DE2535424A1 - Kompensierter taktgeber - Google Patents
Kompensierter taktgeberInfo
- Publication number
- DE2535424A1 DE2535424A1 DE19752535424 DE2535424A DE2535424A1 DE 2535424 A1 DE2535424 A1 DE 2535424A1 DE 19752535424 DE19752535424 DE 19752535424 DE 2535424 A DE2535424 A DE 2535424A DE 2535424 A1 DE2535424 A1 DE 2535424A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signal
- data
- frequency
- oscillator
- clock
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
• ^1- / ^ / Böblingen, den 25- Juli 1975
1 2 53 5 42 A jo-nr
!Anmelderin: International Business Machines
j Corporation, Armonk, N.Y. 10504
Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung
Aktenzeichen der Anmelderin: RO 973 025
[Kompensierter Taktgeber
Die Erfindung betrifft einen kompensierten Taktgeber nach dem Ober-j
begriff des Anspruchs 1.
!Ein Anwendungsgebiet der Erfindung betrifft die Ableitung von
jTaktimpulsen aus unverarbeiteten Eingangsdaten, die keinen regujlären
Taktimpuls enthalten, wie es beispielsweise bei Signalen iin modifizierter Frequenzmodulation (MFM) der Fall ist. Bei dieser
Modulation treten Taktimpulse nur zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nullen der unverarbeiteten Datensignale auf; die
Datenimpulse des unverarbeiteten Datensignals können außerdem aufgrund von Übertragungsschwierigkeiten bezüglich der normalen
und ordnungsgemäßen Zeitpunkte ihres Auftretens verschoben sein.
Es wurde in diesem Zusammenhang schon vorgeschlagen, für ein !unverarbeitetes Datensignal in modifizierter Frequenzmodulation
;Taktimpulse mit Hilfe eines Oszillators abzuleiten, der durch
zwei Signale gesteuert wird, wobei das erste die Frequenz erhöht und das zweite die Frequenz herabsetzt und so den Oszillator ver-
janlaßt, die Oszillationsfrequenz zu erhöhen, bzw. herabzusetzen.
JDas Signal zur Erhöhung und das Signal zur Herabsetzung der Freiquenz
erscheinen abwechslungsweise, so daß die Oszillationsfrequen^ !des Oszillators zuerst erhöht und dann herabgesetzt wird; die
'Länge eines dieser Signale wird dabei in Übereinstimmung mit einer
Messung des Phasenzählers zwischen dem Ausgang des Oszillators und den Datenimpulsen des unverarbeiteten Datensignals variiert. Die
Zeit, die zwischen zwei Impulsen eines dieser Signale liegt, ent-
609818/0651
- 2 - ? S 3 b A 2 A
spricht dem normalen zeitlichen Abstand (ohne Zeitverschiebung)
zwischen zwei aufeinanderfolgenden Datenirapulsen des unverarbeiteten
Datensignals, so daß für den Fall gleicher Länge der Impulse dieser beiden Signale jeder dieser Impulse die Hälfte der Zeit
zwischen zwei aufeinanderfolgenden Datenimpulsen (ohne Zeitverschiebung) des unverarbeiteten Datensignals belegt. Für den Fall,
daß ein Impuls eines dieser Signale zum Erhöhen oder zum Herabsetzen der Frequenz länger ist als der entsprechende Impuls des anderen
dieser beiden Signale, ergibt sich zwischen den Impulsen diese^·
beiden Signale eine Überlappung. Da die Impulse für das Erhöhen und Herabsetzen im Normalfall während der Hälfte der Zeit zwischen
zwei aufeinanderfolgend Datenimpulsen im unverarbeiteten Datensignal angesetzt sind, wird die Frequenzänderung des Oszillators
während der Korrektur (und auch selbst für den Fall, daß keine Korrektur hätte angebracht werden müssen) unangemessen groß. Tritt
weiterhin die gerade erwähnte Überlappung auf (beispielsweise wenn
ein Datenimpuls zu früh ankommt), wird bei dieser Anordnung ein Fehler in der Frequenz des Oszillators hervorgerufen, da dann
gleichzeitig die Signale für die Erhöhung und die Herabsetzung der Frequenz wirksam sind. Infolge dieser Überlappung, die bei
einem zu frühen Datenimpuls auftritt, müssen dann zwei Stromquelleiji
zur Steuerung des Oszillators verwendet werden und diese beiden Stromquellen müssen dementsprechend genau aneinander angepaßt sein
Eine Schaltung dieser Art ist im wesentlichen im IBM Technical Disclosure Bulletin vom Dezember 1971 auf Seite 2171 beschrieben.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht dementsprechend darin einen Kompensationsschaltkreis zur Erzeugung von Taktimpulsen
aus unverarbeiteten Datensignalen anzugeben, der die geschilderten Nachteile des Standes der Technik nicht aufweist.
Diese Aufgabe wird durch die im Hauptanspruch gekennzeichnete Erfindung gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung
sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
RO 973 025
609818/0651
-3- 253542A
Zum Synchronisieren der Taktimpulse mit den Datenimpulsen eines ; MPM Datensignals schlägt die Erfindung im wesentlichen vor, einen j
Oszillator variabler Frequenz zu verwenden, dem Signale zur Er- ; höhung und zur Herabsetzung seiner Frequenz zugeführt werden, wobei
das Signal zur Frequenzerhöhung durch die Anstiegkante eines ; batenimpulses ausgelöst wird, und zwar unabhängig davon, ob der j
Impuls zu seinem normalen Zeitpunkt erscheint oder aber zu früh j ;oder zu spät, und wobei das Signal zur Frequenzherabsetzung dann j
ausgelöst wird, wenn das Signal zur Erhöhung verschwindet. Das I !Ende des Signals zur Frequenzherabsetzung liegt dabei immer in der j
Mitte zwischen den Zeitpunkten, an denen die Datenimpulse normaler-'
weise auftreten.
