DE2558402B2

DE2558402B2 - Digitaler Mehrfrequenzcodesignalempfänger für Fernmelde-, insbesondere Fernsprechvermittlungsanlagen

Info

Publication number: DE2558402B2
Application number: DE752558402A
Authority: DE
Inventors: Akira Tokio Sawai
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1974-12-23
Filing date: 1975-12-23
Publication date: 1979-03-08
Also published as: JPS5731716B2; SE7514214L; JPS5173809A; DE2558402C3; US4025730A; SE402849B; DE2558402A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Mehrfrequenzcodesignalempfänger für Fernmelde-, insbesondere Fernsprechvermittiungsanlagen, bei dem das eingehende Signal durch Abtastung in ein digitalisiertes Signal j-> umgewandelt und daraus das Mer.ifrequenzcodesignal durch ein digitales Filter mit nachgeschaltetem Diskriminator festgestellt wird.

Die Mehrfrequenzsignale bestehen aus einer oder mehreren Gruppen sinusförmiger Signale bestimmter Frequenzen. Ein Beispiel für ein Signalisierungssystem ist das CCITT-System Nr. 5 im 2-aus-6-Code. Dabei werden Registersignale, die die Nummer eines Teilnehmers für einen gerufenen Anschluß darstellen, übermittelt. Sie bestehen pro Ziffer aus zwei vorbestimmten «τ, Codefrequenzen, die aus sechs zur Verfügung stehenden Frequenzen ausgewählt sind, die in Intervallen von 200Hz zwischen 700 und 1700Hz angeordnet sind. Zusätzlich werden bei Frequenzen von 2400 und 2600 Hz Leitungssignale übertragen, die im gerufenen Amt bei Beginn und bei Beendigung einer Verbindung den Signalempfänger und eine Meßschaltung ansteuern. Diese Leitungssignale (im folgenden: Überwachungssignale) werden zwischen den einzelnen Fernsprechämtern in bestimmter Folge ausgetauscht. Die Signale und die einzelnen Signalisierungsvorgänge für das erwähnte Sigiialisierungs-System Nr. 5 sind veröffentlicht in: »Green Book«, Vol. VI-2, veröffentlicht von The International Telecommunication Union (1973), S. 312/314 und 323 bis 327. Die Grundoperationen zur _bo Feststellung des Mehrfrequenzsignals kann man zusammenfassend damit beschreiben, daß sie feststellen, ob ein empfangenes Signal zu einer Gruppe von vorbestimmten Mehrfrequenzsignalen gehört oder nicht, und — wenn das der Fall ist — die Bedeutung dieses Signals bestimmen. Bei früheren Anlagen ist ein derartiger Pv'ehrfrequenzcodesignalempfänger aus analogen Bandpaß-Filtern aufgebaut. Es folgen Gleichrichter-Schaltungen, analoge Tiefpaß-Filter und Schwellwert-Schaltungen. Die Auswahl derartiger Schalteinheiten sowie die Einjustierung beim Zusammenbau ist sehr arbeitsintensiv und deshalb kostenaufwendig.

Die Technologie integrierter Schaltungen im großen Maßstab, die sich aus den Fortschritten der Halbieitertechnik ergab sowie die schnelle Entwicklung der digitalen Technik im Zusammenhang damit, führen auch dazu, die in Fernsprechanlagen verwendeten und herkömmlicherweise analog aufgebauten Schalteinheiten nunmehr zu digitalisieren. Dadurch sind Anlagen, die stabil und über lange Zeit genau sind, erheblich leichter herzustellen, da nur die Taktfrequenz stabil sein muß. Aus der Verwendung integrierter Schaltkreise ergibt sich ferner eine Verringerung der Größe und der Kosten einer solchen Anlage.

Digitale Mehrfrequenzcodesignalempfänger sind beispielsweise bekannt durch »An All Digital Telephone Signalling Modul«, Proceedings of the National Electronics Conference, Oct. 1973; I. Koval und G. Gara, und »Digital MF Receever Using Discrete Fourier Transform«; IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-21, Dec. 1973, S. 1331 bis 1335. Bei der erstgenannten Schaltung werden die Kennlinien der verwendeten Bandpaß-Filter mit digitalen Filtern erzielt; bei der zweitgenannten Schaltung verwendet man anstelle der digitalen Filter die diskrete Fourier-Transformation. Den beiden bekannten digitalen Signalempfängern ist gemeinsam, daß sie mit derselben Abtastfrequenz arbeiten, die zur Kodierung des Sprachsignals verwendet wird und daß für verschiedene Funktionen lediglich die analogen Schaltungen direkt durch digitale Schaltungen ersetzt werden. Daher ist der Aufwand, z. B. für Multiplikation, Addition und Subtraktion als Ganzes sehr groß, so daß sich daraus unvermeidbar ein größerer apparativer Aufwand ergibt.

