DE2517940A1

DE2517940A1 - Kondensatorzuendsystem fuer brennkraftmaschinen mit ferromagnetischer resonanz

Info

Publication number: DE2517940A1
Application number: DE19752517940
Authority: DE
Inventors: Joseph R Asik; Mitsugu Hanabusa
Original assignee: Ford Werke GmbH
Current assignee: Ford Werke GmbH
Priority date: 1974-04-24
Filing date: 1975-04-23
Publication date: 1975-11-13
Also published as: GB1478431A; DE2517940C2; JPS50146728A; AU7976275A; US3906919A; CA1038027A

Description

Patentanwälte
DIpI.-Ing. W.Beyer
Dipl.-Wirtsch.-Ing. B.Jochem

Frankfurt am Main _. .. ^_x.

Staufenstrasse 36

In Sachen:

Ford-Werke Aktiengesellschaft
5 Köln /Rhein
Ottoplatz 2

Kondensatorzündsystem für Brennkraftmaschinen mit ferromagnetischer Resonanz.

Zusatzpatent zu DBP... (Nachanmeldung zu US-Patentanmeldung Ser.No. 463 919 vom 24. April 1974

Die Erfindung betrifft ein Kondensatorzündsystem für Brennkraftmaschinen mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung auf einer einen ferromagnetischen Kern aufweisenden Zündspule, einem an die Primärwicklung angeschlossenen Zündverteiler für den gesteuerten Anschluß der Zündkerzen der Brennkraftmaschine an die Sekundärwicklung und einem Steuer— kreis, mit welchem der Kondensator in Synchronismus mit dem Lauf der Brennkraftmaschine abwechselnd von einer Gleichspannungsquelle aufladbar ist, wobei auf der Sekundärseite der Zündspule ein weiterer Kondensator in Reihe mit den Zündkerzen geschaltet ist und die Kapazität des primärseitigen Kondensators und die Spannung der Gleichspannungsquelle derart benessen sind, daß beim Entladen des primärseitigen Kondensators der ferromagnetische Kern der Zündspule in ferromagnetischer Resonanz zwischen seinem gesättigten und seinem ungesättigten Zustand wechselt und.,ein Wechselstrom über die Zündspule fließt.

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Ein derartiges Kondensatorzündsystem ist Gegenstand des Hauptpatents (Nachanmeldung zur US-Patentanmeldung 463 vom 24. April 1974). Das dortige Zündsystem erbringt in vielfach erwünschter Weise ein wiederholtes Rückzünden an jeder Zündkerze bei gleichzeitigem Fließen eines Wechselstroms über den Funkenspalt, der jedoch in seiner Amplitude abklingt.

Aufgabe der Zusatzerfindung ist es, das Kondensatorzündsystem nach dem Hauptpatent dahingehend zu verbessern, daß der über die Zündkerze fließende Wechselstrom für die Zeitspanne seines Vorhandenseins in seiner Amplitude praktisch ungedämpft bleibt.

Erfindungsgemäß wird dieses Aufgabe dadurch gelöst, daß mit der Primärwicklung der Zündspule ein zweiter Steuerkreis zum Erzeugen eines oszillierenden Stroms in der Primärwicklung für eine .vorbestimmte Zeitspanne im Anschluß an jede Entladung des primärseitigen Kondensators über die Primärwicklung gekoppelt ist.

In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist der zweite Steuerkreis an eine zweite Primärwicklung der Zündspule angeschlossen, um in dieser einen oszillierenden Strom während der vorbestimmten Zeitspanne im Anschluß an jedes Entladen des primärseitigen Kondensators durch die erste Primärwicklung zu erzeugen.

Durch die Erfindung wird aufgabengemäß erreicht, daß der Wechselstrom in der Zündkerze, solange er fließt, im wesentlichen ungedämpft.bleibt. Ein solches Verhalten ist von besonderem Wert bei Brennkraftmaschinen mit beträchtlicher Turbulenz in den Verbrennungskammern, wie dies wiederholt in einer Maschine mit Schichtladung auftritt. Darüber hinaus ist die überführung der Zündenergie auf die Funkenspalte äußerst wirksam·

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Weitere Merkmale zur vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung und damit verbundene Vorteile ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines in der Zeichnung dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiels. Es zeigen:

Fig. 1a und 1b zusammen einen vollständigen Schaltplan für ein Kondensatorzündsystem gemäß der Zusatzerfindung,

Fig. 2 bis 13 Abbildungen von tatsächlichen Spannungsund Stromwellenformen, wie sie an einem Oszillo—-Skop beobachtet wurden; diese Wellenformen haben alle den gleichen Zeitmaßstab und veranschaulichen die Phasenbeziehungen der Signale, die an verschiedenen Stellen in der Schaltung nach den Fig. 1a und 1b auftreten.

Das in Fig. la und 1b in seiner Gesamtheit mit 1o bezeichnete Zündsystem enthält eine Zündspule 12 mit einer ersten Primärwicklung P1, einer zweiten Primärwicklung P2 und einer Sekundärwicklung S. Die Zündspule 12 besitzt einen ferromagnetischen Kern 14, der innerhalb der Schaltung 1o nach dem anfänglichen Durchschlagen eines Funkenspaltes 26 wiederholt gesättigt werden kann. Im einzelnen ist die Sekundärwicklung S der Zündspule mit einem Ende an die eine Klemme eines Kondensators CI angeschlossen. Die andere Klemme des Kondensators C1 ist bei 16 an Masse gelegt. Eine Leitung 18 erstreckt sich von dem anderen Ende der Sekundärwicklung S zum Rotor 2o eines herkömmlichen Hochspannungs-Zündverteilers 22 einer funkengezündeten Brennkraftmaschine. Der Zündverteiler 22 hat acht Festkontakte 24, an denen in ständiger Wiederholung nacheinander der Kontaktfinger des Rotors 2o vorbeistreicht, so daß ein wiederholter elektrischer Kontakt mit den acht Funkenspalten 26 hergestellt wird, die an den Zündkerzen der Brennkraftmaschine angeordnet sind. Somit ist also jeweils eine Elektrode jeder Zündkerze, die durch eine Leitung

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dargestellt ist, an die Sekundärwicklung S der Zündspule angeschlossen, und die andere Elektrode 27 ist bei 28 mit Masse verbunden. Es verdient Beachtung, daß die Anschlüsse 16 und 28 über die Masse miteinander verbunden sind und deshalb jeder Funkenspalt 26 beim Drehen des Rotors 2o in Reihenschaltung mit dem Kondensator C1 gelangt. Der Kondensator C1 muß nicht gemäß der Darstellung in Fig. 1 geschaltet sein, sondern kann auch unmittelbar in Reihe mit dem Funkenspalt 26, beispielsweise durch Einfügung in die Leitung 18, die Leitung 25 oder die Leitung 27 liegen. Wenn der Kondensator C1 in die Leitungen 25 oder 27 eingeschaltet wird, ist für jeden Funkenspalt ein besonderer Kondensator erforderlich. In ähnlicher Weise kann natürlich auch für jeden Funkenspalt 26, falls erwünscht, eine getrennte Sekundärwicklung S vorgesehen sein. Getrennte Sekundärwicklungen S und Kondensatoren C1 für jeden Funkenspalt 26 können innerhalb der Zündkerze untergebracht sein, wie dies beispielsweise :von der Zündkerze nach der US-PS 3 267 325 bekannt ist.