Der Vorteil dieser Erfindung liegt insbesondere darin, daß die erzeugten Taktimpulse auch bei Übertragungsstörungen eine genau
definierte Lage bezüglich der Zeitpunkte aufweisen, an denen die Datenimpulse bei Abwesenheit von Übertragungsstörungen auftreten.
Der sehaltungsgemäße Aufwand bleibt dabei relativ gering und es
treten keine Zeiten auf, während denen die Signale zur Frequenzherabsetzung und zur Frequenzerhöhung gleichzeitig anliegen.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun anhand von Zeichnungen
näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 einen Kompensationsschaltkreis, der Signale zur
Herabsetzung und Erhöhung der Frequenz an eine Ladungspumpe abgibt, die ihrerseits einen spannungsgesteuerten
Oszillator steuert, wobei dem Schaltkreis ein unverarbeitetes Datensignal zugeführt wird, um daraus ein Ausgangstaktsignal
zu erzeugen, welches bezüglich der Datenimpulse des unverarbeiteten Datensignals synchronisiert
ist.
RO 973 025
60981 8/065 1
Pig. 2 Einzelheiten der in Pig. I enthaltenen Ladungspumpe,
Fig. 3 ein Diagramm mit den Wellenzügen der verschiedenen
Signale, die im Schaltkreis der Fig. 1 auftreten.
In Fig. 1 umfaßt der Kompensationsschaltkreis eine Ladungspumpe 20 mit zwei Eingangsleitungen 22 und 24 und einer Ausgangsleitung
26. Ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO 28 besitzt eine Eingangsleitung 26 und eine Ausgangsleitung 30, auf der ein Taktsignal
erscheint.
Einem Paar Flip-Flops 32 und 34 wird die Eingangsleitung 30 zugeführt.
Der Flip-Flop 32 besitzt zwei Ausgangsklemmen Q und Q~, die mit den Ausgangsleitungen 36 und 38 für die Signale Q1 und ^1 verbunden
sind. Der Flip-Flop 34 besitzt zwei Ausgangsklemmen Q und
3, die mit den Ausgangs leitungen 40 und 42 verbunden sind. Die
Leitungen 40 und 42 führen die Signale Q2 und Q2. Jeder der
Flip-Flops 32 und 34 besitzt K- und J-Steuerklemmen, sowie eine
I Rücksetzklemme R. Die Ausgänge der Flip-Flops 32 und 34 sind
ίmiteinander verbunden, wobei die Ausgangsleitungen 36 und 38
j des Flip-Flops 32 mit den Steuerklemmen J bzw. K des Flip-Flop j 34 verbunden sind und die Ausgangsleitungen 40 und 42 des Flip-Flops
34 mit den Steuerklemmen K bzw. J des Flip-Flops 32.
Die Flip-Flops 32 und 34 besitzen denselben Aufbau. Jfcder der
Flip-Flops 32 und 34 ist durch ein Taktsignal auf der Leitung gesteuert und ändert seinen Zustand, wenn überhaupt, bei der
abfallenden Kante eines Taktimpulses. Wenn die Signale auf den beiden Steuerklemmen K und J beide einen niedrigen Pegel aufweisen,
ändert der Flip-Flop seinen Zustand nicht. Sind die Signale auf den beiden Steuereingängen K und J beide hoch, so schaltet
der Flip-Flop in einen anderen Zustand "um, wobei die Ausgangsklemme
Q den niederen Pegel einnimmt, wenn sie vorher auf hohem Pegel war und die Ausgangsklemme Q den hohen Pegel, wenn sie
RO 973 025
809818/0651
vorher den niedrigen innehatte. Ist das Signal auf der Klemme IK hoch und auf der Klemme J niedrig, so geht das Signal auf der
Klemme Q in den niederen Pegel über. Ist das Signal auf der Klemme K nieder und das auf der Klemme J hoch, so geht das Signal
jauf der Klemme Q in den hohen Pegelzustand über.
!Die Leitungen 38, 30 und 42 stellen drei Eingangsleitungen für
iein NAND-Glied 44 dar, dessen Ausgangsleitung 46 ein Taktsignal
!Z1 führt.
jEin NAND-Glied 48 besitzt die Eingänge 36 und 42, ein NAND-Glied
Ϊ50 die Eingänge 38 und 40. Die Schaltkreise 48 und 50 besitzen
(die Aus gangs leitungen 52 bzw. 54 für die Signale X^ und Xp. Die
Leitung 40 stellt außerdem eines von drei Eingangssignalen für ein NAND-Glied 56 dar und die Leitung 58, die das Signal Z2 der
unverarbeiteten Daten führt, bildet gleichzeitig eine Eingangsleitung des NAND-Gliedes 56. Die Ausgangsleitung 60 des NAND-Gliedes
56 führt ein Signal Z3, das mit "Eins Impulsen" bezeichnet
ist. Ein NAND-Glied 62, das dem NAND-Glied 56 entspricht, besitzt drei Eingangsleitungen, darunter die Datenleitung 58
und die Leitung 42 und die Ausgangsleitung 64, die das Signal
Z^ führt, das sogenannte Signal "Null-Impulse".
Ein NAND-Glied 66 besitzt die Leitung 52 und die Leitung 68 als
Eingänge. Die Leitung 68 führt das Signal X,, "Eins-Daten". Das NAND-Glied 66 hat die Ausgangsleitung 70, die eine der drei Eingangsleitungen
des NAND-Glieds 62 darstellt. Ein NAND-Glied 72 das dem NAND-Glied 66 entspricht, besitzt als eine seiner beiden
Eingangs leitungen die Leitung 54 unc. die Leitung 74 als Ausgang.
Die Leitung 74 ist eine der drei Eingangsleitungen des NAND-Glieds
56.
