DE2929127C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine elektrische Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Ausgangsgröße mit einstellbarer Frequenz gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist ihrer grundsätzlichen Art nach aus der DE-AS 22 40 216 bekannt. Diese bekannte Schaltungsanordnung ist in Form eines Phasenregelkreises aufgebaut und enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Ausgang über einen Frequenzteiler mit einem ganzzahlig einstellbaren Teilungsfaktor an den einen Eingang eines Phasenvergleichers angeschlossen ist. Der andere Eingang des Phasenvergleichers ist mit einem Referenzfrequenzoszillator verbunden. Der Phasenvergleicher vergleicht die Phase des frequenzgeteilten Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators mit der Phase des vom Referenzfrequenzoszillator erzeugten Referenzsignals. In Abhängigkeit vom Ergebnis dieses Phasenvergleiches wird der spannungsgesteuerte Oszillator so eingestellt, daß Phasengleichheit erzielt wird. Die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators, die gleichzeitig die Ausgangsfrequenz der Schaltungsanordnung darstellt, kann man durch Verstellen des Teilungsfaktors in Schritten einstellen, die jeweils gleich der Referenzfrequenz sind. Zur Einstellung einer gewünschten Ausgangsfrequenz, die nicht ein ganzzahliges Vielfaches der Referenzfrequenz ist, enthält die bekannte Schaltungsanordnung einen Impulsbewerter, der zwischen den Ausgang des die Ausgangsfrequenz bereitstellenden spannungsgesteuerten Oszillators und den Eingang des Frequenzteilers geschaltet ist. Der Impulsbewerter arbeitet derart, daß er ansprechend auf ihm zugeführte Steuerimpulse in dem dem Frequenzteiler zugeführten Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators entweder Impulse unterdrückt oder Impulse einfügt. Jede Impulsunterdrückung oder Impulseinfügung führt zu einer schrittartigen Änderung der Phase zwischen dem am Ausgang des Frequenzteilers auftretenden Signal und dem Referenzsignal. Dadurch soll die mittlere Frequenz dieser beiden Signale in Übereinstimmung miteinander gebracht werden. Darüber hinaus wird bei dieser bekannten Schaltungsanordnung eine am Ausgang des Phasenvergleichers auftretende sägezahnförmige Störspannung dadurch kompensiert, daß eine mit Hilfe eines Digital/ Analog-Umsetzers aus dem Zählerstand von Dezimalteilern gewonnene sägezahnförmige Spannung dem Referenzsignal hinzuaddiert wird, das zuvor selbst in eine sägezahnförmige Schwingungsform gebracht worden ist.

Bei dem Stand der Technik nach der DE-AS 22 40 216 ist es erforderlich, daß der Impulsbewerter unmittelbar in die relativ hohe Ausgangsfrequenz eingreift, weil dort einzelne Impulse unterdrückt oder einzelne Impulse hinzugefügt werden müssen. Dies bedingt relativ hohe Schaltgeschwindigkeiten.

Aus den Druckschriften Funktechnik, Jahrgang 31, 1976, Nr. 16, Seiten 480 bis 493, und radio mentor electronic, Jahrgang 44, 1978, Nr. 4, Seiten 136 bis 139, ist es grundsätzlich bekannt, in einer Synthesizer- Schaltungsanordnung mit einem Phasenregelkreis Frequenzteiler vorzusehen, deren Teilungsfaktoren bei konstanter Ausgangsfrequenz der Schaltungsanordnung geändert werden, um unter Anwendung von programmierbaren schnell arbeitenden Zählern einen gewünschten Gesamtteilungsfaktor zu erhalten, der einem ganzzahligen Vielfachen einer Referenzfrequenz entspricht.

Aus der Druckschrift Electronics Letters, 25. Mai 1987, Vol. 14, Nr. 11, Seiten 342, 343, ist ein Phasenregelkreis bekannt, der so ausgelegt ist, daß er unabhängig vom Wert seiner Schwingungsfrequenz eine konstante Schleifenverstärkung hat. Auf diese Weise wird ein Oszillator geschaffen, der nicht instabil wird, wenn der Teilungsfaktor zur Ausführung einer Änderung in der Ausgangsfrequenz neu eingestellt wird.

Zum weiteren Stand der Technik wird noch auf die US-PS 33 37 813 sowie die DE-OS 19 23 297 aufmerksam gemacht.

Ausgehend von einer elektrischen Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Ausgangsgröße mit einstellbarer Frequenz der gattungsgemäßen Art liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, die Einstellbarkeit des spannungsgesteuerten Oszillators innerhalb seines Frequenzbereiches auf eine beliebige gewünschte Frequenz und dementsprechend die Steuerung der Ausgangsfrequenz mit möglichst einfachen schaltungstechnischen Maßnahmen zu erreichen. Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die erfindungsgemäße Lösung bietet den Vorteil, daß man im allgemeinen mit einer wesentlich niedrigeren Schaltgeschwindigkeit als beim Stand der Technik nach der DE-AS 22 40 216 arbeiten kann, weil beim Erfindungsgegenstand der Teilungsfaktor für einen vollständigen Zyklus der Referenzfrequenz verstellt wird, die beträchtlich niedriger als der obere einstellbare Bereich der Ausgangsfrequenz ist. Darüber hinaus bewirken die beanspruchten Steuerschaltungsmittel im Verein mit den beanspruchten Verminderungsschaltungsmitteln, daß im Ausgangssignal keine Phasen- oder Frequenzsprünge hervorgerufen werden und dennoch der Phasenregelkreis eine hohe Schleifenbandbreite hat, so daß er auf eine Neueinstellung der Frequenz mit einem guten Einschwingverhalten schnell anspricht.

Bevorzugte Weiterbildungen und zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer nach der Erfindung ausgebildeten Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Ausgangsgröße mit einstellbarer Frequenz,

Fig. 2A bis 2F Schwingungsformen bzw. Signalverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise der in der Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung,

Fig. 3 ein mehr ins einzelne gehende Blockschaltbild der Schaltungsanordnung,

Fig. 4A bis 4E Schwingungsformen bzw. Signalverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung nach der Fig. 3 und

Fig. 5 weitere Schwingungsformen bzw. Signalverläufe zur ausführlichen Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung.