Bei der DE-OS 21 41 867 wird in einem Digital/Analog-Konverter ein analoges Signal in ein digitales Signal umgewandelt und dann einem digitalen Filter zugeführt. Dieses digitale Filter wird durch dnen Addierer und zwei nachgeschaltete Schieberegister gebildet; der Ausgang des ersten Schieberegisters wird an einen Eingang des Addierers über einen Multiplizierer zurückgeführt, während der Ausgang des zweiten Schieberegisters direkt an den Eingang des Addierers zurückgeführt wird. Dem Multiplizierer ist dabei ein Konstantspeicher zugeordnet, der die Faktoren für die Multiplikation zur Verfügung stellt. Das am Ausgang des Addierers zur Verfügung stehende Signal gelangt dann an einen Diskriminator, der durch eine Grenzwertschaltung in Verbindung mit einem Grenzwertspeicher gebildet wird. Bei dieser Schaltung handelt es sich also UTi ein digitales Filter mit nachgeschaltetem Diskriminator der eingangs genannten Art.

Die DE-OS 14 87 986 befaßt sich mit der Erweiterung des CCITT Nummer 5 Systems durch die gleichzeitige Übertragung eines (m aus ///Codes mit χ möglichen Codekombinationen und eines fm aus p/Codes mit x+y möglichen Codekombinationen; dabei werden für beide Codekombinationen verschiedene Frequenzen verwendet, um eine Erhöhung der Geschwindigkeit der Signalübertragung unter Beibehaltung der Prüfbarkeit des Codes zu erreichen.

Die DE-OS 22 08 367 beschreibt einen digitalen Mehrfrequenzempfänger, der leicht in integrierter Schaltungstechnik auszuführen sein soll, mit einem digitalen Filter zur Trennung der Frequenzgruppen, einer logischen Einrichtung zur Unterdrückung be-

summier Störsignale und einem naehgeschalteten Dekodierer.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen digitalen Mehrfrequen/.codesignalempfänger der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem das Ausmaß der notwendigen arithmetischen Funktionen selbst reduziert wird.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß das durch Abtastung mit einer ersten Abtastfrequenz entstehende digitalisierte Signal in einem ersten Multiplizierer mit der Sinuswelle und in einem zweiten Multiplizierer mit der Cosinuswelle einer im Mittclbereich der Frequenzen des Mehrfrequenzsignals liegenden Frequenz multipliziert und dann jeweils Tiefpässen zugeleitet wird, die durch entsprechende Bestimmung ihrer Grenzfrequenzen die Mehrfrequenzcodesignale nicht beeinflussen, und daß danach eine weitere Abtastung mit einer zweiten Frequenz erfolgt, die gleich einem ganzzahligen Teil der ersten Frequenz und ferner so bestimmt ist, daß sie die Mehrfrequenzcodesignale nicht beeinflußt, und daß das dadurch abgeleitete Signal dem digitalen Filter mit nachgeschaltetem Diskriminator zugeführt wird.

Durch diese Maßnahmen wird die Frequenz, mit der die Signale abgetastet werden, ohne Informationsverlust herabgesetzt; damit wird der für das digitale Filter und die sonstigen Schalteinrichtungen notwendige Schaltungsaufwand reduziert. Das wird insbesondere dadurch ermöglicht, daß die zweite Abtastfrequenz, mit der ein komplexes Signal χ (ι) abgetastet wird, ein ganzzahliger Teil der ersten Abtastfrequenz ist, so daß damit die Abtastgeschwindigkeit entsprechend herabgesetzt ist. Dies führt bei der praktischen Realisierung und der Verwendung von LSI (Large Scale Integration) und ICs zu einer Reduzierung des notwendigen Schaltungsaufwandes. Außer dieser Bestimmung, daß die zweite Abtastfrequenz ein ganzzahliger Teil der ersten Abtastfrequenz sein muß, ist ferner erforderlich, daß die dadurch erzielte Frequenzverschiebung so weit sein muß, daß die Mehrfrequenzcodesignale nicht beeinträchtigt werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Es stellen dar:

F i g. 1 ein Diagramm zur Erläuterung,

Fig.2 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels,

Fig.3 ein Mehrfrequenzsignalspektrum zur Erläuterung von F i g. 2,

F i g. 4 eine schematische Darstellung einer in F i g. 2 verwendeten Schalteinheit,

Fig.5 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels.