Ein NAND-Glied 76 hat die Eingangsleitungen 70 und 60 und die
Ausgangsleitung 68, auf der das Signal X, erscheint. Ein NAND-Glied
78, das dem NAND-Glied 76 entspricht, besitzt die Leitungen 64 und 74 als Eingänge und die Leitung 80 als Ausgang mit dem
RO 973 025
609818/0651
Signal X1^. Die Leitung 80 ist gleichzeitig eine der beiden Eingangsleitungen
des NAND-Glieds 72.
Ein NAND-Glied 82 hat die Eingangsleitung 38, 42 und 68 und die
Ausgangsleitung 64 mit dem Signal Xo. Ein entsprechendes NAND-Glied
86 besitzt die Leitungen 80, 36 und 40 als Eingänge und
die Leitung 88 mit dem Signal Xg als Ausgang.
Ein NAND-Glied 90 besitzt die Leitungen 68, 84 und 88 als Eingänge
und die Leitung 92 mit dem Signal X0 als Ausgang. Ein NAND-Glied
94 besitzt die Leitungen 58, 84 und 88 als Eingänge und die Leitung 96 als Ausgang mit dem Signal Xfe. Ein NAND-Glied 98 mit
den Eingangs leitungen 84, 88 und 80 führt auf seiner Ausgangsleitung 100 das Signal X .
Ein NAND-Glied 102 besitzt die Eingangsleitungen 88 und 84 und
ist mit seinem Ausgang an die Leitung 22 angeschlossen, auf welcher das Signal X6 "Frequenz-Herabsetzung" läuft. Ein NAND-Glied
104 besitzt die Eingangsleitungen 92, 96 und 100 und ist mit seinem
Ausgang an die Leitung 24 angeschlossen, auf der das Signal X7
"Frequenz-Erhöhung" läuft.
In Fig. 2 ist der Schaltkreis 20 für die Ladungspumpe dargestellt,"
der die Transistoren 201 bis 205 umfaßt, die über die Widerstände 209 bis 213 an den Pluspol der Spannungsquelle 214 angeschlossen
sind. In Fig. 2 sind auch die Transistoren 218 bis 223 enthalten, lie über die Widerstände 227 bis 232 an den Minuspol 233 einer
Spannungsquelle angelegt sind. Die Transistoren 201 bis 204 sind in Serie mit den Transistoren 237 bis 240 geschaltet. Die Transistoren
244 bis 248 sind in der dargestellten Weise mit dem Pluspol 214 der Spannungsquelle verbunden. Der Widerstand 254
Liegt zwischen dem Pluspol 214 der Spannungsquelle und dem Pransistor 218; die Widerstände 255 und 256 verbinden die Transistoren
237 und 244 mit dem Transistor 219, die Widerstände 257 bis 260 verbinden die Transistoren 246 und 240 in der gezeigten
Weise. Die Widerstände 261 bis 263 verbinden die Transistoren
RO 973 025
609818/0651
202 und 203 mit dem Pluspol 214 der Spannungsquelle. Die Konden- !
satoren 266 bis 269 liegen in Serie mit den Transistoren 202 und |
203; die Widerstände 270 und 271 liegen parallel zu den Kondensatoj
ren 267 und 268. Ein Diodenpaar 272 liegt zwischen Masse und der j Basis der Transistoren 237 und 248. Die Leitung 24 zur Erhöhung ■
der Frequenz ist mit der Basis des Transistors 238 verbunden, die Leitung 22 zur Herabsetzung der Frequenz ist mit der Basis
Ides Transistors 239 verbunden. Ein Widerstand 280 ist mit dem
!Kollektor des Transistors 205 verbunden. Das Ausgangssignal V ;
des Schaltkreises 20 für die Ladungspumpe auf der Leitung 26 !erscheint am Widerstand 280.
Der in Fig. 2 gezeigte Schaltkreis 20 für die Ladungspumpe bewirkt
im wesentlichen eine Änderung der an den spannungsgesteuerten Oszillator 28 angelegten Spannung zur Erzeugung von Taktsignalen
(Signal Z1 auf der Leitung 46), die mit dem Datensignal
Z2 auf der Leitung 58 synchron laufen. Zu diesem Zweck werden die
integrierenden Kapazitäten 266 und 267 geladen, wenn auf der Leitung 24 ein Signal X„ zur Erhöhung der Frequenz erscheint und
die Kapazitäten 268 und 269 entladen, wenn auf der Leitung 22 ein Signal Xg zur Herabsetzung der Frequenz vorhanden ist, so daß
der Schaltkreis 20 der Ladungspumpe auf der Leitung 26 eine Ausgangsspannung Vc abgibt, die proportional zur Frequenz des Datensignals
Z2 ist. Die Kondensatoren 266 und 267 werden geladen,
wenn das Signal X„ angesetzt ist, die Kondensatoren 268 und
werden entladen, wenn das Signal Xg ansteht. Der Schaltkreis der
Ladungspumpe reagiert auf die Spannung, die an allen vier Kondensatoren 266 bis 269 abfällt, nachdem das Kondensatorpaar
und 267 geladen und das andere Kondensatorpaar 268 und 269 entladen
wurde, um anzuzeigen, ob die Spannung Vn und die Frequenz
des spannungsgesteuerten Oszillators 28 insgesamt geändert werden müßte. Dem Aufladen der Kondensatoren 266 und 267 folgt in jedem
Fall ein Entladen der Kondensatoren 268 und 269; die Spannungen auf den Kondensatoren 266 bis 269 werden durch andere Teile des
in Fig. 2 dargestellten Schaltkreises in der später beschriebenen Weise in aktiven Bereichen gehalten. Der Transistor 238 wird bei
RO 973 025
60981 8/065 1
jedem Datenbit auf der Datenleitung 58 angesetzt, wobei in diesem
Fall durch die Kapazität 266 und 267 nach der Darstellung in Fig. 2 ein von rechts nach links fließender Strom vorhanden ist; der
Transitor 223 zusammen mit dem zugehörigen Widerstand 232 stellt eine zur Ladung dieser Kapazitäten verwendete Stromquelle dar.