Wie es aus einem in der Fig. 1 dargestellten, vereinfachten Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung hervorgeht, enthält die gezeigte Schaltungsanordnung einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 10, der an eine Ausgangsleitung 12 ein Signal mit einer Ausgangsfrequenz Fo abgibt. Die Ausgangsleitung 12 ist mit dem einen Eingang einer durch N teilenden Dividierschaltung 14 verbunden. Die Dividierschaltung 14 gibt über eine Leitung 16 ein Signal mit einer Frequenz Fd an einen Phasendetektor 18 ab, der von einer Referenzquelle 21 über eine Leitung 20 noch ein Signal mit einer Referenzfrequenz Fr erhält. Der Phasendetektor 18 vergleicht die Phasen der Signale mit den Frequenzen Fd und Fr und erzeugt ein Steuersignal C an einer Ausgangsleitung 22. Das Steuersignal C hängt von der festgestellten Phasendifferenz ab. Die Leitung 22 ist über ein Tiefpaßfilter 23 und eine Leitung 24 mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 10 verbunden. Die bisher beschriebene Anordnung arbeitet in einer solchen Weise, daß durch Einstellung der Frequenz Fo versucht wird, die Frequenzen Fd und Fr phasengleich zu halten.

Eine Leitung 25 leitet das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators mit der Frequenz Fo an einen Ausgangsanschluß 26.

Einer Steuereinheit 28 wird Information, beispielsweise Digitalinformation, über Eingabeleitungen 30 zugeführt. Die zugeführte Information stellt den Sollwert für die Ausgangsfrequenz Fo dar. Die Steuereinheit 28 steuert über einen Steuerkanal 32 den Teilerfaktor N der Dividierschaltung 14 in einer solchen Weise, daß die Frequenz Fo den Sollwert annimmt. Die Steuereinheit 28 weist noch eine Ausgangsleitung 34 auf, die mit der Leitung 22 verbunden ist.

Es ist ersichtlich, daß eine Einheitsänderung des Wertes des Teilerfaktors N den Wert der Ausgangsfrequenz Fo um einen Betrag ändert, der gleich der Referenzfrequenz Fr ist. Wenn beispielsweise Fr 100 kHz beträgt und N gleich 10 ist, beträgt die Ausgangsfrequenz Fo gleich 1 MHz. Wenn nun N auf 11 eingestellt wird, ändert sich der Wert des Steuersignals C in einer solchen Richtung und um einen solchen Betrag, daß die Ausgangsfrequenz Fo des spannungsgesteuerten Oszillators 10 einen Wert von 1,1 MHz annimmt, und zwar in dem Bestreben, die Frequenz Fd auf 100 kHz zu halten.

In einer an Hand der Fig. 1 kurz zu beschreibenden Weise, die dann an Hand der Fig. 2 weiter erläutert wird, ist die Schaltungsanordnung in der Lage, den Wert der Frequenz Fo um kleinere Beträge als Fr zu ändern. Dazu sei zunächst angenommen, daß die Leitungen 22 und 24 unterbrochen sind. Der Phasendetektor 18 ist somit nicht in der Lage, die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 10 zu steuern. Weiterhin sei angenommen, daß Fr gleich 100 kHz, Fo gleich 1,01 MHz und N gleich 10 ist. Daraus folgt, daß Fd gleich 101 kHz beträgt. Dieser Wert stimmt somit nicht genau mit der Frequenz Fr überein, die gleich 100 kHz ist. Der Phasendetektor 18 stellt daher einen Phasenfehler fest. Für jede Periode von Fr werden für Fo anstelle von 10 Impulsen 10,1 Impulse auftreten, so daß die Phase pro Periode um 0,1 vorgeschoben wird. Nach 10 Perioden von Fr sind somit bezüglich der Frequenz Fo 101 Impulse aufgetreten, so daß die Phase um eine vollständige Periode vorgeschoben ist. Während dieser Zeit wird Fd gegenüber Fr vorrücken, so daß das am Ausgang des Phasendetektors 18 auftretende Steuersignal C fortschreitend zunehmen wird. Wenn die Leitung 22 mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 10 verbunden wäre, würde das Steuersignal C versuchen, die Frequenz Fo einzustellen, bis sie genau 1 MHz beträgt.

In einer noch im einzelnen zu beschreibenden Weise ist aber die Steuereinheit 28 so ausgebildet, daß sie, wenn die Frequenz Fo um eine vollständige Periode vorgerückt ist, eine vollständige Periode oder einen vollständigen Zyklus der Frequenz Fo entfernt oder absorbiert. Dabei wird gleichzeitig die Phase von Fd eingestellt, so daß Fd in Phase mit Fr ist. Das Steuersignal C des Phasendetektors fällt somit auf Null ab.

Da die Frequenz Fo immer noch 1,01 MHz beträgt, baut sich der Phasenfehler zwischen Fd und Fr erneut auf, und der Wert des Steuersignals C nimmt erneut zu, bis nach weiteren 101 Perioden der Frequenz Fo (10 Perioden der Frequenz Fd) die Steuereinheit 28 wiederum eine vollständige Periode dieser Frequenz entfernt oder absorbiert. Zu dieser Zeit fällt das am Ausgang des Phasendetektors auftretende Steuersignal C erneut auf Null ab.

Als Ergebnis des bis jetzt beschriebenen Vorgangs nimmt das Steuersignal C eine sägezahnförmige Schwingungsform an.

In der Fig. 2 ist der Vorgang grafisch dargestellt, obgleich aus Gründen der Einfachheit für N ein Wert von 2 (anstatt von 10 wie in dem vorstehend beschriebenen Beispiel) angenommen ist und Fo eine Frequenz von 225 kHz (anstatt von 1,01 MHz wie in dem vorstehenden Beispiel) hat. Für jede Periode von Fr erzeugt somit Fo 2,25 Impulse und wird in der Phase um einen Periodenanteil oder Zyklusanteil von 0,25 vorgeschoben.

In der Fig. 2 ist Fr durch die Schwingungsform 2 A, eine mit genau 200 kHz angenommene Frequenz Fo durch die Schwingungsform 2 B, die in diesem Beispiel tatsächlich 225 kHz betragende Frequenz Fo durch die Schwingungsform 2 C und Fd durch die Schwingungsform 2 D dargestellt.

In Anbetracht der Frequenzdifferenz zwischen Fr und Fd stellt der Phasendetektor 18 einen Phasenfehler fest, wenn er die Phase jedes Impulses von Fr mit der Phase jedes Impulses von Fd vergleicht. In der Fig. 2E sind die vom Phasendetektor erzeugten laufenden Abtastungen dargestellt. In der Fig. 2F sind diese Abtastungen durch senkrechte Linien entsprechender Höhe gezeigt. Man sieht, daß als Ergebnis diese Abtastungen linear mit dem Phasenfehler zunehmen.

