DE2558402A1 - Signalempfaenger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Signalempfänger für in einem übertragenen Niederfrequenzband liegende Mehrfrequenz-Signale. Derartige Signale dienen zur Übermittlung von im Sprachband liegenden Schalt- und sonstigen Betriebsinformationen zwischen Telefonämtern.

Derartige Signalisierungssysteme übermitteln zwischen Telefonämtern Signale, die im übertragenen Niederfrequenzband (Audiofrequenzband) liegen. Diese Mehrfrequenzsignale bestehen aus einer oder mehreren Gruppen sinusförmiger Signale bestimmter Frequenzen. Ein typisches Beispiel für derartige Systeme ist das im Jahr 1964 von der CCITT standardisierte System No. 5. Dabei werden sog. Registersignale, die die Nummer eines Amtes und die Nummer eines Teilnehmers für einen gerufenen Anschluß darstellen, übermittelt. Sie bestehen aus zwei vorbestimmten Frequenzen, die aus sechs zur Verfügung stehenden Frequenzen ausgewählt sind, die in Intervallen von 200 Hz zwischen 700 und 1700 Hz angeordnet sind. Zusätzlich werden bei Frequenzen von

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2400 und 26OO Hz Leitungssignale übertragen, die im angerufenen Amt bei Beginn und bei Beendigung einer Verbindung den innerhalb des übertragenen Niederfrequenzbandes liegenden Signalempfänger und eine Meßschaltung ansteuern. Diese Leitungssignale (im folgenden: Überwachungssignale) werden zwischen den einzelnen Telefonämtern in bestimmter Folge ausgetauscht. Die Signale und die einzelnen Signalisierungsvorgänge für das erwähnte Signalisierungs-System No. 5 sind veröffentlicht in: "Green Book", Vol. VI-2, veröffentlicht von THE INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION (1973), S. 312/314 und 323 bis 327. An dieser Stelle ist dabei eine weitere Beschreibung dieses Systems nicht notwendig. Die Grundoperationen zur Peststellung des Mehrfrequenzsignals kann man zusammenfassend damit beschreiben, daß sie feststellen, ob ein empfangenes Signal zu einer Gruppe von vorbestimmten Mehrfrequenzsignalen gehört oder nicht, und - wenn das der Fall ist - die Bedeutung dieses Signals bestimmen. Bei bekannten Systemen ist ein derartiger Signalempfänger aus einer Vielzahl analoger Bandpass-Filter aufgebaut. Sie sind so ausgelegt, daß das Zentrum des von ihnen hindurchgelassenen Bandes jeweils den Frequenzen der Sinuswellen, die im Mehrfrequenzsignal vorhanden sein können, entspricht. Es folgen Gleichrichter-Schaltungen, analoge Tiefpass-Filter und Schnellwert-Schaltungen» Alle diese Schalteinheiten müssen äußerst stabil und über eine lange Zeitspanne unter verschiedenen Bedingungen wie Temperatur, Alterung usw., sehr genau sein. Die Auswahl derartiger Schalteinheiten sowie die Einjustierung beim Zusammenbau usw. ist daher sehr arbeitsintensiv und deshalb kostenaufwendig.

Die Technologie integrierter Schaltungen im großen Maßstab (LSI = Large Scale Integration), die sich aus den Fortschritten

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j NACHQEREtCHT (

der Halbleitertechnik ergab,sowie die schnelle Entwicklung der digitalen Technik im Zusammenhang damit, führen auch dazu, die in Fernsprechanlagen verwendeten und herkömmlieherweise analog aufgebauten Schalteinheiten nunmehr zu digitalisieren. Das ergibt sich daraus, daß bei der Verarbeitung von digitalen Signalen zu verarbeitende Informationen digitale Größen darstellen und daher die Schaltungen ebenso digital aufgebaut sind. Dadurch sind Anlagen, die stabil und über lange Zeit genau sind, erheblich leichter herzustellen. Nur die Taktfrequenz muß szabil sein. Die Einstellung bzw. Justierung, wie sie bei der Verwendung analoger Schaltungen unbedingt notwendig ist, kann weggelassen werden. Aus der Verwendung von LSI und IC ergibt sich ferner eine Erhöhung der Produktivität und eine Verringerung in der Größe und in den Kosten einer solchen Anlage.