Die vorliegende Erfindung basiert darauf, daß die Frequenz, mit der die Signale abgetastet werden, herabgesetzt und den Mehrfrequenzsignalen lediglich ein Seitenband zugeordnet wird. Die Abtastfrequenz zur Kodierung eines Sprachsignals ist nach internationalem Standard 8 kHz. Das Spektrum eines derart mit 8 kHz abgetasteten Sprachsignals hat, wie in Fig. I in Form von Dreiecken dargestellt — eine Periodizität von 8 kHz. Praktisch enthält jedoch das Frequenzspektrum, das im 4-kHz-Band liegt, bereits genügend Information, so daß eine Abtastfrequenz von 8 kHz, falls entsprechende Vorkehrungen getroffen werden, nicht stets notwendig ist. Eine Signalverarbeitung ist auch dann möglich, wenn das Frequenzspektrum gleich oder kleiner als 4 kHz ist. Außerdem ist der Frequenzbereich, in dem Mehrfrequenzsignale (in F i g. I durch PIl-iIldargestellt) existieren, viel kleiner als 4 HHz. Da lcmer bei dem erwähnten Signalisierungssystem Nr. 5 den Mehrirequenzsignalen ein Frequenzband von 190ÜII/·

ι zwischen 700 und 2600 Hz zugeordnet ist, kann man eine Signalverarbeitung auch dann gewährleisten, wenn die Signalisierungsfrequenz auf 2 kHz herabgesetzi wird.

Als Beispiel sind in den F i g l(a) bis l(d) die Schritte

in der Signalverarbeitung bei Verringerung der Abtastfrequenz von 8 kHz auf 2 kHz dargestellt. Zunächst wird die ursprüngliche Signalfolge, die bei der Abtastung des Signals entstanden ist, mit einem Signal multipliziert, das eine Cosinus- bzw. Sinuswelle ibt und dessen Frequenz

ii fo im Zentrum des Bandes liegt, in dem die Mehrfrequenzsignale vorliegen. Das letztere der beiden Signale wird mity'=j/-j multiplizier: und vom ersteren abgezogen. Man erhält dann ein komplexes Signal mit dem in Fig. l(b) gezeigten Frequenzspektrum, das

2(i gegenüber dem Spektrum nach Fi f. l(a) entlang der Frequenzachse in negativer Richtung um fo verschoben ist. Ist die ursprünglich vorliegende Signaifolge φ), dann ist das komplexe Signal x(t) folgendes:

.v(() = .s-(f) !(cos 2.7 t(>i - /sin 2 η I'm',

X(I) = S

Dabei sind / die diskreten Abtastzeitpunkte: man kann sie in Abhängigkeit von der Abtastperiode T mit t=nT+T (n ist eine ganze Zahl, r eine Konstante, o=Sr<r) darstellen.

!m obigen Fall wurde das Sinuswellen-Signal mit j multipliziert und vom Cosinuswellen-Signal subtrahiert. Man kann natürlich auch das Sinuswellen-Signal mit j multiplizieren und zum Cosinuswellen-Signal addieren. Es ergibt sich dann ein komplexes Signal, dessen Spektrum in positiver Richtung entlang der Frequenzachse gegenüber dem Spektrum nach Fig. l(a) um fo verschoben ist. Für die Hardware besteht zwischen der Adüition und der Subtraktion kein wesentlicher Unterschied. Bei der Addition ist die Anordnung der Komponenten im Spektrum in bezug auf drs Grund-Band (das Frequenzband, in dessen Zentrum Gleichstrom gegeben ist) in der Frequenzachse vertauscht. Daher wird im folgenden der Einfachheit halber nur die Subtraktion beschrieben.

Um die Abtastfrequenz herabzusetzen, ist es lediglich notwendig, daß das komplexe Signal, das das in F i g. l(b) gezeigte Spektrum hat, durch ein Tiefpaß-Filter nach F i g. l(c) umgewandelt wird und daß aus dieser Signalfolge Signale i.i vorbestimmten Intervallen aufgegriffen werden. Ein Beispiel für ein Spektrum ist in Fig. l(d) dargestellt. Es betrifft den Fall, daß das teilweise Aufgreifen von Signalen aus der Signalfolge für jedes vierte Signal aus der durch Abtastung entstandenen Signaifolge durchgeführt wird, so daß sich daraus eine Transformation der Abtastfrequenz von 8 kHz auf 2 kHz ergibt. Das Spektrum nach Fig. l(c) hat bei einer Abtastfrequenz von 8 kHz eine Periodizität von 8 kHz; das Spektrum nach Fig. l(d)hot bei einer Abtastfrequenz von 2 kHz eine entsprechend herabgesetzte Periodizität von 2 kHz. Die Grenzfrequenz des in dem Schritt von Fi₁". l(b) nach Fig. l(c) verwendeten Tiefpaß-Filters muß niedriger als I kHz sein. Außerhalb dieses Bandes muß für eine hinreichend hohe Dämpfung gesorgt sein. Für die praktische Verwirklichunc in