An Hand eines eingezeichneten Zeitpunktes t 1 kann man erkennen, daß sich die Frequenz Fo nach vier Zyklen oder Perioden der Frequenz Fr um eine vollständige Periode oder um einen vollständigen Zyklus gegenüber ihrem nominellen Korrekturwert vorgeschoben hat (vgl. gestrichelt eingezeichnete, geneigte Linien), so daß ein Phasenfehler von 360° auftritt. Während dieser Zeit liefert der spannungsgesteuerte Oszillator für Fo neun Zyklen oder Perioden, und zwar anstelle von acht Zyklen oder Perioden, die bei Fo gleich 200 kHz auftreten würden.

Wie bereits erwähnt, ist die Steuereinheit 28 so ausgebildet, daß sie beim Auftreten dieser Situation tätig wird, um eine vollständige Periode der Frequenz Fo zu entfernen oder zu absorbieren.

Dies ist in der Fig. 2C bei der Stelle A gezeigt. Dieser Vorgang hat eine entsprechende Wirkung auf die Frequenz Fd (vgl. Fig. 2D), wobei Fd zurück in Phasengleichheit mit Fr gebracht wird und eine schrittartige Änderung im Ausgangssignal des Phasendetektors 18 (vgl. Fig. 2F) auftritt. Wie man der Fig. 2F entnehmen kann, fällt somit das Steuersignal C auf Null ab.

Da die Frequenz Fo immer noch 225 kHz beträgt, wird der Phasenfehler zwischen Fd und Fr erneut aufgebaut, so daß der Wert des Steuersignals C erneut zunimmt, bis nach weiteren acht Perioden von Fo die Steuereinheit 28 wiederum eine vollständige Periode dieser Frequenz entfernt oder absorbiert, wobei das am Ausgang des Phasendetektors auftretende Steuersignal C wiederum auf Null abfällt.

Die Entfernung einer vollständigen Periode von Fo wird in der Praxis durch eine zeitweilige Erhöhung des Wertes von N um 1 erreicht. Wenn die Dividierschaltung 14 nach Art eines Ringzählers ausgebildet ist, kann ein vollständiger Impuls von Fo entfernt werden, vorausgesetzt, daß N für eine Periode von Fr auf einem erhöhten Wert gehalten wird.

Falls die Leitung 22 wieder mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 10 verbunden wäre, würde sich die gemäß der obigen Erläuterung erzeugte sägezahnförmige Schwingungsform einem Gleichpegel überlagern. Der Gleichpegel würde von einem endlichen, aber sehr kleinen Phasenfehler stammen, der zwischen Fd und Fr vorhanden sein würde, um die Ausgangsfrequenz Fo des spannungsgesteuerten Oszillators auf ihren nominell richtigen Wert zu treiben (1 MHz oder 200 kHz bei den beiden betrachteten Beispielen), während die sägezahnförmige Schwingungsform (aufgrund der bereits erläuterten Umstände) von den zusätzlichen 0,01 MHz oder 25 kHz stammen würde. Eine bloße Wiederverbindung der Leitung 22 in dieser Weise wäre jedoch nicht ausreichend, da die sägezahnförmige Schwingungsform eine unannehmbare Modulation der Frequenz Fo bewirken würde. Andererseits könnte die sägezahnförmige Schwingungsform auch nicht durch Filtern beseitigt werden, weil die notwendige Filterung eine unannehmbare Erhöhung der Ansprechzeit des Systems mit sich brächte.

Die Steuereinheit 28 ist daher unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung so ausgebildet, daß sie die sägezahnförmige Schwingungsform in zwei Stufen entfernt. Als erstes führt die Steuereinheit zusätzliche Einstellungen für den Wert von N zwischen den bereits erwähnten Schrittänderungen aus, wobei die Amplitude der sägezahnförmigen Schwingungsform begrenzt und ihre Gestalt verändert wird, und als zweites erzeugt sie (an der Leitung 34) ein Signal, das die Restmodulation zurückdrängt.

Das Ergebnis hiervon ist, daß der Phasendetektor 18 die Ausgangsfrequenz Fo des spannungsgesteuerten Oszillators genau auf den Sollwert (1,01 MHz oder 225 kHz bei den beiden Beispielen) steuert, und dennoch in der Steuerschleife eine zusätzliche Glättung nicht erforderlich ist, die eine Verzögerung einführen bzw. das Ansprechverhalten verschlechtern würde. Die Ausgangsfrequenz Fo kann daher nicht nur in Schritten geändert werden, von denen jeder einen mit dem Wert von Fr übereinstimmenden Minimalwert hat, sondern in viel kleineren Schritten oder Inkrementen, und zwar durch Vornahme momentaner Einstellungen am Teilerfaktor N.

Die im folgenden mit T bezeichnete Periode der sägezahnförmigen Schwingungsform ändert sich in Abhängigkeit von der tatsächlichen Frequenzdifferenz zwischen Fo/N und Fr. Der Mittelwert von Fd wird gleich Fr .

In der Fig. 3 ist die Schaltungsanordnung mit weiteren Einzelheiten dargestellt, und die Fig. 4 zeigt Schwingungsformen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung dienen.

Einander entsprechende Teile sind in den Fig. 1 und 3 mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Bei dem Beispiel nach der Fig. 3 hat der spannungsgesteuerte Oszillator 10 einen Bereich von 39,4 bis 69,4 MHz, und der Teilerfaktor N der Dividierschaltung 14 kann zwischen 394 und 694 verändert werden. Die Referenzfrequenz Fr, die von der Referenzquelle 21 erzeugt wird, beträgt 100 kHz.

Die Steuereinheit 28 weist einen Serien-Parallel-Datenumsetzer 62 auf, der über die Leitung 30 Eingabedaten in serieller Form erhält. Diese Daten stellen den Sollwert der Ausgangsfrequenz Fo dar, die am Ausgangsanschluß 26 auftreten soll.

Der Umsetzer 62 hat fünf Ausgangskanäle 68 A, 70 A, 72 A, 74 A und 76 A. Die Kanäle 68 A bis 74 A sind der Übertragung von Daten zugeordnet, die der Anzahl von 10 Hz, der Anzahl von 100 Hz, der Anzahl von 1 kHz und der Anzahl von 10 kHz der Ausgangsfrequenz Fo zugeordnet sind. Diese Kanäle geben die genannten Daten an einen ersten Akkumulator 78 weiter.

