherzelle leitend
wird, wenn in der betreffenden Speicherzelle eine einem Ausgangssignal im zweiten logischen Zustand entsprechende
Ladung gespeichert ist, ist es möglich, die Punkte 7 aller Leseverstärker zusammenzuschalten, vorausgesetzt,
dass nach jedem Lesezyklus die Aussteuerung des zweiten invertierenden Verstärkers mittels eines Signals an der
Gate-Elektrode des Transistors To beseitigt wird. Nur
der Transistor T„, der zu dem sich in der Auslesephase befindenden Spaltenverstärker gehört, kann dann leitend
sein, während alle anderen Transistoren T„ nichtleitend sind«
Die Erfindung beschränkt sich keineswegs auf das dargestellte Ausführungsbeispiel.
Die Verstärkerschaltung nach der Erfindung kann ausserdem zu einem Schreib- und/oder Leseverstärker
dadurch erweitert werden, dass ein Schreibeingang mit den
Punkten 1, 2 oder 3 verbunden wird.
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Claims (1)
- PHN.7916. 28.1.76.PATENTANSPRTJECHE;1 ·) Verstärkerschaltung zum Verstärken kleiner Signale von einer kapazitiven Quelle, z.B. einer Speicherzelle eines in Form einer Matrix ausgeführten dynamischen MOS-Speichers, die zwischen einem Eingang und einem Ausgang mindestens einen ersten invertierenden Verstärker,- die mit Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate ausgeführt ist, weiter eine erste Schalteinheit, die den Eingang des ersten invertierenden Verstärkers mit dessen Ausgang verbindet, sowie einen Signalwiederherstellungskreis enthält, wobei die Detektion des Signals nach einem Zyklus aufeinanderfolgender Phasen stattfindet, bestehend aus einer ersten Phase, während der über die erste Schalteinheit eine Gegenkopplung der Verstärkerschaltung hergestellt wird, die am Ende der ersten Phase wieder angeschaltet wird, und einer zweiten Phase, während der das zu detektierende Signal, dem Eingang des ersten invertierenden Verstärkers zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalwiederherstellungskreis eine zweite Schalteinheit (Tg) zwischen dem Eingang (i) des ersten invertierenden Verstärkers (T^, T2) und einem ersten Punkt (8) konstanter Spannung enthält, die von der Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung (T-, T2, T«,» Tu) gesteuert wird und eine Schwellwertspannung aufweist, so dass die zweite Schalteinheit bei einer Ausgangsspannung der Verstärker-609837/0670PHN.7916. 28.1#76. - 24 -schaltung auf einer SeS.ts dieser Scliwellwertspannung nichtleitend und für eine Au3gangsspannung auf der anderen Seite dieser Schwellwertspannung leitend ist, wobei die Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung während der ersten Phase auf der einen Seite dieser Schwellwertspannung liegt,2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Verstärkerschaltung zwischen dem Eingang und dem Ausgang die Reihenschaltung des ersten und eines zweiten invertierenden Verstärkers enthält, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung weiter eine dritte Schalteinheit (Τ~) zwischen dem Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers und dem zweiten Punkt konstanter Spannung (9) enthält, die gleichfalls von der Ausgangsspannung des zweiten invertierenden Verstärkers (Τ,,, Tk) gesteuert wird und eine Schwel liver t spannung aufweist, so dass die dritte Schalteinheit bei einer Ausgangsspannung des zweiten invertierenden Verstärkers auf der einen Seite dieser Schwellwertspannung nichtleitend und bei einer Ausgangsspannung des zweiten invertierenden Verstärkers auf der anderen Seite dieser Schwellwertspannung leitend ist, wobei während der ersten Phase die Ausgangsspannung des zweiten invertierenden Verstärkers auf der einen Seite dieser Schwellwertspannung liegt.609837/0670PHN.7916. 28.1.76.3» Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung eine Hilfsschalteinheit (Tg) zur Unterbrechung des Kreises zwischen dem Eingang des zweiten invertierenden Verstärkers und einem zweiten Punkt auf konstanter Spannung während der ersten Phase enthält,h. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Schalteinheit (T_) ein Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate ist, dessen Hauptstrombahn zwischen dem Eingang (3) des zweiten invertierenden Verstärkers (To, Tj und dem zweiten Punkt konstanter Spannung angeordnet ist und dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgang (2) des zweiten invertierenden Verstärkers verbunden ist, wobei dieser Feldeffekttransistor eine Schwellwertspannung aufweist, die der Schwellwertspannung der im ersten und zweiten invertierenden Verstärker verwendeten Feldeffekttransistoren (T1, T0; TQ, T1) entspricht, und wobei für die Absolutwerte A1 bzw, A„ der Verstärkungsfaktoren um den Ein<stellpunkt während der ersten Phase des ersten bzw, des zweiten invertierenden Verstärkers gilt, dass A2 "> A1 + 1 ist.5· Verstärkerschaltung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Hilfsschalteinheit eine vierte Schalteinheit ist, die in Reihe nit der zweiten Schalteinheit zwischen dem Eingang des zweiten809837/0670PHN.7916. 28.1.76. - 26 -inv.ertierenden Verstärkers und dem zweiten Punkt auf konstanter Spannung angeordnet ist·6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Hilfsschalteinheit eine fünfte Schalteinheit ist zwischen dem Ausgang des zweiten invertierenden Verstärkers und dem zweiten Punkt konstanter Spannung (9) angeordnet ist, die während der ersten Phase leitend ist«609837/0670
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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JP (1) | JPS51110230A (de) |
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NL (1) | NL7502375A (de) |
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JPS5625290A (en) * | 1979-08-07 | 1981-03-11 | Nec Corp | Semiconductor circuit |
US4286174A (en) * | 1979-10-01 | 1981-08-25 | Rca Corporation | Transition detector circuit |
US4307308A (en) * | 1979-11-19 | 1981-12-22 | Gte Laboratories Incorporated | Digital signal conversion circuit |
FR2522158A1 (fr) * | 1982-02-23 | 1983-08-26 | Thomson Csf | Dispositif de detection de presence ou d'absence d'une quantite de charge, et de memorisation du resultat de cette detection |
US4464590A (en) * | 1982-06-23 | 1984-08-07 | National Semiconductor Corporation | Memory system current sense amplifier circuit |
US4513211A (en) * | 1982-09-24 | 1985-04-23 | Thomson-Csf | Device for detecting the presence or absence of a charge quantity and for storing the result of this detection |
US5339274A (en) * | 1992-10-30 | 1994-08-16 | International Business Machines Corporation | Variable bitline precharge voltage sensing technique for DRAM structures |
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US3573507A (en) * | 1968-09-11 | 1971-04-06 | Northern Electric Co | Integrated mos transistor flip-flop circuit |
AT335777B (de) * | 1972-12-19 | 1977-03-25 | Siemens Ag | Regenerierschaltung fur binarsignale nach art eines getasteten flipflops |
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1975
- 1975-02-28 NL NL7502375A patent/NL7502375A/xx unknown
- 1975-12-22 US US05/643,255 patent/US4039860A/en not_active Expired - Lifetime
-
1976
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- 1976-02-25 IT IT67433/76A patent/IT1057625B/it active
- 1976-02-25 CA CA246,534A patent/CA1083234A/en not_active Expired
- 1976-02-25 GB GB7414/76A patent/GB1481289A/en not_active Expired
- 1976-02-26 JP JP51019489A patent/JPS51110230A/ja active Pending
- 1976-02-27 FR FR7605472A patent/FR2302625A1/fr not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
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JPS51110230A (de) | 1976-09-29 |
GB1481289A (en) | 1977-07-27 |
IT1057625B (it) | 1982-03-30 |
NL7502375A (nl) | 1976-08-31 |
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