Die erste Primärwicklung P1 der Zündspule 12 ist mit einem Ende bei 3o an Masse angeschlossen, und ihr anderes Ende ist über eine Induktionsspule L2 mit sättigbarem ferromagnetischen Kern und eine Leitung 34 an einen Kondensator C2 angeschlossen. Der Kondensator C2 ist an eine Schaltverbindung 36 angeschlossen, die zwischen einem Widerstand R1 und der Anode eines steuerbaren Silizium-Halbleitergleichrichters (SHG) Q7 gebildet ist. Die Kathode des SHG Q7 ist mit Masse verbunden. Der SHG Q7 besitzt ferner eine Steuerelektrode Der Strombegrenzungswiderstand R1 ist über eine weitere Induktionsspule L1 mit sättigbarem Eisenkern an eine +34oV-Gleichspannungsquelle angeschlossen. Diese Spannung, ebenso wie die anderen in Fig. 1 eingezeichneten Gleichspannungen, können von einer 12V-Gleichspannungsguelle, wie sie in Form der Fahrzeugbatterie 44 in Kraftfahrzeugen

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vorhanden ist, durch Verwendung eines dem Fachmann bekannten Gleichstrom-Gleichstrom-Umrichters erhalten werden.

Ein Eingangs-Anpassungskreis, ein Zünddauer-Steuergenerator, ein Wiederzündoszillator, ein SHG-Antriebskreis und ein SHG-Schaltkreis enthalten Schaltungskomponenten zum Laden des Kondensators C2 von der Gleichspannungsquelle und zum Entladen dieses Kondensators über die erste Primärwicklung P1 in zeitlicher Beziehung zum Lauf der Maschine. Das Laden und Entladen des Kondensators C2 in zeitlicher Abhängigkeit vom Maschinenbetrieb kann in herkömmlicher Weise mittels eines mechanisch mit dem maschinengetriebenen Rotor 2o des Zündverteilers gekuppelten Nocken erfolgen, der einen Unterbrecherkontaktsatz 42 periodisch öffnet und schließt, wobei ein Kontakt dieses Kontaktsatzes an Masse liegt und der andere Kontakt an eine Verbindung 46 angeschlossen ist. Da die Gleichspannungsquelle 44 mit ihrer negativen Klemme an Masse liegt und ihre positive Klemme über einen Widerstand R2 zu der Schaltverbindung 46 geführt ist, hat diese Schaltverbindung Massepotential, wenn die Unterbrecherkontakte geschlossen sind, und befindet sich auf dem +12V-Potential der Fahrzeugbatterie 44, wenn die Kontakte offen sind. Der Spannungsanstieg an der Schaltverbindung 46, der jedesmal beim öffnen der Unterbrecherkontakte auftritt, wird dem Eingangssignal-Anpassungskreis zugeführt, von wo aus die Erzeugung eines Funkens an einem der Funkenspalte 26 verursacht wird.

Wie bereits erwähnt, hat die Schaltung 1o einen Eingangssignal-Anpassungskreis, dessen Funktion darin besteht, die an der Schaltverbindung 46 auftretenden Impulse zu einem Zünddauer-Steuergenerator weiterzuleiten. Der Zünddauer-Steuergenerator erzeugt ein impulsförmiges Ausgangssignal, das eine gesteuerte Dauer besitzt und einem Wiederzünd-Oszillator zugeführt wird. Die Aufgabe des WMerzünd-Oszillators besteht in der Erzeugung eines oder mehrerer Impulssignale während der

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Dauer des Signals vom Zünddauer-Steuergenerator. Jeder am Ausgang des Wiederzünd-Oszillators erzeugte Impuls wird dazu verwendet, die Entladung des Kondensators C2 über die Primärwicklung P der Zündspule 12 einzuleiten. Die Ausgangsimpulse des Wiederzünd-Oszillators werden einem SHG-Antriebskreis zugeleitet, der die Impulse des Wiederzünd-Oszillators dazu verwendet, Impulsspitzen zu erzeugen, die der Steuerelektrode des SHG Q7 zugeführt werden. Ein Verriegelungskreis dient dazu, wenn die Schaltung 1o erstmals in Betrieb gesetzt wird, die Zufuhr von Impulsen zur Steuerelektrode 38 zu verhindern, bis der Kondensator C2 genügend Zeit zum Aufladen gehabt hat. In den nachfolgenden Absätzen werden die vorbeschriebenen Schaltungsteile im einzelnen beschrieben.

Der Eingangssignal-Anpassungskreis weist eine Drosselspule L3 auf, die mit einem Ende an die Schaltverbindung 46 und mit dem anderen Ende an die Kathode einer Zenerdiode D1 angeschlossen ist. Die Anode dieser Zenerdiode D1 liegt über einen Widerstand R3 an Masse, der parallel zu einem Entstörkondensator C3 geschaltet ist. Die Anode der Zenerdiode D1 ist ferner über die Reihenschaltung eines Gleichstrom-Abblockkondensators C4 und eines Strombegrenzungswiderstands R5 an die Basis eines npn-Transistors Q1 angeschlossen. Die zwischen dem Kondensator C4 und dem Widerstand R5 gebildete Verbindung ist an die Kathode einer Zenerdiode D2 angeschlossen, deren Anode an Masse liegt. Ein Widerstand R4 ist parallel zu der Zenerdiode D2 geschaltet. Der Emitter des Transistors Q1 liegt weiterhin an Masse, und sein Kollektor ist über Widerstände R6 und R7 an eine +lev-Gleichspannungsversorgungsleltung 48 angeschlossen.

Die Aufgabe des Widerstandes R3 und des Kondensators C3 besteht in der Unterdrückung von Hochfrequenz-StörSignalen, die an der Anode der Zenerdiode D1 auftreten können. Der Kondensator C4 erlaubt dem positiven Spannungsanstieg, der an der Schaltverbindung 46 beim öffnen der Unterbrecherkontakte 42 auftritt, augenblicklich durch den Widerstand R5 zur Basis des Transistors Q1 zu gelangen und diesen augenblicklich in seinem Kollektor-Emitter-Ausgangskreis leitend

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zu machen. Dadurch vermag Strom über die Widerstände R7 und R6 nach Masse zu fließen.

Der Zünddauer-rSteuergenerator weist einen Abblockkondensator C5 auf, der an die zwischen den Widerständen R6 und R7 gebildete Schaltverbindung angeschlossen ist. Die entgegengesetzte Klemme des Kondensators C5 ist über einen Strombegrenzungswiderstand R9 an die Basis eines pnp-Transistors Q2 angeschlossen. Die zwischen dem Kondensator C5 und dem Widerstand R9 gebildete Schaltverbindung ist über einen Widerstand R8 an die Spannungsversorgungsleitung 48 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q2 ist ferner mit der Versorgungsleitung 48 verbunden, und sein Kollektor ist über in Reihe geschaltete Widerstände Rio, R11 und R12 an eine -1 SV-Gleichspannungsversorgungsleitung 5o angeschlossen. Der Widerstand RI2 ist in seiner Größe veränderbar und steuert die Dauer (Gesamtlänge der Zeit) der Mehrfach-Zündentladungen, die an einem bestimmten Funkenspalt 26 während eines Verbrennung svor gangs in der Maschine auftreten. Genauer gesagt steuert der Widerstand R12 die Zeitdauer des Ausgangssignalimpulses vom Zünddauer-Steuergenerator. Bei einer Hubkolben-Brennkraftmaschine ist die Dauer dieses Ausgangsimpulses gleich der verfügbaren Zeit für die Erzeugung eines oder mehrerer Funken am Funkenspalt 26 in einem bestimmten Zylinder zur Auslösung der Verbrennung des darin enthaltenen Brennstoff-Luft-Gemischs und eines resultierenden Leistungshubes des Kolbens in diesem Zylinder.