Hardware ist davon auszugehen, daß die .Signalfolge komplexer Daten mil der niedrigen Abtastfrequenz aus zwei Signalfolgcn. nämlich einer reellen und einer imaginären Folge von Daten besteh!. Daraus folgt, daß. wenn eine Reduzierung der Abtastfrequenz auf weniger als Ui erfolgt, eine größere Reduzierung im gesamten Aufwand der Signalverarbeitung erwartet werden kann. Wird z. B. wie oben die Abtastfrequenz von 8 kHz auf 2 kHz reduziert, ergibt sich eine Reduzierung der Abtastfrcquenz auf ¹Ai; bei der Signalverarbeitung ergibt sich eine Reduzierung um den Paktor 2.

Beim erfindungsgemäßen F.mpfängcr wird die Signalfolge, die aus der beschriebenen Transformation der Abtasifreqiicnz hervorgeht, ferner einer Filterung unterworfen, um die cnlsprcchcnden Signalkomponcnten des Mehrfreqtienzsignals festzustellen, llerkömmlicherweise ist dies dadurch zu realisieren, daß eine Vielzahl von schmalen Bandfiltern lediglich die entspre

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LIItIIUkII >flf.l>tllr.w,,,|,_v,.,viil>.i _u .-..«.... _u .,., <w ... ....... ........

jedoch auch cine diskrete Fourier-Transformation vorsehen (vgl. die angegebene Literaturstelle IEEF! Irans, en Communications). Ordnet man ferner die Frequenzen des Mehrfrequenzsignals mit gleichem Absland voneinander oder mit dem Abstand eines ganzzahligen Vielfachen eines festen Frequenzwertes voneinander an. so ergibt ;;ich bei der beschriebenen Transformation der Abtastfrequenz, daß die entsprechenden Komponenten der Mehrfrequenzsignale innerhalb dem Grund-Band effektiv angeordnet werden können. Verwendet man also einen FTT Algorithmus (ITT = Fast Fourier Transform = schnelle Fourier-Transformation), der eine Vielzahl diskreter Fourier-Transformationen effektiv durchführt, so kann die Anzahl von Multiplikationen erheblich verringert werden, so daß man eine effektivere Signalverarbeitung erwarten kann. Ein solcher Algorithmus ist beschrieben in: W. Cool I y und J. W. Tu key, »An Algorithm for the Machine Calculation of Complex Fourier Series«, Mathematical Computation. Vol. 19, S. 297 bis 301 (April 1965) sowie in G. C. O ' L e a r y. »Nonrecursive Digital Filtering Using Cascade Fast Fourier Transformers«, IEEE Transactions on Audio and Electroacustics, Vol. ALJ-18, Nr.2(|uni 1970).S. 177 bis 183(vgl.insbesondere Fig. 1 und 2).

F i g. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel. Ein Audiofrequenz-Signal, in dem Mehrfrequenzsignale enthalten sind, gelangt über eine Klemme 1 an den Eingang eines Analog/Digital-Konverters 2, in dem es mit einer Abtastfrequenz fs abgetastet und in eine digitale Größe mit einer gewünschten Anzahl von Bits umgesetzt wird. Dabei sei hier eine Abtastfrequenz fs von 8 kHz gemäß internationalem Standard angenommen. Das dann in digitaler Form vorhandene Audiofrequenz-Signal gelangt an die Multiplizierer 3 und 4. Es wird im Multiplizierer 3 mit einem vom Oszillator 12 erzeugten Signal cos 2-τ fo t im Multiplizierer 4 mit einem vom Oszillator 13 erzeugten Signal sin 2π fo t multipliziert. Oszillatoren dieser Art sind beschrieben in: B. Gold and Ch. M. R a d e r, »Digital Processing of Signals«, McGraw-Hill Book Co, N. Y. (1969), S. 146, Fig.5.13. Die Frequenz fo dieser Cosinus- und Sinuswellen ist so gewählt, daß sie derjenigen Frequenz entspricht, die für die Herabsetzung der Abtastfrequenz und zur Durchführung der Filterung am günstigsten ist. Werden z. B, wie beim Signalisierungssystem Nr. 5 (s. oben) Signale eingesetzt, die zwischen 700 und 2500 Hz liegen, und werden diese als Ganzes verarbeitet, dann kann man für fo einen Wert wählen, der in der Mitte dieses Frequenzbereiches, also irgendwo zwischen 1600 und 1700Hz liegt. Im Hinblick auf eine möglichst einfache Signalverarbeitung ist jedoch eine Frequenz, erwünscht, die man leicht aus der Abtastfrequenz ableiten kann. F.ine Ablaslfrequenz von A = SkH/ ergibt z.B. die Frequenz von 1600 11/ leicht durch Division mit dem Faktor 5. Die Amplitude des Frequenzspektrums ties gemäß Gleichung (I) transformierten komplexen Signals ist in Fig. 3(a) und i(b) in durchgezogenen Linien dargestellt. Die Buchstaben Λ und B bezeichnen Spektrallinien bei 700 und 900 11/.

