DE2514875B2 - Anordnung mit einer vorbestimmten Übertragungskennlinie - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung mit

einer vorbestimmten Übertragungskennlinie zum Verarbeiten von Informationssignalen mit mindestens einer Verzögerungsanordnung und einem Eingangskreis, an den im Takte einer Taktfrequenz von den Informationssignalen abgeleitete Informationsimpulse gelegt sind, mit einem an die Verzögerungsanordnung rngeschlossenen Steuergenerator mit einer Steuerfrequ^nz entsprechend einem ganzen Vielfachen der Taktfrequenz, weiter mit einem digitalen Multiplizierer, der einerseits mit der Verzögerungsanordnung die durch jeden Eingangsimpuls nacheinander eine Impulsreihe liefert, und andererseits mit einem Multiplikationsprogramm gekoppelt ist, unter dessen Ansteuerung die der Verzögerungsanordnung entnommenen Impulse jeder der gebildeten Impulsreihen in dem digitalen Multipli vierer nacheinander mit aufeinanderfolgenden digitalen Multiplikationskoeffizienten digital multipliziert werden, welche Koeffizienten in einem differciuiellen Kode die zu verwirklichende Übertragungskennlinie kennzeichnen, während weiter der Ausgang des digitalen Multiplizierers an eine Speicheranordnung angeschlossen ist, die die durch digitale Multiplikation der impulse in den genannten Impulsreihen erhaltenen Multiplikationsprodukte zusammenstellt. Die Anordnung ist beispielsweise für Glättungs-, Filter-, Breitbandpha sendrehzwecke von Impulssignalen sowie analogen Signalen verwendt it.

Mit den Anordnungen vom obengenannten Typ stellte es sich heraus, daß im Vergleich zu den üblichen

Anordnungen zur Verwirklichung einer vorbestimmten Übertragungskennlinie ein wesentlicher technischer Fortschritt ermöglicht werden konnte. Insbesondere wurde in der deutschen Offenlegungsschrift 24 28 346 angegeben, den digitalen Multiplizierer als Impulsweiche mit einer Anzahl Impulsweichenstellungen auszubilden und das Multiplikationsprogramm als Impulsweicheneinstellprogramm zur Einstellung der Impulsweiche in einer bestimmten Impulsweichenstellung, wobei in jeder der Impulsweichenstellungen eine digitale Multiplikation mit einem Multiplikationskoeffizienten durchgeführt wird, der ausschließlich einen Teil der diskreten Zahlenmenge 2^m mit m — 0, 1, 2, ... und gegebenenfalls die Zahl 0 enthält, während die auf diese Weise erhaltenen Multiplikationsprodukte unter Verwendung eines Integrators in der Speicheranordnung zusammengestellt werden. Wie in der obengenannten Patentanmeldung eingehend beschrieben wurde, stellt es sich heraus, daß die besonders günstige Formgestaltung der gewünschten übertragungskenniinie unier Verwendung der verhältnismäßig beschränkten Anzahl diskreter Multiplikationskoeffizienten entsprechend der exponentiellen Zahlenreihen 2^m und dabei gegebenenfalls der Zahl 0 hier mit der bemerkenswerten Vereinfachung des digitalen Multiplizierers sowie einer optimalen Ausnutzung der verfügbaren inneren Bearbeitungszeit einhergeht, wobei zugleich die Anwendungsmöglichkeiten ausgebaut wurden.

Bei der Untersuchung der in der älteren Patentanmeldung angegebenen Anordnung stellt es sich bei bestimmten Anwendungen heraus, daß insbesondere bei Verschiebung der Übertragungskennlinien nach höheren Frequenzgebieten und andere zur Verwirklichung von Filtern mit einem Durchlaßband relativ hoher Zwischenfrequenz unter Beibehaltung der guten Qualität der Form der Übertragungskennlinien der Zeitabstand zwischen den Impulsen der in der Verzögerungsanordnung erzeugten Impulsreihen verringert und auf diese Weise die Frequenz der Impulsreihe erhöht werden mußte, was zu einem verwickeiteren Aufbau der Anordnung sowie einer Verringerung der verfügbaren inneren Bearbeitungszeit führt.