Ein Kondensator C6 liegt mit einer Klemme an der Spannungsversorgungsleitung 48 und mit der anderen Klemme an der zwischen den Widerständen Rio und R11 gebildeten Schaltverbindung. An diese Schaltverbindung ist weiterhin die Kathode einer Klemmdiode D9 angeschlossen, deren Anode an Masse liegt. Die Diode D9 begrenzt die negative Spannung an

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dieser Schaltverbindung auf den Spannungsabfall einer Diode unterhalb dem Massepotential. Die zwischen den Widerständen Rio und R11 gebildete Schaltverbindung ist ferner über einen Koppelkondensator C7 und einem Strombegrenzungswiderstand R15 an die Basis eines pnp-Transistors Q3 angeschlossen. Die zwischen dem Kondensator C7 und dem Widerstand R15 gebildete Schaltverbindung ist über einen Widerstand R13 an die negative Spannungsversorgungsleitung 15 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q3 ist über einen Widerstand R14 an dfe Versorgungsleitung 5o angeschlossen _t und der Emitter dieses Transistors ist mit der positiven Spannungsversorgungsieitung 48 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q3 ist über einen Widerstand R16 an die Basis eines npn-Transistors Q4 angelegt* dessen Emitter an Masse liegt. Eine Klemmdiode D3 liegt mit ihrer Kathode an der Basis des Transistors Q4 und mit ihrer Anocls an Masse, um die Basisspannung auf den Spannungsabfall einer Diode unterhalb Massepotential zu begrenzen« Das Ausgangssignal des Zünddauer-Steuergenerators wird am Kollektor des Transistors Q4 abgegriffen _B der mit der Klemme 7 eines doppelten monostabilen Multivibrators U1 verbunden ist, der als Teledyne Typ 342 abgebildet ist. Für U1 kann ebenso ein Multivibrator Typ 15 342 der Firma Texas Instruments oder ein entsprechendes Produkt verwendet werden.

Der Zünddauer-Steuergenerator ist ein Sägezahnsignalgenerator, der angesteuert wird, wenn der Transistor Q1 leitend gemacht wird, was gemäß vorstehender Beschreibung dann der Fall ist, wenn die Unterbrecherkontakte 42 öffnen. Wenn der Transistor Q1 leitend gemacht ist, differenzieren der Widerstand R8 und der Kondensator C5 die resultierende negative Spannungsstufe an dem Kollektor von Q1. Die resultierende negative Spannungsspitze wird der Basis des Transistors Q2 aufgegeben. Dies macht den Transistor Q2 in seinem Emitter-Kollektor-AusgangsW pfad für eine Zeitdauer leitend, die ausreicht, um die Entladung des Kondensators C6 über den Widerstand Rio und den

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Enitter-Kollektor-Pfad des Transistors Q2 zu ermöglichen. Der Kondensator C6 wird vorher auf eine Spannung aufgeladen worden sein, die etwas über der Gleichspannung von 18 Volt liegt. Der Transistor Q3 ist normalerweise in seinem Emitter-Kollektor-Ausgangspfad aufgrund des Stromflusses von der Spannungsversorgungsleitung 48 über seine Emitter-Basis-Verbindung, den Widerstand Ri5 und hauptsächlich den Widerstand R13 zur negativen Versorgungsspannungsleitung 5o leitend. Jedoch erscheint, wenn sich der Kondensator C6 entlädt, eine positive Spannung von angenähert gleicher Größe wie die Spannung an der Versorgungsleitung 48 an der zwischen den Widerständen Rio und R11 gebildeten Schaltverbindung. Diese Spannung wird über den Kondensator C7 und den Widerstand R15 der Basis des Transistors Q3 aufgegeben und macht diesen nichtleitend. Der Transistor Q3 bleibt für die Zeitdauer, die der Kondensator C6 zum Wiederaufladen über die in Reihe liegenden Widerstände Ri1 und R12 benötigt, nachdem der Transistor Q2 wiederum nichtleitend wird, nichtleitend. Typischerweise ist der Transistor Q3 nichtleitend, und solange dies der Fall ist, hat der Transistor Q4 keinen Basisantrieb und ist ebenso nichtleitend, was dazu führt, daß eine positive Spannung an der Klemme 7 des doppelten monostabilen Multivibrators Q1 ansteht.

Der doppelte monostabile Multivibrator Q1 hat einen monostabilen Multivibrator mit einem Eingang A₁ und einem Ausgang Q₁. Der andere monostabile Multivibrator in der integrierten Schaltung QI hat einen Eingang A₂ und einen Ausgang Q₂. Durch die Verbindung des Ausgangs Q₁ mit dem Eingang A- und ferner eine Verbindung des Ausgangs Q₂ mit dem Eingang A₂ mit Hilfe der Schaltbrücke 52 zwischen den Klemmen 5 und und der Schaltbrücke 54 zwischen den Klemmen 6 und 11 wird der doppelte monostabile Multivibrator Q₁ zu einem Impulsgenerator, dessen Ausgangssignal an der Klemme 2 abgenommen wird. Der Q₁ -Ausgang an der Klemme 2 schwankt zwischen einen

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hohen Spannungsniveau von etwa 1o Volt und einem niedrigen Spannungsniveau von nahe Massepotential. Mit den in der Zeichnung angegebenen Schaltungsgrößen beläuft sich der Abschnitt hoher Spannung für das Signal an der Klemme 2 auf 68% der gesamten Signalperiode. Doppelte variable Widerstände R18 und R19 sind über Widerstände R2o und einem Kondensator C9 an die Klemmen 3 und 4 bzw. über einen Widerstand R21 und einem Kondensator C1o an die Klemmen 12 und des doppelten monostabilen Multivibrators U1 angeschlossen. Diese Schaltungskomponenten bestimmen die Arbeitszyklusoder Impulsweite an der Ausgangsklemme 2 des Multivibrators und gestatten eine Veränderung der Signalperiode an der Klemme 2 zwischen etwa o,3 und 1,5ms. Die Signalperiode an der Klemme 2 stellt den Wiederzündverzug dar, d.h. die Verzögerung zwischen Mehrfachzündimpulsen, die an jeder der Pumpenspalte 26 durch wiederholte Ansteuerung des SHG Q7 erzeugt werden.

Der doppelte monostabile Multivibrator U1 wird angesteuert, wenn der Ausgangskreis des Transistors Q4 nichtleitend gemacht wird. Wenn der Transistor Q4 leitend ist, bleibt das Signal an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators U1 auf einem niedrigen Spannungsniveau konstant; wenn jedoch der Transistor Q2 nichtleitend wird und dadurch der Multivibrator Qi angesteuert wird, wird das Signal an der Klemme 2 eine Serie von Impulsen, die fortgesetzt den SHG Q7 ansteuern, um einen Funken am Funkenspalt 26 jedesmal zu erzeugen, wenn ein Impuls an der Klemme 2 auftritt. Diese wiederholten Rückzündungen dauern an, bis der Transistor Q4 erneut leitend gemacht wird.

Der doppelte monostabile Multivibrator U1 empfängt seine positive Spannungsversorgung von einem Spannungsregler, der aus einem in Reihe mit der Parallelschaltung einer Zenerdiode D4 und einem Kondensator C8 geschalteten Widerstand R17

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besteht. Die zwischen diesen Schaltungskomponenten gebildete Verbindung ist an die Spannungszufuhrklemme 16 des Multivibrators U1 angeschlossen und ferner mit den veränderlichen Widerständen R18 und R19 verbunden. Die Klemme 8 des Multivibrators U1 ist über einen Strombegrenzungswiderstand R22 und eine Zenerdiode D5 an die Basis eines npn-Transistors Q5 angeschlossen.