Ein digitaler Empfänger für ein Signalisierungssystem, das mit im übertragenen Band liegenden Signalen arbeitet, ist bereits bekannt geworden (vgl. "An All Digital Telephone Signalling Modul", Proceedings of the National Electronics Conference, Oct. 1973; I. Koval u. G. Gara, "Digital MP Receever Using Discrete Fourier Transform"; IEEE Trans, on Communications Vol. COM-21, Dec. 1973»» S. 1551 bis 1335. Bei der erstgenannten Schaltung werden die Kennlinien der verwendeten Bandpass-Filter mit digitalen Filtern erzielt; bei der zweitgenannten Schaltung verwendet man anstelle der digitalen Filter die Discrete-Fourier-Transformation (DFT). Den beiden bekannten digitalen Signalempfängern ist gemeinsam, daß sie mit derselben Abtastfrequenz arbeiten, die zur Kodierung des Spraehsignals verwendet wird und daß für verschiedene Funktionen lediglich die analogen Schaltungen

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direkt durch digitale Schaltungen ersetzt werden. Daher ist der Aufwand, z.B. für Multiplikation, Addition und Subtraktion als ganzes sehr groß, so daß sich daraus unvermeidbar ein größerer apparativer Aufwand ergibt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Signalempfänger der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem das Ausmaß der notwendigen arithmetischen Punktionen selbst reduziert wird.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch gelöst, daß zwei Oszillatoren eine Sinus- bzw. eine Kosinuswelle mit einer Frequenz im Mittelbereich der Frequenzen des in das übertragene Niederfrequenzband eingesetzten Mehrfrequenzsignales erzeugen, die zwei Multiplizierer zugeführt werden, in denen die Modulationsprodukte mit Signalen am Ausgang eines Analog/Digital-Konverters gebildet werden, die diese durch Abtastung eines im übertragenen Niederfrequenzband liegenden Signals an seinem Eingang mit einer ersten Abtastfrequenz und Umsetzung in ein digitales Signal gewinnt, und daß die Signale am Ausgang der Multiplizierer an zwei Tiefpässe gelangen, deren Grenzfrequenzen so bestimmt sind, daß sie die Mehrfrequenzsignale nicht beeinflussen, und daß die Signale am Ausgang der Tiefpässe an zwei Abtast-Torschaltungen gelangen, die diese mit einer zweiten Abtastfrequenz abtasten, die ein ganzzahliger Teil der ersten Abtastfrequenz und so bestimmt ist, daß sie die in dem Mehrfrequenzsignal enthaltene Information nicht beeinträchtigt, und daß die Signale von den Abtast-Torschaltungen an Filter gelangen, die die in denf Mehrfrequenzsignal enthaltene Amplitudeninformation ableiten, und daß ein Diskriminator aus den Signalen am Ausgang der Filter das dem Eingang zugeführte Signal zurüc kgewinnt.

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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es stellen dar:

Fig. 1 ein Diagramm zur Erläuterung;

Pig. 2 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels;

Pig. 3 ein Mehrfrequenzsignalspektrum zur Erläuterung von Pig. 2;

Fig. 4 eine schematische Darstellung einer in Pig. 2 verwendeten Schalteinheit;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels.

Die vorliegende Erfindung basiert darauf, daß die Frequenz, mit der die Signale abgetastet werden, herabgesetzt und den MehrfrequenzSignalen lediglich ein Seitenband zugeordnet wird. Die Abtastfrequenz zur Kodierung eines Sprachsignals ist nach internationalem Standard 8 kHz. Das Spektrum eines derart mit 8 kHz abgetasteten Sprachsignals hat, wie in Fig. 1 in Form von Dreiecken dargestellt - eine Periodizität von 8 kHz. Praktisch enthält jedoch das Prequenzspektrum, das im 4 kHz-Band liegt, bereits genügend Information, so daß eine Abtastfrequenz von 8 kHz, falls entsprechende Vorkehrungen getroffen werden, nicht stets notwendig ist. Eine Signalverarbeitung ist auch dann möglich, wenn das Frequenzspektrum gleich oder kleiner als 4 kHz ist. Außerdem ist der Frequenzbereich, in dem Mehrfrequenzsignale (in Fig. durch Pfeile dargestellt) existieren, viel kleiner als 4 kHz. Da ferner bei dem erwähnten Signalisierungssystem No. 5

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NACHQEREICHTJ

den Mehrfrequenzsignalen ein Frequenzband von 1900 kHz zwischen 700 Hz und 2600 Hz zugeordnet ist, kann man eine Signalverarbeitung auch dann gewährleisten, wenn die Signalisierungsfrequenz auf 2 kHz herabgesetzt wird.