Befindet sich auf der Leitung 22 ein Impuls zur Herabsetzung der Frequenz, was ebenfalls einmal für jedes Datenbit auf der Leitung
58 der Fall ist, so wird der Transistor 239 angesetzt und es fließt entsprechend Fig. 2 ein Strom von links nach rechts durch
die Kapazitäten 268 und 269, wobei der Transistor 223 als Stromquelle wirkt. Dieses Laden und Entladen der Kapazitäten 266 bis
269 erfolgt abwechslungsweise; die Spannungen an den Kondensatoren 266 bis 269 wurden dann offensichtlich ohne Grenzen wachsen, wäre
nicht in Fig. 2 die Schalteinrichtung vorgesehen, die den Arbeitsbereich einstellt, in dem die Kondensatoren 266 bis 269 betrieben
werden können.
Der Transistor 223 stellt insbesondere eine einzige Stromquelle zum Laden der Kondensatoren 266 und 267 sowie zum Entladen der
Kondensatoren 268 und 269 in der eben beschriebenen Weise dar. Es ist festzustellen, daß der Transistor 223 in Serie mit den
Transistoren 238 und 239 geschaltet ist, die jeweils das Laden der Kondensatoren 266 und 267 bzw. das Entladen der Kondensatoren
268 und 269 in der oben beschriebenen Weise steuern.
Wenn auf der Leitung 24 ein Impuls (Signal X7) zur Erhöhung der
Frequenz erscheint, wird der Transistor 238 angesetzt und es fließt ein Strom vom Pluspol 214 der Spannungsquelle über den
Widerstand 263 und die parallel zum Widerstand 270 liegende Kapazität 267 sowie durch die Kapazität 266. Dadurch wird ein
Spannungsabfall am Kollektor des Transistors 238 hervorgerufen und so die Spannung an der Basis des Transistors 245 und an der
Basis des Transistors 246 herabgesetzt. Dies hat zur Wirkung, daß der Spannungsunterschied zwischen den Basen der Transistoren
246 und 240 erhöht wird. Die Spannung auf der Basis des Transistors 240 hat sich bezüglich der an der Basis des Transistors
RO 973 025
609818/0651
246 erhöht, wodurch der Strom im Kollektor des Transistors 240 ansteigt und damit der Strom im Kollektor und im Emitter von
Transistor 204 wächst. Infolge der gemeinsamen Basisverbindung zwischen den Transistoren 204 und 205 nimmt der Strom durch den
Transistor 205 und damit durch den Widerstand 280 zu und erhöht somit die Spannung V , die an den spannungsgesteuerten Oszillator
28 angelegt wird. Dies wiederum erhöht die Frequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators 28.
Ein auf der Leitung 22 vorhandender Impuls (Signal X ) zur Herabsetzung
der Frequenz wirkt sich auf ähnliche Weise aus; er beeinflußt die parallel zum Widerstand 271 liegende Kapazität 268
und die Kapazität 269, reduziert die an der Basis des Transistors
I247 liegende Spannung und damit auch die Spannung an der Basis
des Transistors 240. Dadurch wird eine resultierende Erhöhung der Spannung zwischen den Basen der Transistoren 246 und 240 hervor-
!gerufen. Der Strom im Transistor 240 verringert sich daher; der Kollektorstrom und der Emitterstrom im Transistor 204 nehmen ab
iund in Folge der gemeinsamen Basisverbindung zwischen den Tran-Isistoren 204 und 205 nimmt auch die Spannung V auf der Leitung
226 ab und verringert somit die Frequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators 28.
!Die meisten der Teile, auf die nun Bezug genommen wird, arbeiten
mit den Transistoren 202 und 203 zusammen, um die Kapazitäten ;266 bis 269 im richtigen Spannungsbereich zu betreiben.
Die Transistoren 238 und 239 verursachen einen Stromfluß von der Leitung b zu den Leitungen a und c. Die Transistoren 202 und 203
haben den Zweck, den durch die Transistoren 238 und 239 im Mittel gezogenen Strom zu ersetzen und geben dazu kontinuierlich den
!Strom in die Kondensatoren 266 bis 269 zurück, wobei der Strom von den äußeren Leitungen a und c in Richtung der Leitung b fließt
und damit die Ladungen auf den Kondensatoren 266 bis 269 zu verringern und die Kondensatoren 266 bis 269 im richtigen Spannungsbereich zu halten.
RO 973 025
609818/0651
Die Dioden 272 liefern nur eine Bezugsspannung für die Transisto- ·
ren 237 und 248. Die Widerstände 261 und 262 verleihen dem SchaltH
kreis 20 für die Ladungspumpe die gewünschte Verstärkungscharakte ristik. Die Widerstände 257 und 258 stellen ein Netzwerk zur
Spannungsmittelung dar, und mitteln die Spannung an den Basen der Transistoren 246 und 240 und geben diese Spannung an die Basis
des Transistors 244. Die Widerstände 259 und 260 sind Vorspannwiderstände zur Verstärkungsstabilisierung. Die Transistoren 218
bis 222 und die zugehörigen Widerstände 227 bis 231 bilden Stromquellen an den Kollektoren dieser Widerstände derart, daß
alle Ströme aufeinander abgeglichen sind und einander folgen. Die Widerstände 255 und 256 dienen zur Verstärkungsstabilisierung
und bilden zusammen mit den Transistoren 237 und 244 ein Netzwerk, mit dem die durchschnittliche Spannung der Basen der
Transistoren 246 und 240 auf einem Niveau gehalten wird, das ungefähr zwei Dioden-Spannungabfälle über Masse liegt. Die Wirkungsweise
dieser Schaltung ist folgende: Nimmt die Spannung an den Kollektoren der Transistoren 238 und 239 zu, so wird diese
Spannung an die Basen der Transistoren 245 und 247 gelegt und weiterhin über deren Basis-Emittergrenzschicht an die Basen der
Transistoren 246 und 240 und erhöhen so die mittlere Spannung, die über die beiden Widerstände 257 und 258 an die Basis des j
Transistors 244 gelegt wird. Wenn diese Spannung zunimmt, fließt | durch den Kollektor und den Emitter des Transistors 244 mehr !