Der Transistor Q5 befindet sich im SHG-Antriebsteil der Schaltung Io und liegt mit seinem Emitter an Masse. Sein Kollektor ist über einen Widerstand R27 an die Spannungsversorgungsleitung 48 sowie über einen Strombegrenzungswiderstand R28 an die Basis eines pnp-Transistors Q6 angeschlossen· Der Emitter des Transistors Q6 ist an die Spannungsversorgungsleitung 48 gelegt, und sein Kollektor ist über einen Widerstand R29 und eine Leitung 6o an eine -Ιδν-Versorgungsgleichspannung angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q6 ist ebenso über eine Reihenschaltung, bestehend aus dem Differenzierkondensator C16, dem Widerstand R3o und der Zenerdiode D6, an die Steuerelektrode 38 des SHG Q7 angeschlossen.

Die in den Fig. 2 bis 13 gezeigten Wellenformen veranschaulichen Signale, die an verschiedenen Stellen innerhalb der in Fig. 1 gezeigten Schaltung auftreten mit der Ausnahme, daß die Wellenformen 11, 12, 13 sich auf einen o,89mm-Funkenspalt in Luft bei Atmosphärendruck anstelle einen Funkenspalt im Zylinder einer im Betrieb befindlichen Brennkraftmaschine beziehen.

Fig. 2 zeigt den Spannungsverlauf, der an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators U1 auftritt. Diese Spannung ist die oszillierende Ausgangsspannung des Multivibrators, die solange vorhanden ist, wie sich der an die Klemme 7 angeschlossene Eingangstransistor Q4 in nichtlei—

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tendem Zustand befindet. Der Transistor Q4 wird natürlich jedesmal dann und für eine vom Zünddauer-Steuergenerator vorbestimmte Zeit nichtleitend gemacht, wenn der Nocken 4o die Unterbrecherkontakte 42 öffnet. An jeder positiven Anstiegskante der Impulse in Fig«, 2a wird der Transistor Q5 leitend gemacht. Dies vermindert dessen Kollektorsparniung auf im wesentlichen Erdpotential und bewirkt, daß der -Transistor Q6 leitet. Im nichtleitenden Zustand befindet

der Kollektor des Transistors Q6 angenähert bei -1 SV-Gleichspannung % wenn er jedoch leitend gemacht wird, nimmt sein Kollektor eine Spannung von beinahe v18V=Gleichspannung an_o Dieser Spannungsschritt am Kollektor des Transistors Q6 wird vom Kondensator C12 unter Erzeugung einer Spannungsspitze differenziert, die den SHG Q7 ansteuert« Die Spannimgs'= spitzen sind in Fig. 2b dargestellt^ welche die am Wider=» stand R3o auftretende Spannung an den Stellen wiedergibt _B öle den positiven Anstiegskanten der Impulse nach Fig® 2 entsprechen, die an der Klemme 2 des Multivibrators auftreten«, Es leuchtet somit ein, daß der SHG Q7 jedesmal dann angesteuert wird, wenn an der Klemme 2 des Multivibrators U1 eine positive Anstiegskante des oszillierenden Signals auftritt und daß diese solange andauert, wie der Transistor Q4 nichtleitend ist. Wenn der Zünddauer-Steuergenerator derart eingestellt wird, daß der Transistor Q4 für 5ms nicht- — leitend ist, und wenn die WiederzündvVerzögerungswiderstMnde R18 und R19 derart bemessen werden, daß das Signal in Fig.2 ~ eine Dauer von o,33ms hat, dann wird die Steuerelektrode 38 des SHG Q7 im Verlaufe von 5ms, die der Transistor Q4 nichtleitend, 18 Ansteuerimpulse empfangen«, Diese erzeugen 16 entsprechende Funkenentladungen in einem einzigen der Funkenspalte 26, Es sollte beachtet werden, daß 5ms genau diejenige Zeit ist, wie sie der Kolben in einer 8-Zylinder-4-Takt-Hubkolben-Brennkraftmaschine benötigt, um von seiner oberen Totpunktlage in die obere Totpunktlage bei einer Drehzahl von 6ooo U/min zu wandern.

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Aus der Betrachtu^.q des Verriegelungskreises in der Schaltung Io Laßt Sich ersenen, daß dieser Kreis npn-Transistören Q8 lnd Q"* enthält» Die Emitter dieser Transistoren sind an Masse ingeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q9 ist über eine Diode D6 an die Schaltverbindung zwischen dem Widerstand R22 und der Zenerdiode D5 angeschlossen. Der Kollektor dieses Transistors ist ferner über einen Widerstand R23 an eine Leitung 58 angeschlossen, die mit einer +18V-Klemme der Gleichipainungs-Energiequelle verbunden ist. Ein Strombegrenzungswiderstand R24 ist· xv/ischen Äar Leitung 58 und dem Kollektor des Transistors &8 a-ngeschlossen. Der Kollektor des Transistors ß3 ist: ferner über einei Strombegrenzungswiderstand R25 mit der Ββ-slS dos Transistors Q9 verbunden. Die Reihenschaltung eines Widerstandes R26 und eines Kondensators C11 ist zwischen dfe Leitung 58 und Masse angeschlossen. Die liwi scherz dem h/fdfcrstan«3 R26 ur.a dem Kondensator C11 gebildete SchaU Vtrbindüfig ist Über eine Zenerdiode D7 mit der Basis des TYitnsis+Ors QB verbunden. Sofort mit dem Anstehender Gleichspannung an der Leitung 58 wird der Transistor Q9 in meinen« Kollektor-Emitter-Ausgangspfad leitend. Dies hat die Wirkung, daß die Ausgangsklenme 2 des Multivibrators Q1 an Μά;;f.ο gelangt, so daß die Leitfähigkeit des Transistors C¹E unterbunden wird und folglich auch die Zufuhr eines Anstt:uer~ impulses zur Steuerelektrode 38 des SHG Q7 verhindert wird. In diesem Zeitpunkt ist der Transistor Q8 in seinem Ausaangskreis nichtleitend, weil der Kondensator C7 seinen Basis-Emitter-Pfad wirksam kurzschließt. Das fortdauernde Anstehen der Gleichspannung an der Leitung 58 hat jedoch zur Folge, da.3 der Kondensator C11 über den Widerstand R26 aufgeladen wird.

Wenn die Spannung an der oberen Klemme des Kondensators CI1 Gift --"j.e aus der Durchbruchsspannung der Zeneraiode D7 und £em Basis-Enltter-Spannungsabfall zinn Leitendmachen des Transistors QS übersteigt_. dann wird der Kollaktor«·Eriitter- ?£id das Trans!stori OS Isitsnd unfi überbrückt den Basis»

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Emitter-Pfad des Transistors Q9. Dar Transistor Q9 wird dann nichtleitend, und die positiv ansteigenden Kanten des oszillierenden Signals an der Klemme 2 des Multivibrators U1 vermögen die Steuerelektrode 38 des SHG Q7 wiederholt anzusteuern. Die zum Aufladen des Kondensators C11 erforderliche Zeit übersteigt beträchtlich die Zeit, wie sie zum Aufladen des an die Primärwicklung P der Zündspule 12 angeschlossenen Kondensators C2 erforderlich ist. Der Kondensator C2 muß voll aufgeladen sein, bevor der SHG Q7 angesteuert wird, weil letzterer als Folge der Entladung des Kondensators C2 über diesen SHG und die Primärwicklung P selbstkommutiert wird. Natürlich kann der in Fig. 1 dargestellte Verriegelungskreis· durch einen Ansteuerkreis ersetzt werden, der das Anstehen eines Ansteuersignals an der Steuerelektrode 38 des SHG Q7 früher, als das erforderliche Ladungsniveau am Kondensator C2 erreicht ist, verhindert.