Als Beispiel sind in den Fig. 1 (a) bis.(d) die Schritte der Signalverarbeitung bei Verringerung der Abtastfrequenz von 8 kHz auf 2 kHz dargestellt. Zunächst wird die ursprüngliche Signalfolge, die bei der Abtastung des Signals entstanden ist, mit einem Signal multipliziert, das eine Cosinus- bzw. Sinuswelle ist und dessen Frequenz fo im Zentrum des Bandes liegt, in dem die Mehrfrequenzsignale vorliegen. Das letztere der beiden Signale wird mit j = -1 multipliziert und vom ersteren abgezogen. Man erhält dann ein komplexes Signal mit dem in Fig. 1 (b) gezeigten Frequenzspektrum, das gegenüber dem Spektrum nach Fig. 1 (a) entlang der Frequenzachse um in negativer Richtung um fo verschoben ist. Ist die ursprünglich vorliegende Signalfolge s (t), dann ist das komplexe Signal χ (t) folgendes:

x(t) = s(t){( Ln 2ΪΓ fot - j sin 2 W fotf

x(t) = s(t) . e (1)

Dabei sind t die diskreten Abtastzeitpunkte; man kann sie in Abhängigkeit von der Abtastperiode T mit t = nT + f (n ist eine ganze Zahl, E* eine Konstante, ο g £"< 7" ) darstellen.

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NACHaEREICHT

Im obigen Pall wurde das Sinuswellen-Signal mit j multipliziert und vom Cosinuswellen-Signal subtrahiert. Man kann natürlich auch das Sinuswellen-Signal mit j multiplizieren und zum Cosinuswellen-Signal addieren. Es ergibt sich dann ein komplexes Signal, dessen Spektrum in positiver Richtung entlang der Frequenzachse gegenüber dem Spektrum nach Pig I (a) um fo verschoben ist. Für die Hardware besteht zwischen der Addition und der Subtraktion kein wesentlicher Unterschied. Bei einer Addition ist die Anordnung der Komponenten im Spektrum in Bezug auf das Grund-Band (das Frequenzband, in dessen Zentrum Gleichstrom gegeben ist) in der Frequenzachse vertauscht. Daher wird im folgenden der Einfachheit halber nur die Subtraktion beschrieben.

Um die Abtastfrequenz herabzusetzen, ist es lediglich notwendig, daß das komplexe Signal, das das in Fig. 1 (b) gezeigte Spektrum hat, durch ein Tiefpass-Filter geleitet und damit in eine Signalfolge mit einem Spektrum nach Fig. 1 (c) umgewandelt wird und daß aus dieser Signalfolge Signale in vorbestimmten Intervallen aufgegriffen werden. Ein Beispiel für ein Spektrum ist in Fig. 1 (d) dargestellt. Es betrifft den Fall, daß das teilweise Aufgreifen von Signalen aus der Signalfolge für jedes vierte Signal aus der durch Abtastung entstandenen Signalfolge durchgeführt wird, so daß sich daraus eine Transformation der Abtastfrequenz von 8 kHz auf 2 kHz ergibt. Das Spektrum nach Fig. 1 (c) hat bei einer Abtastfrequenz von 8 kHz eine Periodizität von 8 kHz; das Spektrum nach Fig. 1 (d) hat bei einer Abtastfrequenz von 2 kHz eine entsprechend herabgesetzte Periodizität von 2 kHz. Die Grenzfrequenz des in dem Schritt von Fig. 1 (b) nach Fig. 1 (c) verwendeten Tiefpass-Filters muß niedriger als 1 kHz sein. Außerhalb dieses Bandes muß für eine hinreichend

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hohe Dämpfung gesorgt sein. Für die praktische Verwirklichung in Hardware ist davon auszugehen, daß die Signalfolge komplexer Daten mit der niedrigen Abtastfrequenz aus zwei Signalfolgen, nämlich einer reellen und einer imaginären Folge von Daten besteht. Daraus folgt, daß wenn eine Reduzierung der Abtastfrequenz auf weniger als 1/2 erfolgt, eine größere Reduzierung im gesamten Aufwand der Signalverarbeitung erwartet werden kann. Wird z.B. wie oben die Abtastfrequenz von 8 kHz auf 2 kHz reduziert, ergibt sich eine Reduzierung der Abtastfrequenz auf 1/4; bei der Signalverarbeitung ergibt sich eine Reduzierung um den Faktor 2