Der fünfte Kanal 76 A überträgt die Daten, die der Anzahl von 100 kHz der Ausgangsfrequenz Fo zugeordnet sind. Dieser Kanal ist mit einem Datenaddierer 80 verbunden. Der Datenaddierer 80 hat einen Ausgangskanal 82, der mit der Dividierschaltung 14 verbunden ist, um dort den Teilerfaktor N zu setzen.

Wenn die gewünschte Ausgangsfrequenz oder Sollausgangsfrequenz Fo 100 kHz oder ein Vielfaches von 100 kHz betragen soll, befinden sich die Kanäle 68 A bis 74 A jeweils auf einem Wert von Null, und der Addierer 80 spricht auf die Information im Kanal 76 A an, um den Teilerfaktor N auf den geeigneten Wert einzustellen, der fortlaufend beibehalten wird (unter der Annahme, daß der Akkumulator 78 leer ist). Wenn die gewünschte Ausgangsfrequenz Fo nicht ein Vielfaches von 100 kHz betragen soll, befinden sich wenigstens einige der Kanäle 68 A bis 74 A nicht auf dem Wert Null. In einer noch zu beschreibenden Weise führt dies dazu, daß durch den Akkumulator 78 periodische Einheitsänderungen im Teilerfaktor N vorgenommen werden (in einer zur Entfernung eines Impulses von Fo äquivalenten Weise).

Der Akkumulator 78 hat vier Stufen 78-1, 78-2, 78-3 und 78-4, und zwar mit je einem Eingang, an den ein entsprechender der Eingangskanäle 68 A, 70 A, 72 A und 74 A angeschlossen ist, und mit je einem Ausgang, an den ein entsprechender der vier Kanäle 68 B, 70 B, 72 B und 74 B angeschlossen ist. Jede Stufe kann irgendeine der zehn Dezimalzahlen speichern. Die Stufen sind in Kaskade geschaltet, so daß eine Stufe, die auf 0 gesetzt wird oder durch 0 läuft, einen Übertragungsimpuls für die nächste Stufe der Reihe erzeugt. Der Übertragausgang der vierten Stufe (das ist die Stufe 78-4) ist mit einer Übertragausgabeleitung 86 verbunden.

Der Akkumulator wird von Taktsignalen gesteuert, die von der Referenzquelle 21 stammen und an einer Leitung 87 auftreten. Die Taktsignale erscheinen somit alle 10 µs. Die Stufen sind so angeordnet, daß in Abhängigkeit von jedem Taktimpuls an der Leitung 87 jede Stufe ihren zuvor akkumulierten Gesamtwert den Eingabedaten hinzuaddiert, die über die betreffenden Eingangskanäle 68 A, 70 A, 72 A oder 74 A empfangen werden, und an ihrem betreffenden Ausgangskanal 68 B, 70 B, 72 B oder 74 B den neuen akkumulierten Gesamtwert abgibt (und selbstverständlich diesen Ausgabewert zur nächsten Stufe weiterleitet).

Der erste Akkumulator 78 hat daher eine Kapazität von 9999. Wenn die Eingangskanäle 68 A bis 74 A eine Frequenz von 10 Hz anfordern, wobei der Kanal 68 A auf die Dezimale 1 und die Kanäle 70 A, 72 A und 74 A auf Null gesetzt werden, erhöht sich der Gesamtwert im Akkumulator 78 um 1 bei jedem Taktimpuls an der Leitung 87. Jeder 10 000. Taktimpuls (alle 0,1 s) erzeugt daher ein Übertragausgabesignal an der Leitung 86. Die Übertragausgabesignale erscheinen somit zehnmal pro Sekunde.

Wenn beispielsweise die Eingangssignale an den Kanälen 68 A bis 74 A eine Frequenz von 500 Hz aufrufen, wobei der Kanal 70 A auf die Dezimale 5 und die Kanäle 68 A, 72 A und 74 A auf Null gesetzt sind, wird der Gesamtwert im Akkumulator 78 bei jedem Taktimpuls um 50 erhöht, so daß an der Leitung 86 ein Übertragausgabesignal bei jedem 200. Taktimpuls und damit fünfhundertmal pro Sekunde auftritt.

In der Fig. 4A ist gezeigt, wie die Zahl, die durch die Signale an den Kanälen 68 B, 70 B, 72 B und 74 B dargestellt ist, fortlaufend bis auf 9999 zunimmt. Die Zunahmegeschwindigkeit hängt dabei vom Wert der Frequenz ab, die von den Signalen an den Kanälen 68 A, 70 A, 72 A und 74 A dargestellt ist. Wenn der Übertragausgabeimpuls (gezeigt in der Fig. 4B) an der Leitung 86 auftritt, kommt es zu einem Abfall auf Null.

Der Akkumulator 78 erzeugt somit ein Übertragausgabesignal an der Leitung 86 mit einer auf eine Sekunde bezogenen Anzahl, die gleich der Frequenz ist, die dem Akkumulator über die Kanäle 68 A bis 74 A einprogrammiert wird. Ein Übertragausgabesignal erscheint somit am Ende einer jeden Periode T (vgl. Fig. 2F), was noch im einzelnen erläutert wird.

Es soll ein Fall betrachtet werden, bei dem der gewünschte Wert bzw. der Sollwert der Ausgangsfrequenz Fo gleich AB,CD MHz betragen soll. Dies ist gleich ABC,D mal 100 kHz. Im Kanal 76 A treten daher Daten auf, die ABC darstellen, wohingegen im Kanal 74 A eine Zahl auftritt, die D mal 10 kHz darstellt. Die Kanäle 68 A, 70 A und 72 A sind auf Null gesetzt.

In Abhängigkeit von den Eingabedaten am Kanal 76 A setzt der Addierer 80 den Teilerfaktor N des Dividierers oder der Teilerschaltung 14 auf ABC, wodurch veranlaßt wird, daß die phasenverriegelte Schleife die Ausgangsfrequenz Fo des spannungsgesteuerten Oszillators 10 auf das ABCfache von 100 kHz oder auf AB,C MHz bringen will. Damit die Ausgangsfrequenz Fo tatsächlich AB,CD MHz anstatt AB,C MHz beträgt, ist es erforderlich, daß der Teilerfaktor N am Ende jeder Periode T um 1 erhöht wird. Die Länge der Zeitperiode T ist gleich der Zeit, die die Frequenz Fo benötigt, um genau 360°vorzurücken. Während jeder Periode (10 µs) von Fr wird die Frequenz Fo um D/10 einer Periode vorgeschoben. Nach 10/D Perioden von Fr, d. h. nach 100/D µs, tritt eine Voreilung um eine ganze Periode auf.