Die Erfindung bezweckt nun, in einer Anordnung der eingangs erwähnten Art ohne nennenswerte Beeinflussung des einfachen Aufbaus unter Vermeidung der Verringerung der verfügbaren inneren Bearbeitungszeit dennoch die zu stellenden hohen Qualitätsanforderungen in bezug auf die Übertragungskennlinie zu erfüllen, wobei zugleich die Anwendungsmöglichkeiten ausgebaut werden.

Die erfindungsgemäße Anordnung weist das Kennzeichen auf, daß in die Speicheranordnung ein Alternator aufgenommen ist, der mit einer Polaritätsumkehrar.ordnung und einer Zusammenfügungsanordnung versehen ist und der in vorbestimmter Folge jeweils die in Polarität alternierende Summe der Multiplikationsprodukte, die innerhalb bestimmter Zeitperioden liegen, und der in vorhergehenden bestimmten Zeitperioden angebotenen Multiplikationsprodukten des Multiplizierers als Ausgangssignal der Anordnung mit dem Alternator bildet

In einer besonders günstigen Ausführungsform ist der Eingang der Polaritätsumkehranordnung an den Ausgang der Zusammenffigungsanordnung angeschlossen, die einerseits über eine Umlaufleitung durch die Polaritätsumkehranordnung und andererseits durch Multiplikationsprodukte des Multiplikators, die innerhalb bestimmter Zeitperioden liegen, gespeist wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 eine erfindungsgemäße Anordnung als Filter mit einem Durchlaßband für analoge Signale, wobei in F i g. 2 zur Erläuterung einige Zeit- und Frequenzdiagramme angegeben sind,

F i g. 3, 4, 5, 6 Abwandlungen der in Fig.) angegebenen erfindungsgemäßen Anordnung,

ίο Fig. 7, 8, 9, 10 weitere Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Anordnung.

Die in F i g. 1 angegebene Anordnung ist ein Filter mit einem Durchlaßband für analoge Signale, wobei zum Durchführen des Filterprozesses auf digitalem Wege die

r, ankommenden analogen Signale zunächst in eine digitale Form gebracht werden. In der angegebenen Ausführungsform werden dazu die ankommenden analogen Signale auf der Leitung 1 nach Abtastung in einer Abtastanordnung 2 mit Hilfe von Abtastimpuisen

.ή mii del Täkuictjucri/. einem Analog-Digital-Wandler 3 zugeführt, der durch eine Impulsgruppenkodieranordnung mit parallelen Ausgangsklemmen 4, 5, 6 ... gebildet wird. Dabei ist die Taktfrequenz F = MT, wobei Teine Taktperiode darstellt.

2", Jeweils bei einer Abtastung durch die Abtastanordnung 2 zu den Taktzeitpunkten liefern die Ausgangsklemmen 4, 5, 6 ... der Impulsgruppenkodieranordnung 3 eine durch zweiwertige Impulse gekennzeichnete Impc.*t'^ruPP^e iⁿ Parallelform, die in einem digitalen

so System den quantisierten Amplitudenwert des Abtastwertes angibt. Insbesondere kennzeichnen die Impulse an der Ausgang.vklemme 4 den Amplitudenwert 2°, die Impulse an der Ausgangskiemine 5 den Amplitudenwerl 2', die Impulse an der Ausgangsklemme 6 den Amplitudenwert 2²usw.

Tritt auf diese Weise zu einem beliebigen Taktzeitpunkt, der durch ein beliebiges ganzes Vielfaches der Taktperiode Tgegeben wird, eine Impulsgruppe t/auf und werden gleichzeitig die an den Ausgangsklemmen 4, 5, 6 auftretenden zweiwertigen Impulse durch iao, ü,i ... ι/,./ ... u_r(k-\) bezeichnet, wobei k die Anzahl Ausgangsklemmen 4,5,6,... der Impulsgruppenkodieranordnung 3 bezeichnet, so stellt diese Impulsgruppe den Zahhvert dar:

ι = fc — I

2'u,

Zur Durchführung des digitalen Filterprozesses sind an die Ausgangsklemmen 4,5, 6 ... der Impulsgruppenkodieranordnung Verzögerungsanordnungen in Form von Schieberegistern 8, 9 ... aus einer Anzahl Schieberegisterelemente sowie aus einem E, igangskreis und einem Ausgangskreis angeschlossen, die durch einen zwischen dem Eingangs- und Ausgangskreis liegenden Rückführungskreis 10, 11,... als umlaufende Schieberegister ausgebildet sind In der Figur sind nur die ersten zwei Schieberegister 8, 9 detailliert dargestellt, da die übrigen Schieberegister diesen entsprechen.