Beim erfindungsgemäßen Empfänger wird die Signalfolge, die aus der beschriebenen Transformation der Abtastfrequenz hervorgeht, ferner einer Filterung unterworfen, um die entsprechenden Signalkomponenten des Mehrfrequenzsignals festzustellen. Herkömmlicherweise ist dies dadurch zu realisieren, daß eine Vielzahl von schmalen Bandfiltern lediglich die entsprechenden Signalkomponenten hindurchlassen. Man kann jedoch auch eine diskrete Fourier-Transformation vorsehen (vgl. die angegebene Literatursteile IEEE Trans, on Communications). Ordnet man ferner die Frequenzen des Mehrfrequenzsignals mit gleichem Abstand voneinander oder mit dem Abstand eines ganzzahligen Vielfachen eines festen Frequenzwertes voneinander an, so ergibt sich bei der beschriebenen Transformation der Abtastfrequenz, daß die entsprechenden Komponenten der Mehrfrequenzsignale innerhalb dem Grund-Band effektiv angeordnet werden können. Verwendet man also einen FTT Algorithmus (FFT = Fast Fourier Transform = schnelle Fourier-Transformation), der eine Vielzahl

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diskreter Fourier-Transformationen effektiv durchführt, so kann die Anzahl von Multiplikationen erheblich verringert werden, so daß man eine effektivere Signalverarbeitung erwarten kann. Ein solcher Algorithmus ist beschrieben in: W. Coolly und J.W. Tukey, "An Algorithm for the Machine Calculation of Complex Fourier Series", Mathematical Computation, Vol. 19, S. 297 bis 301 (April 1965), sowie in G.C. O'Leary, "Nonrecursive Digital Filtering Using Cascade Fast Fourier Transformers", IEEE Transactions on Audio and Electroacustics, Vol. AU-18, No. 2 (Juni 1970), S. 177 bis (vgl. insb. Fig. 1 und 2).

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel. Ein Audiofrequenz-Signal, in dem Mehrfrequenzsignale enthalten sind, gelangt über eine Klemme 1 an den Eingang eines Analog/Digital-Konverters 2, in dem es mit einer Abtastfrequenz fs abgetastet und in eine digitale Größe mit einer gewünschten Anzahl von Bits umgesetzt wird. Dabei sei hier eine Abtastfrequenz fs von 8 kHz gemäß internationalem Standard angenommen. Das dann in digitaler Form vorhandene Audiofrequenz-Signal gelangt an die Multiplizierer 3 und 4. Es wird im Multiplizierer 3 mit einem vom Oszillator 12 erzeugten Signal cos 2 fot im Multiplizierer 4 mit einem vom Oszillator 13 erzeugten Signal sin 2 fot multipliziert. Oszillatoren dieser Art sind beschrieben in: B. Gold and Ch. M. Rader, "Digital Processing of Signals", McGraw-Hill Book Co., N.Y. (1969), S.l46y Fig. 5.13. Die Frequenz fo dieser Cosinus- und Sinuswellen ist so gewählt, daß sie derjenigen Frequenz entspricht, die für die Herabsetzung der Abtastfrequenz und zur Durchführung der Filterung am günstigsten ist. Werden z.B., wie

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beim Signalisierungssystem No. 5 (s. oben) Signale eingesetzt, die zwischen 700 Hz und 2 600 Hz liegen, und werden diese als Ganzes verarbeitet, dann kann man für fo einen Wert wählen, der in der Mitte dieses Frequenzbereiches, also irgendwo zwischen l600 und 1700 Hz liegt. Im Hinblick auf eine möglichst einfache Signalverarbeitung ist jedoch eine Frequenz erwünscht, die man leicht aus der Abtastfrequenz ableiten kann. Eine Abtastfrequenz von fs = Ö kHz ergibt z.B. die Frequenz von l600 Hz leicht durch Division mit dem Faktor 5. Die Amplitude des Frequenzspektrums des gemäß Gleichung (1) transformierten komplexen Signals ist in Fig. 3 (a) und (b) in durchgezogenen Linien dargestellt. Die Buchstaben A und B bezeichnen Spektrallinien bei 700 und 900 Hz.

Die Signale von den Ausgängen der Multiplizierer 3 und 4 gelangen an Tiefpass-Filter 5 bzw. 6. Demgemäß gelangen lediglich die im Grund-Band liegenden Komponenten des Mehrfrequenzsignals an die nachfolgenden Abtast-Torschaltungen 7 bzw. 8. Die Tiefpass-Filter 5 und 6 müssen genau dieselben Übertragungscharakteristiken haben. Sie sollten innerhalb des Durchlaßbandes flach mit steilem Verlauf im Grenzbereich und genügend hoher Dämpfung außerhalb des Durchlaßbereichs sein. Ein Butterworth-Filter höherer Ordnung oder ein eliptisches Filter ist geeignet. Derartige Filter sind beschrieben in: B. Gold und C.H.M. Rader "Digital Processing of Signals", McGraw-Hill Book Co., N.Y. (1969), S. 66-89. Die Abtast-Torschaltungen 7 und 8 werden durch normale UND-Verknüpfungsglieder gebildet.