Strom, während durch den Emitter und den Kollektor des Transistors) 237 weniger Strom fließt. Dadurch wird der Kollektorstrom und ;
Emitterstrom im Transistor 201 herabgesetzt, wodurch sich wiederum die Spannung an den Basen der Transistoren 201, 202 und 203 :
vermindert: der Strom aus den Kollektoren der Transistoren 202 und 203 wird also kleiner. Dadurch wird die resultierende Span- |
nung an den Kollektoren der Transistoren 238 und 239 vermindert, j
Das unverarbeitete Datensignal Z2 auf der Leitung 58 (siehe Fig. 3p
ist ein sogenanntes "modifiziertes frequenzmoduliertes Signal" ! in dem keine Taktimpulse enthalten sind, außer solchen, die zwi-
RO 973 025
609818/0651
I sehen zwei aufeinanderfolgenden Nullen im ursprünglichen Datensi-[gnal
liegen. Entsprechend der Darstellung in Fig. 3 sind die Im- !pulse A, B, C, D, E und F Datenimpulse, und der Taktimpuls G liegt
!zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nullen. Die Anstiegsflanke jedes der Datenimpulse sollte theoretisch genau zu den Datenzeiten
a, b, c, f, h und i erfolgen. Die Datenzeiten a bis j in Fig. 3 jhaben gleiche Abstände voneinander; in der Darstellung der Zeich-Inung
liegen die Anstiegsflanken der Datenimpulse A, D und F tatsächlich
bei den richtigen Zeitpunkten a, f und i. Der Taktimpuls Ig liegt auf halber Strecke zwischen den Datenzeiten d und e, die
Nullen entsprechen. Aufgrund von Übertragungsschwierigkeiten ist es oft nicht möglich, die Datenimpulse genau zu den Datenzeiten
a, b, c, f usw. eintreffen zu lassen, bei denen sie an und für sich eintreffen sollten. Beispielsweise liegen in Fig. 3 die Datenimpulse
B und E zu früh, während der Datenimpuls G zu spät liegt.
Da nun die Datenimpulse entweder zu früh oder zu spät liegen können,
besteht ein hauptsächliches Problem beim Empfang derartiger MFM-Signale darin, einen Taktgeber, wie beispielsweise den spannungsgesteuerten
Oszillator 28, synchron mit den Daten laufen zu lassen. Der Kompensationsschaltkreis der Fig. 1 ist so angeordnet,
daß er die Phasendifferenz zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator 28 und den MFM-Daten feststellt und mit dieser Information
die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 28 einstellt. Die Datenimpulse des Datensignals Z2 können dabei bis
zu einem Viertel des Zeitrasters zu früh oder zu spät eintreffen, (ein Zeitraster ist als Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Einsen bei den Datenzeiten a, b, c, d, e, f, g, h, i und j definiert ).
Der Kompensationssteuerkreis nach Fig. 1 versucht, die Anstiegsflanke des Datenimpulses (beispielsweise der Impulse A, B, C usw.)
in Fig.3 mit den übergängen des Signals Q1 auf der Leitung 36
in Deckung zu bringen, deren zeitliche Reihenfolge durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 28 mit Hilfe
RO 973 025
609818/0651
der Flip-Flops 32 und 34 gesteuert wird. Trifft ein Datenimpuls
ein, wie beispielsweise einer der Impulse A, B, C usw., so steigt auf der Leitung 24 das Signal X7 zur Erhöhung der Frequenz mit
der Anstiegsflanke des Datenimpulses an; das Signal verschwindet beim nächsten folgenden Abfall des Signals 4F nach der Datenzeit
(a, b, c usw.) für diesen Datenimpuls. Dieses kleine Zeitintervall beträgt beispielsweise ein Viertel der Zeit zwischen
den Datenzeiten a und b. Das Signal Xg zur Herabsetzung der Frequenz erscheint zum gleichen Zeitpunkt, an dem das Signal X7
für die Erhöhung der Frequenz verschwindet; das Signal Xg zur
Frequenzherabsetzung verschwindet beim nächstfolgenden Abfall des Signals 4F auf der Leitung 30 auf halber Strecke zwischen den Datenzeiten,
beispielsweise zur Zeit s. Die Impulse Xg besitzen alle dieselbe Länge, d. h. ein Viertel eines Zeitrasters. Der
resultierende Unterschied der zeitlichen Längen des Signals X17
zur Frequenzerhöhung und des Signals Xg zur Frequenzherabsetzung stellt ein Maß für die Zeit dar, die der Datenimpuls bezüglich
seiner Datenzeit (a, b, c, d, e, f usw.) entweder zu früh oder zu spät liegt. Wie früher schon erklärt, gelangt das Signal X7
zur Frequenzerhöhung zu einer Stromquelle (Transistor 223, der mit der Kapazität 266 über den Transistor 238 verbunden ist), um
eine Kapazität (Kondensatoren 266 und 267) zu laden, während das Signal Xg zur Frequenzherabsetzung diese Stromquelle zur Entladung
der Kapazitäten 268 und 269 verbindet. Die Spannung an den Kapazitäten 266 bis 269 wird zur Steuerung der Frequenz des Taktgebers
(spannungsgesteuerter Oszillator 228) verwendet, der auf
Leitung 30 das. Signal 4F erzeugt. Der in Fig. 1 gezeigte Kompensationsschaltkreis
erzielt diese Resultate auf folgende Weise:
Das Signal 4F auf der Leitung 30 wird an die Flip-Flops 32 und angelegt, und die Ausgangsleitungen 36, 38, 40 und 42 dieser
Flip-Flops so mit deren Eingängen verbunden, daß diese Flip-Flops die Signale Q1, Q2 mit der Frequenz F erzeugen. Aus Fig. 3 ist
ersichtlich, daß Q1 und Q2 um 90 Grad phasenverschoben sind. Das
Signal Q1 erscheint zur Zeit s auf halber Strecke zwischen den
RO 973 025
609818/0651
Datenzeiten a und b, während das Signal Q2 zur Zeit u auf halber
Strecke zwischen dem Erscheinen des Signals Q1 und der nachfolgenden
Datenzeit auftaucht. Die Signale Q1 und Q2 werden in der
folgend beschriebenen Art und Weise zur Taktierung verwendet.