Jeder der Eingangskreise der Schieberegister 8, 9 wird durch einen normalerweise mit dem Rückführungskreis 10, 11 verbundenen Schalter 12, 13 gebildet, der über die Leitung 14 mittels eines Schaltimpulses von einem Schaltgenerator jeweils ζυ den Taktzeitpunkten mit den Ausgangsklemmen 4, 5, 6 ... der Impulsgruppenkodieranordnung 3 verbunden wird, während der Inhalt alter Schieberegister 8, 9 ... mit Hilfe eines gemeinsamen Schiebeimpulsgenerators über die Lei-

lung 15 mit einer Schiebefrequenz entsprechend einem ganzen Vielfachen rt der Taktfrequenz. F= MT weitergeschoben wird.

Wie noch näher erläutert wird, ist bei dem digitalen Filterprozeß dafür gesorgt, daß jeder der zu den > Taktzeitpunkten im ersten Schieberegisterelement der Schieberegister 8, 9 ... eingeschriebenen Impulse einer Impulskodegruppe am Schieberegisterausgangskreis ne,'leinander eine Reihe von Ausgangsimpulsen entstehen läßt, was in der angegebenen Ausführungsform dadurch erreicht worden ist, daß bei der verwendeten Schicbcfrcqucnz von nF jedes der Schieberegister 8, 9 n- I Schicbercgisterelemenlc enthält.

Zum Durchführen des digitalen l-'ilterprozesses enthält die angegebene Anordnung einen digitalen r> Multiplizierer 16 mit einem Paralleleingang mit k Eingangsklemmcn 17, 18 .... die mit je einem Ausgangskri'is der k Schieberegister 8, 9 ... verbunden sind, und mit einem Parullcleingang mit ρ Eingiinpsklemmen. die wm 'c eln^r A*^I<:tJ;inp*klpmmp 19. 20. ?\. 22, ... eines Multiplikationsprogramms 23 mit einem Parallelausgang verbunden sind. So wird beispielsweise in der angegebenen Ausfiihrungsform das Multiplikationsprogramm 23 durch eine Anzahl umlaufende Schieberegister 24, 2^, 26 mit je η Schieberegisterele- r> mentcn gebildet, ebenso wie die Schieberegister 3, 9 über die Leitung 15 durch die Schiebefrequenz nl·' gesteuert werden.

Nacheinander werden in dem digitalen Multiplizierer 16 die über die Schieberegister 8, 9 den Eingangsklem- m men 17, 18 angebotenen Impulse jeder der gebildeten In pulsreihen unter Ansteuerung des Multiplikationsprogramms 23 mit digitalen Multiplikationskoeffizienten digital multipliziert, wobei die gebildeten Multiplikationsprodukte zur Weiterverarbeitung über Ausgangs- J") klemmen 28, 29, 30, ... des digitalen Multiplizierers 16 mit dem Parallelausgang den Eingangsklemmen 31, 32, 33, ... entsprechend den Zahlwerten 2°. 2', 2² ... einev Speicheranordnung34 zugeführt werden.

In der angegebenen Ausführungsform ist der digitale « Multiplizierer 16 gleich dem eingehend in der deutschen Patentanmeldung P 24 28 3463 beschriebenen. Insbesondere ist der digitale Multiplizierer 16 als Impulsweichc mit einer Anzahl Irnpulswcichcnsteüungen ausgeh:! det und das Multiplikationsprogramm 23 als Impulsw ;i- -r> cheneinstellprogramm zur Einstellung der Impuisweiche 16 in einer bestimmten Impulsweichenstellung der unterschiedlichen Impulsweichenstellungen, wobei in jeder der Impulsweichensteilungen eine digitale Multiplikation mit einem Multiplikationskoeffizienten durchgeführt wird, der ausschließlich einen Teil der diskreten Zahienmenge 2^m mit m = 0, i, 2,... und gegebenenfalls der Zahl 0 bildet und in einem differentialen Kode die zu verwirklichende Übertragungskennlinie kennzeichnet.