Ebenfalls an die Abtast-Torschaltungen 7 und 8 gelangen Signale mit einer anderen Abtastfrequenz fs. Sie werden an anderer

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Stelle erzeugt. Derart werden die Signale an den Ausgängen der Tiefpass-Filter 5 und 6 von einer Signalfolge mit der ursprünglichen Abtastfrequenz fs in eine Signalfolge einer anderen Abtastfrequenz fs umgewandelt. Wie bereits beschrieben, ist diese Abtastfrequenz fs ein ganzzahliger Teil von fs', die so bestimmt ist, daß die Grund-Band-Komponenten des Mehrfrequenzsignals nicht verloren gehen. Man kann z.B. im allgemeinsten Fall fs = 2 kHz wählen. Dann hat das komplexe Signal eine Periodizität von 2 kHz im Amplitudenspektrura, wie in Fig. 3 (a) durch gestrichelte Linien .gezeigt. Alternativ kann man die Abtastfrequenz fs auch niedriger als 2 kHz wählen. Ist z.B. fs =1,6 kHz, wie in Form gestrichelter Linien in Fig. 3 (b) dargestellt, dann ergibt sich für das Amplitudenspektrum des komplexen Signals eine Periodizität von 1,6 kHz. Aus dieser Figur ist ersichtlich, daß die entsprechenden Spektralkomponenten des Mehrfrequenzsignals sich selbst bei fs = 1,6 kHz nicht überlappen. Daraus ergibt sich, daß die in einem Mehrfrequenzsignal bei einem Signalisierungssystem No. 5 (s. oben) enthaltene Information nicht verschlechtert wird.

Die Signale von-den Ausgängen der Abtast-Torschaltungen 7, gelangen an eine Filter-Schalteinheit. Darin wir die in der Amplitude der entsprechenden Frequenzkomponenten des Mehrfrequenzsignals enthaltene Information gewonnen. Eine derartige Filter-Schalteinheit 9 ist in Fig. 4 dargestellt. Der Block 23 stellt eine solche Filtereinheit 9 dar, die aus einer Gruppe von DFT (DFT = Discrete Fourier-Transformation)· Schaltungen aufgebaut istj sie führen die diskreten Fourier-Transformationen durch. Ein Verfahren zur Durchführung solcher diskreter Fourier-Transformationen ist als Goertzel-Algorithmus beschrieben in: B. Gold and Ch. M. Rader,

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"Digital Processing of Signals", McGraw-Hill Book Co., N.Y. (1969), S. 171/172. Auch in. der oben erwähnten Literatursteile IEEE Trans on Audio and Electroacustics, Vol. AU-18, wird dieses Verfahren angewendet. Die Signale von den Ausgängen der Abtast-Torschaltungen 7, 8 gelangen an die beiden Klemmen 21 und 22 am Eingang des Blocks 23· Es ist die Gruppe von DFT-Schaltungen 24 -1 bis 24 - η vorgesehen; sie entsprechen den η Mehrfrequenzsignal-Komponenten. Die Signale gelangen von den Klemmen 21 und 22 parallel an die DPT-Schaltungen; sie stellen den Realbzw, den Imaginärteil des komplexen Signals dar. Im Rahmen der Erörterung der Gleichung (1) war der Imaginärteil mit -1 multipliziert worden. Praktisch braucht man eine derartige Multiplikation jedoch nicht durchführen. Es ist vielmehr lediglich notwendig, wie oben beschrieben, das Pourier-Spektrum bezüglich der Prequenzachse in umgekehrter Richtung zu interpretieren. Jede DPT-Schaltung verarbeitet einen Block von m aufeinanderfolgenden komplexen Abtastwerten in der am Eingang zugeführten Folge komplexer Signale und leitet an ihrem Ausgang einen bestimmten Abtastwert des komplexen Spektrums ab. let das Signal am Eingang 1 eine Siriuswelle, so arbeitet jede DPT-Schaltung ähnlich wie ein enger Band-Pass. Der Wert m bestimmt die Prequenztrennung zwischen den entsprechenden DPT-Schaltungen (vgl. I. Koval and G. Gara, "Digital MP Receiver Using Discrete Fourier Transform", IEEE Trans, on Communications, Vol. COM-21, No. 12 (Dezember 1973), S. 1331 bis 1335, insb. S. 1332, Pig. 2). Nimmt man für den engen Band-Pass eine Bandbreite von Δ f an und berücksichtigt man, daß die Abtastfrequenz des Signals am Eingang fs ist, folgt daraus m «« fs /Δι. Ist z.B. in Fig. 3 (a) fs = 2 kHz und Af* 200 kHz, so ergibt sieh m «* 10.