Die Signale von den Ausgängen der Multiplizierer i und 4 gelangen an Tiefpaß-Filter 1 bzw. b. Demgemäß gelangen lediglich die im Grund-Band liegenden Komponenten des Mehrfrcquenzsignals an die nachfolgenden Abtast-Torschallungen 7 bzw. 8. Die liefpaß Filter 5 und 6 müssen genau dieselben Übertragungs-Charakteristiken haben. Sie sollten innerhalb des

reich und genügend hoher Dämpfung außerhalb des Durchlaßbercichs sein. Fun Buttcrwortli-Filter höherer Ordnung oder ein cliptischcs Filter ist geeignet. Derartige Filter sind beschrieben in: B. G ο I d und C. 11. M. R ad c r, »Digital Processing of Signals«, McGraw-Hill Book Co.. N. Y. (1969), S. 66-89. Die Abtast-Torschaltungen 7 und 8 werden durch normale UND-Verknüpfwngsglieder gebildet.

Ebenfalls an die Abtast-Torschaltungcn 7 und 8 gelangen Signale mit einer anderen Abtastfrequenz fs. Sie werden an anderer Stelle erzeugt. Derart werden die Signale an den Ausgängen der Tiefpaß-Filter 5 und 6 von einer Signalfolge mit der ursprünglichen Abtastfrequenz fs in eine Signalfolge einer anderen Abtastfrequenz fs umgewandelt. Wie bereits beschrieben, ist diese Abtastfrequenz fs ein ganzzahliger Teil von fs, die so bestimmt ist, daß die Grund-Band-Komponenten des Mehrfreauenzsignals nicht verloren gehen. Man kann z. B. im allgemeinsten Fall fs=2 kHz wählen. Dann hat das komplexe Signal eine Periodizitäl von 2 kHz im Amplitudenspektrum. wie in Fig. 3(a) durch gestrichelte Linien gezeigt. Alternativ kann man die Abtastfrcquenz fs auch niedriger als 2 kHz wählen. Ist z.B. fs= 1,6 kHz. wie in Form gestrichelter Linien in Fig. 3(b) dargestellt, dann ergibt sich für das Amplitudenspektrum des komplexen Signals eine Periodizität von 1.6 kHz. Aus dieser Figur ist ersichtlich, daß die entsprechenden Spektralkomponenten des Mehrfrequenzsignals sich selbst bei /"'5=1.6 kHz nicht überlappen. Daraus ergibt sich, daß die in einem Mehrfrequenzsignal bei einem Signalisierungssystem Nr. 5 (s. oben) enthaltene Information nicht verschlechtert wird.

Die Signale von den Ausgängen der Abtast-Torschaltungen 7, 8 gelangen an eine Filter-Schalteinheit 9. Darin wird die in der Amplitude der entsprechenden Frequenzkomponenten des Mehrfrequenzsignals enthaltene Information gewonnen. Eine derartige Filter-Schalteinheit 9 ist in Fig.4 dargestellt. Der Block 23 stellt eine solche Filter-Schalteinheit 9 dar, die aus einer Gruppe von DFF (DFT = Discrete Fourier-Transformation)-Schaltungen aufgebaut ist; sie führen die diskreten Fourier-Transformationen durch. Ein Verfahren zur Durchführung solcher diskreter Fourier-Transformation ist als Goertzel-Algorithmus beschrieben in: B. Gold and Ch. M. Rade r, >. Digital Processing of Signals«, McGraw-Hill Book Co, N. Y. (1969), S.

1"71/1Ti λ .. — L. *— J__ .Un-._..:U-*.—_ ι ;.*—_,-«...__*_it— ι / ι/ ι / £.. rvuuii πι uci UUCUCi waniiicii l.iici α tu ι aiciic IEEE Trans on Audio and Electroacustics, Vol. AU-18, wird dieses Verfahren angewendet. Die Signale von den