Nach einer besonders günstigen Ausführungsform besteht die Impulsweiche aus paralletgeschalteten Impulsweichenkanälen 35, 36; 37, 38, die zwischen der Eingangsklemme 17,18 und den Ausgangsklemmen 28, 29, 30 des digitalen Multiplizierers 16 liegen und mit einem an die Ausgangsklemme des Impulsweichenein-Stellprogramms 23 angeschlossenen Impulsweicheneinstellkreis in Form von NICHT-UND-Toren 39,40 bzw. 41, 42 versehen sind. Zugleich sind in die Impulsweichenkanäle 35, 36, 37, 38 Polaritätsstufen 43, 44, 45 aufgenommen, die mit je zwei parallelgeschalteten Zweigen versehen sind, mit in jedem der Zweige durch logische invertierte Pöiariiätsimpulse der Ausgangsklemmen 21, 22 des Einstellprogramms 23 gesteuerten NICHT-UND-Toren 46, 47; 48, 49; 50, 51 sowie mit als Inverter wirksamen NICHT-UND-Toren 52, 53, 54 in Kaskade mit den NICHT-UND-Toren 47,49,51.

Damit aitis der logisch invertierten Impulsgruppe an den Ausgängen der Polaritätsstufen 43, 44, 45 die Impulsgruppe entgegengesetzter Polarität in einem digitalen System erhalten wird, werden über die Leitung 55 der Eingangsklemme 56 der Speicheranordnung 34 von der Ausgangsklemme 21 des Impulsweicheneinstellprogramms 23 herrührende Polaritätsimpulse zugeführt, während weiter zur gegenseitigen Gleichheit der digitalen Kreise, die zwischen den Eingangsklemmen 17, 18 und den Ausgangsklemmen 28, 29, 30 der Impiilsweiche 16 liegen, auf der Polaritätsstufe 43 des ersten Impulsweichenkanals 35 noch ein NICHT-UND-Tor 57 angeordnet ist, das weiter nicht von Bedeutung ist. da dieses NICHT-UND-Tor 57 über die Leitung .¹JlS an einem den 0-lmpulsen entsprechenden festen Potential liegt.

Abhängig von den auftretenden Impulsgruppen des verv endelen Einstellkodes 00, 01, 10 an den Ausgangsklemmen 19, 20 des Impulsweicheneinstellprogramms 23 werden durch Ansteuerung der NICHT-UND-Tore 39,40; 41,42 die Impulsweichenkanäle 35, 36,37, 38 auf die gewünschten diskreten Multiplikationskoeffiz.ienten eingestellt, die im angegebenen Ausführungsbeispiel 0, 2° und 2¹ betragen. Insbesondere wird bei den Impulsgrijppen 00, 01, 10 des Einstellkodes keiner der Impulsweichenkanäle 35, 36, 37, 38 die Impulswechselkanäle 35, 37 und die Impulswechselkanäle 36, 38 entsprechend den Multiplikationskoeffizienten 0, 2° und 2¹ wirksam werden. Gleichzeitig findet in den Polaritätsstufen 43,44,45 in den Impulsweichenkanälen 35,36,37, 38 die Polaritätseinstellung durch Ansteuerung der NICHT-UND-Tore 46, 47, 48, 49, 50, 51 mit Hilfe der gegenüber einander invertierten Polaritätsimpulse der Ausgangsklemmen 21, 22 des Impulsweicheneinstellprogramms 23 statt, wodurch die Impulse der Impulsweichenkanäle 35, 36, 37, 38 entweder über den einen Zweig oder über den anderen Zweig der Polaritätsstufen 43,44,45 geführt werden.

Jeweils beim Auftreten einer Impulsgruppe an d^n Eingangsklemmen 17,18 wird diese Gruppe im digitalen Multiplizierer 16 nach Polarität und Größe mit dem dann eingestellten Multiplikationskoeffizienten digital multipliziert, welche Koeffizienten gemeinsam in einem differentiellen Kode die zu verwirklichende Übertragungskennlinie kennzeichnen, wobei die auf diese Weise gebildeten Multiplikationsprodukte bei der Anordnung nach der deutschen Patentanmeldung P 24 28 346.3 in der Speicheranordnung 34 mit integrierender Wirkung digital zusammengestellt werden. An den Ausgangsklemmen 59,60,61 der Speicheranordnung 34 entstehen auf diese Weise, wie in der deutschen Patentanmeldung P 24 28 3463 detailliert erläutert wurde, Impulsgruppen, die nach Digital-Analog-Umsetzung in einem durch Steuerimpulse gesteuerten Digital-Analog-Umsetzer 62 und einer drauffolgenden durch Abtastimpulse gesteuerten Abtastanordnung 63 über ein einfaches Tiefpaßfilter 64 zur Unterdrückung von Signalen aus unerwünschten Durchlaßbereichen an der Ausgangsklemme 65 das Ausgangssignal der beschriebenen Anordnung liefern.