Somit ist T = 100/D µs.

Wie erwähnt, ist bei diesem Beispiel der Kanal 74 A auf eine Zahl gesetzt, die D mal 10 kHz entspricht. Der Akkumulator 78 erzeugt daher ein Übertragausgabesignal an der Leitung 86 bei jedem 10/D Taktimpuls an der Leitung 84. Da die Taktimpulse alle 10 µs auftreten, sind die Übertragausgabesignale an der Leitung 86 um 100/D µs getrennt. Die Übertragausgabesignale erscheinen daher an der Leitung 86 mit der Periode T, wie es notwendig ist.

Die Werte der Ausgangssignale an den Kanälen 68 B, 70 B, 72 B und 74 B stellen Bruchteile der Periode T dar. Die Werte aufeinanderfolgender Ausgangssignale am Kanal 68 B sind daher um eine Zahl getrennt, die 0,0001 × T darstellt. Im ähnlicher Weise sind die Werte aufeinanderfolgender Ausgangssignale am Kanal 70 B um eine Zahl getrennt, die 0,001 × T darstellt. Die Werte aufeinanderfolgender Ausgangssignale am Kanal 72 B sind um eine 0,01 × T darstellende Zahl und die Werte aufeinanderfolgender Ausgangssignale am Kanal 74 B um eine 0,1 × T darstellende Zahl getrennt. Für irgendein gegebenes Frequenzinkrement, das mittels der Kanäle 68 A bis 74 A eingestellt ist, ist die tatsächliche Zahl, die in Abhängigkeit von jedem Taktimpuls durch die Signale an den Kanälen 68 B bis 74 B dargestellt ist, dem momentanen Phasenfehler zwischen Fr und Fd proportional. Dieser Umstand ist aber (in einer noch zu erläuternden Weise) durch die Tatsache modifiziert, daß die Kanäle 68 B, 70 B, 72 B und 74 B mit einem Akkumulator 90 verbunden sind.

Der Akkumulator 90 hat vier Stufen 90-1, 90-2, 90-3 und 90-4. Diese Stufen sind in ähnlicher Weise wie die Stufen 78-1, 78-2, 78-3 und 78-4 des Akkumulators 78 angeordnet. Dem Akkumulator 90 werden über die Leitung 87 die Taktimpulse mit dem Intervall von 10 µs zugeführt. Der Übertragausgang der Stufe 90-4 ist mit einer Übertragausgabeleitung 92 verbunden.

Der Akkumulator 90 integriert somit effektiv das an den Kanälen 68 B, 70 B, 72 B und 74 B empfangene Signal, und die an der Leitung 92 auftretenden Übertragausgabesignale sind in der Fig. 4C dargestellt. An der Leitung 92 erscheint somit ein Signal mit variablem Tastverhältnis, das zunimmt, wenn der Inhalt des Akkumulators 78 in Richtung auf seinen Maximalwert ansteigt. Wenn anfangs der Gesamtwert im Akkumulator 78 relativ niedrig ist, existiert jedes Übertragausgabesignal an der Leitung 92 für die Dauer lediglich eines Taktsignals an der Leitung 87, jedoch füllt sich der Akkumulator 90 schneller auf als der Gesamtwert im Akkumulator 78 zunimmt, so daß die Übertragausgabesignale an der Leitung 92 häufiger auftreten. Während des Auffüllens des Akkumulators 78 wird zusätzlich jedes Übertragausgabesignal an der Leitung 92 für einige Taktimpulse gehalten, da jeder Taktimpuls vom Akkumulator 78 eine Zahl hinein­ taktiert, die ausreicht, um unmittelbar den Akkumulator 90 wieder anzufüllen und damit das Übertragausgabesignal an der Leitung 92 aufrechtzuerhalten. Wenn die in Abhängigkeit von einem Taktimpuls vom Akkumulator 78 dem Akkumulator 90 zugeführte Zahl mehr als ausreichend ist, und zwar in Kombination mit dem bereits akkumulierten Gesamtwert im Akkumulator 90, um den Akkumulator aufzufüllen, wird an der Leitung 92 ein Übertragausgabesignal erzeugt, und der verbliebene Rest wird nach der Rücksetzung des Akkumulators auf Null im Akkumulator 90 gehalten und steht bereit, um der nächsten Zahl hinzuaddiert zu werden, die in Abhängigkeit vom nächsten Taktimpuls aus dem Akkumulator 78 in den Akkumulator 90 gegeben wird.

Aus der Fig. 3 geht hervor, daß die Leitung 92 mit dem Addierer 80 über eine Leitung 94 verbunden ist. Wenn die Leitung 94 durch das Übertragausgabesignal an der Leitung 92 erregt ist, zählt der Addierer 80 eine 1 zum Teilerfaktor N hinzu. Die Leitung 92 ist außerdem über eine Leitung 96 und ein Verzögerungsglied 98 mit einem weiteren Eingang des Addierers 80 verbunden. Das Verzögerungsglied 98 wird in Abhängigkeit von Taktimpulsen betrieben, die an der Leitung 87 auftreten.

Jedes Übertragausgabesignal an der Leitung 92 veranlaßt somit den Addierer, den Teilerfaktor N der Dividierschaltung 14 um 1 auf (N + 1) zu erhöhen. Am Ende des Taktimpulses, der dieses Übertragausgabesignal hervorrief, hat der Teilerfaktor die Tendenz, nach N zurückzukehren. Der nächste Taktimpuls veranlaßt jedoch das Verzögerungsglied 98 an einer Leitung 99 ein Ausgangssignal abzugeben, das den Addierer 80 in die Lage versetzt, vom Teilerfaktor eine 1 zu subtrahieren, so daß er auf (N - 1) umschaltet. Am Ende dieses Taktimpulses kehrt der Teilerfaktor nach N zurück. Das Verzögerungsglied 98 und der Addierer 80 bewirken eine Differenzierung der Übertragausgabesignale, die das Integral der Phase darstellen.