Die Signale X1 und X2 stellen ebenfalls Zeitsignale dar, die aus
den Ausgangssignalen der Flip-Flops 32 und 34 abgeleitet werden.
Das Signal X1 erscheint dreiviertel eines Zeitrasters nach einer
Datenzeit, beispielsweise zur Zeit u und verschwindet auf halbem Wege zwischen den folgenden beiden Datenzeiten, das Signal X2
erscheint nach einem Viertel eines Zeitrasters, beispielsweise zur Zeit q und verschwindet bei der nächstfolgenden Datenzeit.
Das Signal X·, stellt ein früh eintreffendes Eingangssignal
{für das Signal Xg zur Herabsetzung der Frequenz auf der Leitung ;22 dar und wird durch das Datensignal Z0 beeinflußt. Das Signal
j C.
;X, erscheint, wenn ein Datenimpuls auftritt (bei der Anstiegsflanke des Datenimpulses) und verschwindet beim nächstfolgenden
'Anstieg des Signals Q1. Das Signal X^ ist das Gegenstück hierzu
und steht mit zwei aufeinanderfolgenden Nullen im Datensignal Z2 in Beziehung. Das Signal X^ erscheint zusammen mit dem Erscheinen
eines Übergangsbits oder eines Taktimpulses zwischen aufeinanderfolgenden Nullen im Datensignal Z2 (z. B. Impuls G im Datensignal
Z2) und verschwindet beim nächstfolgenden Abfall des
!Signals Q1 und der nächstfolgenden Datenzeit (beispielsweise e).
paa Signal Xg erscheint zusammen mit dem Erscheinen des Signals
1Q1. Das Signal Xg verschwindet, wenn das Signal Q2 verschwindet,
und zwar dann und nur dann, wenn das Signal X angesetzt ist. Das Signal X9 ist dem Signal Xg ähnlich, beruht aber auf dem
tibergangsimpuls (beispielsweise Impuls G) zwischen dem Nullen im
Datensignal Z2 und erscheint, wenn das Signal Q1 verschwindet.
Das Signal X^ verschwindet, wenn das Signal Q2 erscheint, und
zwar dann und nur dann, wenn das Signal X1. angesetzt ist.
Das Signal Xg, d. h. das Signal auf der Leitung 22 zur Herabset-
RO 973 025
60981 8/0651
zung der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 28 stellt eine logische Verknüpfung der Signale Xg und X9 dar; das Signal
Xg ist dann angesetzt, wenn entweder das Signal Xg oder das Signal
Xq ausgesetzt ist. Das Signal X6 erscheint für jeden Datenimpuls
(Impulse A, B usw.) bei der zweiten Zeituntereinheit (beispielsweise der Zeit q), die einer Datenzeit (Beispiel a) folgt
und bleibt während einem Viertel des Zeitrasters zwischen den Datenzeiten angesetzt. Bei einem Übergangs- oder einem Taktimpuls
(beispielsweise dem Impuls G) bleibt das Signal Xg während des
letzten Viertels des Datenrasters an, in dem der Übergangs- oder Taktimpuls vorhanden ist. Das Signal Xg wird nicht für Nullen im
Datensignal Z2 angesetzt. Das Signal X7 erscheint, wenn entweder j
das Signal X, oder das Signal X^ erscheint und verschwindet, J
wenn das Signal Xg erscheint. Das Signal X7 bleibt für eine lan- j
gere Zeit angesetzt, wenn der Datenimpuls (beispielsweise der Datenimpuls B) zu früh eintrifft, das Signal X7 bleibt andererseits
während einer kürzeren Zeit angesetzt, wenn der Datenimpuls (beispielsweise der Impuls C) zu spät eintrifft.
Die Datentaktimpulse (Signal Z1) sind genau mit den Datenzeiten
(a, b usw.) synchron und erscheinen genau auf halber Strecke zwischen aufeinanderfolgenden Datenzeiten, beispielsweise zur
Zeit s unter der Annahme, daß der spannungsgesteuerte Oszillator 28 mit dem Datensignal Z2 synchron läuft; diese Forderung wird
durch den in Fig. 1 gezeigten Schaltkreis erfüllt. Das Taktimpulssignal Z1 ist im wesentlichen das Ausgangssignal der beiden Flip-Flops
32 und 34 unter Verwendung des NAND-Glieds 44.
Die Eins-Impulse im Signal Z, stellen negative Impulse dar, die zeitlich genau den Datenimpulsen (A, B usw.) entsprechen. Die
Null-Impulse sind ebenfalls negative Impulse im Signal Z1,, die
zeitlich genau den Übergangs- oder Taktbits zwischen Nullen im Datensignal Z2 entsprechen (beispielsweise dem Übergangs-oder
Taktbit G).