Die Steuerimpulse für den Digital-Analog-Umsetzer 62 sowie die Abtastimpulse für die Abtastanordnung 63 sowie alle übrigen Steuerimpulse für die beschriebene Anordnung werden einem an einen Impulsgenerator 65 angeschlossenen zentralen Steuerimpulsgenerator 67

entnommen, insbesondere die Abtastimpulse der Abtastanordnung 2 und die Steuerimpulse für den Analog-Digital-Umsetzer 3, während diese zentrale Steuerimpulsanordnung 67 zugleich den gemeinsamen Schiebeimpulsgenerator für die Schieberegister 8,9 und das Impulsweicheneinstellprogramm 23 sowie den Schaltimpulsgenerator für die Schalter 12,13 enthält.

Zur Erläufrung der Wirkungsweise der beschriebenen Anordnung wird vom Auftreten der Impulsgruppe Uzu einem beliebigen Taktzeitpunkt Tarn Parallelaus gang 4, 5, 6 des Analog-Digital-Umsetzers 3 ausgegangen, insbesondere werden zu diesem Taktzeitpunkt T die Impulse dieser Impulsgruppe t/über die Schalter 12, 13 im ersten Schieberegisterelement der Schieberegister 8, 9 ... eingeschrieben und die Impulse der vorhergehenden Impulsgruppen U_v-\. ίΛ_2 ··· ίΛ--(η-2) zu dem folgenden Schieberegisterelement der Schieberegister 8, 9 weitergeschoben, wobei die Impulse der Impulsgruppe U_r- (n-i) dem digitalen Multiplizierer 16 zur digitalen Multiplikation nach Polarität und Grobe mit dem dann eingestellten Multiplikationskoeffizienten C_n zugeführt werden. Am Parallelausgang 28, 29,30 des digitalen Multiplizierers 16 wird auf diese Weise eine Impulsgruppe C„L/_v„(_n-i) erhalten, die der Speicheranordnung 34 zugeführt wird.

Von dem nachfolgenden Schiebezeitpunkt vT + TIn bis zum folgenden Taktzeitpunkt (i> + 1 T) ist über die Schalter 12, 13 und die Rückführungskreise tO, 11 das letzte Schieberegisterelement der Schieberegister 8, 9 mit dem ersten verbunden, und in den aufeinanderfolgenden Schiebeperioden findet ein zyklisches Weiterschieben der Impulse der Impulsgruppen statt, wobei jeweils die Impulse im letzten Schieberegisterelement zum ersten Schieberegisterelement weitergeschoben werden, und gleichzeitig werden die durch diese Impulse gebildeten Impulsgruppen im digitalen Multiplizierer 16 mit dem durch das Impulsweicheneinstellprogramm 23 eingestellten Multiplikationskoeffizienten multipliziert. So findet beispielsweise in dem Schiebezeitpunkt vT + T/n das Weiterschieben der Impulse der Impulsgruppe i7,._(n-2) zum ersten Schieberegisterelement der Schieberegister 8, 9 statt und zu einem beliebigen Schiebezeitpunkt vT + (n —Q)TZn die Impulsgruppe Uv-(q-\), wobei diese Impulsgrupper, im digitalen Multiplizierer 16 mit den Multiplikationskoeffizienten Gi-i bzw. Cq multipliziert werden. Nach den Schiebezeitpunkten ist der folgende Taktzeitpunkt (v + I)T erreicht, und die Impulse der dann am Parallelausgang des Analog-Digital-Umsetzers 3 auftretenden Impulsgruppe U_T + ι werden über die Schalter 12. 13 dem ersten Schieberegisterelement der Schieberegister 8, 9 zugeführt, wonach sich der beschriebene Zyklus wiederholt.