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Die Realteile und die Imaginärteile der Signale, die an den Ausgängen der DFT-Schaltungen abgegeben werden, durchlaufen Amplituden-Quadrier-Schaltungen 25-1 bis 25-n bzw. 26-1 bis 26-n; sie werden dann in Addierern 27-1 bis 27-n addiert. Die Amplituden der Signale an den Ausgängen 28-1 bis 28-n enthalten die gewünschte Information. Tatsächlich sind nun die Operationsgeschwindigkeiten dieser verschiedenen Schalteinheiten natürlich kleiner als die der DFT-Schaltungen 24-1 bis 24-n in Fig. 4 (a), wie sich aus der oben erwähnten Beschreibung ergibt. Man erhält eine Abtastperiode von f's/m. Die Quadratur der Amplituden in den Quadratur-Schaltungen ist derart, daß aus einem Signal χ am Eingang ein Signal χ am Ausgang abgeleitet wird. Das wird durch einen Multiplizierer realisiert, dem man dieselbe Zahl als Multiplikator und als Multiplikant eingibt. Seit einiger Zeit gibt es nun Lesespeicher (Read Only Memory = ROM) auf der Grundlage der IC-Technik. Wenn das zu berechnende Wort kurz ist, wird man daher zweckmäßigerweise eine

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Tabelle von χ in einem solchen Lesespeicher speichern und dann jeweils auf diese Tabelle Bezug nehmen.

Nimmt man in Fig. 4 (a) nun an, daß der DFT-Schaltung 24-1 eine Frequenz von 700 Hz und der DFT-Schaltung 24-2 eine Frequenz von 900 Hz zugeordnet ist und daß zu einem bestimmten Zeitpunkt von den Spektrallinien-Komponenten, die in Fig. 3 (a) bzw. 3 (b) in durchgezogenen Linien dargestellt sind, lediglich die Spektrallinien-Komponenten A und B nacheinander an den Signalempfänger übertragen werden, dann entsteht an der Klemme 28-1 in Fig. 4 (a) ein hinreichend positives Ausgangssignal (A), das der Spektrallinienkomponente A entspricht. Zur selben Zeit tritt auf der Klemme

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28-2 ein hinreichend positives Ausgangssignal (B) auf, das der Spektrallinienkomponente B entspricht. Die Signale an den anderen Klemmen 28-3 bis 38-m sind Null. Diese Signale am Ausgang der Filter-Schalteinheit 23, deren Amplitude für die in ihmr enthaltene Information maßgeblich ist, gelangen dann in Pig. 2 an den Diskriminator 10, der unterscheidet, welche Mehrfrequenzsignal-Komponente eingetroffen ist und das Ergebnis als ein Signal Ii am Ausgang ableitet. Ein derartiger Diskriminator besteht grundsätzlich aus Schwellwert-Schaltungen mit Speicherfunktion, die den entsprechenden Ausgängen der Filter-Schalteinheit 9 zugeordnet sind. Ein Beispiel eines Diskriminators 10 nach Fig. 2 ist in Fig. 4 (a) in dem strichpunktiert eingerahmten Bereich 19 dargestellt. Den Signalen an den Klemmen 28-1 bis 28-n, deren Amplituden die Information enthalten, zugeordnete Schwellwerte liegen an den Klemmen I6-I bis l6-n an und gelangen von dort an die Subtrahierschaltungen 17-1 bis 17-n. Normalerweise sind alle Schwellwerte gleich; sie können jedoch verschieden sein, wenn die Übertragungskennlinien der Tiefpass-FiIter 5 und 6 voneinander abweichen oder wenn das Signalisierungs-System an sich bereits verschiedene Schwellwerte verlangt. Die positiven oder negativen Polaritäten der Signale an den Ausgängen der Subtrahiersehaltungen (ein positives bzw. ein negatives Vorzeichen wird durch ein Vorzeichenbit angezeigt) werden in Speichern I8-I bis l8-n gespeichert, an deren Ausgängen die determinierten Signale 20-1 bis 20-n abgeleitet werden. Außerdem können die Diskriminatoren 10 noch Einrichtungen zur Verhinderung von verschiedenen Fehloperationen aufweisen; solche Einrichtungen müssen geeignet sein, nachzuprüfen, ob die Bedingung "Empfang von 2 aus 6 Frequenzen" erfüllt ist. Dies gilt für den Fall, daß in den Speichern I8-I bis 18-n die