Ausgängen der Abtast-Torschaltungen 7, 8 gelangen an dei beiden Klemmen 21 und 22 am Eingang des Blocks 23. Es ist die Gruppe von DFT-Schaltungen 24-1 bis 24-n vorgesehen; sie en'sprechen den η Mehrfrequenzsignal-Komponenten. Die Signale gelangen von den Klemmen 21 und 22 parallel an die DFT-Schaltungcn; sie stellen den Real- bzw. den Imaginärteil des komplexen Signals dar. Im Rahmen der Erörterung der Gleichung (1) war der Imaginärteil mit y=/—T multipliziert worden. Praktisch braucht man eine derartige Multiplikation jedoch nicht durchzuführen. Es ist vielmehr lediglich notwendig, wie oben beschrieben, das Fourier-Spektrum bezüglich der Frequenzachse in umgekehrter Richtung zu interpretieren. Jede DFT-Schaltung verarbeitet einen Block von m aufeinanderfolgenden komplexen Abtastwerten in der am Eingang zugeführten Folge komplexer Signale und leitet an ihrem Ausgang einen bestimmten Abtastwert des komplexen Spektrums ab. Ist das Signal am Eingang 1 eine Sinuswelle, so arbeitet jede DFT-Schaltung ähnlich wie ein enger Bandpaß. Der Wert m bestimmt die Frequenztrennung zwischen den entsprechenden DFT-Schaltungen (vgl. I. K ο ν a 1 and G. G a r a, »Digital MF Receiver Using Discrete Fourier Transform«, IEEE Trans, on Communications, Vol. COM-21, Nr. 12 [Dezember 1973], S. 1331 bis 1335, insbesondere S. 1332, Fig. 2). Nimmt man für den engen Bandpaß eine Bandbreite von Af an und berücksichtigt man, daß die Abtastfrequenz des Signals am Eingang fs ist, so folgt daraus m^fslAf. Ist z.B. in Fig. 3(a) fs = 2 kHz und /1Λ=200 Hz, so ergibt sich/77« 10.

Die Realteile und die Imaginärteile der Signale, die an den Ausgängen der DFT-Schaltungen abgegeben werden, durchlaufen Amplituden-Quadrier-Schaltungen 25-1 bis 25-n bzw. 26-1 bis 26-n; sie werden dann in Addierern 27-1 bis 27-n addiert. Die Amplituden der Signale an den Ausgängen 28-1 bis 28-n enthalten die gewünschte Information. Tatsächlich sind nun die Operationsgeschwindigkeiten dieser verschiedenen Schalteinheiten kleiner als die der DFT-Schaltungen 24-1 bis 24-n in Fig. 4(a), wie sich aus der obenerwähnten Beschreibung ergibt. Man erhält eine Abtastperiode von fs/m. Die Quadratur der Amplituden in den Quadratur-Schaltungen ist derart, daß aus einem Signal χ am Eingang ein Signal x² am Ausgang abgeleitet wird. Das wird durch einen Multiplizierer realisiert, dem man dieselbe Zahl als Multiplikator und als Multiplikant eingibt. Seit einiger Zeit gibt es nun Lesespeicher (Read Only Memory = ROM) auf der Grundlage der IC-Technik. Wenn das zu berechnende Wort kurz ist, wird man daher zweckmäßigerweise eine Tabelle von X2 in einem solchen Lesespeicher speichern und dann jeweils auf diese Tabelle Bezug nehmen.

Nimmt man in Fig.4(a) nun an, daß der DFT-Schaltung 24-1 eine Frequenz von 700 Hz und der DFT-Schaltung 24-2 eine Frequenz von 900 Hz zugeordnet ist und daß zu einem bestimmten Zeitpunkt von den Spektrallinien-Komponenten, die in Fig.3(a) bzw. 3(b) in durchgezogenen Linien dargestellt sind, lediglich die Spektrallinien-Komponenten A und B nacheinander an den Signalempfänger übertragen werden, dann entsteht an der Klemme 28-1 in F i g. 4(a) ein hinreichend positives Ausgangssignal (A), das der Spektrallinienkotnponente A entspricht. Zur selben Zeit tritt auf der Klemme 28-2 ein hinreichend positives Ausgangssigna! (B) auf, das der SpektralUnienkomponente B entspricht Die Signale an den anderen Klemmen 28-3 bis 38-n sind Null. Diese Signale am