Während einer Taktperiode wird infolge der erzeugten Multiplikationsprodukte C_nU_r~{n-i). Gi-iL/,_(„-2), ...C\U_V das Ausgangssignal der Speicheranordnung 34 mit integrierender Wirkung eine Änderung um einen Betrag entsprechend der Summe der genannten Multiplikationsprodukte erfahren:

wobei durch Integration all dieser Beträge, genommen über die vorhergehenden Taktperioden, das Ausgangssignal der Speicheranordnung 34 erhalten wird, insbesondere wird auf diese Weise am Ende beispielsweise des Taktintervails pTan den Ausgangsklemmen 59,60,61 der Speicheranordnung 34 eine Impulsgruppe auftreten, die in Polarität und Größe durch die untenstehende Formel wiedergegeben wird:

= ρ

Zj
ι) - n

Jeweils am Ende einer Taktperiode findet im Digital-Analog-Umsetzer 62 die Digital-Analog-Umsetzung der Impulsgruppen an den Ausgangsklemmen 59, 60, 61 der Speicheranordnung 34 statt, wobei nach Abtastung in der Abtastanordnung 63 über das Tiefpaßfilter 64 an der Ausgangsklemme 65 das Ausgangssignal der Anordnung erhallen wird, das, wie bereits obenstehend erwähnt wurde, das entsprechend der Übertragungsfunktion ΙΙ(ω) gefilterte Eingangssi-

i~i gnal darstellt.

Um die Übertragungsfunktion H(cn) festzustellen, kann man von der sogenannten Stoßantwort !(t) ausgehen, die durch das Ausgangssignal der beschriebenen Anordnung beim Zuführen eines einzigen Impulses

>o mit dem tinheitswert durch die Abtastanordnung 2 /u einem beliebigen Taktzeitpunkt vT zum Analog-Digital-Umsetzer 3, der dadurch an seinen Ausgangsklemmen eine einzige Impulsgruppe f./,. liefert, gebildet wird. Wie bereits obenstehend erläutert wurde, wird durch diese

2") Impulsgruppe an den Ausgangsklemmen der umlaufenden Schieberegister 8, 9 nacheinander eine Reihe aufeinanderfolgender Impulsgruppen t/,. entstehen, die nacheinander im digitalen Multiplizierer 16 mit den Multiplikationskoeffi/ienten G,, C₂ ... C_q... C_n multipli-

iii ziert werden, und dadurch wird am Ende der den Tnktzeitpunkten vT(v + \)T. ... (v + q - \)T ... (v + η — I)T folgenden Taktintervalle das Ausgangssignal der Speicheranordnung 34 und folglich auch das des Digital-Analog-Umsetzers 62 eine Änderung um

r, einen Betrag G L/,., Gf./,. C₉L/,— C„U_r erfahren. Eine

Normung der Impulsgruppe U_v auf den Einheitswert ergibt die Stoßantwort /(r)der Anordnung.

Zur Erläuterung ist in F i g. 2a in einem Zeitdiagramm die Stoßantwort l(t) angegeben, die entsprechend dem

•to obenstehenden auf differentiellem Wege aufgebaut ist, und zwar dadurch, daß am Ende der Taktintervalle (v + I)T... (v + q- I)T,...()' + n-I).¹"jeweils beim erreichten Wert am Ende der vorhergehenden Taktintervalle vT ... (i> + q-2)T. ... (·»' + n-2)Tder Stoßantwort einen Betrag oder eine Differentiation zugeführt wird, der bzw. die bei der Normung der Impulsgruppe U, auf den Einheitswert dem zu diesem Taktintervall gehörenden Multiplikationskoeffizienten C], Ci ... Cq,... C_n genau entspricht. So wird am Ende

ίο eines Taktintervalles die Stoßantwort den Wert aufweisen, der der Summe aller vorhergehenden Multiplikationskoeffizienten entspricht, so ist beispielsweise am Ende des Taktintervalls pT der Wert der Stoßantwort:

1~ t

Mg= Σ c,

ν = ι

Um aus der Stoßantwort l(t) die Übertragungsfunktion Η{ω) abzuleiten, wird von einer beliebigen

bo Spektralkomponente mit einer Kreisfrequenz ω und einer Amplitude E im Frequenzspektrum des dem Eingang der Anordnung zugeführten Signals ausgegangen, welche Komponente in der komplexen Schreibart wie folgt geschrieben werden kann: Ε&^ωΤ.