Wenn der SHG Q7 zwischen seiner Anode und Kathode nichtleitend ist, wird der Kondensator C2 von der 34o V-Gleichspannungsquelle über den Strompfad mit der Induktionsspule L1 , dem Widerstand R1, der Induktionsspule L2, der Primärwicklung P der Zündspule 12 und Masse aufgeladen. Wenn der SHG Q7 durch einen an seiner Steuerelektrode 38 gelangenden positiven Impuls angesteuert wird, wird ein Stromimpuls hervorgerufen. Zwei derartige Stromimpulse, die von zwei aufeinanderfolgenden Ansteuerimpulsen an der Steuerelektrode 38 herrühren, sind in ihrem Wellenverlauf in Fig. 2C gezeigt. Es läßt sich ersehen, daß diese Stromimpulse die Form von Wechselstromwellen haben. Am Ende des Impulses wird der SHG Q7 se lbs tkommu tiert. Diese Selbstkommutierung .wird durch die sättigbare Induktionsspule L2 unterstützt, die aufgrund ihres Sättigungscharakters Sem Süs^ütf LnE msr eins CTsrissqr® üEpsfisiEÄS bistefe _o

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einen Spitzenwert hat, der der Durchbruchsspannung einer der Funkenspalte 26 entspricht, und daß die Amplitude für das Zeitintervall, während dessen der Strom durch den Funkenspalt fließt (dieser Strom ist in der nachfolgend beschriebenen Fig. 11 gezeigt), im wesentlichen konstant ist.

Der Halteoszillator, das Haltegatter, der Halteantriebskreis und der Halte-Leistungsverstärker enthalten ganz allgemein Schaltungsmittel zum Erzeugen eines oszillierenden Stroms fester Frequenz in der zweiten Primärwicklung P2 für ein vorbestimmtes Zeitintervall im Anschluß an jede Entladung des Kondensators C2 durch die erste Primärwicklung P1, Das Haltegatter wird durch ein Signal angesteuert, welches seinerseits den SHG Q7 ansteuert und Schwingungen von Rechteckwellencharakter und fester Frequenz erzeugt. Diese Schwingungen erfahren eine Strom- und Leistungsverstärkung durch den Halteantriebskreis und den Halte-Leistungsverstärkerkreis, und die verstärkten oszillierenden Ströme fließen durch die zweite Primärwicklung P2 der Zündspule 12.

Der Halteoszillator enthält einen doppelten monostabilen Multivibrator U2 in integrierter Schaltung. Der gezeigte doppelte nonostabile Multivibrator U2 hat die Klemmenanschlüsse des Typs MC667 der Firma Motorola Semiconductor Corporation; es können jedoch auch gleichwertige Einrichtungen verwendet werden. Der doppelte monostabile Multivibrator hat seinen (L-Ausgang mit seinem T,-Eingang und seinen Q₁-Ausgang mit seinem Τ,,-Eingang verbunden. Somit verbindet die Schaltbrücke 64 die Klemmen 1 und 8, und die Klemmen 6 und 13 sind an eine Schaltverbindung 66 angeschlossen, die den Steuereingang.zum Multivibrator U2 bildet. Der Steuereingang wird über eine Leitung 68 gespeist, die an den Kollektor eines Transistors Q11 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Q11 liegt an Masse.

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Eine Leitung 62 ist an die Schaltverbindung 54 angeschlossen, welche die Klemmen 6 und 11 des doppelten monostabilen Multivibrators U1 im Wiederzünd-Oszillator verbindet. Das Signal an diesen Klemmen ist das gleiche wie das in Fig. 2 gezeigte Signal an der Klemme 2. Die Leitung 62 ist über einen Widerstand R31 an die Kathode einer Zenerdiode D1o angeschlossen, deren Anode mit der Basis eines npn-Transistors Qio verbunden ist. Der Emitter des Transistors QTo ist an Masse gelegt, und sein Kollektor ist über einen Strombegrenzungswiderstand R33 an eine +lev-Gleichspannungsquelle angeschlossen. Ein Widerstand R32 ist an diese Gleichspannungsquelle und die zwischen dem Widerstand R31 und der Kathode der Zenerdiode D1o gebildete Schaltverbindung angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q1o ist über einen Strombegrenzungswiderstand R34 mit der Basis eines npn-Transistors Q11 verbunden. Wenn die Spannung an der Leitung 62 sich auf hohem Spannungsniveau befindet, ist der Transistor Q1o in seinem Ausgangspfad leitend, und seine Kollektorspannung befindet sich im wesentlichen auf Massepotential. Dies macht den Transistor Q11 in seinem Ausgangspfad nichtleitend, und sein Kollektor wird dadurch gegenüber Masse isoliert. Wenn andererseits das Signal an der Leitung 62 eine niedrige Spannung ist, ist der Transistor Q1o nichtleitend, was den Transistor Q11 veranlasst, in seinem Kollektoremitter-Ausgangspfad leitend zu werden, und darin resultiert, daß die Klemmen 6 und 13 des doppelten monostabilen Multivibrators U2 im wesentlichen mit Massepotential verbunden werden.

Der doppelte monostabile Multivibrator U2 ist als Rechteckwellenoszillator geschaltet, der einen Leistungszyklus und eine Periodendauer hat, welche durch die parallel an die Klemmen 1o und 11 geschalteten Widerstände R35 und R36 und den zwischen die Klemmen 9 und 11 geschalteten Kondensator C13 sowie die an die Klemmen 3 und 4 parallel geschalteten Widerstände R37 und R38 und den an die Klemmen 3 und 5 angeschlossenen Kondensator C14 bestimmt sind. Die Widerstände

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R36 und R37 sind veränderbar, um ein Oszillator-Ausgangssignal an dem Q₁-Ausgang an der Klemme 2 des Multivibrators U2 zu schaffen, das eine zwischen 17kHz und 35,7kHz veränderliche Frequenz hat. Das Ausgangssignal an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators U2 ist eine Spannung niedrigen Niveaus, wenn immer die Spannung an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators U1 eine niedrige ist, und die Spannung an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators U2 oszilliert zwischen 12 Volt und Massepotential, wenn immer die Spannung an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators U1 sich auf hohem Niveau befindet. Die oszillierende Spannung an der Klemme 2 des Multivibrators U2 wird über einen Strombegrenzungswiderstand R4o zur Basis eines npn-Transistors Q12 geführt. Der Emitter des Transistors Q12 ist an Masse angeschlossen, und sein Kollektor ist über einen Strombegrenzungswiderstand R41 mit einer Leitung 58 verbunden, die von einer +18V-Gleichspannungsquelle ausgeht. Die Versorgungsspannung für den Multivibrator U2 wird von einem Widerstand R39 abgegriffen, der an die Leitung 58 und die Parallelschaltung eines Filterkondensators C15 und einer Zenerdiode D11 angeschlossen ist, welche zwischen der Klemme 14 des Multivibrators U2 und Massepotential liegen. Dies ergibt eine geregelte Versorgungsspannung für den Multivibrator U2. Die Klemme 7 des Multivibrators U2 ist an eine Masseleitung 7o angeschlossen.

Das Ausgangssignal des Halteoszillators wird an einer Leitung 72 erhalten, die an den Kollektor des Transistors Q12 angeschlossen ist. Dieses Signal ist in Fig. 4 dargestellt, worin sich ersehen läßt, daß die Spannung zwischen etwa +18V und Null Volt schwingt. Weil ein jeder der hohen Spannungsniveauimpulse an der Klemme 2 des Multivibrators U1 in einem Ansteuersignal resultiert, das der Steuerelektrode 38 des SHG Q7 zugeführt wird und die Wellenform nach Fig. 4 aufweist, ist es klar, daß ein oszillierendes Signal an der Leitung 72 des Halteoszillators jedesmal dann, wenn der

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SHG Q7 angesteuert wird, erzeugt wird. Dieses oszillierende Signal hat eine Dauer entsprechend der Dauer der in Fig. 2 gezeigten Impulse hohen Spannungsniveaus. Diese ungedämpften Schwingungen an der Leitung 72 rufen in nachstehend beschriebener Weise Stromschwingungen in der zweiten Primärwicklung P2 der Zündspule 12 hervor.