Ausgang der Filter-Schalteinheit 23, deren Amplitude für die in ihr enthaltene Information maßgeblich ist, gelangen dann in F i g. 2 an den Diskriminator 10, der unterscheidet, welche Mehrfrequenzsignal-Komponente eingetroffen ist und das Ergebnis als ein Signal 11 am Ausgang ableitet. Ein derartiger Diskriminator besteht grundsätzlich aus Schwellwert-Schaltungen mit Speicherfunktion, die den entsprechenden Ausgängen der Filter-Schalteinheit 9 (Fig. 2) zugeordnet sind. Ein Beispiel eines Diskriminators 10 nach Fig. 2 ist in Fig. 4(a) in dem strichpunktiert eingerahmten Bereich 19 dargestellt. Den Signalen an den Klemmen 28-1 bis 28-n, deren Amplituden die Information enthalten, zugeordnete Schwellwerte liegen an den Klemmen 16-1 bis 16-/7 an und gelangen von dort an die Subtrahierschaltungen 17-1 bis 17-n. Normalerweise sind alle Schwellwerte gleich; sie können jedoch verschieden sein, wenn die Ubertragungskennlinien der Tiefpaß-Filter 5 und 6 voneinander abweichen oder wenn das Signalisierungs-Svstem an sich bereits verschiedene Schwellwerte verlangt. Die positiven oder negativen Polaritäten der Signale an den Ausgängen der Subtrahierschaltungcn (ein positives bzw. ein negatives Vorzeichen wird durch ein Vorzeichenbit angezeigt) werden in Speichern 18-1 bis 18-/7 gespeichert, an deren Ausgängen die determinierten Signale 20-1 bis 20-/7 abgeleitet werden. Außerdem können die Diskriminatoren 10 noch Einrichtungen zur Verhinderung von verschiedenen Fehloperationen aufweisen; solche Einrichtungen müssen geeignet sein, nachzuprüfen, ob die Bedingung »Empfang von 2 aus 6 Frequenzen« erfüllt ist. Dies gilt für den Fall, daß in den Speichern 18-1 bis 18-/7 die Registersignale für das obenerwähnte Signalisierungssystem Nr. 5 gespeichert sind. In dem Fall, in dem in den Speichern Überwachungssignale gespeichert sind, die die Beendigung einer Verbindung überprüfen, muß geprüft werden, ob eine gesprochene Mitteilung eine Fehloperation verursacht haben könnte. Die Existenz bzw. Nichtexistenz derartiger weiterer Einrichtungen hat jedoch keine direkte Bedeutung für die Erfindung.

Die Filter-Schalteinheit 9 kann auch anders realisiert werden. Bei einigen Signalisierungssystemen sind die Intervalle zwischen den entsprechenden benachbarten Frequenzkomponenten der Mehrfrequenzsignale gleich, so z. B. in dem bereits mehrfach erwähnten System Nr. 5. sofern man für die zweite Abtastfrequenz fs 1,6 kHz wählt, wie aus Fig. 3(b) zu ersehen, jeder Frequenzkomponente der Mehrfrequenzsignale ist einer der 16 Frequenzpunkte zugeordnet bzw. sie wird durch ihn repräsentiert, die entlang der Freq:ienzachse mit 'ntervallen von 100 Hz angeordnet sind. In diesem Fall ist de erwähnte FFT-Verarbeitung effektiver. Wie bekannt ist, kann man dann mit hoher Geschwindigkeit aus 2^N (N ist eire positive ganze Zahl) abgetasteten Werten Spektralwerte an 2^N Frequenzpunkten berechnen. Diese Art der Verarbeitung ist nicht nur schnell, sondern auch effektiv in bezug auf eine Reduzierung des notwendigen Schaltungsaufwandes bei der Verwirklichung mit praktisch zur Verfügung stehender Hardware. Im Fall von F i g. 3(b) ist die Anzahl der notwendigen Frequenzpunkte gleich 8. Da diese 8 Frequenzpunkte nicht in gleichen Abständen angeordnet sind, ist eine FFT-Verarbeitung auf der Grundlage von zumindest 16 Frequenzpunkten mit voneinander gleichen Abständen von 100 Hz notwendig. Es ist in diesem Zusammenhang bekannt, daß man bei der FFT-Verarbeitung als Eingangsdaten /n=2^/v aufeinanderfolgende Daten, die

der folgenden Beziehung genügen, benötigt:
\F -T = 2"^v

Dabei ist AFein Frequenzintervall eines Signals nach einer Fourier-Transformation und 7"die Abtastperiode bezüglich dpr Daten am Eingang. Sie hat zu der erwähnten zweiten Abtastfrequenz fs die Beziehung T^Mf's. Daraus folgt für das Beispiel nach F i g. 3(b), daß /V= 4 oder mehr sein muß. Für die Realisierung der Hardware für eine FFT-Schaltiing sind verschiedene Möglichkeiten bekannt. Entweder kann der Algorithmus der FFT direkt durch eine /V-stufige Schaltung ersetzt werden oder es werden ein Multiplizierer, ein Addierer und ein Speicher zu einer Einheit verschaltet und auf der Grundlage einer Zeitteilung eingesetzt. Dies ist dem Fachmann geläufig. Auf eine detaillierte Beschreibung wird daher im vorliegenden Fall verzichtet. Das Bezugszeichen 34 in Kig.4(b) bezeichnet eine FFT-Verarbeitungseinheif, die die Gruppe von DFT-Schaltungen 24 in F i g. 4(a) zu ersetzen bestimmt ist. Die übrigen Teile sind in den beiden Ausführungsbeispielen gleich.