Am Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 62 tritt die betreffende Spektralkomponente in den aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen über Zeitabstände T. TT, 3T,... qT... nTverschoben mit einer Amplitude

entsprechend der ursprünglichen Amplitude multipliziert mit Zahlwerten der Dtoßantwort zu diesen* Zeitpunkt auf, d. h., eine beliebige Komponente Et)⁶¹X wird im Frequenzspektrum des Eingangssignals am Ausgang der Anordnung ein Ausgangssignal:

ρ = η q = ρ

E- Σ Σ C,e "■■"-""

P=I ,, = I

entstehen lassen, so daß für die Übertragungskennlinie ι)) folgendes gefunden wird:

r = α η = ρ
Him) = V Vf,

•ι ι

Im wesentlichen ist die Übertragungskennlinie H(m) als nichts anderes als die Transformation der Stoßantwort l(l) in den Frequenzbereich, während umgekehrt die Stoßantwort l(t) nicht anders ist als die Transformalion der Übertragungskennlinie H(n>) in den Zeitbereich.

^..;^nl^li....nirn ir* LTiiT O K l'fi Wl

der Stoßantwort 1(1) in F i g. 2a gehörende Amplituden-Frequenzi.t;nnlinie in einem Frequenzdiagramm und die Kurve £((/))die Phascn-Frequcnzkennlinicdie in diesem Fall einen linearen Verlauf hat.

Wünscht man folglich eine bestimmte Übertragungskennlinie Η(ω) zu verwirklichen, die durch ihre dazugehörende Ampliüiden-Frequenzkennlinie A(m) und die dazugehörende Phascn-Frequenzkennlinie B(o)) gekennzeichnet ist. so kann man daraus mit Hilfe einer Fourier-Analyse auf bekannte Weise die Stoßantwort l(t)berechnen und daraus die Multiplikationskoeffizienten Cq. wodurch die beschriebene Anordnung vollständig gegeben ist.

Mit der beschriebenen Anordnung der deutschen Patentanmeldung P 24 28 346.3, wobei die Stoßantwort l(t) auf differentiellem Wege mit Beträgen bzw. Differentiationen aufgebaut ist. die der diskreten Menge 2'" mit m = 0, 1,2,... und dem Wert 0 entspricht, werden in der Prjxis ausgezeichnete Resultate erzielt. Insbesondere stellt es sich heraus, daß die ausgezeichnete Formgestaltung der gewünschten Übertragungskennlinie unter Verwendung der beschränkten Anzahl Multiplikationskoeffizienten nach der erwähnten diskreten Menge hier mit einer bemerkenswerten Einfachheit der digitalen Anordnung sowie mit einer optimalen verfügbaren inneren Bearbeitungszeit einhergeht. So zeigen beispielsweise F i g. 2a und F i g. 2b die Stoßantwort 1(1) bzw. die Übertragungsfunktion H(o)) für ein Filter mit einem Durchlaßband von 0,3 — 3,4 kHz, und mit einer Zwischenfrequenz von 1.85 kHz bei einer Taktfrequenz /"= l/Tvon40kHz.

Bei eingehenden Untersuchungen der obenstehend beschriebenen Anordnung nach der deutschen Patentanmeldung P 2:4 28 3463 stellte die Anmeldcrin fest, daß insbesondere bei Verschiebung der Übertragungskennlinien nach höheren Frequenzgebieten zur Verwirklichung von Filtern mit Durchlaßbändern höherer Zwischenfrequenz die hohen Qualitätsanforderungen in bezug auf die Formgestaltung der Filterkennlinie nicht mehr erfüllt wurden, was nach weiteren Untersuchungen demjenigen Umstand zugeschrieben werden muß, daß die Form der Stoßantwort des betreffenden Filters durch die beschriebene differentielle Bauart mit einer verringerten Genauigkeit angenähert wird, wie untenstehend an Hand der Diagramme aus den F i g. 2c und 2d erläutert wird.

