DE2547225B2 - System zur Datenübertragung über Kanüle eines Frequenzmultiplexsystems - Google Patents

Description

A₀+ (X-Ao)Pr

A₀ + A₀(Pi- X-Pr)Il

wobei Pr und Pi die reellen und imaginären Komponenten des Pilotsignals sind und wobei Ao der gemeinsame Wert der genannten Stoßantwort zum Zeitpunkt + 772 und - 772 ist

5. System nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet daß jedes Rechenelement eine Schaltung enthält die das Vorzeichen einer vorbestimmten Komponente des Pilotsignals detektiert wobei der Ausgang dieser Schaltung einen Schalterkreis zum Verzögern des Datensignals um eine Dauer entsprechend Toder zum Nicht-Verzögern des Datensignals am Eingang des genannten Rechenelementes betätigt

6. System nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet daß jedes Rechenelement eine logische Schaltung enthält zum Detektieren ob die zwei Komponenten des Pilotsignals das gleiche Vorzeichen odpr verschiedene Vorzeichen haben, wobei der Ausgang dieser logischen Schaltung einen Schalterkreis betätigt zum Pejmutieren der genannten zwei veränderlichen Koeffizienten, die dem zweiten Teil der genannten Recheneinheit zugeführt werden.

7. Systen nach einem der Ansprüche I bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Filterkreis mehrere Rechenelemente in parallelen Zweigen enthält zum Berechnen der Ausgangszahlen durch Interpolation zwischen die Eingangszahlen zu Interpolationszeitpunkten, die in bezug auf einander verschoben sind, wobei diese Rechenelemente weiter Mittel zum Verschieben der Phase der zwei Komponenten des empfangenen Pilotsignals über einen Winkel entsprechend den Verschiebungen zu den Interpolationszeitpunkten enthalten, wobei diese zwei phasenverschobenen Komponenten in den Schaltungsanordnungen der Rechenelemente verwendet werden.

Die Erfindung bezieht sich auf ein paralleles Datenübertragungssystem, in dem Datensignale in Mehrpegel-Digitalsignale umgewandelt und über Kanäle eines Frequenzmultiplexsystems übertragen werden, wobei diese Kanäle mittels Digitalfilter mit einer linearen Phasenkennlinie voneinander getrennt werden, wobei jeder Kanal zwei um 90° phasenverschobene Teilkanäle enthält zum Übertragen von zwei Datensignalen, die zusammen ein komplexes, über den genannten Kanal übertragenes Datensignal bilden.

Parallel-Datenübertragungssysteme sind in jüngster Zeit der Gegenstand einer gewissen Anzahl von Veröffentlichungen gewesen, insbesondere eines Artikels von Saltzberg mit dem Titel »Performance of an efficient parallel data transmission system«, welcher Artikel in >:IEEE Transactions on Communication Technology«, Heft COM-15, Nr. 6, Dezember 1967, Seiten 805 bis 81) erschienen ist. Was die Verwirkli-

chung des obengenannten Frequenzmultiplexsystems, in dem die Kanäle mittels Digitalfilter mit einer linearen Phasenkennlinie getrennt werden, anbelangt, möchten wir beispielsweise auf die französische Patentschrift Nr. 21 88 920 der Anmelderin hinweisen. >

Parallel-Datenübertragungssysteme ermöglichen die Übertragung mit einer vergrößerten binären Rate in jedem Kanal, beispielsweise 48 Kbits in einem Fernsprechkanal. Aber eine wesentliche Schwierigkeit bei der Verwirklichung dieser Systeme wird verursacht in durch die Verzerrungen die durch das Übertragungsmedium herbeigeführt werden. Insbesondere eine Phasenverzerrung im Gesamtfrequenzband eines Multiplexsystems verursacht Zeitverschiebungen zwischen den in den jeweiligen Multiplexkanälen empfangenen Datensignalen. Zum Wiedergewinnen der empfangenen Datensignale trotz dieser Verschiebung schlägt Saltzberg vor, die Abtastzeitpunkte der Daten in jedem Kanal einzeln einzustellen, was in der Praxis mittels einer automatischen Entzerrungsanordnung für jeden Kanal verwirklicht werden kann. Die automatischen Entzerrungsanordnungen sind im allgemeinen verwickelte und kostspielige Anordnungen, die durch digitale Filter gebildet werden, die eine Vielzahl veränderlicher Koeffizienten haben, die durch eine r> ebenso große Anzahl Rechenschaltungen gesteuert werden müssen. Aus diesem Grunde ist ein paralleles Datenübertragungssystem nach dieser Konzeption nur aufwendig verwirklichbar.

Die Erfindung bezweckt nun, ein paralleles Daten- so übertragungssystem mit einfacheren und weniger kostspieligen Mitteln zu schaffen um die Schwierigkeiten der Rückgewinnung der Daten beim Vorhandensein von Verzerrungen des Übertragungsmediums zu beseitigen. 3)

Nach der Erfindung weist das parallele Datenübertragungssystem das Kennzeichen auf, daß die Sendeseite Mittel enthält um dem Datensignal, in einem der genannten Teilkanäle jedes Kanals ein Pilotsignal hinzuzufügen, dessen Frequenz die Hälfte des Intervalls zwischen benachbarten zentralen Frequenzen der genannten Multiplexkanäle ist, und daß die Empfangsseite am Ausgang jedes Kanals Filtermittel enthält zum Selektieren des komplexen Signals, das dem übertragenen Pilotsignal entspricht. Mittel um vom empfangenen -n komplexen Signal in jedem Kan?l das empfangene komplexe Pilotsignal zu subtrahieren zum Erhalten des empfangenen komplexen Datensignals. Phasenverschiebungsmittel zum Verschieben der Phase des genannten empfangene:· komplexen Datensignals über ~>" einen Winkel von gleicher Größe aber mit entgegengesetztem Vorzeichen der Phase des empfangenen komplexen Pilotsignals entgegengesetzten Winkel, sowie ein Paar digitaler Filieranordnungen auf Behandlung des komplexen Datensignals, das von den » genannten Phasenverschiebungsmitteln herrührt, wobei die genannten Filteranordnungen identisch sind und je die Übertragungsfunktion eines Tiefpaßfilters haben mit einer der Pilotsignalfrequenz entsprechenden Grenzfrequenz wobei jede Filteranordnung wenigstens ein m> Rechenelement enthält, das als digitales Filter ausgelegt ist und einen ersten Teil mit festen Koeffizienten enthält, an dessen Eingang das Datensignal mit einer vorbestimmten Komponente des empfangenen komplexen Pilotsignals multipliziert wird und einen zweiten n-> Teil mit veränderlichen Koeffizienten, dessen Koeffizienten von den Komponenten des empfangenen komplexen Pilotsignals abgeleitet werden.

In dem erfindungsgemäßen System, haben die digitalen Filteranordnungen, die das empfangene komplexe Datensignal behandeln, dieselbe Funktion wie die automatischen Entzerrungsanordnungen die für das bekannte System vorgeschlagen wurden aber sie sind viel einfacher. Sie enthalten beispielsweise nur zwei veränderliche Koeffizienten in ihrem zweiten Teil, welche Koeffizienten berechnet werden ausgehend von den zwei Komponenten des empfangenen komplexen Pilotsignals. Im ersten Teil wird das Eingangssignal auf einfache Weise mit einer vorbestimmten Komponte dieses Pilotsignals multipliziert, während alle Koeffizienten fest sind.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines parallelen Übertragungssystems mit den erfindungsgemäßen Elementen an der Seriderseite.

Fi g. 2 die Kennlinie der Trennfilter der Multiplexkanäle,

Fig.3 die Kennlinie eines TiefpaßfK.ers, das an der Senderseite zur Begrenzung des Spektrums des Datensignals verwendet worden ist,

Fig.4 ein Blockschaltbild des Filters mit der KennLiie nach F i g. 3,

Fi g. 5 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Filters nach F i g. 4,

Fig.6 das Spektrum des Signals, das in einem Multiplexkanal übertragen wird und die Kennlinie der Selektrionsfilter für das empfangene Pilotsignal,

F i g. 7 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung an der Empfangsseite am Ausgang jedes Kanals,

Fig.8 die Kennlinie einer Filteranordnung für das empfangene Datensignal,

F i g. 9 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise eines Rechenelementes der Filteranordnung, die mit dem Bezugskanal gekoppelt ist,

Fig. 10 das Schaltbild eines Rechenelementes der Filteranordnung, die mit einem beliebigen Kanal gekoppelt ist,

Fig. 11 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Rechenelementes nach F i g. 10.

Im erfindungsgemäßen Datenübertragungssystem nach F i g. 1 werden N zu übertrigende binäre Datensignale den Wandlern E\... E_p... En zugeführt, in denen durch Gruppierung einer gewissen Anzahl aufeinanderfolgender Bits diese Daten in digitale Mehrpegelsignale umgewandelt werden. Diese digitalen Signale bestehen beispielsweise aus 8-Bit-Zahlen.