In der bisherigen Beschreibung war eine FFT-Verarhfitung zur Berechnung von mindestens 16 Frequenzpunkten notwendig, da von der gleichzeitigen Verarbeitung von Überwachungssignalen und Registersignalen ausgegangen worden war. Wenn jedoch Überwachungssignale und Registersignale getrennt verarbeitet werden, so kann man die Zahl der Frequenzpunkte weiter verringern. So ist z. B. bei einem Signalisierungssystem Nr. 5 die Modulationsfrequenz fo 1100 oder 1300Hz. Die Komponenten des Überwachungssignals im modulierten Signal am Ausgang werden getrennt in der erwähnten Weise einer L TT-Verarbeitung unterworfen. Die Komponenten des Registersignals werden durch ein Tiefpaß-Filter geleitet, in dem die Komponenten des Überwachungssignals abgeschnitten werden.

Danach werd.'n die Komponenten des Überwachungssignals einer zweiten Abtastung und danach einer FFT-Verarbeitung unterworfen. Unter diesen Verhältnissen wird die Zahl der FFT-Schaltungen 2^N=8. Dies bedeutet N =3. Man kann daher eine weitere Reduzierung des gesamten Schaltungsaufwandes erwarten. Ein Ausführungsbeispiel ist in F i g. 5 dargestellt.

In F i g. 5 entsprechen die Bauteile mit den Bezugszeichen 45 bis 53 den Bauteilen mit den Bezugszeichen 1 bis 13 in F i g. 2. Der Unterschied zwischen Fig. 5 und Fig. 2 ist, daß in F i g. 5 zwei Folgen 45 und 49 von Schalteinheiten 45 und 49 vorgesehen sind. Eine Folge dient zur Verarbeitung des Überwachungssignals, die andere zur Verarbeitung des Registersignals. Im ersten Fall sind die Schalteinheiten mit dem Zusatz »-1«, im zweiten Fall mit dem Zusatz »-2« benannt. Die Grenzfrequenzen der Tiefpaß-Filter 45-1 und 46-1 sind derar bestimmt, Haß die Komponenten des Überwa chungssignals hindurchgehen; die Grenzfrequenzen der Tiefpaß-Filter 45-2 und 46-2 sind derart bestimmt, daß die Signalkomponenten des Registersignals hindurchgehen, die des Überwachungssignals jedoch abgeschnitten werden. Die Filter-Schalteinheit 49-1 leitet lediglich für das Überwachungssignal die Amplitudeninformation ab; sie hat daher den Aufbau nach Fig.4(a). Hingegen verarbeitet die Filter-Schalteinheit 49-2 lediglich die Registersignale, die hinsichtlich der Frequenz in gleichen Abständen angeordnet sind; sie ist daher aus FFT-Schaltungen aufgebaut. In diesem Fall muß die zweite Abtastfrequenz derart bestimmt werden. da3 die Gleichung (2) erfüllt ist.

Das Signalisierungssystem Nr. 5 wurde als praktisches Beispiel beschrieben. Der Empfänger für innerhalb eines übertragenen Bandes übermittelte Signale gemäß der Erfindung ist jedoch auch bei anderen Signalübermittlungssystemen gleichermaßen anwendbar, sofern sie ähnlich strukturierte Mehrfrequenzsignale verarbeiten.

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Claims

Patentanspruch:

Mehrfrequenzcodesignalempfänger für Fernmelde-, insbesondere Fernsprechvermittlungsanlagen, -, bei dem das eingehende Signal durch Abtastung in ein digitalisiertes Signal umgewandelt und daraus das Mehrfrequenzcodesignal durch ein digitales Filter mit nachgeschaltetem Diskriminator festgestellt wird, dadurch gekennzeichnet, daß das durch Abtastung mit einer ersten Abtastfrequenz (fs) entstehende digitalisierte Signal in einem ersten Multiplizierer (3) mit der Sinuswelle und in einem zweiten Multiplizierer (4) mit der Cosinuswelle einer im Mittelbereich der Frequenzen des ι? Mehrfrequenzsignals liegenden Frequenz (fo) multipliziert und dann jeweils Tiefpässen (5,6) zugeleitet wird, die durch entsprechende Bestimmung ihrer Grenzfrequenzen die Mehrfrequenzcodesignale nicht beeinflussen, und daß danach eine weitere Abtastung (7, 8) mit einer zweiten Frequenz (fs) erfolgt, die gleich einem ganzzahligen Teil der ersten Frequenz und ferner so bestimmt ist, daß sie die Mehrfrequenzcodesignale nicht beeinflußt, und daß das dadurch abgeleitete Signal dem digitalen Filter (9) mit nachgeschaltetem Diskriminator (10) zugeführt wird.