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Registersignale für das oben erwähnte Signalisierungssystem No. 5 sind. In dem Fall, in dem in den Speichern Überwachungssignale gespeichert sind, die die Beendigung einer Verbindung überprüfen, muß geprüft werden, ob eine gesprochene Mitteilung eine Pehloperation verursacht haben könnte. Die Existenz bzw. Nichtexistenz derartiger weiterer Einrichtungen hat jedoch keine direkte Bedeutung für die Erfindung.

Die Filter-Schalteinheit 9 kann auch anders realisiert werden. Bei einigen Signalisierungssystemen sind die Intervalle zwischen den entsprechenden benachbarten Frequenzkomponenten der Mehrfrequenzsignale gleich, so z.B. in dem bereits mehrfach erwähnten System No. 5, sofern man für die zweite Abtastfrequenz f»s 1,6 kHz wählt, wie aus Fig. 3 (b) zu ersehen. Jeder Frequenzkomponente der Mehrfrequenzsignale ist einer der 16 Frequenzpunkte zugeordnet bzw. sie wird durch ihn repräsentiert, die entlang der Frequenzachse mit Intervallen von 100 Hz angeordnet sind. In diesem Fall ist die erwähnte FFT-Verarbeitung effektiver. Wie bekannt ist, kann man dann mit hoher Geschwindigkeit aus 2 (N ist eine positive ganze Zahl) abgetasteten Werten Spektralwerte an 2 Frequenzpunkten berechnen. Diese Art der Verarbeitung ist nicht nur schnell, sondern auch effektiv in Bezug auf eine Reduzierung des notwendigen Sehaltungsaufwandes bei der Verwirklichung mit praktisch zur Verfügung stehender Hardware. Im Fall von Pig· 3 0>) ist die.Anzahl der notwendigen Frequenzpunkte gleich 8. Da diese 8 Frequenzpunkte nicht in gleichen Abständen angeordnet sind, ist eine FFT-Verarbeitung auf der Grundlage von zumindest 16 Frequenzpunkten mit voneinander gleichen Abständen von 100 Hz notwendig. Es ist in diesem Zusammenhang bekannt, daß man bei der FFT-Verarbeitung als

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Eingangsdaten m = 2 aufeinanderfolgende Daten, die der folgenden Beziehung genügen, benötigt.

Δ P . T = 2 "^{N (2)}

Dabei ist ^ F ein Frequenzintervall eines Signals nach einer Fourier-Transformation und T die Abtastperiode bezüglich der Daten am Eingang. Sie hat zu der erwähnten zweiten Abtastfrequenz fs die Beziehung T = 1/f's. Daraus folgt für das Beispiel nach Fig. 3 (b)» daß N = 4 oder mehr sein muß. Für die Realisierung der Hardware für eine FFT-Schaltung sind verschiedene Möglichkeiten bekannt. Entweder kann der Algorithmus der FFT direkt durch eine N-stufige Schaltung ersetzt werden oder es werden ein Multiplizierer, ein Addierer und ein Speicher zu einer Einheit verschaltet und auf der Grundlage einer Zeitteilung eingesetzt. Dies ist dem Fachmann geläufig. Auf eine detaillierte Beschreibung wird daher im vorliegenden Fall verzichtet. Das Bezugszeichen 34 in Fig. 4 (b) bezeichnet eine FFT-Verarbeitungseinheit, die die Gruppe von DFT-Schaltungen 24 in Fig. 4 (a) zu ersetzen bestimmt ist. Die übrigen Teile sind in beiden Ausführungsbeispielen gleich.