In Fig. 1b sind das Haltegatter, der Halteantriebskreis und der Halte-Leistungsverstärker gezeigt, deren Aufgaben darin bestehen, eine Strom- und Leistungsverstärkung des oszillierenden Signals herbeizuführen, das an der über einen Strombegrenzungswiderstand R48 an die Basis eines pnp-Transistors Q 15 im Haltegatter angeschlossenen Leitung 72 auftritt. Der Emitter des Transistors Q15 ist an eine +18V-Versorgungsspannungsleitung 74 angeschlossen, und sein Kollektor ist über einen Strombegrenzungswiderstand R49 mit einer -lev-Versorgungsspannungsleitung 76 verbunden. Die Spannung am Kollektor des Transistors Q5 in dem SHG-Antriebsteil der Schaltung ist in Fig. 3 als das Komplement des Signals an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators QI dargestellt und wird über eine Leitung 59 und einen Strombegrenzungswiderstand R42 der Basis eines pnp-Transistors Q13 zugeführt. Der Emitter dieses Transistors ist an die Versorgungsspannungsleitung 74 angeschlossen, und sein Kollektor ist über einen Widerstand R43 mit der negativen Versorgungsspannungsleitung 56 verbunden. Sein Kollektor ist ferner über einen Strombegrenzungswiderstand R45 an die Basis eines pnp-Transistors Q14 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q14 ist über einen Strombegrenzungswiderstand R46 mit der negativen Versorgungsspannungsleitung 26 verbunden, und sein Kollektor steht in Verbindung mit der Versorgungsspannungsleitung 74.

Ein Diodengatter ist gebildet von Dioden D12, D13, D14 und D15. Die Anoden der Dioden DI2 und D13 sind zusammengeschaltet und über einen Strombegrenzungswiderstand R44 mit dem Kollektor des Transistors Q13 verbunden. Die'zwischen den Dioden D12

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und D14 gebildete Kathoden-Anoden-Verbindung ist über eine Leitung 78 an den Kollektor des Transistors Q15 angeschlossen, und die Kathoden der Dioden D14 und D15 sind über einen Widerstand R47 mit dem Kollektor des Transistors Q14 verbunden. Die zwischen der Kathode der Diode 13 und der Anode der Diode gebildete Verbindung ist über eine Leitung 8o, die den Ausgang des Haltegatters darstellt, an eine Klemme eines Widerstandes R5o angeschlossen, dessen andere Klemme an Masse liegt. Die Leitung 8o ist ferner über einen Widerstand R51 mit der Basis eines npn-Transistors Q16 und über einen Widerstand R52 mit der Basis eines pnp-Transistors Q17 verbunden. Die Transistoren Q16 und Q17 bilden einen Druck-Zug-Verstärker und sind deshalb mit ihren Emittern zusammen an Massepotential angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q16 ist über einen Strombegrenzungswiderstand R53 mit der Versorgungsspannungsleitung 74 verbunden, und der Kollektor des Transistors Q17 ist über einen Widerstand R54 an die negative Versorgungsspannungsleitung 76 angeschlossen. Ferner ist der Kollektor des Transistors Q16 mit der Basis eines pnp-Transistors Q18 verbunden, dessen Emitter an die Versorgungsspannungsleitung 74 angeschlossen ist und dessen Kollektor über eine Leitung 82 und einen Widerstand R55 an Masse liegt. In ähnlicher Weise ist der Transistor Q17 an die Basis eines npn-Transistors Q 19 angeschlossen, dessen Emitter an die negative Versorgungsspannungsleitung 76 angeschlossen ist und dessen Kollektor an der Leitung 82 und über den Widerstand R55 an Massepotential. Es verdient Beachtung, daß, wenn der Transistor Q16 in seinem Kollektor-Emitter-Ausgangspfad leitend ist, der Transistor Q18 ebenfalls leitend ist und dadurch einen Stromfluß von der Versorgungsspannungsleitung 74 zur Leitung 82 und durch den Widerstand R55 nach Masse gestattet. In ähnlicher Weise ist der Ausgangspfad des Transistors QI9, wenn der Transistor Q17 in seinem Emitter-Kollektor-Ausgangspfad leitend ist, leitend und läßt einen Strom von Masse durch den Widerstand R55 und den Kollektoremitter-Ausgangspfad des Transistors Q19

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zur negativen Versorgungsspannungsleitung 76 fließen.

Wie aus den Fig. 3 und 4 hervorgeht, ist die Spannung an der Leitung 72, bevor daran Schwingungen auftreten, etwa +18V gleich der Spannung an der Eingangsleitung 59 zum Gatter. Dadurch werden die Emitter-Basis-Verbindungen der Transistoren QI5 und Q 13 umgekehrt vorgespannt, und diese Transistoren werden nichtleitend. In diesem Fall befindet sich die Spannung an der Ausgangsleitung 8o des Haltegatters auf Massepotential·. Wenn die Spannung an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators 01 auf etwa 1oV ansteigt und dadurch ein Ansteuersignal an der Steuerelektrode 38 des SHG Q7 auslöst, fällt das Steuersignal an der Leitung 59 gemäß der Darstellung in Fig. 3 auf wenige Volt. Gleichzeitig schwingt die Spannung an der zum Kollektor des Transistors Q12 im Halteoszillator führenden Leitung 72 zwischen etwa +18 Volt und im wesentlichen Massepotential, wie dies in Fig, 4 dargestellt ist. Die niedrige Spannung an der Leitung 59 macht den Transistor Q13 leitend. Dies führt zur Aufgabe von etwa +18V an die Basis des Transistors Q14, und dieser wird in seinem Ausgangspfad nichtleitend. Die Schwingungen an der Leitung 72 werden über den Widerstand R48 der Basis des Transistors Q15 aufgegeben und machen dessen Emitter-Kollektor-Ausgangspfad in entsprechender Schwingungsmanier leitend und nichtleitend. Somit schwingt die Spannung an der Leitung 78 zwischen +18V und -18V. Wenn sich die Leitung 78 bei +18V befindet, fließt Strom vom Kollektor des Transistors Q13 durch den Widerstand R44 und die Diode D13 zur Leitung 8o. An der zwischen der Leitung 8o und dem Widerstand R5o gebildeten Schaltverbindung teilt sich der Strorafluß, wobei ein Teil über den Widerstand R5o zur Masse abfließt und der Rest über den Widerstand R51 und die Basis-Emitter-Verbindung des Q16 ebenfalls zur Masse fließt. Wenn die Spannung an der Leitung 8o -18V beträgt, fließen Ströme von Masse durch den Widerstand R5o und von Masse durch die Emitter-Basis-Verbindung des Transistors Q17 und den Wider-

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stand R52 zur Leitung 80, wo diese Ströme sich addieren. Der Gesantstrom fließt dann von der Leitung 80 über die Diode Dl5, den Widerstand R47 und den Widerstand R46 zur negativen Versorgungsspannungsleitung 76. Unter diesen Umständen hat die Spannungswelle an der Leitung 80 die in Fig. 5 gezeigte Form.

Die Transistoren Q16 und Q17 werden während der Spannungsschwingung an der Leitung 72 abwechselnd leitend. Diese Transistoren verstärken das Wechselspannungssignal an der Leitung 80.