Aus Fig. 3 ist ersichtlich, daß zwischen dem Signal Xg zur Herab-
RO 973 025
60981 8/0651
Setzung der Frequenz und dem Signal X7 zur Frequenzerhöhung keine
Überlappung auftritt. Es ist damit möglich, eine einzelne Stromquelle (Transistor 223) zum Laden der Kondensatoren 266 und 267
(welche das Signal VQ erhöhen) und zur nachfolgenden Entladung
der Kondensatoren 268 und 269 (welche das Signal YQ herabsetzen)
zu verwenden. Bei einem Datenimpuls, der genau zur richtigen Zeit eintrifft, beispielsweise der Datenimpuls A, sind die Signale
X,- und X„ nur während eines Viertels eines Zeitrasters angesetzt;
ο 7
die insgesamt verflossene Zeit beträgt damit nur die Hälfte eines Datenrasters und die Frequenzverschiebung des spannungsgesteuerter Oszillators *28 während dieser Zeit beträgt Null. In allen Fällen ist das Signal Xg zur Herabsetzung der Frequenz während eines Viertels eines Zeitrasters angesetzt. Das Signal X7 zur Erhöhung der Frequenz ist während verschieden langer Zeiten angesetzt, und zwar in Abhängigkeit davon, ob der Datenimpuls in Bezug auf seine Datenzeit zu früh oder zu spät eintrifft. Trifft der Datenimpuls des Datensignals Zp zu früh ein, so erscheint das Signal X7 zur Frequenzerhöhung zu gleicher Zeit wie die Anstiegsflanke des Datenimpulses, so daß das Signal X7 länger als ein Viertel eines Zeitrasters angesetzt ist. Der Datenimpuls E beispielsweise erscheint zu früh und der resultierende Impuls X7 erscheint ein Viertel eines Zeitrasters früher als zur entsprechenden Datenzeit h. Der Datenimpuls C erscheint zu spät und das Signal X7 ist daher nur während einer kürzeren Zeit angesetzt, und zwar während einem Achtel eines Zeitrasters. Der Unterschied der Zeitlängen der Impulse X7 und des Impulses Xg mit konstanter j Länge führt dazu, daß die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszil-| lators so eingestellt wird, daß die Taktimpulse des Signals Z1 j immer auf halber Strecke zwischen den Datenzeiten a bis j erschei-ϊ nen. Die Eins-Impulse des Signals Z3 werden durch die Schaltung in Fig. 1 automatisch so erzeugt, daß sie zeitlich in Bezug auf die Datenimpulse A, B, C, D, E und F in der oben beschriebenen Weise zu liegen kommen. In entsprechender Weise erzeugt der Schaltkreis der Fig. 4 die Null-Impulse so, daß sie zeitlich mit den Übergangsbits, beispielsweise dem Übergangsbit G, übereinstimmen.
die insgesamt verflossene Zeit beträgt damit nur die Hälfte eines Datenrasters und die Frequenzverschiebung des spannungsgesteuerter Oszillators *28 während dieser Zeit beträgt Null. In allen Fällen ist das Signal Xg zur Herabsetzung der Frequenz während eines Viertels eines Zeitrasters angesetzt. Das Signal X7 zur Erhöhung der Frequenz ist während verschieden langer Zeiten angesetzt, und zwar in Abhängigkeit davon, ob der Datenimpuls in Bezug auf seine Datenzeit zu früh oder zu spät eintrifft. Trifft der Datenimpuls des Datensignals Zp zu früh ein, so erscheint das Signal X7 zur Frequenzerhöhung zu gleicher Zeit wie die Anstiegsflanke des Datenimpulses, so daß das Signal X7 länger als ein Viertel eines Zeitrasters angesetzt ist. Der Datenimpuls E beispielsweise erscheint zu früh und der resultierende Impuls X7 erscheint ein Viertel eines Zeitrasters früher als zur entsprechenden Datenzeit h. Der Datenimpuls C erscheint zu spät und das Signal X7 ist daher nur während einer kürzeren Zeit angesetzt, und zwar während einem Achtel eines Zeitrasters. Der Unterschied der Zeitlängen der Impulse X7 und des Impulses Xg mit konstanter j Länge führt dazu, daß die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszil-| lators so eingestellt wird, daß die Taktimpulse des Signals Z1 j immer auf halber Strecke zwischen den Datenzeiten a bis j erschei-ϊ nen. Die Eins-Impulse des Signals Z3 werden durch die Schaltung in Fig. 1 automatisch so erzeugt, daß sie zeitlich in Bezug auf die Datenimpulse A, B, C, D, E und F in der oben beschriebenen Weise zu liegen kommen. In entsprechender Weise erzeugt der Schaltkreis der Fig. 4 die Null-Impulse so, daß sie zeitlich mit den Übergangsbits, beispielsweise dem Übergangsbit G, übereinstimmen.
RO 973 025
609818/0651
Claims (1)
- PATENTANSPRÜCHE1.) Kompensierter Taktgeber zur Ableitung synchroner Taktsignale aus übertragenen Datensignalen, deren Bits mit zeitlichen Schwankungen eintreffen, insbesondere für das modifizierte Frequenzmodulations-Übertragungsverfahren (MPN), gekennzeichnet durch folgende Bestandteile:a) einen spannungsgesteuerten frequenzvariablen Oszillator (28, Pig. I)b) mit dem Oszillator gekoppelte Verriegelungsschaltungen (Flipflops 32, 34) und ein NAND-Glied (44) zum Anschluß der Verriegelungsschaltungen an die Ausgangsleitung (Z1) für Datentaktimpulsec) eine mit dem Oszillator gekoppelte Ladungspumpe (20), deren Spannung (V ) die Frequenz des Oszillators bestimmtd) ein logisches Verknüpfungsnetzwerk (NAND-Glieder 48, 50, 56, 62, 66, 72, 76, 78, 82, 86, 90, 94, 98, 102, 104), dem als Eingangssignale die Ausgangsimpulse der Verriegelungsschaltungen (Q1, Q1, Q2, Qp und die unverarbeiteten Daten (Leitung Z2) zugeführt werden und auf dessen Ausgangsleitungen (24, 22) Steuersignale an die Ladungspumpe zur Einstellung der Frequenz des variablen Oszillators gegeben werden, wobei das erste Steuersignal (X7, Fig. 3) eine Frequenzerhöhung hervorruft und beim Eintreffen der Anstiegsflanke eines Datenbits gesetzt wird, um eine vorbestimmte Zeit nach Beginn des zugehörigen regulären Datenintervalls zurückgesetzt zu werden und wobei das zweite Steuersignal (X6) eine Frequenzherabsetzung hervorruft und beim Zurücksetzen des ersten Steuersignals gesetzt wird, um nach einer vorbestimmten Zeit so zurückgesetzt zu werden, daß seine Abs.tiegsflanke in der Mitte des so regulären Datenintervalls liegt.RO 973 025809818/0651j2. Taktgeber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