In der bisherigen Beschreibung war eine FFT-Verarbeitung zur Berechnung von mindestens 16 Frequenzpunkten notwendig, da von der gleichzeitigen Verarbeitung von überwachungssignalen und Registersignalen ausgegangen worden war. Wenn jedoch überwachungssignale und Registersignale getrennt verarbeitet werden, so kann man die Zahl der Frequenzpunkte weiter verringern. So ist z.B. bei einem Signalxsierungssystem No. 5 die Modulationsfrequenz fo 1100 oder 1300 Hz. Die Komponenten des überwachungssignals im modulierten Signal

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am Ausgang werden getrennt in der erwähnten Weise einer DFT-Verarbeitung unterworfen. Die Komponenten des Registersignals werden durch ein Tiefpass-Filter geleitet, in dem die Komponenten des überwachungssignals abgeschnitten werden. Danach werden die Komponenten des Überwachungssignals einer zweiten Abtastung und danach einer FFT-Verarbeitung unterworfen. Unter diesen Verhältnissen wird die Zahl der FFT-Schaltungen 2 = 8. Dies bedeutet N = 3· Man kann daher eine weitere Reduzierung des gesamten Schaltungsaufwandes erwarten. Ein Ausführungsbeispiel ist in Fig. 5 dargestellt.

In Fig. 5 entsprechen die Bauteile mit den Bezugszeichen 45 bis 53 den Bauteilen mit den Bezugszeichen 1 bis 13 in Fig. 2. Der Unterschied zwischen Fig. 5 und Fig. 2 ist, daß in Fig. 5 zwei Folgen 45 und 49 von Schalteinheiten 45 und 49 vorgesehen sind. Eine Folge dient zur Verarbeitung des überwachungssignals, die andere zur Verarbeitung des Registersignals. Im ersten Fall sind die Sehalteinheiten mit dem Zusatz "-1", im zweiten Fall mit dem Zusatz "-2" benannt. Die Grenzfrequenzen der Tiefpass-Filter 45-1 und 46-1 sind derart bestimmt, daß die Komponenten des überwachungssignals hindurchgehen; die Grenzfrequenzen der Tiefpass-Filter 45-2 und 46-2 sind derart bestimmt, daß die Signalkomponenten des Registersignals hindurchgehen, die des überwachungssignals jedoch abgeschnitten werden. Die Filter-Schalteinheit 49-1 leitet lediglich für das überwachungssignal die Amplitudeninformation ab; sie hat daher den Aufbau nach Fig. 4 (a). Hingegen verarbeitet die Filter-Schalteinheit 49-2 lediglich die Registersignale, die hinsichtlich der Frequenz in gleichen Abständen angeordnet sind; sie ist daher aus FFT-Schaltungen

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aufgebaut. In diesem Pall muß die zweite Abtastfrequenz derart bestimmt werden, daß die Gleichung (2) erfüllt ist.

Das Signalisierungssystem No. 5 wurde als praktisches Beispiel beschrieben. Der Empfänger für innerhalb eines übertragenen Bandes übermittelte Signale gemäß der Erfindung ist jedoch auch bei anderen Signalübermxttlungssystemen gleichermaßen anwendbar, sofern sie ähnlich strukturierte Mehrfrequenzsignale verarbeiten.

Pat e nt anspruch;

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Claims (1)

1. Patentanspruch

   Signalempfänger für in einem übertragenen Niederfrequenzband liegende Mehrfrequenzsignale eines Signalisierungs-Systems, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Oszillatoren (12, 13) eine Sinus- bzw. eine Cosinuswelle mit einer Frequenz (fo) im Mittelbereich der Frequenzen des in das übertragene Niederfrequenzband eingesetzten Mehrfrequenzsignals erzeugen, die zwei Multiplizierern (3, 4) zugeführt werden, in denen die Modulationsprodukte mit Signalen am Ausgang eines Analog/Digital-Konverters (2) gebildet werden, die dieser durch Abtastung eines im übertragenen Niederfrequenzband liegenden Signales an seinem Eingang (1) mit einer ersten Abtastfrequenz (fs) und Umsetzung in ein digitales Signal gewinnt, und daß die Signale am Ausgang der Multiplizierer an zwei Tiefpässe (5, 6) gelangen, deren Grenzfrequenzen so bestimmt sind, daß sie die Mehrfrequenzsignale nicht beeinflussen, und daß die Signale am Ausgang der Tiefpässe (5» 6) an zwei Abtast-Torschaltungen (7₉ 8) gelangen, die diese mit einer zweiten Abtastfrequenz (fs) abtastet, die ein ganzzahliger Teil der ersten Abtastfrequenz (fs) und so bestimmt ist, daß sie die in dem Mehrfrequenzsignal enthaltene Information nicht beeinträchtigt, und daß die Signale von den Abtast-Torschaltungen an Filter (9) gelangen, die die in dem Mehrfrequenzsignal enthaltene Amplitudeninformation ableiten, und daß ein Diskriminator (10) aus den Signalen am Ausgang der Filter (a) das dem Eingang (1) zugeführte Signal zurückgewinnt.

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   OR!G!MAL INSPECTED

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