Wenn der Transistor Q 16 bei jeder zweiten Halbwelle leitet, wird der Transistor Q18 ebenfalls leitend und schafft eine Strom- und Leistungsverstärkung. Wenn der Transistor Q17 leitend ist, wird in ähnlicher Weise der Transistor Q19 ebenso leitend und schafft eine Verstärkung. Die Spannung den den Kollektoren der Transistoren Q18 und Q19 s.chwingt während der Schwingungen an der Leitung 72 ebenso zwischen etwa +18 und -18V. Diese Wechselspannung wird, wenn sie positiv ist, über einen Strombegrenzungswiderstand R56 der Basis eines Transistors Q2o zugeführt und macht diesen leitend und, wenn sie negativ ist, über einen Strombegrenzungswiderstand R56 der Basis eines Transistors Q21 zugeführt und macht diesen Transistor leitend. Die Emitter der Transistoren Q2o und Q21 sind zusammen an Masse angeschlossen, der Kollektor des Transistors Q2o ist über einen Widerstand R58 mit der Versorgungsspannungsleitung 74 verbunden, und der Kollektor des Transistors Q 21 ist über einen Widerstand R59 mit der Versorgungsspannungsleitung 76 verbunden. Die Transistoren Q2o und Q21 bilden einen Druck-Zug-Verstärker.

Der Kollektor des Transistors Q2o ist über einen Strombegrenzungswiderstand R60 an die Basis eines Transistors Q22 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand R62 mit der Versorgungsspannungsleitung 74 verbunden ist. Der:*

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Kollektor des Transistors Q21 ist über einen Strombegrenzungswiderstand R61 mit der Basis eines Transistors Q23 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R63 an der Versorgungsspannungsleitung 76 liegt. Die Kollektoren der Transistoren Q22 und Q23 sind zusammengeschaltet. Eine Diode D16 liegt mit ihrer Kathode am Emitter des Transistors Q22 und mit ihrer Anode am Kollektor dieses Transistors. In ähnlicher Weise liegt eine Diode D17 mit ihrer Kathode am Kollektor des Transistors Q23 und mit ihrer Anode am Emitter dieses Transistors. Der Transistor Q22 leitet stets dann, wenn der Transistor Q2o leitend ist, und der Transistor Q23 leitet dann, wenn der Transistor Q21 leitend ist.

Die zwischen den Kollektoren der Transistoren Q22 und Q23 gebildete Schaltverbindung ist über eine Leitung 48 an die zwischen einem Widerstand R64 und einer sättigbaren Induktionsspule L4 gebildete Schaltverbindung angeschlossen. Die entgegengesetzte Klemme des Widerstandes R64 liegt an Masse. Die Leitung 19 verbindet die entgegengesetzte Klemme der sättigbaren Induktionsspule L4 mit der zweiten Primärwicklung P2 der Zündspule 12, und die Leitung 21, die an die entgegengesetzte Klemme dieser zweiten Primärwicklung angeschlossen ist, ist an Masse geführt. Somit liegt der Widerstand R14 parallel zu der Reihenschaltung aus der sättigbaren Induktionsspule L4 und der zweiten Primärwicklung P2. Die alternierende Leitfähigkeit der Transistoren Q22 und Q23 in Abhängigkeit von den Schwingungen in der Leitung 72 veranlaß einen Wechselstromfluß durch die sättigbare Induktionsspule L4 und die zweite Primärwicklung P22 der Zündspule 12 zur Aufrechterhaltung eines Funkens im Funkenspalt 26 der Zündkerze für eine Zeitdauer, die durch die Zeit bestimmt ist, während welcher die Schwingung in der Leitung 72 andauert. Die alternierende Spannung an der zweiten Primärwicklung P 2 und der Stromfluß darin sind in den Fig. 7 bzw. 8 dargestellt.

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Wie oben bereits erwähnt, zeigt Fig. 9 den Stromfluß durch die Primärwicklung P1 für zwei Funkenentladungen in einem Funkenspalt 26. Es läßt sich sehen, daß zwei alternierende Stromspitzen auftreten, eine für jeden der Ansteuersignalimpulse am SHG Q7, wie sie gemäß der Darstellung in Fig. 6 auftreten. Diese Ansteuersignalimpulse führen zum Leiten des SHG Q7 und der Entladung des Kondensators C2 durch die erste Primärwicklung P1. Diese Zusammenbrüche des Funkenspaltes 26 rufen ferromagnetische Resonanzschwingungen im Sekundärkreis der Zündspule 12 hervor und veranlassen das Hältegatter, den Halteoszillator und den Halte-Leistungsverstärker, einen Wechselstrom in der Sekundärwicklung P2 zu erzeugen. Die Frequenz dieses Wechselstroms ist so ausgewählt, daß eine ferromagnetische Resonanzschwingung in der Zündspule aufrechterhalten wird.

Fig. 11 zeigt den Stromverlauf in einem o,89mm-Funkenspalt in Luft unter Atmosphärendruck bei zwei Funkenentladungen, von denen eine jede durch die Entladung des Kondensators C2 durch die erste Primärwicklung P1 ausgelöst wird und für eine vorbestimmte Zeitspanne als Folge des Wechselstromflusses durch die zweite Primärwicklung P2 aufrechterhalten wird. Es läßt sich ersehen, daß dieser Stromfluß durch den Funkenspalt in der Richtung wechselt, daß die anfängliche Amplitude und Frequenz, nämlich für etwa die ersten 75jis der Funkenentladung·höher ist als die feste Amplitude und Fre-i quenz des Stromflusses, der anschließend auftritt, und daß der alternierende Stromfluß durch den Funkenspalt keine Sinusform besitzt, was das Ergebnis der ferromagnetisehen Resonanzschwingung im Sekundärkreis der Zündspule 12 darstellt, die von der wiederholten Veränderung des ferromagneti sehen Kerns der Zündspule zwischen seinem gesättigten und seinem ungesättigten Zustand herrührt.

Fig. 12 zeigt die Spannung am o,89mm-Funkenspalt in Luft unter Atmosphärendruck während der Stromentladung durch

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diesen Spalt gemäß Darstellung in Fig. 11«, Die Wellenform der Fig. 12 hat kerbenartige Abschnitte 86, die den in Fig.11 gezeigten Stromspitzen entsprechen und zu starken Lichtbogen innerhalb des Funkenspaltes führen. Der Funken erlischt an der Stelle 88. Hieraufhin greift eine sinusförmige Schwingung 9o mit absinkender Amplitude Platz.

Fig„ 13 zeigt die Spannung am Kondensator C1 für zwei Funkenentladungen entsprechend den in den Fig. 11 bzw. 12 gezeigten Strom- und Spannungswellen. Es läßt sich sehen, daß die Frequenz dieser Spannung am Kondensator C1 für etwa die ersten 75 Microsekunden bei einer Spannung und Frequenz schwingt, die das übersteigt, was nachfolgt. Die Schwingungen der Spannung am Kondensator C1 während dieser anfänglichen 75 Microsekunden ist eine ferromagnetische Resonanzschwingung, die durch die Gleichung f = V /4N δ definiert ist. Die Schwingungen, die nachfolgen, verhalten sich ebenso in Übereinstimmung mit dieser Gleichung, jedoch ist die Schwingungsfrequenz diejenige, die von dem alternierenden Strom durch die zweite Primärwicklung P2 erzeugt wird«, Mit anderen Worten, die ferromagnetischen Resonanzschwingungen erfolgen bei der festen Frequenz der alternierenden Haltestromschwingungen in der zweiten Primärwicklung P2. Die Spannung V am Kondensatoren nimmt einen Wert an, der von der vorstehenden Gleichung für einen Betrieb bei einer solchen festen Frequenz bestimmt ist.