! der Unterschied in der Dauer der beiden Steuersignale als- Maß für die gesuchte Frequenzänderung den Taktgeber variabler Frequenz steuert.3. Taktgeber nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmten Zeitintervalle zum Zurücksetzen der Steuersignale erster und zweiter Art aus der Ausgangswellenform des Oszillators abgeleitet werden.4. Taktgeber nach Anspruch 3S dadurch gekennzeichnet, daß als vorbestimmtes Zeitintervall eine Periode des Oszillators
verwendet wird.RO 973 025• 609818/0651Leerseite
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/514,982 US3950658A (en) | 1974-10-15 | 1974-10-15 | Data separator with compensation circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2535424A1 true DE2535424A1 (de) | 1976-04-29 |
Family
ID=24049505
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19752535424 Withdrawn DE2535424A1 (de) | 1974-10-15 | 1975-08-08 | Kompensierter taktgeber |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3950658A (de) |
JP (1) | JPS5151275A (de) |
DE (1) | DE2535424A1 (de) |
FR (1) | FR2288420A1 (de) |
GB (1) | GB1505515A (de) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA1130399A (en) * | 1978-11-08 | 1982-08-24 | Toshiyuki Ozawa | Digital phase comparing apparatus |
JPS5850827A (ja) * | 1981-09-08 | 1983-03-25 | Fujitsu Ltd | フェーズ・ロック・ループ回路 |
US4633488A (en) * | 1984-11-13 | 1986-12-30 | Digital Equipment Corporation | Phase-locked loop for MFM data recording |
US4872155A (en) * | 1987-03-13 | 1989-10-03 | Pioneer Electronic Corporation | Clock generator circuit and a synchronizing signal detection method in a sampled format system and a phase comparator circuit suited for generation of the clock |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3080487A (en) * | 1959-07-06 | 1963-03-05 | Thompson Ramo Wooldridge Inc | Timing signal generator |
US3238462A (en) * | 1963-09-18 | 1966-03-01 | Telemetrics Inc | Synchronous clock pulse generator |
US3333205A (en) * | 1964-10-02 | 1967-07-25 | Ibm | Timing signal generator with frequency keyed to input |
US3506923A (en) * | 1967-01-12 | 1970-04-14 | Ibm | Binary data detection system |
US3510786A (en) * | 1967-07-17 | 1970-05-05 | Ibm | Synchronizing circuit compensating for data bit shift |
US3731208A (en) * | 1971-05-17 | 1973-05-01 | Storage Technology Corp | Apparatus for and method of integration detection |
-
1974
- 1974-10-15 US US05/514,982 patent/US3950658A/en not_active Expired - Lifetime
-
1975
- 1975-05-23 GB GB22873/75A patent/GB1505515A/en not_active Expired
- 1975-08-08 DE DE19752535424 patent/DE2535424A1/de not_active Withdrawn
- 1975-08-11 FR FR7525825A patent/FR2288420A1/fr active Granted
- 1975-08-27 JP JP50103112A patent/JPS5151275A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5151275A (de) | 1976-05-06 |
FR2288420B1 (de) | 1978-04-07 |
FR2288420A1 (fr) | 1976-05-14 |
GB1505515A (en) | 1978-03-30 |
US3950658A (en) | 1976-04-13 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2929127C2 (de) | ||
DE69018023T2 (de) | Phasenverriegelschleife mit variabler Bandbreite. | |
DE3650110T2 (de) | Integrierte Schaltung mit Phasenregelschleife. | |
DE2645638C2 (de) | Phasendetektor in einer phasenstarren Schleife | |
DE3022746A1 (de) | Digitale phasenkomparatorschaltung | |
DE69300291T2 (de) | Frequenzregelschleife. | |
DE1292706B (de) | Frequenzdiskriminator | |
DE2853927B2 (de) | Fernsehempfänger mit einer Horizontal-Synchronschaltung | |
DE19709770A1 (de) | Phasenangleichung durch eine Frequenz- und Phasendifferenz zwischen Eingangs- und VCO-Signalen mit einem Frequenzbereich, der durch einen Synchronismus zwischen den Eingangs- und den VCO-Signalen eingestellt ist | |
DE3240731A1 (de) | Phasenregelkreis und diesen verwendender miller-decodierer | |
DE2648560C2 (de) | Synchronisierung von Taktsignalen mit Eingangssignalen | |
DE2119091A1 (de) | Spannungsgesteuerter Taktgenerator | |
DE2355517B2 (de) | Verfahren und Einrichtung zum Feststellen des Auftretens einer erwarteten digitalen Signalfolgeart | |
EP0541878B1 (de) | Delta-Sigma-Analog/Digital-Wandler | |
DE2535424A1 (de) | Kompensierter taktgeber | |
DE2946000A1 (de) | Integrierende analog-digitalwandlerschaltung | |
DE69202304T2 (de) | Phasenregelschleife mit einer die Energie aufrechterhaltenden gesteuerten Ladungspumpe für schnelle Kanalumschaltung. | |
DE2513948A1 (de) | Dekadisch einstellbarer frequenzgenerator mit einer phasengerasteten regelschleife | |
DE2239994C3 (de) | Vorrichtung zur Regelung von Frequenz und Phase eines Oszillators | |
DE1931138A1 (de) | Synchronisierschaltung | |
DE2616398B1 (de) | Schaltungsanordnung zur regelung der impulsfolgefrequenz eines signals | |
DE2646367A1 (de) | Detektor von uebergaengen eines signals | |
DE2945697A1 (de) | Regelungsschaltung zur konstanthaltung der geschwindigkeit eines gleichstrommotors | |
DE2840853A1 (de) | Datenimpulsempfangsanordnung | |
DE3219221C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |