DE2517940C2 - Kondensatorzündsystem für Brennkraftmaschinen mit ferromagnetischer Resonanz - Google Patents

Description

Die Frfindung betrifft ein Kondensatorzündsystem für Brennkraftmaschinen mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung auf einer einen ferromagnetischen Kern aufweisenden Zündspule, einem an die Primärwicklung angeschlossenen Kondensator, einen an die Sekundärwicklung angeschlossenen Zündverteiler für den gesteuerten Anschluß der Zündkerzen der

Brennkraftmaschine an die Sekundärwicklung und einem Steuerkreis, mit welchem der Kondensator in Synchronismus mit dem Lauf der Brennkraftmaschine abwechselnd von einer Gleichspannungsquelle aufladbar und über die Primärwicklung der Zündspule entladbar ist, wobei auf der Sekundärseite der Zündspule ein weiterer Kondensator in Reihe mit den Zündkerzen geschaltet ist und die Kapazität des primärseitigen Kondensators und die Spannung der Gleichspannungsquelle derart bemessen sind, daß beim Entladen des primärseitigen Kondensators der ferromagnetische Kern der Zündspule in ferromagnetischer Resonanz zwischen seinem gesättigten und seinem ungesättigten Zustand wechselt und ein Wechselstrom über die Zündspule fließt.

Für magere Gemische ist es vielfach erwünscht, die Dauer des Zündvorgangs in jedem Zylinder der Brennkraftmaschine zu verlängern. LJm dies zu erreichen, sind die verschiedensten Vorschläge bekannt.
So wird beispielsweise bei dem Kondensatorzündsystern nach der DE-OS 15 39177 der primärseitige Zündkondensator nach dem Auslösen des Zündvorgangs durch den Zündunterbrecher mittels zweier elektronischer Schalter, die von einem Oszillator abwechselnd auf- und zugesteuert werden, mehrfach entladen und wieder aufgeladen, so daß eine entsprechende Anzahl aufeinanderfolgender Zündfunken in der Brennkammer eines Zylinders entsteht.

In ähnlicher Weise wird bei einer anderen bekannten Kondensatorzündanlage nach der CH-PS 4 92 872 der primärseitige Zündkondensator durch einen gesteuerten Transistor mehrfach abwechselnd über die Primärwicklung der Zündspule entladen und anschließend in den Sperrzeiten dieses Transistors ebenfalls über die

Primärwicklung der Zündspule verhältnismäßig langsam wieder aufgeladen. Zündfunken entstehen dabei nur bei der Entladung des Zündkondensators mit verhältnismäßig großen Abständen.

Bei beiden vorerwähnten Zündanlagen ist deshalb die Gesamtenergie aller Zündfunken innerhalb eines Zündvorgangs ziemlich begrenzt

Eine andere bekannte Kondensatorzündanlage (DE-OS 20 48 960) versucht diesen Nachteil dadurch zu beseitigen, daß die Zündspule mit zwei Primärwicklungen verseilen wird, die während eines Zündvorgangs mehrfach abwechselnd betrieben werden, wobei der Zündkondensator an die gemeinsame Verbindungsklemme der beiden Primärwicklungen angeschlossen ist Nach Einleitung des Zündvorgangs wird der Zündkondensator durch Aufsteuern eines ersten Thyristors von einem Speicherkondensator über die eine Primärwicklung aufgeladen und daraufhin durch Aufsteuern eines zweiten Thyristors über die zweite Primärwicklung wieder entladen. Dadurch wird zwar eine Verdoppelung der Zündenergie erreicht; die Thyristoren werden jedoch hohen Sperrspannungen ausgesetzt und müssen zur Vermeidung von Überschneidungen sehr exakt gesteuert werden.

Noch ein anderes bekanntes Kondensatorzündsystem (DE-AS 11 86 273) sieht zwei Zündkondensatoren in Verbindung mit einer Mittelanzapfung der Primärwicklung vor, wobei die beiden Zündkondensatoren mittels einer Transistor-Gegentaktschaltung abwechselnd über die eine oder andere Zündspule entladen werden. Die Nachteile dieses Systems sind praktisch die gleichen wie bei dem zuvor beschriebenen Kondensatorzündsystem.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Kondensatorzündsystem der eingangs genannten Art zu schaffen, mit welchem über eine beliebige Dauer des einzelnen Zündvorgangs eine wesentlich größere Zündenergie als bei den bekannten Kondensatorzündsystemen freigesetzt wird.

Ausgehend von der Überlegung, daß nach der Ionisierung des Funkenspaltes durch den ersten Zündfunken eines jeden Zündvorgangs die folgenden Zündfunken eine weitaus geringere Zündspannung benötigen, wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß mit der Primärwicklung der Zündspule ein zweiter Steuerkreis zum Erzeugen eines oszillierenden Stroms in der Primärwicklung für eine vorbestimmte Zeitspanne im Anschluß an jede Entladung des primärseitigen Kondensators über die Primärwicklung gekoppelt ist.

In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist der zweite Steuerkreis an eine zweite Primärwicklung der Zündspule angeschlossen, um in dieser einen oszillierenden Strom während der vorbestimmten Zeitspanne im Anschluß an jedes Entladen des primärseitigen Kondensators durch die erste Primärwicklung zu erzeugen.

Weitere Merkmale zur vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ergeben sich aus den übrigen Unteransprüchen.

Durch die Erfindung wird erreicht daß der Wechselstrom in der Zündkerze, solange er fließt, im wesentlichen ungedämpft bleibt Ein solches Verhalten ist von besonderem Wert bei Brennkraftmaschinen mit beträchtlicher Turbulenz in den Brennkammern, wie dies wiederholt in einer Maschine mit Schichtladung auftritt. Darüber hinaus ist die Überführung der Zündenergie auf die Funkenspalte äußerst wirksam.

Weitere Merkmale zur vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung und damit verbundene Vorteile ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines in der Zeichnung dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiels. Es zeigen

Fig. la und Ib zusammen einen vollständigen Schaltplan für ein Kondensatorzündsystem gemäß der Erfindung,

Fig.2 bis 13 Abbildungen von tatsächlichen Spannungs- und Stromwellenformen, wie sie an einem Oszilloskop beobachtet wurden; diese Wellenformen haben alle den gleichen Zeitmaßstab und veranschaulichen die Phasenbeziehnungen der Signale, die an verschiedenen Stellen in der Schaltung nach den F ι g. la und Ib auftreten.

Das in Fig. la und Ib in seiner Gesamtheit mit 10 bezeichnete Zündsystem enthält eine Zündspule 12 mit einer ersten Primärwicklung P1, einer zweiten Primärwicklung P2 und einer Sekundärwicklung S. Die Zündspule 12 besitzt einen ferromagnetischen Kern 14, der innerhalb der Schaltung 10 nach dem anfänglichen Durchschlagen eines Funkenspaltes 26 wiederholt gesättigt werden kann. Im einzelnen ist die Sekundärwicklung S der Zündspule mit einem Ende an die eine Klemme eines Kondensators Cl angeschlossen. Die andere Klemme des Kondensators Cl ist bei 16 an Masse gelegt Eine Leitung 18 erstreckt sich von dem anderen Ende der Sekundärwicklung S zum Rotor 20 eines herkömmlichen Hochspannungs-Zündverteilers 22 einer funkengezündeten Brennkraftmaschine. Der Zündverteiler 22 hat acht Festkontakte 24, an denen in ständiger Wiederholung nacheinander der Kontaktfinger des Rotors 20 vorbeistreicht, so daß ein weiderholter elektrischer Kontakt mit den acht Funkenspalten 26 hergestellt wird, die an den Zündkerzen der Brennkraftmaschine angeordnet sind. Somit ist also jeweils eine Elektrode jeder Zündkerze, die durch eine Leitung 25 dargestellt ist, an die Sekundärwicklung 5 der Zündspule 12 angeschlossen, und die andere Elektrode 27 ist bei 28 mit Masse verbunden. Es verdient Beachtung, daß die Anschlüsse 16 und 28 über die Masse miteinander verbunden sind und deshalb jeder Funkenspalt 26 beim Drehen des Rotors 20 in Reihenschaltung mit dem Kondensator Cl gelangt. Der Kondensator Cl muß nicht gemäß der Darstellung in Fig. 1 geschaltet sein, sondern kann auch unmittelbar in Reihe mit dem Funkenspalt 26, beispielsweise durch Einfügung in die Leitung 18, die Leitung 25 oder die Leitung 27 liegen. Wenn der Kondensator C1 in die Leitungen 25 und 27 eingeschaltet wird, ist für jeden Funkenspalt ein besonderer Kondensator erforderlich. In ähnlicher Weise kann natürlich auch für jeden Funkenspalt 26, falls erwünscht, eine getrennte Sekundärwicklung 5 vorgesehen sein. Getrennte Sekundärwicklungen 5 und Kondensatoren Cl für jeden Funkenspalt 26 können innerhalb der Zündkerze untergebracht sein.

Die erste Primärwicklung Pl der Zündspule 12 ist mit einem Ende bei 30 an Masse angeschlossen, und ihr anderes Ende 32 ist über eine Induktionsspule L 2 mit sättigbarem ferromagnetische!!! Kern und sine Leitung 34 an einen Kondensator C 2 angeschlossen. Der Kondensator C 2 ist an eine Schaltverbindung 36 angeschlossen, die zwischen einem Widerstand R 1 und der Anode eines steuerbaren Silizium-Halbleitergleichrichters (SHG) Q 7 gebildet ist. Die Kathode des SHG Qt ist mit Masse verbunden. Der SHG Q7 besitzt ferner eine Steuerelektrode 38. Der Strombegrenzungswiderstand R 1 ist über eine weitere Induktionsspule L 1 mit sättigbarem Eisenkern an eine +340 V-Gleichspannungsquelle angeschlossen. Diese Spannung, ebenso wie

die anderen in F i g. 1 eingezeichneten Gleichspannungen, können von einer 12 V-Gleichspannungsquelle, wie sie in Form der Fahrzeugbatterie 44 in Kraftfahrzeugen vorhanden ist, durch Verwendung eines dem Fachmann bekannten Gleichstrom-Gleichstrom-Umrichters erhalten werden.

Ein Eingangs-Anpassungskreis, ein Zünddauer-Steuergenerator, ein Wiederzündoszillator, ein SHG-Antriebskreis und ein SHG-Schaltkreis enthalten Schaltungskomponenten zum Laden des Kondensators Cl von der Gleichspannungsquelle und zum Entladen dieses Kondensators über die erste Primärwicklung Pi in zeitlicher Beziehung zum Lauf der Maschine. Das Laden und Entladen des Kondensators Cl in zeitlicher Abhängigkeit vom Maschinenbetrieb kann in herkömmlicher Weise mittels eines mechanisch mit dem maschinengetriebenen Rotor 20 des Zündverteilers gekuppelten Nocken erfolgen, der einen Unterbrecherkontaktsatz 42 periodisch öffnet und schließt, wobei ein Kontakt dieses Kontaktsatzes an Masse liegt und der andere Kontakt an eine Verbindung 46 angeschlossen ist Da die Gleichspannungsquelle 44 mit ihrer negativen Klemme an Masse liegt und ihre positive Klemme über einen Widerstand Rl zu der Schaltverbindung 46 geführt ist, hat diese Schaltverbindung Massepotential, wenn die Unterbrecherkontakte 42 geschlossen sind, und befindet sich auf dem +12 V-Potential der Fahrzeugbatterie 44, wenn die Kontakte offen sind. Der Spannungsanstieg an der Schaltverbindung 46, der jedesmal beim öffnen der Unterbrecherkontakte auftritt, wird dem Eingangssignal-Anpassungskreis zugeführt, von wo aus die Erzeugung eines Funkens an einem der Funkenspalte 26 verursacht wird.

Wie bereits erwähnt, hat die Schaltung 10 einen Eingangssignal-Anpassungskreis, dessen Funktion darin besteht, die an der Schaltverbindung 46 auftretenden Impulse zu einem Zünddauer-Steuergenerator weiterzuleiten. Der Zünddauer-Steuergenerator erzeugt ein impulsförmiges Ausgangssignal, das eine gesteuerte Dauer besitzt und einem Wiederzünd-Oszillator zugeführt wird. Die Aufgabe des Wiederzünd-Oszillators besteht in der Erzeugung eines oder mehrerer Impulssignale während der Dauer des Signals vom Zünddauer-Steuergenerator. Jeder am Ausgang des Wiederzünd-Oszillators erzeugte Impuls wird dazu verwendet, die Entladung des Kondensators C2 über die Primärwicklung P der Zündspule 12 einzuleiten. Die Ausgangsimpulse des Wiederzünd-Oszillators werden einem SHG-Antriebskreis zugeleitet der die Impulse des Wiederzünd-Oszillators dazu verwendet Impulsspitzen zu erzeugen, die der Steuerelektrode 38 des SHG Ql zugeführt werden. Ein Verriegelungskreis dient dazu, wenn die Schaltung 10 erstmals in Betrieb gesetzt wird, die Zufuhr von Impulsen zur Steuerelektrode 38 zu verhindern, bis der Kondensator Cl genügend Zeit zum Aufladen gehabt hat In den nachfolgenden Absätzen werden die vorbeschriebenen Schaltungsteile im einzelnen beschrieben.

Der Eingangssignal-Anpassungskreis weist eine Drosselspule L 3 auf, die mit einem Ende an die Schaltverbindung 46 und mit dem anderen Ende an die Kathode einer Zenerdiode Di angeschlossen ist Die Anode dieser Zenerdiode Di liegt über einen Widerstand A3 an Masse, der parallel zu einem Entstörkondensator Ci geschaltet ist Die Anode der Zenerdiode Di ist ferner über die Reihenschaltung eines Gleichstrom-Abblockkondensators C4 und eines Strombegrenzungswiderstands RS an die Basis eines npn-Transistors <? 1 angeschlossen. Die zwischen dem Kondensator C4 und dem Widerstand R 5 gebildete Verbindung ist an die Kathode einer Zenerdiode Dl angeschlossen, deren Anode an Masse liegt. Ein Widerstand A4 ist parallel zu der Zenerdiode Dl geschaltet. Der Emitter des Transistors <?1 liegt weiterhin an Masse, und sein Kollektor ist über Widerstände R 6 und R 7 an eine +18 V-Gleichspannungsversorgungsleitung 48 angeschlossen.

Die Aufgabe des Widerstandes A3 und des Kondensators C3 besteht in der Unterdrückung von Hochfrequenz-Störsignalen, die an der Anode der Zenerdiode D1 auftreten können. Der Kondensator C4 erlaubt dem positiven Spannungsanstieg, der an der

Schaltverbindung 46 beim öffnen der Unterbrecherkop.takte 42 auftritt, augenblicklich durch den Widerstand R 5 zur Basis des Transistors Q1 zu gelangen und diesen augenblicklich in seinem Kollektor-Emitter-Ausgangskreis leitend zu machen. Dadurch vermag Strom

über die Widerstände Rl und /?6 nach Masse zu fließen.

Der Zünddauer-Steuergenerator weist einen Abblockkondensator CS auf, der an die zwischen den Widerständen R6 und Rl gebildete Schaltverbindung angeschlossen ist. Die entgegengesetzte Klemme des Kondensators CS ist über einen Strombegrenzungswiderstand Λ9 an die Basis eines pnp-Transistors Ql angeschlossen. Die zwischen dem Kondensator C5 und dem Widerstand R 9 gebildete Schaltverbindung ist über einen Widerstand RS an die Spannungsversorgungsleitung 48 angeschlossen. Der Emitter des Transistors <? 2 ist ferner mit der Versorgungsleitung 48 verbunden, und sein Kollektor ist über in Reihe geschaltete Widerstände R 10, All und R 12 an eine

-18 V-Gleichspannungsversorgungsleitung 50 angeschlossen. Der Widerstand RiI ist in seiner Größe veränderbar und steuert die Dauer (Gesamtlänge der Zeit) der Mehrfach-Zündentladungen, die an einem bestimmten Funkenspalt 26 während eines Verbren-

nungsvorgangs in der Maschine auftreten. Genauer gesagt steuert der Widerstand R 12 die Zeitdauer des Ausgangssignalimpulses vom Zünddauer-Steuergenerator. Bei einer Hubkolben-Brennkraftmaschine ist die Dauer dieses Ausgangsimpulses gleich der verfügbaren

Zeit für die Erzeugung eines oder mehrerer Funken am Funkenspalt 26 in einem bestimmten Zylinder zur Auslösung der Verbrennung des darin enthaltenen Brennstoff-Luft-Gemischs und eines resultierenden Leistungshubes des Kolbens in diesem Zylinder.

so Ein Kondensator C6 liegt mit einer Klemme an der Spannungsversorgungsleitung 48 und mit der anderen Klemme an der zwischen den Widerständen R10 und RU gebildeten Schaltverbindung. An diese Schaltverbindung ist weiterhin die Kathode einer Klemmdiode

D 9 angeschlossen, deren Anode an Masse liegt Die Diode £>9 begrenzt die negative Spannung an dieser Schaltverbindung auf den Spannungsabfall einer Diode unterhalb dem Massepotential. Die zwischen den Widerständen RiO und RU gebildete Schaltverbindung ist ferner über einen Koppelkondensator Cl und einem Strombegrenzungswiderstand R 15 an die Basis eines pnp-Transistors Q 3 angeschlossen. Die zwischen dem Kondensator Cl und dem Widerstand R15 gebildete Schaltverbindung ist über einen Widerstand

R13 an die negative Spannungsversorgungsleitung 15 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q 3 ist über einen Widerstand R 14 an die Versorgungsleitung 50 angeschlossen, und der Emitter dieses Transistors ist

mit der positiven Spannungsversorgungsleitung 48 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q 3 ist über einen Widerstand R16 an die Basis eines npn-Transistors Q 4 angelegt, dessen Emitter an Masse liegt. Eine Klemmdiode D 3 liegt mit ihrer Kathode an der Basis des Transistors (?4 und mit ihrer Anode an Masse, um die Basisspannung auf den Spannungsabfall einer Diode unterhalb Massepotential zu begrenzen. Das Ausgangssignal des Zünddauer-Steuergenerators wird am Kollektor des Transistors Q 4 abgegriffen, der mit der Klemme 7 eines doppelten monostabilen Multivibrators U1 verbunden ist, der als Teledyne Typ 342 abgebildet ist. Für Ui kann ebenso ein Multivibrator Typ 15 342 der Firma Texas Instruments oder ein entsprechendes Produkt verwendet werden.

Der Zünddauer-Steuergenerator ist ein Sägezahnsignalgenerator, der angesteuert wird, wenn der Transistor Q1 leitend gemacht wird, was gemäß vorstehender Beschreibung dann der Fall ist, wenn die Unterbrecherkontakte 42 öffnen. Wenn der Transistor Q1 leitend gemacht ist, differenzieren der Widerstand R 8 und der Kondensator C5 die resultierende negative Spannungsstufe an dem Kollektor von Qi. Die resultierende negative Spannungsspitze wird der Basis des Transistors Q 2 aufgegeben. Dies macht den Transistor Q 2 in seinem Emitter-Kollektor-Ausgangspfad für eine Zeitdauer leitend, die ausreicht, um die Entladung des Kondensators C% über den Widerstand R10 und den Emitter-Kollektor-Pfad des Transistors Q 2 zu ermöglichen. Der Kondensator C6 wird vorher auf eine Spannung aufgeladen worden sein, die etwas über der Gleichspannung von 18 Volt liegt. Der Transistor C? 3 ist normalerweise in seinem Emitter-Kollektor-Ausgangspfad aufgrund des Stromflusses von der Spannungsversorgungsleitung 48 über seine Emitter-Basis-Verbindung, den Widerstand /?15 und hauptsächlich den Widerstand R13 zur negativen Versorgungsspannungsleitung 50 leitend. Jedoch erscheint, wenn sich der Kondensator C6 entlädt, eine positive Spannung von angenähert gleicher Größe wie die Spannung an der Versorgungsleitung 48 an der zwischen den Widerständen R10 und RH gebildeten Schaltverbindung. Diese Spannung wird über den Kondensator C 7 und den Widerstand Ä15 der Basis des Transistors <?3 aufgegeben und macht diesen nichtleitend. Der Transistor Q 3 bleibt für die Zeitdauer, die der Kondensator C6 zum Wiederaufladen über die in Reihe liegenden Widerstände All und Ä12 benötigt, nachdem der Transistor Q 2 wiederum nichtleitend wird, nichtleitend. Typischerweise ist der Transistor Q 3 nichtleitend, und solange dies der Fall ist, hat der Transistor Q 4 keinen Basisantrieb und ist ebenso nichtleitend, was dazu führt daß eine positive Spannung an der Klemme 7 des doppelten monostabilen Multivibrators Q 1 ansteht

Der doppelte monostabile Multivibrator Qi hat einen monostabilen Multivibrator mit einem Eingang A 1 und einem Ausgang Q\. Der andere monostabile Multivibrator in der integrierten Schaltung Qi hat einen Eingang A₂ und einen Ausgang Q₂. Durch die Verbindung des Ausgangs φ mit dem Eingang A₂ und ferner eine Verbindung des Ausgangs Q₂ mit dem Eingang A₂ mit Hilfe der Schaltbrücke 52 zwischen den Klemmen 5 und 10 und der Schaltbrücke 54 zwischen den Klemmen 6_und 11 wird der doppelte monostabile Multivibrator Q\ zu einem Impulsgenerator, dessen Ausgangssignal an der Klemme 2 abgenommen wird. Der Qi -Ausgang an der Klemme 2 schwankt zwischen einem hohen Spannungsniveau von etwa 10 Volt und einem niedrigen Spannungsniveau von nahe Massepotential. Mit den in der Zeichnung angegebenen Schaltungsgrößen beläuft sich der Abschnitt hoher Spannung für das Signal an der Klemme 2 auf 68% der gesamten Signal periode. Doppelte variable Widerstände R 18 und R19 sind über Widerstände R 20 und einem Kondensator C9 an die Klemmen 3 und 4 bzw. über einen Widerstand R2i und einem Kondensator C10 an die Klemmen 12 und 13 des doppelten monostabilen Multivibrators Ui angeschlossen. Diese Schaltungskomponenten bestimmen die Arbeitszyklus- oder Impulsweite an der Ausgangsklemme 2 des Multivibrators und gestatten eine Veränderung der Signalperiode an der Klemme 2 zwischen etwa 0,3 und 1,5 ms. Die Signalperiode an der Klemme 2 stellt den Wiederzündvemig dar, d. h. die Verzögerung zwischen Mehrfachzündimpulsen, die an jeder der Pumpenspalte 26 durch wiederholte Ansteuerung des SHG Q 7 erzeugt werden. Der doppelte monostabile Multivibrator Ui wird angesteuert, wenn der Ausgangskreis des Transistors Q 4 nichtleitend gemacht wird. Wenn der Transistor Q 4 leitend ist, bleibt das Signal an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators Ui auf einem niedrigen Spannungsniveau konstant; wenn jedoch der Transistor Q2 nichtleitend wird und dadurch der Multivibrator Q1 angesteuert wird, wird das Signal an der Klemme 2 eine Serie von Impulsen, die fortgesetzt den SHG Q7 ansteuern, um einen Funken am Funkenspalt 26 jedesmal zu erzeugen, wenn ein Impuls an der Klemme 2 auftritt. Diese wiederholten Rückzündungen dauern an, bis der Transistor Q 4 erneut leitend gemacht wird.

Der doppelte monostabile Multivibrator Ui empfängt seine positive Spannungsversorgung von einem Spannungsregler, der aus einem in Reihe mit der Parallelschaltung einer Zenerdiode D 4 und einem Kondensator C8 geschalteten Widerstand R 17 besteht. Die zwischen diesen Schaltungskomponenten gebildete Verbindung ist an die Spannungszufuhrklemme 16 des Multivibrators Ui angeschlossen und ferner mit den veränderlichen Widerständen R18 und R 19 verbunden. Die Klemme 8 des Multivibrators Ui ist über einen Strombegrenzungswiderstand R 22 und eine Zenerdiode D 5 an die Basis eines npn-Transistors Q 5 angeschlossen.

Der Transistor Q 5 befindet sich im SHG-Antriebsteil der Schaltung 10 und liegt mit seinem Emitter an Masse. Sein Kollektor ist über einen Widerstand R 27 an die Spannungsversorgungsleitung 48 sowie über einen

Strombegrenzungswiderstand Λ 28 an die Basis eines pnp-Transistors Q 6 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q 6 ist an die Spannungsversorgungsleitung 48 gelegt, und sein Kollektor ist über einen Widerstand R 29 und eine Leitung 60 an eine -18 V-Versorgungsgleichspannung angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q 6 ist ebenso über eine Reihenschaltung, bestehend aus dem Differenzierkondensator C16, dem Widerstand R 30 und der Zenerdiode D 6, an die Steuerelektrode 38 des SHG Q 7 angeschlossen.

Die in den Fig.2 bis 13 gezeigten Wellenformen veranschaulichen Signale, die an verschiedenen Stellen innerhalb der in Fig. 1 gezeigten Schaltung auftreten mit der Ausnahme, daß die Wellenformen 11,12,13 sich auf einen 0,89-mm-Funkenspalt in Luft bei Atmosphä-

rendruck anstelle einen Funkenspalt im Zylinder einer im Betrieb befindlichen Brennkraftmaschine beziehen.

Fig.2 zeigt den Spannungsverlauf, der an der

Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators

Ui auftritt. Diese Spannung ist die oszillierende Ausgangsspannung des Multivibrators, die solange vorhanden ist, wie sich der an die Klemme 7 angeschlossene Eingangstransistor Q 4 in nichtleitendem Zustand befindet. Der Transistor Q 4 wird natürlich jedesmal dann und für eine vom Zünddauer-Steuergenerator vorbestimmte Zeit nichtleitend gemacht, wenn der Nocken 40 die Unterbrecherkontakte 42 öffnet. An jeder positiven Anstiegskante der Impulse in Fig.2a wird der Transistor Q 5 leitend gemacht. Dies vermindert dessen Kollektorspannung auf im wesentlichen Erdpotential und bewirkt, daß der pnp-Transistor Q 6 leitet. Im nichtleitenden Zustand befindet sich der Kollektor des Transistors Q 6 angenähert bei — 18 V-Gleichspannung; wenn er jedoch leitend gemacht wird, nimmt sein Kollektor eine Spannung von beinahe +18 V-Gleichspannung an. Dieser Spannungsschritt am Kollektor des Transistors Q 6 wird vom Kondensator C12 unter Erzeugung einer Spannungsspitze differenziert, die den SHG Q 7 ansteuert. Die Spannungsspitzen sind in Fig.2b dargestellt, welche die am Widerstand R 30 auftretende Spannung an den Stellen wiedergibt, die den positiven Ansteigskanten der Impulse nach Fig.2 entsprechen, die an der Klemme 2 des Multivibrators auftreten. Es leuchtet somit ein, daß der SHG Q 7 jedesmal dann angesteuert wird, wenn an der Klemme 2 des Multivibrators t/l eine positive Anstiegskante des oszillierenden Signals auftritt und daß diese solange andauert, wie der Transistor (?4 nichtleitend ist. Wenn der Zünddauer-Steuergenerator derart eingestellt wird, daß der Transistor Q 4 für 5 ms nichtleitend ist, und wenn die Wiederzünd-Verzögerungswiderstände R18 und R19 derart bemessen werden, daß das Signal in F i g. 2 eine Dauer von 0,33 ms hat, dann wird die Steuerelektrode 38 des SHG Q 7 im Verlaufe von 5 ms, die der Transistor Q 4 nichtleitend, 18 Ansteuerimpulse empfangen. Diese erzeugen 16 entsprechende Funkenentladungen in einem einzigen der Funkenspalte 26. Es sollte beachtet werden, daß 5 ms genau diejenige Zeit ist, wie sie der Kolben in einer e-ZylindeM-Takt-Hubkolben-Brennkraftmaschine benötigt, um von seiner oberen Totpunktlage in die obere Totpunktlage bei einer Drehzahl von 6000 U/min zu wandern.

Aus der Betrachtung des Verriegelungskreises in der Schaltung 10 läßt sich ersehen, daß dieser Kreis npn-Transistoren QS und Q 9 enthält. Die Emitter dieser Transistoren sind an Masse angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q 9 ist über eine Diode D 6 an die Schaltverbindung zwischen dem Widerstand R22 und der Zenerdiode D 5 angeschlossen. Der Kollektor dieses Transistors ist ferner über einen Widerstand R 23 an eine Leitung 58 angeschlossen, die mit einer + 18 V-Klemme der Gleichspannungs-Energiequelle verbunden ist Ein Strombegrenzungswiderstand J? 24 ist zwischen der Leitung 58 und dem Kollektor des Transistors Q 8 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors QS ist ferner über einen Strombegrenzungswiderstand R 25 mit der Basis des Transistors Q 9 verbunden. Die Reihenschaltung eines Widerstandes R26 und eines Kondensators CIl ist zwischen die Leitung 58 und Masse angeschlossen. Die zwischen dem Widerstand R 26 und dem Kondensator CIl gebildete Schaltverbindung ist über eine Zenerdiode D 7 mit der Basis des Transistors QS verbunden. Sofort mit dem Anstehen der Gleichspannung an der Leitung 58 wird der Transistor Q9 in seinem Kollektor-Emitter-Ausgangspfad leitend. Dies hat die Wirkung, daß die Ausgangsklemme 2 des Multivibrators Qi an Masse gelangt, so daß die Leitfähigkeit des Transistors Q 5 unterbunden wird und folglich auch die Zufuhr eines Ansteuerimpulses zur Steuerelektrode 38 des SHG Q 7 verhindert wird. In diesem Zeitpunkt ist der Transistor QS in seinem Ausgangskreis nichtleitend, weil der Kondensator C7 seinen Basis-Emitter-Pfad wirksam kurzschließt. Das fortdauernde Anstehen der Gleichspannung an der Leitung 58 hat jedoch zur Folge, daß der Kondensator CIl über den Widerstand R26 aufgeladen wird.

Wenn die Spannung an der oberen Klemme des Kondensators CIl die Summe aus der Durchbruchsspannung der Zenerdiode D 7 und dem Basis-Emitter-Spannungsabfall zum Leitendmachen des Transistors QS übersteigt, dann wird der Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors QS leitend und überbrückt den Basis-Emitter-Pfad des Transistors Q 9. Der Transistor ζ>9 wird dann nichtleitend, und die positiv ansteigenden Kanten des oszillierenden Signals an der Klemme 2 des Multivibrators Ui vermögen die Steuerelektrode 38 des SHG Q 7 wiederholt anzusteuern. Die zum Aufladen des Kondensators ClI erforderliche Zeit übersteigt beträchtlich die Zeit, wie sie zum Aufladen des an die Primärwicklung P der Zündspule 12 angeschlossenen Kondensators C2 erforderlich ist Der Kondensator C 2 muß voll aufgeladen sein, bevor der SHG Q 7 angesteuert wird, weil letzterer als Folge der Entladung des Kondensators C2 über diesen SHG und die Primärwicklung Pselbstkommutiert wird. Natürlich kann der in F i g. 1 dargestellte Verriegelungskreis durch einen Ansteuerkreis ersetzt werden, der das Anstehen eines Ansteuersignals an der Steuerelektrode 38 des SHG Q 7 früher, als das erforderliche Ladungsniveau am Kondensator C 2 erreicht ist, verhindert.

Wenn der SHG Q7 zwischen seiner Anode und Kathode nichtleitend ist, wird der Kondensator C 2 von der 340 V-Gleichspannungsquelle über den Strompfad mit der Induktionsspule L 1, dem Widerstand R 1, der Induktionsspule L 2, der Primärwicklung Pder Zündspule 12 und Masse aufgeladen. Wenn der SHG Q 7 durch einen an seiner Steuerelektrode 38 gelangenden positiven Impuls angesteuert wird, wird ein Stromimpuls hervorgerufen. Zwei derartige Stromimpulse, die von zwei aufeinanderfolgenden Ansteuerimpulsen an der Steuerelektrode 38 herrühren, sind in ihrem Wellenverlauf in Fig.2C gezeigt. Es läßt sich ersehen, daß diese Stromimpulse die Form von Wechselstromwellen haben. Am Ende des Impulses wird der SHG Q 7 selbstkommutiert Diese Selbstkommutierung wird durch die sättigbare Induktionsspule L 2 unterstützt, die aufgrund ihres Sättigungscharakters dem StromfluB nur eine geringe Impedanz bietet

Fig. 10 zeigt den Spannungsabfall an der Primärwicklung Pl beim Auftreten der in Fig.9 gezeigten Stromimpulse. Es läßt sich ersehen, daß diese Spannung oszillierend ist, daß sie einen Spitzenwert hat, der der Durchbruchsspannung einer der Funkenspalte 26 entspricht, und daß die Amplitude für das Zeitintervall, während dessen der Strom durch den Funkenspalt fließt (dieser Strom ist in der nachfolgend beschriebenen F i g. 11 gezeigt), im wesentlichen konstant ist

Der Halteoszillatcr, das Haltegatter, der Halteantriebskreis und der Halte-Leistungsverstärker enthalten ganz allgemein Schaltungsmittel zum Erzeugen eines oszillierenden Stroms fester Frequenz in der zweiten Primärwicklung P 2 für ein vorbestimmtes Zeitintervall

im Anschluß an jede Entladung des Kondensators C 2 durch die erste Primärwicklung Pl. Das Haltegatter wird durch ein Signal angesteuert, welches seinerseits den SHG Q 7 ansteuert und Schwingungen von Rechteckwellencharakter und fester Frequenz erzeugt. Diese Schwingungen erfahren eine Strom- und Leistungsverstärkung durch den Halteantriebskreis und den Halte-Leistungsverstärkerkreis, und die verstärkten oszillierenden Ströme fließen durch die zweite Primärwicklung P2 der Zündspule 12.

Der Halteoszillator enthält einen doppelten monostabilen Multivibrator i/2 in integrierter Schaltung. Der gezeigte doppelte monostabile Multivibrator (72 hat die Klemmenanschlüsse des Typs MC 667 der Firma Motorola Semiconductor Corporation; es können jedoch auch gleichwertige Einrichtungen verwendet werden._Der doppelte monostabile Multivibrator hat seinen (^-Ausgang mit seinem TpEingang und seinen Qi -Ausgang mit seinem 7VEingang verbunden. Somit verbindet die Schaltbrücke 64 die Klemmen 1 und 8, und die Klemmen 6 und 13 sind an eine Schaltverbindung 66 angeschlossen, die den Steuereingang zum Multivibrator U 2 bildet. Der Steuereingang wird über eine Leitung 68 gespeist, die an den Kollektor eines Transistors QIl angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors QIl liegt an Masse.

Eine Leitung 62 ist an die Schaltverbindung 54 angeschlossen, welche die Klemmen 6 und 11 des doppelten monostabilen Multivibrators U1 im Wiederzünd-Oszillator verbindet Das Signal an diesen Klemmen ist das gleiche wie das in F i g. 2 gezeigte Signal an der Klemme 2. Die Leitung 62 ist über einen Widerstand R 31 an die Kathode einer Zenerdiode D10 angeschlossen, deren Anode mit der Basis eines npn-Transistors QlO verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q10 ist an Masse gelegt, und sein Kollektor ist über einen Strombegrenzungswiderstand Λ 33 an eine +18 V-Gleichspannungsquelle angeschlossen. Ein Widerstand Ä32 ist an diese Gleichspannungsquelle und die zwischen dem Widerstand RZX und der Kathode der Zenerdiode D10 gebildete Schaltverbindung angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q10 ist über einen Strombegrenzungswiderstand R 34 mit der Basis eines npn-Transistors QU verbunden. Wenn die Spannung an der Leitung 62 sich auf hohem Spannungsniveau befindet, ist der Transistor QlO in seinem Ausgangspfad leitend, und seine Kollektorspannung befindet sich im wesentlichen auf Massepotential. Dies macht den Transistor QIl in seinem Ausgangspfad nichtleitend, und sein Kollektor wird dadurch gegenüber Masse isoliert Wenn andererseits das Signal an der Leitung 62 eine niedrige Spannung ist ist der Transistor QlO nichtleitend, was den Transistor QIl veranlaßt in seinem Kollektoremitter-Ausgangspfad leitend zu werden, und darin resultiert, daß die Klemmen 6 und 13 des doppelten monostabilen Multivibrators t/2 im wesentlichen mit Massepotential verbunden werden.

Der doppelte monostabile Multivibrator U 2 ist als Rechteckwellenoszillator geschaltet, der einen Leistungszyklus und eine Periodendauer hat, welche durch die parallel an die Klemmen 10 und 11 geschalteten Widerstände Ä35 und R 36 und den zwischen die Klemmen 9 und 11 geschalteten Kondensator C13 sowie die an die Klemmen 3 und 4 parallel geschalteten Widerstände R37 und R38 und den an die Klemmen 3 und 5 angeschlossenen Kondensator C14 bestimmt sind. Die Widerstände R 36 und R 37 sind veränderbar, um ein Oszillator-Ausgangssignal an dem Qi-Ausgang an der Klemme 2 des Multivibrators U 2 zu schaffen, das eine zwischen 17 kHz und 35,7 kHz veränderliche Frequenz hat. Das Ausgangssignal an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators ί/2 ist eine Spannung niedrigen Niveaus, wenn immer die Spannung an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators U1 eine niedrige ist, und die Spannung an der Klemme 2 des doppelten monostabilen

ίο Multivibrators U2 oszilliert zwischen 12 Volt und Massepotential, wenn immer die Spannung an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators Ui sich auf hohem Niveau befindet. Die oszillierende Spannung an der Klemme 2 des Multivibrators t/2 wird über einen Strombegrenzungswiderstand R 40 zur Basis eines npn-Transistors Q12 geführt. Der Emitter des Transistors Q12 ist an Masse angeschlossen, und sein Kollektor ist über einen Strombegrenzungswiderstand R4i mit einer Leitung 58 verbunden, die von einer +18 V-Gleichspannungsquelle ausgeht. Die Versorgungsspannung für den Multivibrator t/2 wird von einem Widerstand R 39 abgegriffen, der an die Leitung 58 und die Parallelschaltung eines Filterkondensators C15 und einer Zenerdiode DIl angeschlossen ist, welche zwischen der Klemme 14 des Multivibrators ί/2 und Massepotential liegen. Dies ergibt eine geregelte Versorgungsspannung für den Multivibrator i/2. Die Klemme 7 des Multivibrators (72 ist an eine Masseleitung 70 angeschlossen.

Das Ausgangssignal des Halteoszillators wird an einer Leitung 72 erhalten, die an den Kollektor des Transistors Q12 angeschlossen ist. Dieses Signal ist in Fig.4 dargestellt, worin sich ersehen läßt, daß die Spannung zwischen etwa +18V und Null Volt schwingt. Weil ein jeder der hohen Spannungsniveauimpulse an der Klemme 2 des Multivibrators L/l in einem Ansteuersignal resultiert, das der Steuerelektrode 38 des SHG Q 7 zugeführt wird und die Wellenform nach F i g. 4 aufweist ist es klar, daß ein oszillierendes Signal an der Leitung 72 des Halteoszillators jedesmal dann, wenn der SHG Q 7 angesteuert wird, erzeugt wird. Dieses oszillierende Signal hat eine Dauer entsprechend der Dauer der in Fig.2 gezeigten Impulse hohen Spannungsniveaus. Diese ungedämpften Schwingungen an der Leitung 72 rufen in nachstehend beschriebener Weise Stromschwingungen in der zweiten Primärwicklung P2 der Zündspule 12 hervor.

In Fig. Ib sind das Haltegatter, der Halteantriebskreis und der Halte-Leistungsverstärker gezeigt, deren Aufgaben darin bestehen, eine Strom- und Leistungsverstärkung des oszillierenden Signals herbeizuführen, das an der über einen Strombegrenzungswiderstand Λ 48 an die Basis eines pnp-Transistors QlS im Haltegatter angeschlossenen Leitung 72 auftritt Der Emitter des Transistors Q15 ist an eine +18 V-Versorgungsspannungsleitung 74 angeschlossen, und sein Kollektor ist über einen Strombegrenzungswiderstand R 49 mit einer -18 V-Versorgungsspannungsleitung 76 verbunden. Die Spannung am Kollektor des Transistors QS in dem SHG-Antriebsteil der Schaltung ist in F i g. 3 als das Komplement des Signals an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators Q1 dargestellt und wird über eine Leitung 59 und einen Strombegrenzungswiderstand R 42 der Basis eines pnp-Transistors Q13 zugeführt Der Emitter dieses Transistors ist an die Versorgungsspannungsleitung 74 angeschlossen, und sein Kollektor ist über einen Widerstand R 43 mit der negativen Versorgungsspannungsleitung ?S verbunden

Sein Kollektor ist ferner über einen Strombegrenzungswiderstand R 45 an die Basis eines pnp-Transistors Q14 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q14 ist über einen Strombegrenzungswiderstand R 46 mit der negativen Versorgungsspaanungsleitung 26 verbunden, und sein Kollektor steht in Verbindung mit der Versorgungsspannungsleitung 74.

Ein Diodengatter ist gebildet von Dioden D12, D13, D14 und D15. Die Anoden der Dioden D12 und D13 sind zusammengeschaltet und über einen Strombegrenzungswiderstand R 44 mit dem Kollektor des Transistors Q13 verbunden. Die zwischen den Dioden D12 und D14 gebildete Kathoden-Anoden-Verbindung ist über eine Leitung 78 an den Kollektor des Transistors Q15 angeschlossen, und die Kathoden der Dioden D14 und O15 sind über einen Widerstand RAU mit dem Kollektor des Transistors Q14 verbunden. Die zwischen der Kathode der Diode 13 und der Anode der Diode 15 gebildete Verbindung ist über eine Leitung 80, die den Ausgang des Haltegatters darstellt, an eine Klemme eines Widerstandes Ä50 angeschlossen, dessen andere Klemme an Masse liegt Die Leitung 80 ist ferner über einen Widerstand R5\ mit der Basis eines npn-Transistors Q16 und über einen Widerstand Ä52 mit der Basis eines pnp-Transistors Qi7 verbunden. Die Transistoren Q 16 und Q17 bilden einen Druck-Zug-Verstärker und sind deshalb mit ihren Emittern zusammen an Massepotential angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q16 ist über einen Strombegrenzungswiderstand Λ 53 mit der Versorgungsspannungsleitung 74 verbunden, und der Kollektor des Transistors Q17 ist über einen Widerstand /?54 an die negative Versorgungsspannungsleitung 76 angeschlossen. Ferner ist der Kollektor des Transistors Q16 mit der Basis eines pnp-Transistors Q18 verbunden, dessen Emitter an die Versorgungsspannungsleitung 74 angeschlossen ist und dessen Kollektor über eine Leitung 82 und einen Widerstand R 55 an Masse liegt In ähnlicher Weise ist der Transistor Q17 an die Basis eines npn-Transistors Q19 angeschlossen, dessen Emitter an die negative Versorgungsspannungsleitung 76 angeschlossen ist und dessen Kollektor an der Leitung 82 und über den Widerstand Λ 55 an Massepotential. Es verdient Beachtung, daß, wenn der Transistor Q16 in seinem Kollektor-Emitter-Ausgangspfad leitend ist, der Transistor Q18 ebenfalls leitend ist und dadurch einen Stromfluß von der Versorgungsspannungsleitung 74 zur Leitung 82 und durch den Widerstand R 55 nach Masse gestattet. In ähnlicher Weise ist der Ausgangspfad des Transistors Q19, wenn der Transistor Q17 in seinem Emitter-Kollektor-Ausgangspfad leitend ist, leitend und läßt einen Strom von Masse durch den Widerstand R 55 und den Kollektoremitter-Ausgangspfad des Transistors Q19 zur negativen Versorgungsspannungsleitung 76 fließen.

Wie aus den Fig.3 und 4 hervorgeht, ist die Spannung an der Leitung 72, bevor daran Schwingungen auftreten, e_twa +18 V gleich der Spannung an der Eingangsleitung 59 zum Gatter. Dadurch werden die Emitter-Basis-Verbindungen der Transistoren Q15 und Q13 umgekehrt vorgespannt, und diese Transistoren werden nichtleitend. In diesem Fall befindet sich die Spannung an der Ausgleichsleitung 80 des Haltegatters auf Massepotential. Wenn die Spannung an der Klemme 2 des doppelten monostabilen Multivibrators Q1 auf etwa 10 V ansteigt und dadurch ein Ansteuersignal an der Steuerelektrode 38 des SHG Q 7 auslöst, fällt das Steuersignal an der Leitung 59 gemäß der Darstellung in Fig.3 auf wenige Volt Gleichzeitig schwingt die Spannung an der zum Kollektor des Transistors Q12 im Halteoszillator führenden Leitung 72 zwischen etwa +18 Volt und im wesentlichen Massepotential, wie dies in F i g. 4 dargestellt ist Die niedrige Spannung an der Leitung 59 macht den Transistor Q13 leitend. Dies führt zur Aufgabe von etwa +18V an die Basis des Transistors Q14, und dieser wird in seinem Ausgangspfad nichtleitend. Die Schwingungen an der Leitung 72

ίο werden über den Widerstand Ä48 der Basis des Transistors Q15 aufgegeben und machen dessen Emitter-Kollektor-Ausgangspfad in entsprechender Schwingungsmanier leitend und nichtleitend. Somit schwingt die Spannung an der Leitung 78 zwischen +18 V und -18 V. Wenn sich die Leitung 78 bei +18 V befindet, fließt Strom vom Kollektor des Transistors Q13 durch den Widerstand R 44 und die Diode D13 zur Leitung 8G. An der zwischen der Leitung 80 und dem Widerstand /?50 gebildeten Schaltverbindung teilt sich der Stromfluß, wobei ein Teil über den Widerstand R 50 zur Masse abfließt und der Rest über den Widerstand Ä51 und die 3asis-Emitter-Verbindung des Q16 ebenfalls zur Masse fließt Wenn die Spannung an der Leitung 80 -18 V beträgt, fließen Ströme von Masse durch den Wicerstand /?50 und von Masse durch die Emitter-Basis-Verbindung des Transistors Q17 und den Widerstand Ä52 zur Leitung 80, wo diese Ströme sich addieren. Der Gesamtstrom fließt dann von der Leitung 80 über die Diode D15, den Widerstand Λ 47 und den Widerstand R 46 zur negativen Versorgungsspannungsleitung 76. Unter diesen Umständen hat die Spannungswelle an der Leitung 80 die in F i g. 5 gezeigte Form.

Die Transistoren Q16 und Q17 werden während der Spannungsschwingung an der Leitung 72 abwechselnd leitend. Diese Transistoren verstärken das Wechselspannungssignal an der Leitung 80.

Wenn der Transistor <?16 bei jeder zweiten Halbwelle leitet, wird der Transistor Q18 ebenfalls leitend und schafft eine Strom- und Leistungsverstärkung. Wenn der Transistor Q17 leitend ist, wird in ähnlicher Weise der Transistor Q19 ebenso leitend und schafft eine Verstärkung. Die Spannung an den Kollektoren der Transistoren Q18 und Q19 schwingt während der Schwingungen an der Leitung 72 ebenso zwischen etwa +18 und -18 V. Diese Wechselspannung wird, wenn sie positiv ist, über einen Strombegrenzungswiderstand R 56 der Basis eines Transistors Q 20 zugeführt und macht diesen leitend und, wenn sie negativ ist, über einen Strombegrenzungswiderstand

so Ä56 der Basis eines Transistors Q 21 zugeführt und macht diesen Transistor leitend. Die Emitter der Transistoren Q 20 und Q 21 sind zusammen an Masse angeschlossen, der Kollektor des Transistors Q 20 ist über einen Widerstand R 58 mit der Versorgungsspannungsleitung 74 verbunden, und der Kollektor des Transistors Q 21 ist über einen Widerstand R 59 mit der Versorgungsspannungsleitung 76 verbunden. Die Transistoren (?20und Q2\ bilden einen Druck-Zug-Verstärker.

Der Kollektor des Transistors <?20 ist über einen Strombegrenzungswiderstand Λ 60 an die Basis eines Transistors Q21 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand Λ 62 mit der Versorgungsspannungsleitung 74 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q 21 ist über einen Strombegrenzungswiderstand /?61 mit der Basis eines Transistors Q 23 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand /?63 an der Versorgungsspannungsleitung 76 liegt. Die Kollektoren der

Transistoren Q 22 und (?23 sind zusammengeschaltet Eine Diode D16 liegt mit ihrer Kathode am Emitter des Transistors Q 22 und mit ihrer Anode am Kollektor dieses Transistors. In ähnlicher Weise liegt eine Diode D17 mit ihrer Kathode air Kollektor des Transistors Q 23 und mit ihrer Anode am Emitter dieses Transistors. Der Transistors Q 22 leitet stets dann, wenn der Transistor Q 20 leitend ist, und der Transistor Q 23 leitet dann, wenn der Transistor Q 21 leitend ist

Die zwischen den Kollektoren der Transistoren Q 22 und Q 23 gebildete Schaltverbindung ist über eine Leitung 48 an die zwischen einem Widerstand R 64 und einer sättigbaren Induktionsspule L 4 gebildete Schaltverbindung angeschlossen. Die entgegengesetzte Klemme des Widerstandes R 64 liegt an Masse. Die Leitung 19 verbindet die entgegengesetzte Klemme der sättigbaren Induktionsspule L 4 mit der zweiten Primärwicklung P2 der Zündspule 12, und die Leitung 21, die an die entgegengesetzte Klemme dieser zweiten Primärwicklung angeschlossen ist, ist an Masse geführt Somit liegt der Widerstand Rt4 parallel zu der Reihenschaltung aus der sättigbaren Induktionsspule L 4 und der zweiten Primärwicklung P 2. Die alternierende Leitfähigkeit der Transistoren <?22 und Q 23 in Abhängigkeit von den Schwingungen in der Leitung 72 veranlaßt einen Wechselstromfluß durch die sättigbare Induktionsspule L 4 und die zweite Primärwicklung P 22 der Zündspule 12 zur Aufrechterhaltung eines Funkens im Funkenspalt 26 der Zündkerze für eine Zeitdauer, die durch die Zeit bestimmt ist während welcher die Schwingung in der Leitung 72 andauert. Die alternierende Spannung an der zweiten Primärwicklung P 2 und der Stromfluß darin sind in den F i g. 7 bzw. 8 dargestellt.

Wie oben bereits erwähnt, zeigt F i g. 9 den Stromfluß durch die Primärwicklung P1 für zwei Funkenentladungen in einem Funkenspalt 26. Es läßt sich sehen, daß zwei alternierende Stromspitzen auftreten, eine für jeden der Ansteuersignalimpulse am SHG QT, wie sie gemäß der Darstellung in Fig.6 auftreten. Diese Ansteuersignalimpulse führen zum Leiten des SHG Q 7 und der Entladung des Kondensators C2 durch die erste Primärwicklung Pl. Diese Zusammenbrüche des Funkenspaltes 26 rufen ferromagnetische Resonanzschwingungen im Sekundärkreis der Zündspule 12 hervor und veranlassen das Haltegatter, den Halteoszillator und den Halte-Leistungsverstärker, einen Wechselstrom in der Sekundärwicklung P 2 zu erzeugen. Die Frequenz dieses Wechselstroms ist so ausgewählt, daß eine ferromagnetische Resonanzschwingung in der Zündspule aufrechterhalten wird.

F i g. 11 zeigt den Stromverlauf in einem 0,89 ram· Funkenspalt in Luft unter Atmosphärendruck bei zwei Funkenentladungen, von denen eine jede durch die Entladung des Kondensators C2 durch die erste Primärwicklung Pl ausgelöst wird und für eine vorbestimmte Zeitspanne als Folge des Wechselstromflusses durch die zweite Primärwicklung P 2 aufrechterhalten wird. Es läßt sich ersehen, daß dieser Stromfluß durch den Funkenspalt in der Richtung wechselt, daß die anfängliche Amplitude und Frequenz, nämlich für etwa die ersten 75 μβ der Funkenentladung höher ist als die feste Amplitude und Frequenz des Stromflusses, der anschließend auftritt, und daß der alternierende Stromfluß durch den Funkenspalt keine Sinusform besitzt, was das Ergebnis der ferromagnetischen Resonanzschwingung im Sekundärkreis der Zündspule 12 darstellt, die von der wiederholten Veränderung des ferromagnetischen Kerns der Zündspule zwischen seinem gesättigten und seinem ungesättigten Zustand herrührt

F i g. 12 zeigt die Spannung am 0,89 mm-Funkenspalt in Luft unter Atmosphärendruck während der Stromentladung durch diesen Spalt gemäß Darstellung in F i g. 11. Die Wellenform der F i g. 12 hat kerbenartige Abschnitte 86, die den in F i g. 11 gezeigten Stromspitzen entsprechen und zu starken Lichtbogen innerhalb des Funkenspaltes führen. Der Funken erlischt an der Stelle

in 88. Hieraufhin greift eine sinusförmige Schwingung 90 mit absinkender Amplitude Platz.

Fig. 13 zeigt die Spannung am Kondensator Cl für zwei Funkenentladungen entsprechend den in den F i g. 11 bzw. 12 gezeigten Strom- und Spannungswellen.

ι i Es läßt sich sehen, daß die Frequenz dieser Spannung am Kondensator Cl für etwa die ersten 75 Microsekunden bei einer Spannung und Frequenz schwingt, die das übersteigt was nachfolgt Die Schwingungen der Spannung am Kondensator Cl während dieser anfänglichen 75 Microsekunden ist eine ferromagnetische Resonanzschwingung, die durch die Gleichung f— VO/4A^5 definiert ist Die Schwingungen, die nachfolgen, verhalten sich ebenso in Übereinstimmung mit dieser Gleichung, jedoch ist die Schwingungsfre-

2j quenz diejenige, die von dem alternierenden Strom durch die zweite Primärwicklung P2 erzeugt wird. Mit anderen Worten, die ferromagnetischen Resonanzschwingungen erfolgen bei der festen Frequenz der alternierenden Haltestromschwingungen in der zweiten

so Primärwicklung P 2. Die Spannung V_n, am Kondensator Cl nimmt einen Wert an, der von der vorstehenden Gleichung für einen Betrieb bei einer solchen festen Frequenz bestimmt ist.

Die Spannungs- und Stromwellenverläufe, wie sie in

)3 Fig.2 bis 13 dargestellt sind, wurden mit einer Zündspule 12 erhalten, die eine erste und eine zweite Primärwicklung Pl bzw. P2, bestehend aus ja einer Windung, und eine Sekundärwicklung mit 160 Windungen hatte. Die Primärwicklungen Pl und P 2 und die

•κι Sekundärwicklung S waren auf einem Ferrit-(Magnesiumzink-)Kern in Form eines geschlossenen Hohlzylinders mit einem koaxialen Zentralkern aufgewickelt. Der Zylinder hatte einen Außendurchmesser von 42 mm und eine Höhe von 29 mm. Die Primärwicklungen und die

■»■> Sekundärwicklung waren um den zentralen Kern gewickelt. Der Kondensator C1 hatte eine Größe von 500 Picofarad. Die übrigen Schaltungskomponenten in der Schaltung nach den Fig. la und Ib besaßen die darin angegebenen Werte. Die Kapazitätswerte sind,

i» sofern nicht anders angegeben, in Microfarad zu verstehen, und die Widerstandswerte sind in Ohm ocHr, wie angegeben, in Kiloohm zu verstehen.

Die genaue Ausbildung der sättigbaren ferromagnetischen Zündspule 12 ist nicht ausschlaggebend und kann

ο gegenüber den Angaben im vorhergehenden Abschnitt verschiedene Formen aufweisen. Die Größe des Kondensators C1 ist bei der Erzeugung von ferromagnetischer Resonanz im Sekundärkreis während der Entladung des Kondensators C2 durch die Primärwick-

w) lung Pl der Zündspule 12 zwar von Bedeutung, die Kapazität des Kondensators C1 kann jedoch in weiten Grenzen liegen. Für den Kondensator Cl sind Werte oberhalb 1000 Picofarad verwendet worden.

Die Gleichspannungsversorgung zum Laden des

b> Kondensators C2 und die Größe dieses Kondensators müssen genügend groß sein, um es diesem Kondensator über die erste Primärwicklung Pl der Zündspule 12 zu ermöglichen, einen ferromagnetischen Resonanzstand

nach den F i g. 7 bis 13 hervorzurufen.

Die Schaltung nach den Fig. la und Ib ist derart ausgelegt, daß während eines Verbrennungszyklus in einer vorgegebenen Brennkammer der Maschine ungedämpfte Mehrfachzündungen auftreten. Wenn es hingegen erwünscht ist, nur einen einzigen ungedämpften Zündfunken je Verbrennungszyklus zu erzeugen, dann kann die Schaltung beträchtlich vereinfacht werdea Anstelle des Nockens 40 und der Unterbrecherkontakte 42 kann natürlich auch ein transistorisiertes Zündsystem mit einem Impulsgenerator verwendet

werden, der von einem Zündverteiler od. dgL angetrieben wird. Derartige unterbrecherlose Zündsysteme sind bekannt
Es wurde gefunden, daß die erste und die zweite Sekundärwicklung Pi bzw. P2, falls erwünscht, durch eine einzige Primärwicklung ersetzt werden können, die an den SHG Q7 in der in Fig. la gezeigten Weise angeschlossen ist, wobei jedoch seine Ausgangsklemmen beispielsweise über die Leitungen 19 und 21 in

ίο Fig. Ib an den Ausgang des Halteoszillators angeschlossen sind.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprache:

1. Kondensatorzündsystem für Brennkraftmaschinen mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung auf einer einen ferromagnetischen Kern aufweisenden Zündspule, einem an die Primärwicklung angeschlossenen Kondensator, einem an die Sekundärwicklung angeschlossenen Zündverteiler für den gesteuerten Anschluß der Zündkerzen der Brennkraftmaschine an die Sekundärwicklung und einem Steuerkreis, mit welchem der Kondensator in Synchronismus mit dem Lauf der Brennkraftmaschine abwechselnd von einer Gleichspannungsquelle aufladbar und über die Primärwicklung der Zündspule entladbar ist, wobei auf der Sekundärseite der Zündspule ein weiterer Kondensator in Reihe mit den Zündkerzen geschaltet ist und die Kapazität des primärseitigen Kondensators und die Spannung der Gleichspannungsquelle derart bemessen sind, daß beim Entladen des primärseitigen Kondensators der ferromagnetische Kern der Zündspule in ferromagnetischer Resonanz zwischen seinem gesättigten und seinem ungesättigten Zustand wechselt und ein Wechselstrom über die Zündspule fließt, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Primärwicklung (Pi) der Zündspule (12) ein zweiter Steuerkreis (F i g. Ib) zum Erzeugen eines oszillierenden Stroms in der Primärwicklung (Pi) für eine vorbestimmte Zeitspanne im Anschluß an jede Entladung des primärseitigen Kondensators (C2) über die Primärwicklung gekoppelt ist.

2. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Steuerkreis (Fig. Ib) an eine zweite Primärwicklung (PT) der Zündspule (12) angeschlossen ist, um in dieser einen oszillierenden Strom während der vorbestimmten Zeitspanne im Anschluß an jedes Entladen des primärseitigen Kondensators (C 2) durch die erste Primärwicklung (P 1) zu erzeugen.

3. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 1 oder

2, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladung des primärseitigen Kondensators (C 2) durch die erste Primärwicklung (Pi) und die nachfolgende Erzeugung des oszillierenden Stroms in der zweiten Primärwicklung (P 2) zumindest während eines Teils der vorbestimmten Zeitspanne eine Spannung in der Sekundärwicklung (S) der Zündspule (Ί2) hervorrufen, deren Frequenz der Gleichung /= V_nJANjPs folgt, worin V_n, die augenblickliche maximale Spannung am sekundärseitigen Kondensator (Ci), N_s die Windungszahl der Sekundärwicklung (S) und Φ₅ der magnetische Fluß in der Sekundärwicklung (S) sind, wenn der ferromagnetische Kern (14) der Zündspule (12) magnetisch gesättigt ist.

4. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 2 oder

3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Steuerkreis (F i g. la) Mittel zum Erzeugen eines Ansteuersignals zum Auslösen der Entladung des primärseitigen Kondensators (C2) über die erste Primärwicklung (Pi) enthält und der zweite Steuerkreis einen Oszillator zum Erzeugen eines Schwingungssignals sowie einen Verstärker zu dessen Verstärkung aufweist, der an die zweite Primärwicklung (Pi) derart angeschlossen ist, daß er den oszillierenden Strom darin erzeugt, wobei der Oszillator von dem von dem ersten Steuerkreis erzeugten Ansteuersignal kontrollierbar ist.

5. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen des Ansteuersignals einen zweiten Oszillator umfassen, der in zeitlichem Verhältnis zum Lauf der Brennkraftmaschine ansteuerbar ist und ein Ausgangssignal liefert, von welchem das Ansteuersignal ableitbar ist und welches die vorbestimmte Zeitspanne bestimmt

6. Kondensatorzündsystem nach einem der to Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der alternierende Stromfluß am Funkenspalt der Zündkerzen wenigstens während eines Teils der Zeit, in der er fließt, eine Frequenz gleich der Frequenz des oszillierenden Stroms in der zweiten Primärwicklung (P2) besitzt

7. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet daß der alternierende Strom am Funkenspalt der Zündkerzen eine Frequenz von mehr als 17 kHz besitzt

8. Kondensatorzündsystem nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator eine Ausgangsfrequenz in der Größenordnung von 17-35,7 kHz besitzt.