Die Spannungs- und Stromwellenverläufe, wie sie in Fig. 2 bis 13 dargestellt sind, wurden mit einer Zündspule 12 erhalten, die eine erste und eine zweite Primärwicklung P1 bzw. P2, bestehend aus je einer Windung, und eine Sekundärwicklung mit 16o Windungen hatte. Die Primärwicklungen P1 und P2 und die Sekundärwicklung S waren auf einem Ferrit-(Magnesiumzink-) Kern in Form eines geschlossenen Hohlzylinders mit einem koaxialen Zentralkern aufgewickelt. Der

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Zylinder hatte einen Außendurchmesser von 42mm und eine Höhe von 29ixn. Die Primärwicklungen und die Sekundärwicklung waren um den zentralen Kern gewickelt. Der Kondensator C1 hatte eine Größe von 5oo Picofarad. Die übrigen Schaltungskomponenten in der Schaltung nach den Fig. 1a und 1b besaßen die darin angegebenen Werte. Die Kapazitätswerte sind, sofern nicht anders angegeben, in Microfarad zu verstehen, und die Widerstandswerte sind in Ohm oder, wie angegeben, in Kiloohm zu verstehen.

Die genaue Ausbildung der sättigbaren ferromagnetischen Zündspule 12 ist nicht ausschlaggebend und kann gegenüber den Angaben im vorhergehenden Abschnitt verschiedene Formen aufweisen. Die Größe des Kondensators C1 ist bei der Erzeugung von ferromagnetischer Resonanz im Sekundärkreis während der Entladung des Kondensators C2 durch die Primärwicklung PI der Zündspule 12 zwar von Bedeutung, die Kapazität des Kondensators C1 kann jedoch in weiten Grenzen liegen. Für den Kondensator C1 sind Werte oberhalb 1ooo Picofarad verwendet worden.

Die Gleichspannungsvorsorgung zum Laden des Kondensators C2 und die Größe dieses Kondensators müssen genügend groß sein, um es diesem Kondensator über die erste Primärwicklung P1 der Zündspule 12 zu ermöglichen, einen ferromagnetischen Resonanzstand nach den Fig. 7 bis 13 hervorzurufen.

Die Schaltung nach den Fig. 1a und 1b ist derart ausgelegt, daß während eines Verbrennungszyklus in einer vorgegebenen Brennkammer der Maschine· ungedämpfte MehrfachZündungen auftreten. Wenn es hingegen erwünscht ist, nur einen einzigen ungedämpften Zündfunken je Verbrennungszyklus zu erzeugen, dann kann die Schaltung beträchtlich vereinfacht werden. Anstelle des Nockens 4o und der Unterbrecherkontakte 42 kann natürlich auch ein transistorisiertes Zündsystem mit einem

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Impulsgenerator verwendet werden, der von einem Zündverteiler od. dgl. angetrieben wird,, Derartige unter brecher lose Zündsysteme sind bekannt.

Es wurde gefunden, daß die erste und die zweite Sekundärwicklung P1 bzw. P2, falls erwünscht, durch eine einzige Primärwicklung ersetzt werden können, die an den SHG Q7 in der in Fig. 1a gezeigten Weise angeschlossen ist, wobei jedoch seine Ausgangsklemmen beispielsweise über die Leitungen 19und 21 in Fig. Ib an den Ausgang des Halteoszillators angeschlossen sind.

Patentansprüche /

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Claims

Patentansprüche

(A.J Kondensatorzündsystem für Brennkraftmaschinen mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung auf einer einen ferromagnetischen Kern aufweisenden Zündspule, einem an die Primärwicklung angeschlossenen Kondensator, einem an die Sekundärwicklung angeschlossenen Zündverteiler für den gesteuerten Anschluß der Zündkerzen der Brennkraftmaschine an die Sekundärwicklung und einem Steuerkreis, mit welchen der Kondensator in Synchronismus mit dem Lauf der Brennkraftmaschine abwechselnd von einer Gleichspannungsquelle aufladbar und über die Primärwicklung der Zündspule entladbar ist, wobei auf der Sekundärseite der Zündspule ein weiterer Kondensator in Reihe mit den Zündkerzen geschaltet ist und die Kapazität des primärseitigen Kondensators und die Spannung der Gleichspannungsguelle derart bemessen sind, daß beim Entladen des primärseitigen Kondensators der ferromagnetische Kern der Zündspule in ferromagnetischer Resonanz zwischen seinem gesättigten und seinem ungesättigten Zustand wechselt und ein WMHpMi Wechselstrom über die Zündspule fließt, dadurch gekennzeichnet, daß nit der Primärwicklung (P1) der Zündspule (12) ein zweiter Steuerkreis (Fig. 1b) zum Erzeugen eines oszillierenden Stroms in der Primärwicklung (P1) für eine vorbestimmte Zeitspanne im Anschluß an jede Entladung des primärseitigen Kondensators (C2) über die Primärwicklung gekoppelt ist.
2. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 1, dadurch geke nnzeichnet, daß der zweite Steuerkreis (Fig. 1b) an eine zweite Primärwicklung (P2) der Zündspule (12) angeschlossen.ist, um in dieser einen oszillierenden Strom während der vorbestimmten Zeitspanne im Anschluß an jedes Entladen des primärseitigen Kondensators (C2) durch die erste Primärwicklung (P1) zu erzeugen.

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3. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladung des primärseitigen Kondensators (C2) durch die erste Primärwicklung (P1) und die nachfolgende Erzeugung des oszillierenden Stroms in der zweiten Primärwicklung (P2) zumindest während eines Teils der vorbestimmten Zeitspanne eine Spannung in der Sekundärwicklung (S) der Zündspule (12) hervorrufen, deren Frequenz der Gleichung f = V /4N S folgt, worin V die augenblickliche maximale Spannung am sekundärseitigen Kondensator (C1) N die Windungszahl der Sekundärwicklung (S) und ffi der magnetische Fluß in der Sekundärwicklung (S)

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sind, wenn der ferromagnetische Kern (14) der Zündspule (12) magnetisch gesättigt ist.
4. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Steuerkreis (Fig. 1a) Mittel zum Erzeugen eines Ansteuersignals zum Auslösen der Entladung des primärseitigen Kondensators (C2) über die erste Primärwicklung(P1) enthält und der zweite Steuerkreis einen Oszillator zum Erzeugen eines Schwingungesignals sowie einen Verstärker zu dessen Verstärkung aufweist, der an die zweite Primärwicklung (P1) derart angeschlossen ist, daß er den oszillierenden Strom darin erzeugt, wobei der Oszillator von dem von dem ersten Steuerkreis erzeugten Ansteuersignal kontrollierbar ist.
5. Kondensator zündsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Mittel zum Erzeugen des Ansteuersignals einen zweiten Oszillator umfassen, der in zeitlichem Verhältnis zum Lauf der Brennkraftmaschine ansteuerbar ist und ein Ausgangssignal liefert, von welchem das Ans teuer signal ableitbar ist und welches die vorbestimmte Zeitspanne bestimmt.
6. Kondensator zündsystem nach einem der Anspruch 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet , daß der

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alternierende Stromfluß am Funkenspalt der Zündkerzen wenigstens während eines Teils der Zeit, in der er fließt, eine Frequenz gleich der Frequenz des oszillierenden Stroms in der zweiten Primärwicklung (P2) besitzt.
7. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 6, dadu rch gekennzeichnet, daß der alternierende Strom am Funkenspalt der Zündkerzen eine Frequenz von mehr als 17kHz besitzt.
8. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennz eichnet, daß der Oszillator eine Ausgangsfrequenz in der Größenordnung von 17 -35_r7kHz besitzt.

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