Wenn sowohl der vorangegangene Inhalt des Akkumulators 90 (vor dem Taktimpuls, der das Übertragausgabesignal erzeugt) als auch der Eingang an den Kanälen 90-1, 90-2, 90-3 und 90-4 hinreichend groß ist, ruft der Taktimpuls nicht nur ein Übertragausgabesignal hervor, sondern läßt auch in dem Akkumulator 90 einen solchen Rest, daß der nächste Taktimpuls ebenfalls ein Übertragausgabesignal erzeugt. Die Wirkung des Verzögerungsglieds 98 ist derart, daß der Addierer 80 während dieses zweiten Taktimpulses Eingangssignale über die beiden Leitungen 94 und 99 erhält, und daher der Teilerfaktor auf N gehalten wird. Der Teilerfaktor wird dann auf (N - 1) umgeschaltet, und zwar durch das Verzögerungsglied 98 für die Dauer des ersten Taktimpulses nach Beendigung des Übertragausgabesignals an der Leitung 92.

Die Wirkung dieses Vorgangs ist in der Fig. 4D dargestellt, die auch den Ausgang des Phasendetektors 18 zeigt. Dabei hat dieser Ausgang die Form einer Reihe vertikaler Linien, die die Vorzeichen und Beträge der laufenden Abtastungen darstellen, die der Detektor 18 beim Vergleich der Phase jedes Impulses von Fd mit dem entsprechenden Impuls von Fr erzeugt.

Zu einem Zeitpunkt t ₀ wird angenommen, daß Fd und Fr miteinander in Phase sind. Für die Frequenz Fo wird angenommen, daß sie sich auf dem Wert befindet, der durch die Eingabedaten eingestellt ist, und daß sie deshalb nicht ein ganzzahliges Vielfaches von Fr ist (wegen des Frequenzinkrementes, das durch die Signale an den Kanälen 68 A, 70 A, 72 A und 74 A eingestellt ist). Vom Phasendetektor 18 wird daher zwischen Fd und Fr ein zunehmender Phasenfehler erfaßt, der über die Zeitspanne zwischen t ₀ und t ₁ dargestellt ist (Fig. 4D). Zur Zeit t ₁ tritt aber das erste Übertragausgabesignal an der Leitung 92 auf (vgl. Fig. 4C). Wie oben erläutert, wird dadurch veranlaßt, daß N auf (N + 1) anwächst, dann auf (N - 1) abnimmt und schließlich auf N zurückkehrt. Dies findet innerhalb dreier Taktimpulse statt, und verzögert Fd gegenüber Fr, so daß die Voreilung von Fd gegenüber Fr in eine Nacheilung von Fd gegenüber Fr geändert wird. Das Ausmaß der Phasenverzögerung ist im wesentlichen gleich der Anhäufung der Phasenvoreilung, die vom Phasendetektor 18 bis zum Zeitpunkt t ₁ erfaßt wird. Der Phasendetektor 18 spricht daher durch Erzeugen eines Ausgangssignals (bei t ₁, vgl. Fig. 4D) von entgegengesetztem Vorzeichen gegenüber den vorangegangenen Ausgängen und von einem Betrag, der etwa gleich deren Summe ist. Das Ausgangssignal C des Phasendetektors fällt daher im wesentlichen auf Null ab.

Nach der Zeit t ₁ wenn N seinen vorangegangenen Wert angenommen hat, baut sich das Ausgangssignal C des Phasendetektors erneut in derselben Richtung wie zwischen den Zeitpunkten t ₀ und t ₁ auf, bis zur Zeit t ₂ ein weiteres Ausgabeübertragsignal an der Leitung 92 auftritt (vgl. Fig. 4C), und wiederum eine Zunahme des Wertes N (um 1) verursacht wird, der dann eine Abnahme auf (N - 1) folgt mit anschließender Rückkehr zu N. Das Ausgangssignal C des Phasendetektors ändert daher erneut sein Vorzeichen und wächst im Betrag an, um die vorausgegangenen akkumulierten laufenden Abtastungen zurückzubringen. Das Steuersignal C kehrt dann wieder etwa auf Null zurück.

Dieser Vorgang wird fortgeführt, wie man es durch Vergleich der Fig. 4C und 4D erkennen kann. Aus den Fig. 4C und 4D geht hervor, daß, wenn der Inhalt des Akkumulators 90 während der Periode T zunimmt, jedes Übertragausgabesignal an der Leitung 92 für mehr als einen Taktimpuls existieren kann und daß daher nach der anfänglichen Umschaltung auf (N + 1) der Teilerfaktor für diese Zeitspanne auf N gehalten wird, bis nach Beendigung des Übertragausgabesignals eine vorübergehende Umschaltung auf (N - 1) erfolgt. Das bedeutet, daß Fd für diese Zeit, während der sich das Ausgangssignal C des Phasendetektors in der entgegengesetzten Richtung aufbaut (positiv in Fig. 4D), in einer phasennacheilenden Beziehung zu Fr gehalten wird, bis, nachdem der Teilerfaktor auf (N - 1) gegangen ist und dann auf N zurückgekehrt ist, Fd und Fr zurück in ihre ursprüngliche Phasenbeziehung gebracht werden und das Signal C jetzt sein Vorzeichen ändert und sich wieder im negativen Sinne aufbaut.

Zur Zeit t _n tritt somit das Übertragausgabesignal an der Leitung 86 auf (vgl. Fig. 3 und 4B), wenn Fd und Fr in Phase sind und das Ausgangssignal C des Phasendetektors Null ist.

Der Vorgang wiederholt sich dann.

Das Ergebnis hiervon ist, daß das Signal C keine sägezahnförmige Schwingungsform, sondern eine wesentlich kleinere Restschwingungsform aufweist, die sich innerhalb der Periode T um Null herum verändert.

In der Fig. 5 ist der erläuterte Vorgang in einer anderen Weise dargestellt.

In der Fig. 5 ist lediglich zur Vereinfachung der graphischen Darstellung angenommen, daß der Akkumulator 78 eine Kapazität von 20 hat und daß die durch die Signale an den Kanälen 68 A bis 74 A dargestellte Eingabezahl gleich 1 ist. In der Fig. 5 ist bei A der Inhalt des Akkumulators 78 dargestellt, der beim Auftreten der aufeinanderfolgenden Taktimpulse anwächst. Bei B ist der anwachsende Inhalt des Akkumulators 90 gezeigt.

Sobald der Akkumulator 78 oder 90 den Wert 20 erreicht, erzeugt er ein Übertragausgabesignal an der Leitung 86 oder 92. In der Fig. 5 sind bei C die Übertragausgabesignale an der Leitung 92 vom Akkumulator 90 gezeigt (dargestellt durch 1), und bei D sind die Signale an der Ausgangsleitung 99 vom Verzögerungsglied 98 gezeigt (dargestellt durch -1).

Die an der Leitung 86 durch den Akkumulator 78 erzeugten Übertragausgabesignale sind in der Fig. 5 bei E zu sehen.

Wie bereits erwähnt, veranlaßt jedes Signal an der Leitung 94, daß der Addierer 80 den Teilerfaktor N auf (N + 1) erhöht, wohingegen jedes Signal an der Leitung 99 den Addierer 80 veranlaßt, den Teilerfaktor N auf (N - 1) zu vermindern. Wenn die beiden fraglichen Signale gleichzeitig an den Leitungen 94 und 99 vorhanden sind, hält der Addierer 80 einen Teilerfaktor von N aufrecht. In der Fig. 5 ist bei F die Gesamtwirkung der Übertragausgabesignale an der Leitung 92 auf den Teilerfaktor dargestellt.

In der Fig. 5 sind bei G die sich ergebenden Änderungen im Wert von Fd graphisch dargestellt. Dabei ist der Wert, den Fd hat, wenn der Teilerfaktor gleich N ist, mit Fd (N) bezeichnet. In entsprechender Weise ist der Wert von Fd für den Teilerfaktor von (N + 1) mit Fd (+) und für den Teilerfaktor von (N - 1) mit Fd (-) bezeichnet.

Die entsprechende Änderung in der Phase von Fd in bezug auf Fr ist in der Fig. 5 bei H gezeigt.

Die Darstellungen bei I und bei J in der Fig. 5 entsprechen den Darstellungen bei G und H, zeigen aber den Verlauf für die Frequenz und die Phase bei fehlendem Akkumulator 90. Die bei H und J eingezeichneten gestrichelten Linien stellen die ideale Phasenänderung dar.

Ein Vergleich zwischen den bei H und bei J in der Fig. 5 dargestellten Verläufen zeigt, daß die Wirkung des Akkumulators 90 darin besteht, während jeder Periode T die Frequenz Fd und die Frequenz Fr teilweise miteinander in Phase zu bringen, so daß die gesamte Phasenänderung bis zum Ende der Periode nicht verzögert wird.

Wie es an Hand der Fig. 4D erläutert wurde, ist das Restphasensignal am Detektorausgang ein Signal, das sich um einen Mittelwert herum (nominal Null) ändert und das in der Fig. 5 bei H in der Änderung der eingezeichneten Kurve bezüglich der gestrichelten Linie wiederspiegelt.

Um diese restliche Schwingungsform zu entfernen, weisen die Stufen 90-3 und 90-4 des Akkumulators 90 Ausgangskanäle 72 C und 74 C auf. An diesen Kanälen erscheinen die momentanen Gesamtwerte in den Stufen 90-3 und 90-4. Diese Gesamtwerte werden einem Digital-Analog-Umsetzer 100 zugeführt. Die Ausgangsleitung dieses Digital-Analog-Umsetzers ist die Leitung 34, die über einen kleinen Kondensator 104 angeschlossen ist, um ihr Ausgangssignal mit dem Ausgangssignal des Phasendetektors 18 auf der Leitung 22 zu summieren.

Der einer Dezimalzahl entsprechende Ausgang an den Kanälen 72 C und 74 C nimmt schrittweise in Abhängigkeit von dem Auftreten jedes Taktimpulses an der Leitung 87 zu, bis der Akkumulator angefüllt ist und mit dem Zählvorgang von neuem beginnt. Die Größe oder der Betrag jeder schrittweisen Zunahme dieser Zahl hängt von der Größe oder dem Betrag der Phasenausgangssignale an den Kanälen 68 B, 70 B, 72 B und 74 B des Akkumulators 78 ab. Diese Phasenausgänge hängen wiederum von der Frequenz ab, die die Daten an den Kanälen 68 A, 70 A und 72 A und 74 A aufrufen. Die Änderung in der Zahl, die in Abhängigkeit von jedem Taktimpuls durch die Phasenausgänge an den Leitungen 68 B, 70 B, 72 B und 74 B dargestellt wird, ist dem Phasenfehler proportional, der während der entsprechenden Periode der Referenzfrequenz Fr zwischen dieser Frequenz und der Frequenz Fd herrscht. Die durch die Ausgangssignale an den Kanälen 72 C und 74 C dargestellte Zahl ändert sich somit proportional mit dem akkumulierten Phasenfehler zwischen Fd und Fr und ist in der Fig. 4E dargestellt. Dieses Ausgangssignal stimmt daher mit der resultierenden Schwingungsform des Steuersignals C überein.

Nach Umsetzung in die analoge Form im Digital-Analog-Umsetzer 100 und nach entsprechender Maßstabseinstellung wird die in der Fig. 4E dargestellte Schwingungsform über den kleinen Kondensator 104 gegen das Signal C an der Leitung 22 geschaltet. Der Kondensator 104 dient zum Differenzieren des analogen Ausgangssignals, das infolge seiner Erzeugung durch den Akkumulator 90 das Integral der Phase darstellt.

Das Ausmaß der Maßstabseinstellung, die erforderlich ist, damit das analoge Ausgangssignal vom Umsetzer 100 genau mit den Änderungen im Signal C übereinstimmt, hängt von der Frequenz Fd ab. Diese Frequenz wird daher über eine Leitung 106 einen Impulsfrequenz-Spannung-Umsetzer 108 zugeführt, der an einer Leitung 110 ein Steuersignal abgibt, das die geeignete Maßstabsänderung des Ausgangssignals des Umsetzers 100 vornimmt.

Auf diese Weise kann die Ausgangsfrequenz Fo inkremental in Schritten eingestellt werden, die viel kleiner (in diesem Beispiel bis hinunter zu 10 Hz) als der Frequenzwert der Referenzfrequenz Fr sind. Dies wird durch periodische Einheitseinstellungen des Teilerfaktors N erreicht. Dabei wird die sich ergebende sägezahnförmige Schwingungsform, die der Phasendetektor sonst liefern würde, ohne Filterung, die sonst die Ansprechzeit des Systems beeinträchtigen würde, im wesentlichen auf Null reduziert. Dieses Reduzieren der sägezahnförmigen Schwingungsform des Phasendetektors wird hauptsächlich durch die halbkontinuierlichen Einstellungen in der Phasendifferenz zwischen Fd und Fr erreicht, wodurch der Aufbau einer zu großen Phasendifferenz verhindert wird. Es ist daher lediglich noch erforderlich, die sich ändernde Restschwingungsform des Phasendetektors mit Hilfe eines analogen Signals zu beseitigen. Die Genauigkeitsanforderungen des dabei verwendeten Analog-Digital-Umsetzers bewegen sich in praktischen Grenzen.

Bei einer Modifikation kann die Steuereinheit 28 derart ausgebildet werden, daß sie periodische Einstellungen am Wert von Fr vornimmt. Dies gestattet, daß man die Zeitperiode T hinsichtlich ihrer Länge vermindern kann.

Claims (5)

1. Elektrische Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Ausgangsgröße mit einstellbarer Frequenz, enthaltend einen spannungsgesteuerten Oszillator zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit einer gewünschten Frequenz, einen Frequenzteiler mit einem ganzzahlig einstellbaren Teilungsfaktor zur Teilung der ihm zugeführten Ausgangsfrequenz, einen Referenzfrequenzoszillator zum Erzeugen eines Referenzsignals, einen Phasenvergleicher zum Vergleich der Phase des frequenzgeteilten Ausgangssignals mit der Phase des Referenzsignals und zur Abgabe einer aus diesem Vergleich hervorgegangenen Ausgangsgröße, deren Vorzeichen und Betrag von der ermittelten Phasendifferenz abhängen, und eine Verbindung zum Zuführen der Ausgangsgröße des Phasenvergleichers zu dem spannungsgesteuerten Oszillator zur Steuerung der Ausgangsfrequenz, gekennzeichnet durch Steuerschaltungsmittel (28; oder 78, 80) zum periodischen Erzeugen einer Änderung der Phasendifferenz zwischen dem frequenzgeteilten Ausgangssignal (Fd) und dem Referenzsignal (Fr) durch Verstellen des Teilungsfaktors (N) für einen vollständigen Zyklus des Referenzsignals mit einer solchen Periode und einem solchen Ausmaß, daß das frequenzgeteilte Ausgangssignal (Fd) und das Referenzsignal (Fr) zeitweilig in Phase gebracht werden und die Ausgangsgröße des Phasenvergleichers (18) am Ende einer jeden solchen Periode im wesentlichen auf einen Bezugswert gebracht wird, jedoch innerhalb einer jeden solchen Periode Änderungen in dieser Ausgangsgröße auftreten, und durch Verminderungsschaltungsmittel (28; oder 90 und 100) zur wesentlichen Verminderung der durch das Verstellen des Teilungsfaktors (N) bedingten Änderungen in der Ausgangsgröße des Phasenvergleichers (18) innerhalb einer jeden solchen Periode, so daß der Mittelwert der geteilten Frequenz (Fd) der gleiche wie der der Referenzfrequenz (Fr) ist, der Wert der Ausgangsfrequenz (Fo) vom Wert der Referenzfrequenz (Fr), vom Wert des Teilungsfaktors (N) sowie von der Länge der genannten Periode abhängt und die Änderung der Phasendifferenz zwischen dem frequenzgeteilten Ausgangssignal (Fd) und dem Referenzsignal (Fr) keine Phasen- oder Frequenzsprünge im Ausgangssignal (Fo) hervorruft.

2. Schaltungsanordnungen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltungsmittel zum Verursachen der Änderung der Phasendifferenz zwischen dem frequenzgeteilten Ausgangssignal und dem Referenzsignal (Fr) enthalten: eine Schaltung (62, 68 A bis 76 A), die auf den gewünschten Wert für die Ausgangsfrequenz (Fo) anspricht, um daraus denjenigen Teil abzuleiten, der nicht ein ganzzahliges Vielfaches der Referenzfrequenz (Fr) ist, eine Schaltung (78), die auf den abgeleiteten Teil anspricht, um eine Folge von ersten Steuersignalen (86) mit der Periode des genannten abgeleiteten Teils zu erzeugen, und eine Schaltung (80), die auf jedes erste Steuersignal anspricht, um den Teilungsfaktor um eins zu verstellen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verminderungsschaltungsmittel eine Einstellschaltung (28; oder 90, 80) aufweisen, die innerhalb jeder Periode der Änderung der Phasendifferenz zwischen dem frequenzgeteilten Ausgangssignal (Fd) und dem Referenzsignal (Fr) wirksam ist, um wiederholte und zeitweilige Verschiebungen in der Phase des frequenzgeteilten Ausgangssignals (Fd) in bezug auf das Referenzsignal (Fr) zu veranlassen, und zwar durch eine zeitweilige Änderung des Wertes des Teilungsfaktors (N) des Frequenzteilers (14) in einem Sinn, gefolgt durch eine zeitweilige Änderung vom gleichen Betrag im entgegengesetzten Sinn, wodurch die Wirkung, die sonst auf das Ausgangssignal von den bis zu dieser Verschiebung vom Phasendetektor (18) erfaßten Phasendifferenzen ausgeübt werden würde, aufgehoben wird, und daß eine Schaltung (28, 34; oder 100) vorgesehen ist, die die Restveränderungen im Ausgangssignal des Phasendetektors (18) zwischen den genannten Verschiebungen aufhebt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verminderungsschaltungsmittel enthalten: eine Interpolationsschaltung, die bei jedem einer Vielzahl von innerhalb jeder genannten Periode verteilten Zeitpunkten wirksam ist, um die zeitweilige relative Phasenverschiebung zwischen der geteilten Frequenz und der Referenzfrequenz mit einem solchen Wert zu erzeugen, daß die von dem Phasendetektor (18) bis zu dem Zeitpunkt bestimmte, akkumulierte Phasendifferenz zwischen dem frequenzgeteilten Ausgangssignal (Fd) und dem Referenzsignal (Fr) im wesentlichen aufgehoben wird, und eine Analogschaltung (100), die ein in bezug auf die Restveränderung in der Ausgangsgröße des Phasendetektors (18) entgegengesetztes, aber sonst im wesentlichen gleiches analoges Ausgangssignal liefert.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpolationsschaltung enthält: eine Schaltung (78), die bei der Referenzfrequenz (Fr) wirksam ist, um eine Folge zweiter Steuersignale (68 B bis 74 B) zu erzeugen, deren Werte sich fortschreitend synchron mit dem Referenzsignal (Fr) um einen Betrag ändern, der vom Wert desjenigen Teils des gewünschten Wertes für die Ausgangsfrequenz (Fo) abhängt, der nicht ein ganzzahliges Vielfaches der Referenzfrequenz (Fr) ist, und eine Schaltung (90), welche die Werte der zweiten Steuersignale integriert und jedesmal, wenn der integrierte Wert einen vorbestimmten Pegel erreicht, ein drittes Steuersignal (92) erzeugt, das jeweils die genannte momentane Phasenverschiebung verursacht.