Beim betrachteten Verfahren der parallelen Übertragung sollen diese digitalen Signale über die Kanäle einss Frequenzmultiplexsystems übertragen werden, wobei jeder Kanal dieses Multiplexsystems zwei um 90° phasenverschobene Teilkanäle zum Übertragen von zwei Datensignalen enthält. An der Sendeseite enthält jeder Multiplexkanal also zwei Eingangsklemmen (c\, dt) ... (Cp, dp) ... (cn, c//v) die mit zwei um 90° phasenverschobep^.n Teilkanälen des Kanals übereinstimmen. Entsprechend dem Gebrauch werden die zwei Signale, die den zwei Eingangsklemmen eines Kanals, beispielsweise den Klemmen c_p und d_p zugeführt werden, betrachtet als bilden sie zusammen ein komplexes Signal dessen reeller Teil der Klemme c_pund dessen imaginärer ''"eil der Klemme d_p zugeführt wird. Auf gleiche Weise enthält empfangsseitig jeder Multiplexkanal zwei Ausgangsklemmen (c\, f\)... (Cp, f_p) ■ ■ ■ (es, Wdie das übertragene komplexe Signal abgeben.

Der reelle Teil dieses komplexen Signals ist an den Klemmen e und der imaginäre Teil an den Klemmen / vorhanden.

Zwischen diesen Eingangs- und Ausgangsklemmen des Multiplexkanals befinden sich sendeseitig ein digitaler Multiplexer 1. ein Digital-Analog-Wandler 2. ein Tiefpaßfilter 3, das das Multiplexsignal im Basisbandfrequenzbereich liefert, welches Signal mittels eines Modulators 4 in das gewünschte Band gebracht wird, welcher Modulator durch das Signal des einen Trägergenerators 5 angeregt wird. Die Taktsignale, die zum Funktionieren des digitalen Multiplexers und der anderen untenstehend beschriebenen digitalen Schal· tungsanordnungen notwendig sind, werden von einer Zeitbasis 6 hergeleitet. An der Empfangsseite liegen hinter der Übertragungsleitung 7 den Elementen an der Sendeseite entsprechende Elemente, und zwar ein

o, ucf uüfCn uäS jtguäi eine»

rators 9 angeregt wird, ein Tiefpaßfilter 10, ein Analog-Digital-Wandler 11 und zum Schluß ein digitaler Demultiplexer 12.

Eine Zeitbasis 13, die in ihrer Frequenz und in ihrer Phase durch die sendeseitige Zeitbasis 6 synchronisiert wird, liefert die zum Funktionieren der digitalen Demultiplexers 12 und der anderen untenstehend beschriebenen digitalen Schaltungen notwendigen Taktsignale. Sie liefert ebenfalls dem Analog-Digital-Wandler 11 die Abtastfrequenz für das empfangene Multiplexsignal.

Um Datensignale übertragen zu können müssen die Kanäle des Frequenzmultiplexsystems. die in dem Multiplexer 1 und in dem Demultiplexer 12 gebildet sind, mit Hilfe von Filtern mit linearer Phasenkennlinie getrennt werden. Zur Verwirklichung eines derartigen Multiplexsystems kann man beispielsweise die in der obengenannten französischen Patentschrift 2188 920 beschriebenen Anordnungen verwenden. Die in dieser Patentschrift beschriebenen Multiplex· und Demultiplexanordnungen enthalten insbesondere zum Trennen der Kanäle digitale Filter vom nicht-rekursiven Typ. die ebenfalls eine lineare Phasenkennlinie aufweisen. In dem Falle, in dem es sich um ein Multiplexsystem für Fernsprechsignale handelt, sind die zentralen Frequenzen benachbarter Kanäle des Multiplexsystems um Af = 4 kHz voneinander getrennt und die Filter zurr, Trennen der Kanäle weisen Dämpfungskennlinien auf. die durch die Kennlinien der Fig. 2 für 3 benachbarte Kanäle dargestellt sind. Es sei erwähnt, daß diese Filter in jedem Kanal ein wirksames Durchlaßband von 3400 Hz (± 1700 M?. um die zentrale Frequenz herum) bestimmen, welches Durchlaßband zur Übertragung von Fernsprechsignalen geeignet ist

Andererseits entspricht in dem obenstehend beschriebenen System der genannten Patentschrift die Frequenz der Zahlen in den digitalen Signalen am Eingang und am Ausgang der Kanäle dem Wert Af = 4 kHz.

Zur detaillierten Beschreibung des parallelen Übertragungssystems nach F i g. 1 wird vorausgesetzt daß das verwendete Multiplexsystem ein Fernsprechmultiplexsystem ist mit den obenstehend beschriebenen Eigenschaften.

Es wird ebenfalls vorausgesetzt, daß in den digitalen Signalen am Ausgang der Wandler Ei ... E_p ... En die Zahlen aus je π = 8 Bits bestehen und mit einer Frequenz von 6 k Hz erzeugt werden.

Um ausgehend von diesen digitalen Signalen die Paare von digitalen Signalen zu bilden, die zur Übertragung über die um 90° phasenverschobenen

Teilkanäle der Multiplexkanäle geeignet sind, werden in den Eingangsschaltungen Q . ..C_n... C/veine bestimmte Anzahl üblicher oder durch die vorgeschriebenen Kennlinien der Fernsprechmultiplexkanäle notwendiger Handlungen durchgeführt. Alle Eingangsschaltungen sind identisch und deswegen wird nur als Beispiel die Eingangsschaltung C_n eingehend beschrieben.

Zunächst wird mittels der Schaltungsanordnung 14 ein zusätzliches Bit einer bestimmten Pseudo-Zufallsfolge die vom Generator 15 erzeugt wird zu jeder der 8-Bit-Zahlen die vom Wandler E_p erzeugt werden, addiert, wobei dieser zusätzliche Bit an der Stelle des am wenigsten signifikanten Bits der daraus entstehenden 9-Bit-Zahl liegt. Die Daten werden in dieser Form von 9-Bit-Zahlen übertragen. Aus dem untenstehenden dürfte es ersichtlich sein, daß die Wiedererkennung der übertragenen Pseudo-Zufallsfolge empfangsseitig die Wiedergewinnung ues Daieriuikisigriais rnii der korrekten Phase ermöglicht.

Mit Hilfe eines Verteilers 16 werden die mit der Frequenz von 6 kHz am Ausgang der Spaltung 14 erzeugten Zahlen gleichmäßig über zwei Zweige 17 und 18 verteilt. Der Zweig 17, der nachstehend als der reelle Zweig bezeichnet wird, führt den reellen Teil des Datensignals zum Eingang c^des Multiplexkanals p. Der Zweig 18, der als imaginärer Zweig bezeichnet wird, führt -.Un imaginären Teil des Datensignals zum Eingang d_P des Multiplexkanals p. Die Zahlen in diesen zwei Zweigen 17.18 treten mit der Frequenz von 3 kHz auf und durch eine Verzögerungsschaltung 19 am Eingang des imaginären Zweigus 18 treten sie in den zwei Zweigen simultan auf.

Weiter enthalten die zwei Zweige 17.18 die digitalen Tiefpaßfilter 20 und 21. deren Aufgabe es ist. das flache Spektrum r¹ '"•ate,,signals zu begrenzen, so daß nach Transpo^i' on in einen Multiplexkanal, das Spektrum des Datensignals df η D'Tchlaßbereich des Kanals, der im Beispiel (siehe Fig. 2) 3400 Hz beträgt, nicht überschreitet Dazu müssen die Filter 20 und 21 alle Komponenten der Datensignale mit Frequenzen über (3400 Hz)/2 = 1700 Hz eliminieren. Um Interferenzen zwischen den Symbolen zu vermeiden müssen diese Filterschaltungen dem Nyquist-Kriterium entsprechend, d. h. in diesem Beispiel, wobei die Frequenz der die Daten am Filtereingang darstellenden Zahlen 300 Hz beträgt, daß die Grenzfrequenz des Filters 20 und 21 1500 Hz sein soll. Die in F i g. 3 dargestellte Kurve stellt die Filterkennlinie der Filter 20 .und 21 dar, die diesen Anforderungen entsprechen.

Außerdem werden die Filter 20 und 21 dazu verwendet, die Abtastfrequenz der digitalen Signale in den Zweigen 17 und 18 zu ändern. Diese Abtastdfrequenz beträgt 3 kHz am Eingang des Filters aber wie dargelegt beträgt die erforderliche Abtastfrequenz am Eingang der Kanäle des beabsichtigten Fernsprechmultiplexsystems4 kHz.

Um die Beschränkung des Spektrums und die Änderung der Abtastfrequenz zu erreichen können die Riter 20 und 21 entsprechend dem in F ig. 4 dargestellten Schaltplan ausgebildet werden. Die Eingangszahlen mit einer Frequenz von 3 kHz werden 4 Rechenelementen 22, 23, 24, 25 zugeführt Mit dem Ausgang der Rechenelemente 23, 24, 25 sind Verzögerungsschaltungen 26, 27, 28 verbunden, die die Verzögerungen 7.2TbZW-STCrZeUgCaWObCi Tdieder Frequenz von 4 kHz entsprechende Periode ist Die Ausgänge des Rechenelements 22 und der Verzögerungsschaltungen 26,27,28 sind miteinander verbunden.

damit die Ausgangszahlen der Filterschaltungen 20 oder 21 erzeugt werden. In den Rechenelementen 22 bis 25 werden die Berechnungen mit einer Frequenz von I kHz, die von der Zeitbasis 6 abgeleitet wird, durchgeführt. ■.

Diese Berechnungen werden untenslehend in bezug auf die Diagramme von Fig. 5 näher erläutert. Das Diagi-mm 5 a zeigt die Folge der Zahlen «,(wobei /eine ganze Zahl ist, die von — °o bis + oo variiert), welche Zahlen mit der Frequenz von 3 kHz am Eingang der n> Rechenelemente 22 bis 25 auftreten.

Das Diagramm 5 b zeigt die Folge der Zahlen S* (wobei k eine ganze Zahl ist, die von - » bis + oo variiert), welche Zahlen am Ausgang der Filter 20 oder 21 mit einer Frequenz von 4 kHz erhalten werden. In π den Rechenelementen 22 bis 25 werden die Berechnungen simultan mit einer Frequenz von 1 kHz durchgeführt, beispielsweise zu den Augenblicken wo die Eingangszahien ... o_j, H₀, oj... auftreten, die durch die Intervalle von 4T = I ms getrennt werden. Also zum _'o Bezugszeitpunkt I = 0, zu dem die Eingangszahl (»o auftritt, berechnen die Rechenelemente 22,23,24,25 die Ausgangszahlen So. S\, Sj bzw. S3. In diesen Rechenelementen, die beispielsweise in nicht-rekursiver Form gestaltet sind, werden die Ausgangszahlen durch :> gewogene Summierung einer gewissen Anzahl von Eingangszahlen erhalten, wobei die Wägungskoeffizienten für jedes Rechenelement vorbestimmte Werte der Stoßantwort des Filters haben, dessen Kennlinie in Fig.3 dargestellt ist. Diese Stoßantwort wird bei allen im Vielfachen von 1/(3 KHz) Null, da es sich um ein Nyquist-Filter mit einer Grenzfrequenz von 1.5 KHz handelt.

Die Diagramme 5 c. 5 d. 5 e, 5 f zeigen eine derartige Stoßantwort, die in der Dauer beschränkt ist und η zentriert ist auf die Zeilpunkte, zu denen die Ausgangszahlen Sb. S\. S2, S3 von dem Bezugszeitpunkt / = 0 an gerechnet auftreten müssen.

Das Rechenelement 22 berechnet die Ausgangszahl

50, indem die gewogene Summierung der Eingangszah- 4» len durchgeführt wird, die während der Dauer der Stoßantwort 5 c auftreten, wobei die verwendeten Wägungskoeffizienten die Werte dieser Stoßantwort zu den Augenblicken, zu denen die Eingangszahlen auftreten, haben. In diesem besonderen Fall ist es 4ϊ ersichtlich, daß die Wägungskoeffizienten Null sind mit Ausnahme des Koeffizienten, der dem Zentralwert der Stoßantwort entspricht, welcher Zentralwert gleich 1 ist. Im wesentlichen entspricht die Ausgangszahl So der Eingangszahl oo und das Rechenelement 22 könnte >n durch eine direkte Verbindung ersetzt werden.

Das Rechenelement 23 berechnet die Ausgangszahl

51, indem die gewogene Summierung der Ejngangszahlen durchgeführt wird, die während der Dauer der Stoßantwort 5 b auftreten, wobei die verwendeten « Wägungskoeffizienten die Werte dieser Stoßantwort haben (durch punktierte Linien dargestellt) zu den Augenblicken, zu den diese Eingangszahlen auftreten. Auf gleiche Weise berechnen die Rechenelemente 24 und 25 die Ausgangszahlen S2 und S3 ausgehend von der ω Stoßantwort 5 e und 5 f. Die Ausgangszahlen Si, S2, S3, die auf diese Weise im Zeitpunkt t = 0 berechnet wurden, werden in der Zeit um 1/(4 kHz), 2/(4 kHz), 3/(4 kHz) mittels der Verzögerungsschaltungen 26, 27 bzw. 28 verschoben, damit sie zu den Augenblicken auftreten, zu denen sie entsprechend dem Diagramm 5 b auftreten müssen. Dieses Berechnungsverfahren wiederholt sich mit der Frequenz von 1 kHz zu allen Augenblicken in Phase mit dem Bezugsaugenblick t = 0.

Auf diese Weise wird ein Paar Datensignale erhalten, die entsprechend der Filterkennlinie nach Fig. 3 gefiltert worden sind, und zwar am Ausgang der Filterschaltungen 20 und 21 in Form von zwei Reihen von Zahlen, die mit einer Frequenz von 4 kHz auftreten. Wie ersichtlich, kann dieses Paar von Signalen als ein komplexes Signal betrachtet werden, das über einen Multiplexkanal übertragen werden muß. Bevor die jeweiligen komplexen Datensignale den Eingängen der jeweiligen Multiplexkanäle zugeführt werden, ist es vorteilhaft, eine Art von gegenseitige Phasenverschiebung dieser komplexen Signale durchzuführen. Dies

wird in den Phaseschiebern Φ Φρ, ... Φν

durchgeführt, die die komplexen Datensignale an ihrem

Eingang um 0 2 π 0/M .... bzw. 2 π (N= I)/N

verschieben. Diese Phasenverschiebung beabsichtigt, eine bessere Verteilung der Energie in den Abtastwerten des Multiplexsignals am Ausgang des Multiplexers I zur Vermeidung eines zu großen Dynamikbereiches für die Behandlung dieses Signals zu erhalten.

In den empfangsseitigen Phasenschiebern Φ\ Φρ

Φν des Multiplexsysiems werden an den komplexen Signalen, die an den jeweiligen Ausgangspaaren des Demultiplexers 12 erhalten werden, Phasenverschiebungen durchgeführt die denjenigen, die in den entsprechenden sendeseitigen Phasenschiebern durchgeführt worden sind, in der Größe gleich aber im Vorzeichen entgegengesetzt sind.

Mit dem Ausgang dieser Phasenschieber Φ'\.... Φ'ρ. ... Φ'\ sind Ausgangsschaltungen D\ ... D_p ... Du verbunden, deren Aufgabe es ist, die Mehrpegel-Datensignale, wie diese durch die sendeseitigen Wandlerschaltungen E\ ... Ep ... En erhalten worden sind, den Ausgangsklemmen D\...B_P... S/v zuzuführen.

Wenn die Übertragungsleitung 7 keine einzige Phasen- und Amplitudenverzerrung einführt, würden die komplexen Signale, die den Ausgangsschaltungen D\ ... Dp ... Ds zugeführt werden, in ihrer Phase und in ihrer Amplitude den komplexen Signalen entsprechen, die durch die entsprechenden Eingangsschaltungen Q ...Cp... Cn erhalten werden. In diesem Falle wird man in den Ausgangsschaltungen Di... D_p... DnBearbeitungen durchführen, die zu den in den entsprechenden sendeseitigen Eingangsschaltungen durchgeführten Bearbeitungen reziprok sind, wobei die von der Zeitbasis 13 hergeleiteten Taktsignale verwendet werden.

Aber im wesentlichen führt die Übertragungsleitung 7 immer eine Phasen- und Amplitudenverzerrung herbei, die in der Zeit variieren kann. Insbesondere verursacht die Phasenverzettung im Gesamtfrequenzband des Multiplexsystems Verzögerungen zwischen den in den jeweiligen Multiplexkanälen erhaltenen Datensignalen. Wenn dieselben Bearbeitungen in den Ausgangsschaltungen D_x... Dp... D_n mit denselben von der Zeitbasis 13 abgeleiteten Taktsignalen auf diesen gegenübereinander verzögerten Datensignalen durchgeführt werden, entstehen zwischen den von jedem Kanal· sukzessiv übertragenen Daten Interferenzen, welche Daten folglich mit einer unakzeptierbaren Fehlerrate zurückgewonnen werden.

Um diesen durch die Verzerrung in der Übertragungsleitung verursachten Fehler zu vermeiden kann jede Ausgangsschaltung D\... D_p... Dneine bekannte Entzerrungsanordnung enthalten, die die Verzögerung des entsprechenden Kanals kompensiert. Anordnungen dieser Art sind verwickelt und teuer, da sie Digitalfilter enthalten, von denen alle Koeffizienten veränderlich

sind und jeder Koeffizient von einer einzelnen Regelschaltung ständig geregelt werden muD.

Mittels der vorliegenden Erfindung ist es möglich, im wesentlichen dasselbe Resultat zu enthalten wie mit der bekannten Enizerningsanordnung, aber mit viel einfacheren Mitteln.

Nach der Crfindung enthält das Datenübertragungssystem nach Fig. 1 sendeseitig in jeder Eingangsschaltung wie Cp eine Addierschaltung 30 im reellen Zweig 17. Diese Addierschaltung erhält an einem Eingang das reelle Datensignal von 4 kHz, das von der Filterschaltung 20 geliefert wird, und am anderen Eingang ein digitales Signal, das einem Pilotsignal entspricht und von einem Generator 31 geliefert wird. Die Frequenz dieses Pilotsignals ist die Hälfte des Intervalles von 4 kHz zwischen benachbarten Mittelfrequenzen der Multiplexkanäle, d. h., 2 kHz. Wenn die Amplitude des Pilotsignal* A ist. wird dieses Pilotsignal einem Eingang der Addierschaltung 30 in Form einer Folge von Zahlen + A, -A, +A, -A ... zugeführt, welche Zahlen mit einer Frequenz von 4 kHz und gleichzeitig mit den Datensignalzahlen, die dem anderen Eingang der Addierschaltung zugeführt werden, auftreten. Auf diese Weise ist erreicht worden, daß die komplexen Signale, die den Kanälen des Multiplexsystems sendeseitig zugeführt werden, nur einen reellen Anteil des Pilotsignals enthalten. Das Spektrum des in jedem Multiplexkanal übertragenen Signals hat die Form der durch gezogene Linien in F i g. 6 dargestellten Kurven. Im Basisband wird dieses Spektrum durch das Datenspektrum 6a, das auf 1700 Hz entsprechend der Filterfunktion nach F i g. 3 beschränkt ist, und durch die Spektrallinie 6b bei 2 kHz, die das Pilotsignal darstellt, gebildet, selbstverständlich reproduziert dieses Spektrum sich selbst um die Abtastfrequenz von 4 kHz und um die Vielfachen derselben.

Empfangsseitig sind die Ausgangsschaltungen mit den Bezugszeichen D\ ... D_p ... Dn entsprechend dem Schaltplan nach F i g. 7 ausgelegt. Jede Ausgangsschaltung Dp enthält zwei Zweige 32 und 33 um den reellen Anteil und den imaginären Anteil des vom Multiplexkanal ρ erhaltenen komplexen Signals zu behandeln. Infolge der Phasenverzerrungen des Übertragungsmediums weist das Pilotsignal, das nur im reellen Zweig 17 eingeführt worden ist, empfangsseitig Komponenten in den zwei Zweigen 32 und 33 auf. Dementsprechend enthalten diese zwei Zweige 32 und 33 zwei Bandpaßfilter 34 und 35 um die reellen bzw. imaginäre Komponente des Pilotsignals zu selektieren. Die zwei Filter 34 und 35 haben eine Filterkennlinie der Art, die in F i g. 6 durch die gestrichelten Kurven, wie die Kurve 6t; dargestellt ist

Für das Untenstehende ist es nützlich, den Wert der zwei Komponenten des Pilotsignals, die durch die Filter 34 und 35 selektiert worden sind, als Funktion der Verzögerung r auszudrücken, die durch die Übertragungsleitung in das in einem Kanal übertragene Pilotsignal eingeführt worden ist Wenn TdIe Periode ist die 4 kHz entspricht beträgt die Frequenz von 2 kHz des Pilotsignals 1/(27}. Das mit Nullphase übertragene Pilotsignal wird danach mit einer Phase entsprechend 2jtf/2T = ίττ/Tempfangen. Daraus ergibt sich, daß die reelle und die imaginäre Komponente des Pilotsignals die durch die Filter 34 und 35 selektiert worden sind, die Werte cos(jm'77bzw. sm(;rr/77 haben. Es sei erwähnt, daß diese Verzögerung r des Pilotsignais in einem Kanal durchaus die Verzögerung des Datensignals in diesem Kanal kennzeichnet Es läßt sich darlegen, daß in einem Kanal mu einer Zentralfrequenz f_p und mit einer Breite von 4 kHz die Verzögerung τ des Pilotsignals bei Empfang ist, v.obei Γι und τι die Verzögerungen τ =(ri -t- Γ2)/2 bei den Frequenzen f_p + 2 kHz und fp — 2 kHz.

■. die an den Rändern des Kanals liegen, darstellen.

Andererseits enthalten die zwei Zweige 32 und 33 die Subtrahierschaltungen 36 und 37, mit denen die zwei Komponenten des Pilotsignals von den zwei Komponenten des empfangenen Signals subtrahiert werden.

in Diese Funktion. Subtrahierschaltungen 36 und 37 schaffen zusammen das komplexe Datensignal, welches Signal einem Phasenschieber 38 zugeführt wird. Dieser Phasenschieber 38, der ebenfalls die zwei Komponenten des Pilotsignals, die zusammen das komplexe Pilotsignal

ι". bilden, erhält, sorgt dafür, daß die Phase des komplexen Datensignals um einen Winkel -(πτΙΤ) verschiebt, entsprechend und entgegengesetzt zur Phase des komplexen Pilotsignals.

Am Ausgang des Phasenschiebers 38 enthalten die

.'it zwei Zweige 32 und 33 zwei digitale Filterschaltungen 39 und 40, die einander identisch sind und die Filterkennlinie eines Tiefpaßfilters aufweisen, das dem Nyquist-Kriterium entspricht mit einer Grenzfrequenz gleich der Frequenz von 2 kHz des übertragenen

r. Pilotsignals. Eine derartige Filterkennlinie kann die in Fig.8 dargestellte Form haben mit einem Übergangsband anfangend bei 1,7 kHz, so daß keine einzige Komponente des übertragenen Datensignals abgeschnitten wird.

hi Diese zwei Filterschaltungen 39 und 40 haben eine doppelte Funktion. Die erste Funktion, die zu der von den Filterschaltungen 20 und 21 an der Sendeseite gewährleisteten Funktion komplementär ist, ist die Abtastfrequenz des digitalen Signals in den Zweigen 32

r. und 33 zu ändern. Am Eingang des Filterkreises beträgt diese Abtastfrequenz 4 kHz und die in jedem Zweig zum Wiedergewinnen der Daten erforderliche Abtastfrequenz beträgt 3 kHz. Die Mittel zur Gewährleistung dieser ersten Funktion werden untenstehend beschrie-

4(1 ben. Die zweite Funktion der zwei Filtersnhaltungen 39 und 40 ist der automatische Ausgleich der in jedem Kanal in dem Datensignal durch die Phasenverzerrung der Übertragungsleitung hervorgerufenen Verzögerung. Diese zweite Funktion wird durch Verwendung

Vt der zwei Komponenten οο${πτΙΤ)\χηά sin(;rr/77in den Filterschaltungen 39 und 40 gewährleistet. Wie untenstehend dargelegt wird, besteht jede Filterschaltung aus zwei Teilen, einem ersten Teil mit festen Koeffizienten, an dessen Eingang das Datensignal mit einer vorbe-

w stimmten Komponente des Pilotsignals multipliziert wird und einem zweiten Teil mit veränderlichen Koeffizienten, die von den Komponenten des empfangenen Pilotsignals abgeleitet werden. Am Ausgang der Filterschaltungen 39 und 40, die diese zwei Funktionen

v> durchführen, treten die Datensignale der zwei Zweige 32 und 33 als zwei Folgen von Zahlen auf, die gleichzeitig mit der Frequenz von 3 kHz auftreten. Eine Verzögerungsschaltung 41 erzeugt eine Verzögerung entsprechend 1/(6 kHz) im reellen Zweig 3.2- Die zwei Zweige sind mittels der Kombinierschaltung 42 miteinander verbunden, an deren Ausgang ein Datensignal in Form einer Folge von Zahlen erhalten wird, die mit der Frequenz von 6 kHz auftreten. In der Schaltungsanordnung 43 wird jede Zahl dieser Folge auf

o5 9 Bits gerundet in der Subtrahierschaitung 44 wird das am wenigsten signifikante neunte Bit von jeder dieser 9-Bit-Zahlen extrahiert Die Folge von 8-Bit-Zahlen, die durch die Schaltung 44 geliefert wird, geht zur Klemme

Bp. Wenn die durchgeführten Handlungen korrekt sind, soll an dieser Klemme B_p das 8-Bit-Mehrpegel-Datensignal gefunden werden, das durch den Wandler E_p an der Sendeseite geliefert wird. In diesem Falle b dem das Datensignal ohne Fehler zurückgewonnen worden ist. muß die Folge der neunten Bits, die am Ausgang 45 der Schaltung 44 erhalten wird, durch die Pseudo-Zufallsfolge gebildet werden, die an der Sendeseite zum Datensignal addiert worden ist. Dieses digitale Signal der neunten Bits wird in einer phasenverriegelten Schleife 46 verwendet, die das Funktionieren der Filterschaltungen 39 ,und 40 beeinflußt und untenstehend näher beschrieben wird.

Um die ooenstehend beschriebene erste Funktion erfüllen zu können, d. h. das Ändern der Abtastfrequenz der Datensignale von 4 kHz auf 3 kHz, werden die Filterschaltungen 39 und 40 durch drei Parallelzweige gebildet. Die entsprechenden Zweige der beiden Schaltungen enthalten identische Elemente. Der erste Zweig de" Filterschaltungen 39, 40 enthält ein interpolierendes Rechenelement 47, 48. Der zweite Zweig enthält ein interpolierendes Rechenelement 49, 50, das mit der Verzögerungsschaltung 51, 52 in Reihe geschaltet ist, die eine Verzögerung entsprechend (4/3) · 1/(4 kHz) verursacht. Der dritte Zweig enthält ein interpolierendes Rechenelement 53, 54, das mit der Verzögerungsschaltung 55, 56 in Reihe geschaltet ist, die eine Verzögerung entsprechend (8/3)· 1/(4 kHz) verursacht. In all den Rechenelementen werden die Berechnungen mit einer Taktsignalfrequenz durchgeführt, die von der Zeitbasis 13 abgeleitet ist. Diese Taktsigndle haben eine Frequenz von 1 kHz und ihre Phase wird durch die Verzögerungsschaltung 57 bestimmt, die eine Verzögerung variierend in Stufen von !/(4 kHz) verursachen kann. In der phasenverriegelten Schleife 46 wird diese veränderliche Verzögerung durch den Ausgang der Vergleichsschaltung 58 geregelt, die das digitale Signal der neunten Bits mit der Pseudo-Zufallsfolge vergleicht, die vom Ortsgenerator 59 erzeugt wird und der übertragenen Folge identisch sein muß.

Zunächst wird die Wirkungsweise dieser Filterschaltungen 39, 40 in dem Falle erläutert, wo sie mit einem spezifischen Multiplexkanal verbunden sind, welcher Kanal nachher als Bezugskanal bezeichnet wird. Dieser Bezugskanal der im allgemeinen in der Nähe der Mitte des gesamten Multiplexfrequenzbandes l'egt, ist derjenige, der das Signal überträgt, das zur frequenz- und phasenmäßigen Synchronisierung der Zeitbasis 13 an der Empfangsseite mit der Zeitbasis 6 an der Sendeseite benutzt wird. Dieses zur Synchronisation des Empfängers verwendete Signal kann beispielsweise das in diesem Kanal übertragene Pilotsignal sein. Für diesen Bezugskanal hat das empfangene Pilotsignal dieselbe Phase wie bei der Obersendung und deswegen enthält es nur einen reellen Anteil wie an der Sendeseite. Empfangsseitig gibt es kein einziges Problem in bezug auf den Ausgleich der Verzögerung des Datensignal und die einzige Aufgabe für die Filterschaltungen 39,40 ist die Abtastfrequenz der Datensignale zu ändern.

Die Filterschaltungen 39 und 40 sind identisch und im Falle des Bezugskanals bewirken sie interpolierende Berechnungen derselben Art wie diese bei den Diagrammen nach Fig.5 für die Filterschaltungen 20 und 21 an der Sendeseite erläutert wurden. Diese Berechnungen werden beispielsweise für die Filterschaltung 39 mittels der Diagramme nach Fig.9 näher beschrieben.

Das Diagramm 9 a zeigt die Folge von Zahlen S\ (wobei k eine ganze Zahl ist, die von - » bis + «> variiert) weiche Zahler, mit einer Frequenz von 4 kHz am Eingang der Rechenelemente 47, 49, 53 auftreten. Das Diagramm 9 b zeigt die Folge von Zahien o',(wobei /eine ganze Zahl ist, die von - oo bis + <» variiert), die am Ausgang der Filterschaltung 39 mit einer Frequenz von 3 kHz erhalten werden. Die Zahlen S\ entsprecher den Zahlen mit demselben Index S* an der Sendeseite, die im Diagramm 5 b nach F i g. 5 dargestellt sind und die Zahlen σ', entsprechend den Zahlen o, an der Sendeseite die im Diagramm 5 a nach F i g. 5 dargestellt sind. Insbesondere entsprechen die Zahlen αΌ und SO die zum Bezugszeitpunkt t = 0 an der Empfangsseite auftreten, den Zahlen oo und So, die an der Sendesnte zum Bezugszeitpunkt t = 0 auftreten. In den Rechenelementen 47, 49, 53 werden die Berechnungen gleichzeitig mit der Abtastfrequenz von 1 kHz. die von der Zeitbasis 13 abgeleitet ist, durchgeführt, und zwar zu Zeitpunkten, die mit dem Bezugszeitpunkt t = 0 gleichphasig sind.

Es wird vorausgesetzt, daß diese korrekte Phase der Abtastfrequenz von 1 kHz erhalten worden ist. In den Recbenelementen 47, 49, 53 die beispielsweise in nichtrekursiver Form ausgelegt sind, werden die Ausgangszahlen σ'; durch eine gewogene Summierung einer spezifischen Anzahl von Eingangszahlen S'* erhalten mit Wägungskoeffizienten, die von der Stoßantwort des Filters mit der in Fig.8 dargestellten Kennlinie abgeleitet sind. Diese Stoßantwort wird auf allen Vielfachen von 1/(4 kHz) Null, da es sich um eine Nyquist-Filter mit einer Grenzfrequenz von 2 kHz handelt.

Die Diagramme 9 c, 9 d, 9 e zeigen eine derartige Stoßantwort von endlicher Dauer, die zentriert ist auf die jeweiligen Zeitpunkte, zu denen die Ausgangszahlen σ'ο, σ'ι, ο'ι von dem Bezugszeitpunkt t = 0 gerechnet auftreten müssen.

Das Rechenelement 47 berechnet die Ausgangszahl o'o indem die gewogene Summe der Eingangszahlen, die während der Dauer der Stoßantwort 9 c auftreten, genommen wird, wobei die verwendeten Wägungskoeffizienten die Werte dieser Stoßantwort zu den Zeitpunkten sind, wo die Eingangszahlen auftreten. In diesem speziellen Fall ist es ersichtlich, daß alle Wägungskoeffizienten Null sind mit Ausnahme von einem, der dem zentralen Wert der Stoßantwort entspricht, welcher zentrale Wert gleich 1 ist. In diesem Fall ist die Ausgangszahl σ'ο dieselbe wie die ι Eingangszahl So.

Die Rechenelemente 49 und 53 berechnen die Ausgangszahlen σΊ und &2 indem die gewogene Summe der Eingangszahlen S'* genommen wird, die während der Dauer der Stoßantworten 9 c/und 9 e auftreten. Die verwendeten Wägungskoeffizienten sind die Werte der Stoßantworten 9 d und 9 e zu den Zeitpunkten, wo die Eingangszahlen auftreten; diese Werte sind durch gestrichelte Linien dargestellt

Die Ausgangszahlen σΊ und σΊ die ebenfalls auf diese Weise zum Bezugszeitpunkt / = 0 berechnet worden sind, werden in der Zeit durch (4/3) · 1/(4 kHz) und durch (8/3) · 1/(4 kHz) mittels der Verzögerungsschalmngen 51 und 55 verzögert, damit sie auftreten zu den Zeitpunkten, wo sie entsprechend dem Diagramm 9 b auftreten müssen.

Dieser Berechnungsprozeß wiederholt sich mit einer Frequenz von 1 kHz zu allen Zeitpunkten, die mit dem Bezugszeitpunkt t = 0 phasengleich sind und am

Ausgang der Filterschaltungen 39 und 40 werden auf diese Weise zwei Folgen von Zahlen οΊ erhalten, die mit einer Frequenz von 3 kHz auftreten und am Ausgang der Kombinierschaltung 42 wird eine Folge von Zahlen mit einer Frequenz von 6 kHz erhalten, die in der Schaltung 43 je auf 9 Bits gerundet werden.

Wenn in den Rechenelementen 47,49,53 und 48, 59, 54 in denen die obengenannten Wägungskoeffizienten verwendet werden, die Berechnungen mit einer Frequenz von 1 kHz durchgeführt werden, sind zu allen Zeitpunkten, die mit dem Bezugszeitpunkt t = 0 in Phase sind, die 9-Bit-ZahIen, die durch die Schaltungsanordnung 43 geliefert werden, den entsprechenden ausgesandten gleich und die ausgesandte Pseudozufallsfolge wird wiedergefunden im digitalen Signa] der neunten Bits, die am Eingang der phasenverriegelten Schleife 46 auftreten. Diese Folge wird durch die Vergleichsschaltung 58 wiedererkannt, die die Verzögerung der veränderlichen Verzögerungsschaltung 57 auf einen derartigen Wert einstellt, daß das Signal von 1 kHz, das von der Zeitbasis 13 geliefert wird, mit dem Bezugszeitpunkt t = 0 in Phase bleibt

Wenn dagegen die Berechnungen in den Rechenelementen zu Zeitpunkten durchgeführt werden, zu denen die Eingangsabtastwerte wie 5Ί, S'z, S3 auftreten, d. h. zu den Zeitpunkten, die in bezug auf den Bezugszeitpunkt ί = 0 um 1 /(4 kHz), 2/(4 kHz). 3/(4 kHz) verzögert s, id, wird die im digitalen Signal der neunten Bits übertragene Pseudo-Zufallsfolge nicht länger gefunden und unter Ansteuerung der Vergleichsschaltung 58 verzögert die veränderliche Verzögerungsschaltung 57 das von der Zeitbasis 13 gelieferte Signal von 1 kHz in Schritten von 1/(4 kHz) bis die Pseudo-Zufallsfolge wiedererkannt wird.

Untenstehend wird die Filterschaltung 39 und 40 beschrieben, und zwar in dem Fall, wo sie zur Behandlung der Datensignale, die von irgendeinem Kanal geliefert werden, in welchem die Datensignale empfangen werden mit einer Verzögerung τ in bezug auf die im Bezugskanal empfangenen Datensignale. In diesem Fall ist die allgemeine Struktur der Filterschaltungen 39,40, die mit der phasenverriegelten Schleife 46 zusammenarbeiten, dieselbe wie in F i g. 7 und die eben beschriebene Funktion gilt nur wenn die Anforderung erfüllt ist, daß die Filterschaltungen 39 und 40 die Verzögerung r in einem Übertragungskanal ausgleichen. Deswegen sollen diese Filterschaltungen je mit Rechenelementen versehen sein, die von denjenigen, die für den Bezugskanal beschrieben worden sind, abweichen.

Die Rechenelemente 47,49, 53, die die Datensignalc des reellen Zweiges 32 behandeln, sind je entsprechend dem Schaltplan nach F i g. 10 ausgelegt. Die Rechenelemente 48, 50, 54 die die Datensignale des imaginären Zweiges 33 behandeln, sind den entsprechenden Rechenelementen 47,49, S3 des reellen Zweiges gleich.

Die Zahlen von 4 kHz, die die Datensignale darstellen und dem Eingang 60 des Rechenelementes zugeführt werden, werden um Γ = 1/(4-kHz) durch die Verzögerungsschaltung 61 verzögert oder sie werden nicht verzögert, und zwar abhängig von der Frage ob der Schalter 62 sich in der Lage t oder 5 befindet. Andererseits werden die reelle Komponente cos(nr/T; und die imaginäre Komponente sin^-rr/f^des von den Pilotfiltern 34 und 35 abgeleiteten Pilotsignals den Eingangsklemmen 63 und 64 zugeführt. Für das Rechenelement 47 werden diese Komponenten cos(/Tr/77und sin(<Tr/77unniittelbar verwendet. Für ein Rechenelement 49 oder 54 wird eine Schaltung 77 hinzugefügt, die durch gestrichelte Linien dargestellt ist und die, wie es aus dem Untenstehenden hervorgehen wird, zwei sehr einfache Funktionen von cos(;Tr/7*lund sin(jrr/7) berechnet Die Schaltungen 65 und 66 liefern ein binäres Signal, das dem Vorzeichen der redien und der imaginären Komponenten des Püotsigmils entspricht Die Schaltung 66 betätigt den Schalter 62, der sich in der Lage s oder t befindet abhängig von der

ίο Frage, ob die imaginäre Komponente des Pilotsignals positiv oder negativ ist

Vom Ausgang des Schalters 62 werden Datensignale einem Digitalfilter 67 zugeführt, das zwei Teile 68 und 69 enthält Der erste Teil 68 enthält am Eingang eine

is Multiplizierschaltung 70, die die Datensignale mit der imaginären Komponente 5\π{πτ/Τ) des Pilotsignals multipliziert Der MultiplizierschaJtung 70 falgt eine Verzögerungsleitung L, die durch Verzögerungselemente r mit einer Dauer T gebildet wird. Die an den

2« Anzapfungen der Verzögerungsleitung vorhandenen Zahlen, mit Ausnahme von denjenigen ein den Anzapfungen ρ und q auf beiden Seiten des zentralen Verzögerungselementes R dieser Leitung, wenden mit Hilfe der Multiplizierschaltungen /π* mit dem festen

Koeffizienten At multipliziert, die untenstehend weiter

beschrieben werden und die sich daraus ergebenden

Produkte werden den Eingängen der Addierschaltung

71 zugeführt

Der zweite Teil 69 des digitalen Filters 67 enthält eine

Verzögerungsleitung L', deren Eingang die Datensignale unmittelbar zugeführt werden. Diese Verzögerungsleitung L'bewirkt eine Gesamtverzögerung, die der der Leitung L entspricht, und kann durch Verzögerungselement /-'mit einer Dauer von Tgebildet werden. Nur die

J5 zwei Anzap'ungen p' und q' dieser Leitung werden verwendet, uie auf beiden Seiten des zentralen Verzögeiungselemente> R'liegen. Die an diesen zwei Anzapfungen vorhandenen Zahlen werden mittels der Multiplizierschaltungen m' und n' mit den veränderli-

4n chen Koeffizienten S₀ und a_ ι multipliziert und die sich daraus ergebenden Produkte werden zwei Eingängen der Addierschaltung 71 zugeführt Der Ausgang; 72 der Addierschaltung 71 bildet den Ausgang des Rechenelementes. Die Zahlen an diesem Ausgang 72 treten mit

4i einer Frequenz von 1 kHz auf. da die Berechnungen im Filter 67 mit der Frequenz von I kHz, die von der Zeitbasis 13 erhalten wird,durchgeführt werden.

Die veränderlichen Koeffizienten ab und U-i sind vorbestimmte Funktionen der Komponenten 5ίιι(.ττ77?

ίο und cos(;rt7 T) des Pilotsignals, wie untenstehend erläutert wird. Diese vorbestimmte Funktionen werden in den Rechenelementen 73 und 74 berechnet, die je die zwei Komponenten des Pilotsignals erhalten. Die digitalen Signale, die durch die Schaltungsanordnungen

->> 73 und 74 geliefert werden, werden entweder als Koeffizienten a₀oder als Koeffizienten a_i verwendet, und zwar abhängig von der Lage υ oder ν des Schalters 75. Dieser Schalter wird durch den binären Ausgang einer logischen Schaltung 76 betätigt, die die binären

w) Signale der Schaltungen §5, 6β erhall, die da* Vorzeichen der Komponenten cosf/rr/T^und sm{.ir/T) bestimmen. Abhängig von der Frage, ob diese Komponenten dieselben oder verschiedene Vorzeichen haben, schaltet die logische Schaltung 76 den Schalter 75

(<■> in die Lage i/odcr in die Lage v.

Die Funktion der auf diese Weise ausgelegten Rechenelcmente wird mittels der Diagramm'? nach Fig. Il näher erläutert.

Im Diagramm 11 s stellen die Kurven 111 und 112die Funktionen cos(tct/T) und s\n{jTT/T) dar, d.h. den reellen bzw. imaginären Teil des Pilotsignals. Im Bezugskanal werden diese reellen und imaginären Teile empfangsseitig mit der Frequenz MT = 4 kHz abgetastet zu allen Zeitpunkten, die mit dem Bezugszeitpunkt ί = 0 gleichphasig sind. Es sei erwähnt, daß die imaginäre Komponente des Pilotsignals zu diesen Abtastzeitpunkten immer Null ist.

In jedem Kanal, in dem eine Vorwärtsverschiebung der Dauer τ auftritt, werden die reellen und imaginären Teile des Pilotsignals mit derselben Frequenz 1/Tzu den Zeitpunkten abgetastet, die mit einem Zeitpunkt ι = τ gleichphasig und also gegenüber dem Bezugszeitpunkt r = 0 verzögert sind. Die reellen und imaginären Komponenten der Pilotsignale haben die Werte COs(TiTI T) und aniftxlT), die durch die Ordinaten der Kurven 111 und fl2 zum Zeitpunkt t = τ dargestellt werden. Die Zahlen, die diesen Werten entsprechen, werden den Eingängen 63 und 64 des Rechenelementes zugeführt. Wenn diese Kurven die Periode 2 7"haben ist es ausreichend, die Verschiebung τ zwischen 0 und 2 T zu betrachten.

Das Diagramm 11 b stellt auf eine dem Diagramm 9 a entsprechende Weise die Folge von Zahlen S't dar, die mit einer Geschwindigkeit von MT = 4 kHz am Eingang 60 der drei Rechenelemente 47, 49, S3 auftreten, welche Elemente die Filterschaltung 39 bilciten. Die Zahlen treten für jeden Kanal zu Zeitpunkten auf, die mit dem Zeitpunkt t = τ gleichphasig sind. D^s Diagramm 11 c stellt auf eine dem Biagramm 9 b entsprechende Weise die Folge von Zahlen τ', dar, die am Ausgang der Filterschaltung 39 erhalten werden müssen. In dieser Filterschaltung 39 liefern die Rechenelemente 47, 49, 53 mit einer Geschwindigkeit von 1 kHz die Zahlen wie r'o, r'i bzw. τ'ι.

Zunächst werden die Vorgänge, die im Rechenelement 47 zum Ausgleichen dieser Verschiebung τ im Übertragungskanal durchgeführt werden müssen, näher beschrieben. Von den Eingangszahlen S'_k, die gleichphasig zu dem Zeitpunkt I — τ auftreten, berechnet z. B. das Rechenelement 47 zum Zeitpunkt r eine Zahl o'o, die zwischen den Eingangszahlen 5t im Bezugszeitpunkt 1 = 0 interpoliert wird. Für diese interpolierende Berechnung bestimmt das Rechenelement 47 die gewogene Summe einer spezifischen Anzahl von Eingangszahlen 5« mit Wägungskoeffizienten, die mittels des Diagramms Il (/spezifiziert werden. Dieses Diagrammm 11 d zeigt auf eine dem Diagramm 9 c entsprechende Weise Weise die Stoßantwort des Filters mit einer Charakteristik nach Fig.8, wobei diese Stoßaniwort auf den Bezugszeitpunkl t = 0 zentriert ist. Das Rechenelement 47 berechnet die Ausgangszahl o'o als gewogene Summe der Eingangszahlen 5», die während der Dauer der SloOaniwori auftreten, wobei die verwendeten Wägungskoeffraienten die (durch gestrichelte Linien dargestellten) Werte dieser Stoßantwort sind zu den Zeitpunkten, tu denen die Eingsngszahlen auftreten.

15

20

r.

Wenn 2PEingangszahlen S't während der Dauer 2PT der Stoßantwort 11 d auftreten und wenn die Wägungskoeffizienten, die diesen Eingangszahlen entsprechen, als at bezeichnet werden, ist die Ausgangszahl σΌ wie folgt darzustellen:

4= -P

(D

Die Wägungskoeffizienten at sind von der Verzögerung τ abhängig. Nach der Erfindung ist zur Berechnung der Ausgangszahl σΌ die Tatsache vorteilhaft, daß die Wägungskoeffizienten at als Funktion der Komponenten cosfavIT) und sin(arr/77 des Pilotsignals ausgedrückt werden können.

Das Diagramm 11 d gibt die für die Koeffizienten at verwendete Notierung. Ein Koeffizient at, der durch die gestrichelten Linien dargestellt wird, hat denselben Index k im ganzen Intervall mit der Länge T, dessen Mitte beim Zeitpunkt t = (2£+1)772 liegt. Zu diesen Zeitpunkten werden die Koeffizienten durch gezogene Linien dargestellt und haben feste Werte a*. Da die Stoßantwort des Diagramms 11 d s>mmetrisch ist, haben die Koeffizienten, die zu den Zeitpunkten t = ± 772 genommen werden, denselben Wert A₀.

Zur Bestimmung der Werte der Koeffizienten at ist die Tatsache ausgenutzt worden, daß der Stoßantwort 11 d durch die untenstehenden Funktionen angenähert werden kann:

— In jedem der Intervalle mit der Länge T. die auf den Zeitpunkten t Φ (2k + 1)772 für k Φ 0 und * φ - 1 zentriert liegen, wird der Stoßantwort durch die Funktion Fi angenähert:

F_x = A_k sin (.7 1 T).

- Im Intervall von - 772 bis + 772 wird der Stoßantwort durch die folgende Funktion angenähert:

F₂ = A₀U - /I₀) cos 1.7 f T).

— Im Intervall von — 7"bis — T/2 und im Intervall von 772 bis T wird der Stoüaniwort durch die folgende Funktion angenähert:

= A_n

T)-l-cos(.T//r)] 2.

Mit dieser Annäherung der Stoßantwort kann der Wert der Koeffizienten a* ausgedrückt werden, die in der Formel (I) für eine durch den Übertragungskanal hervorgerufene Verzögerung r verwendet werden müssen. Mehrere Fälle treten entsprechend dem Wert dieser Verzögerung τ auf, aber wie bereits erwähnt, ist es ausreichend, die zwischen 0 und 2 7" liegenden Werte zu betrachten.

— Ein erster Fall ist der, der im Diagramm 11 d dargestellt ist, in dem t zwischen 0 und T/2 liegt. Von den Formeln (2). (3) und (4) werden die nachfolgenden Koeffizienten abgeleitet:

(I₁ = A, sin (.7 τ T) k * 0. /■*■_!

</_n - A_n f (I A_n) cos (.7 r T)

11 1 = A_n t A_n f sin (.7 τ 7) I - cos (7 r Dl

Mit diesen Koeffizienten kann die Formel (1) wie folgt geschrieben werden: 4_t [Si-sin (.τ r/Γ)]

«a

= Σ ι= -p

+ IA₀ + (I -A₀)COS (.τ τ/Γ)] S'_o

+ [<4o + (A₀12 + | sin (.-τ τ/Τ)- I - cos (.-τ τ/Τ)}} SL₁

k φ 0, k φ - I

Für das Untenstehende ist es nützlich zu bemerken (siehe Diagramm 11 a), daß dieser erste Fall dadurch gekennzeichnet, daß cos(jrr/7]J und ύη(πτΙΤ) das gleiche Vorzeichen haben und $\η(πτΙΤ) positiv ist

— Ein zweiter Fall ist der, in dem zwischen 772 und T \ ί liegt. Eine Betrachtung des Diagramms 11 d zeigt, daß die Koeffizienten a*für k¥=0 und k φ I die Werte haben, die in den Formeln (5) angegeben sind, während die Koeffizienten ao und a_ ,· durch Permutierung der in den Fonnein (5) angegebenen Werte erhalten werden.

In diesem zweiten Fall kann die Formel (1) wie folgt geschrieben werden:

sin (.τ τ/T)]

+ [Λ + (Λο/2) isin (.τ τ/Τ)- \ - cos (.τ τ/ Τ)}] S^ + \_Α₀ + (I - /I₀) cos (π τ/ T)] SL₁ k φ 0, k φ - I

Nach dem Diagramm 11 a wird dieser zweite Fall dadurch gekennzeichnet, daß νοφΐτΙΤ) und sin(jrr/7? verschiedene Vorzeichen haben und smtyvIT) positiv ist. ίο

— Ein drittel Fall ist der, in dem r zwischen T und 3772 liegt. Es dürfte ein^uchter*. daß die Koeffizienten dann dieselben Werte habrn wie im ersten Fall, in dem r zwischen 0 und T/2 liegt. Aber in C τ Formel (1) müssen die Eingangszahlen 5'*+1 genommen werden, die um T « in bezug auf die Zahlen S't verzögert sind Nach dem Diagramm 11 a wird der dritte Fall dadurch gekennzeichnet, daß cos(jrr/77und sin(itr/77dasselbe Vorzeichen haben und sin(;iT/ T) negativ ist.

— ein vierter Fall ist, der in dem r zwischen 3772 und 4<i 2TliegL Die Koeffizienten haben dieselben Werte wie im zweiten Fall, in dem r zwischen 772 und T liegt. Ebenso wie in der Formel (1) müssen die Eingangszahlen S't+i genommen werden, die um 7Ίη bezug auf die Zahlen 5* verzögert sind. Dieser vierte Fall ist dadurch Vi gekennzeichnet, daß οο^πτ/Τ) und $\η{πτ/Τ) verschiedene Vorzeichen haben und sin(«r/T)negativ ist.

Folglich geben die Formeln (6) und (7) die Berechnungen an, die im Rechenelement 47 zum Erhalten der Zahlen wie σΌ durchgeführt werden ^r> <> müssen. Es wird nun gezeigt, daß das obenstehend beschriebene Rechenelement nach Fig. 10 diese Berechnungen für alle betrachteten Werte von τ automatisch durchführt.

Wenn die Verzögerung ν durch den Übertragungska- π nal einen Wert zwischen 0 und That (erster und zweiter Fall), befindet sich unter Ansteuerung des Vorzeichendetektors 66 für die Pilotsignalkomponente s\n(nv/T) der Schalter 62 in der Lage 5 und die Eingangszahlen S'n werden ohne Verzögerung durchgelassen. Wenn die w> Verzögerung r zwischen Γ und 2Γ liegt (dritter und vierter Fall), befindet sich der Schalter 62 in der Lage < und die Eingangszahlen 5'* werden um T verzögert (durch die Schaltungsanordnung 61). Entsprechend dem Obenstehenden können die vom Schalter 62 gelieferten t>5 verzögerten Zahlen sowie die nicht verzögerten Zahlen auf dieselbe Weise im Filter 67 behandelt werden als liege die Verzögerung r immer zwischen 0 und T.

Der erste Teil 68 des Filters 67 berechnet das erste Glied von σΌ in den Formeln (6) und (7). Anwesend an den Anzapfungen der Verzögerungsleitung L des ersten Teils sind die Eingangszahlen S't, die mittels der Multiplizieranordnung 70 mit der imaginären Komponente sin(?TF/77 des Pilotsignals multipliziert worden sind. Entsprechend dem ersten Glied von σΌ werden die zentralen Anzapfungen ρ und q, die den Eingangszahlen SO und S'-1 entsprechen, nicht verwendet. Die Zahlen 5* · άη(πτ/Τ) an den verwendeten Anzapfungen der Verzögerungsleitung werden mit den festen Koeffizienten Ak mittels der Multiplizieranordnungen /n* multipliziert.

Der zweite Teil 69 des Filters 67 berechnet die zweiten und dritten Glieder von σΌ in den Formeln (6) oder (7). An den Anzapfungen p', q'der Verzögerungsleitung L', die den Anzapfungen p, q der Verzögerungsleitung L entsprechen sind die Eingangszahlen SO und S'-\ anwesend. Diese Zahlen müssen mittels der Multiplizieranordnungen m' und n' mit den in den Formeln (6) und (7) angegebenen Koeffizienten multipliziert werden, wobei diese Koeffizienten abhängig von der Tatsache, ob die Formel (6) angewandt wird (0< τ < 772) oder ob die Formel (7) angewandt wird (T72< τ < T)permutiert werden. Die zwei Schaltungsanordnungen 73 und 74 berechnen die zwei Multiplikationskoeffizienten SO und 5'_ι als Funktion der Komponenten cos(^r/77und sin(;rr/77des Pilotsignals. Abhängig von der Tatsache, ob diese Koeffizienten dasselbe Vorzeichen (der Fall, in d?m0< r < 772) oder verschiedene Vorzeichen (der Fall, in dem 772 < τ < T) haben, bringt die logische Schaltung 76 den Schalter 75 in die Lage «oder v, so daß die zwei Koeffizienten, die in den Schaltungsanordnungen 73 und 74 behandelt worden waren, den Multiplizierschaltungen m' und n' oder den Multiplizierschaltungen n' und m' zugeführt werden.

Das Diagramm nach Fig. 10 betrifft auch das Rechenelement 49, das die Zahlen wie «Ί berechnet, in dem eine Flechenschaltung 77 verwendet wird, die zwei sehr einfache Funktionen der Komponenten sm(nvT) und co^nvIT) berechnet. Diese zwei Funktionen

werden mittels des Diagramms nach F i g.! 1 e näher erläutert Dieses Diagramm 11 e, das mit dem Diagramm 9 d für den Bezugskanal verglichen werden kann, zeigt die Stoßantwort des Filters, das die Kennlinien nach Fig.8 aufweist, welche Stoßantwort um (4/3) · 1/(4 kHz) = 47/3 in bezug auf die Stoßantwort aus F i g. 11 d verzögert wird. Die Ausgangszahlen wie σΊ ergeben sich durch Berechnung der gewogenen Summe der Eingangszahlen S'*, die während der Dauer dieser Stoßantwort vorhanden sind, mit den Wägungskoeffizienten, die den Werten dieser Stoßantwort zu den Zeitpunkten, zu denen die Eingangszahlen S\ auftreten, entsprechen. Im Hinblick der Tatsache, daß die Stoßantwort 11 e um 4773 in bezug auf die nach dem Diagramm 11 d verzögert wird, kann sie durch dieselben Funktionen Fi, F^, F3 der Formein (2), (3), (4) ausgedrückt werden, und zwar unter der Bedingung, daß in diesen Formeln die Zeit t durch t — 4 773 ersetzt wird.

Es dürfte einleuchten, daß die Formeln (6) und (7) sich auf die Berechnung der Zahlen σΊ beziehec. und rwar unter der Bedingung, daß sm^ptrlT) durch sin[^(r—477 Z)IT] und cosiprT) durch cos[ji(r—4773)/7) ersetzt wird. Das bisher beschriebene Diagramm nach Fig. 10 zur Berechnung der Zahlen wie σ'ο eignet sich deswegen zur Berechnung der Zahlen wie σΊ unter der Bedingung, daß ein Rechenelement 77 hinzugefügt wird, das als Phasenschieber wirksam ist. Von den zwei Komponenten cosfjrr/T} und sin(jnr/77des Pilotsignals berechnet dieses Element 77 die zwei Funktionen

sin[.T(ir-4773)/7]

- 4,τ/3),

Bei der Entwicklung dieser Funktionen ist es ersichtlich, daß die Berechnung sehr einfach ist.

Das Diagramm nach Fig. 10 bezieht sich ebenfalls auf das Rechenelement 53, das Zahlen berechnet wie σ'2. In diesem Fall werden die verwendeten Koeffizienten von der Stoßantwort nach dem Diagramm 11 f abgeleitet (vergleiche Diagramm 9 e), wobei diese Stoßantwort um (8/3) · 1/(4 kHz) = 8773 in bezug auf die Stoßantwort nach dem Diagramm 11 rf verzögert ist Aus der obenstehenden Erläuterung dürfte es einleuchten, daß das Diagramm nach Fig. 10 sich eignet zum Berechnen von Zahlen wie σ'2 wenn das Element 77 die zwei Funktionen

(r - 8TIZ)IT) = ύη(πτΙΤ-2πIZ)

cos[jt(t - 4 773)/ 7]=cosf^r/ T- ΑπIZ).

cos[nr(r - 8TIZ)IT] = cos(jrr/T- 2 π IZ)

berechnet.

Wie das Rechenelement auch sein mag, die zwei Schaltungen 73 und 74 berechnen «inmer die gleichen Funktionen:

A₀ + (1 - A>) Pr

A₀ + A₀(Pi-\-Pr)/2,

wobei Pr und Pi die reellen bzw. imaginären Komponenten des Pilotsignals sind, die vom Phasenschieber 77 wohl oder nicht in ihrer Phase verschoben werden.

Es ist ersichtlich, daß im Vergleich zu einer bekannten automatischen Entzerrungsanordnung mit einem Filter, von dem alle Koeffizienten veränderlich sind und das durch verwickelte Rechenschaltungen geregelt wird, das Rechenelement nach Fig. 10 ein Filter enthält, mit nur zwei veränderlichen Koeffizienten, deren Wert eine sehr einfache Funktion der zwei Komponenten des Pilotsignals ist

Hierzu 7 Mull Zdchiuumcn

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Ein paralleles Datenübertragungssystem, in dem Datensignale in Mehrpegel-Digitalsignale umge- % wandelt und über Kanäle eines Frequenzmultiplexsystems übertragen werden, wobei diese Kanäle mittels Digitalfilter mit einer linearen Phasenkennlinie voneinander getrennt werden, wobei jeder Kanal zwei um 90° phasenverschobene Teilkanäle enthält iu zum Übertragen von zwei Datensignalen, die zusammen ein komplexes über den genannten Kanal übertragenes Datensignal bilden, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendeseite Mittel enthält um dem Datensignal in einem der genannten Teilkanäle jedes Kanals ein Pilotsignal hinzuzufügen, dessen Frequenz die Hälfte des Intervalls zwischen benachbarten Mittelfrequenzen der genannten Multiplexkanäle ist, und daß die Empfangsseite am Ausgang jedes Kanals Filtermittel enthält zum Selektieren des komplexen Signals, das dem übertragenen Pilotsignal entspricht. Mittel um vom empfangenen komplexen Signal in jedem Kanal das empfangene komplexe Pilotsignal zu subtrahieren zum Erhalten des empfangenen komplexen Datensignals, Phasenverschiebungsmittel zum Verschieben der Phase des genannten ömpfangenen komplexen Datensignals über einen Winkel von gleicher Größe aber mit entgegengesetztem Vorzeichen der Phase des empfangenen komplexen Pilotsignals, in sowie ein ^paar digitaler Filteranordnungen zur Behandlung des komplexen Datensignals, das von den genannten Pha-jenveri^hiebungsmitteln herrührt, wobei die genannten Filteranordnungen identisch sind und je die Übertr« Jungsfunktion eines r> Tiefpaßfilters haben mit einer der Pilotsignalfrequenz entsprechenden Grenzfrequenz, wobei jede Filteranordnung wenigstens ein Rechenelement enthält, das als digitales Filter ausgelegt ist und einen ersten Teil mit festen Koeffizienten enthält, an w dessen Eingang das Datensignal mit einer vorbestimmten Komponente des empfangenen komplexen Pilotsignals multipliziert wird sowie einen zweiten Teil mit veränderlichen Koeffizienten, dessen Koeffizienten von den Komponenten des v, empfangenen komplexen Pilotsignals abgeleitet werden.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Teile jedes Rechenelementes zur gemeinsamen Berechnung der gewogenen Summe mit einer beschränkten Folge von Datensignalzahlen ausgelegt ist, die auftreten während eines Zeitintervalls von gleicher Dauer als die der Stoßantwort, die der genannten Kennlinie des Tiefpaßfilters entspricht, wobei der zweite Teil mit v> veränderlichen Koeffizienten derart ausgelegt ist, daß die zwei Zahlen benutzt werden, die in der Mitte der genannten Folge liegen und der erste Teil mit festen Koeffizienten derart ausgelegt ist, daß die anderen Zahlen der genannten Folge, die mit der m> genannten Komponente des Pilotsignals multipliziert werden, verwendet werden.

3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die festen Koeffizienten, die im ersten Teil eines Rechenelementes verwendet werden, die M Werte der genannten Stoßantwort sind zu Zeitpunkten, die ungerade Vielfache von 772 sind, mit Ausnahme von 772 und — 772, wobei T die halbe

Periode des Pilotsignals ist

4. System nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei veränderlichen Koeffizienten durch zwei Schaltungsanordnungen erhalten werden, die die untenstehenden Funktionen berechnen, und zwar