Insbesondere zeigt F i g. 2c die Übertragungskennlinie eines Filters mit einer durch Λ (ω) bezeichneten Amplituden-Frequenzkennlinie und einei' durch ß^r·») bezeichneten Phasen-Frequenzkennlinic, dessen Durchlaßband 3,1 kHz und dessen Zwischenfrequenz 18,15 kHz bei der Taktfrequenz von 40 kHz beträgt. F i g. 2d zeigt die zugehörende Stoßantwortkennlinie l'(t), aus der hervorgehen dürfte, daß die Größe der Differentiationen bzw. Beträge im Vergleich zu denen der Stoßantwort I(t) in Fig.2a in hohem Maße zugenommen haben: sogar sind diese Differentiationen größer

ίο als die auftretenden Werte der Stoßantwort /'(^selbst was die Ursache der Verringerung in der Genauigkeit der Annäherung der Übertragungskenniinie H\m) ist. Damit bei dieser Anordnung dennoch die gestellten Qualitätsanforderungen der Filterkennlinie erfüllt wer

ι- den, muß die Taktfrequenz wesentlich erhöht werden, beispielsweise um einen Faktor 10, aber diese Erhöhung der Taktfrequenz führt zu einem verwickeiteren Bau der Anordnung sowie zu eirer entsprechenden Verringerung der verfügbaren inneren Bearbeiiungszeit.

2" Nach der Er?lpd"ⁿg »vprdpn diirrh Verwenduns einer völlig neuen Konzeption unter Beibehaltung eines einfachen Aufbaues ohne Verringerung der verfügbaren inneren Bearbeitungszeit dennoch die gestellten Qualitaisanforderungen der betreffenden Übertragungs-

r> kennlinien erfüllt, und zwar dadurch, daß in den Kreis mit der Speicheranordnung 34 ein Alternator 68 aufgenommen ist, der mit einer Polaritätsumkehranordnung 69 und einer Zusammenfügungsanordnung 70 verschon ist. Dieser Alternator 68 bildet von den über

«ι den Multiplizierer 16 angebotenen Multiplikationsprodukten. die innerhalb gewisser Zeitperioden liegen, mit den in den vorhergehenden Zeitperioden angebotenen Multiplikationsprodukten des Multiplizierers 16 nach einem vorgeschriebenen Zeitmuster jeweils die in

ΙΊ Polarität alternierende Summe, die als Ausgangssignal der Anordnung mit dem Alternator 68 entnommen wird. In der angegebenen Ausführungsform ist \or dem Alternator 68 in der Speicheranordnung ein Akkumulator 71 vorgesehen, der jeweils die Multiplikationspro-

4c dukte des Multiplizierers 16, die in einer Zeitpeiiode eines Taktintervalls T liegen, digital zusammenfügt, wonach im Alternator 68 von der auf diese Weise in jedem Taktintervall gebildeten digitalen Summe mit der der vorhergehenden Taktintervalle jeweils die in ihrer

■ΙΊ Polarität alternierende Summe im Takte der . ..ktperiode als vorgeschriebenes Zeitmuster gebildet wird. Der Akkumulator 71 sowie der Alternator 68 sind vom Paralleltyp ind enthalten je einen Paraüeleingang und einen Paralleiausgang, wobei der Parallelausgang des

μ) Alternators 68 an den Eingang des Digital-Analog-Umsetzers 62 angeschlossen ist.

Zur Bestimmung der digitalen Summe der Multiplikationsprodukte des Multiplizierers 16 in jedem Taktinter- val! ist der verwendete Akkumulator 71 mit einer Anzahl paralleler digitaler Zusammenfügungsstufen 72, 73, 74 versehen, die je einen Rückführungskreis 75, 76, 77 mit einer darin aufgenommenen bistabilen Triggerschaltung 78, 79,80 als Verzögerungselement enthalten, die einerseits mit einem Ausgangskreis des Parallelaus-

bo ganges verbunden ist und andererseits mit dem Eingang der betreffenden digitalen Zusammenfügungsstufe 72, 73, 74, während jeweils ein Ausgang einer digitalen Zusammenfügungsstufe 72, 73, 74 mit einem Eingang der darauffolgenden Zusammenfügungsstufe 72, 73 für

die bei digitaler Zusammenfügung entstandenen Übertragungsimpulse (carry pulses) verbunden ist. Dabei ist von der ersten Zusammenfügungsstufe 72 eine Eingangsklemme 56 über die bereits obenstehend erwähnte

Leitung 55 mit der Polaritätsklemme 21 des Impulsweicheneinstellprogramms 23 verbunden.

Hat im Akkumulator 71 während einer Taktperiode die Zusammenfügung der in dieser Zeitperiode gebildeten Multiplikatiotviprodukte stattgefunden, so wird einerseits die auf diese Weise erhaltene digitale Summe der Multiplikationsprodukte unter Verwendung eines elektronischen Schalters 81, 82, 83 dem Alternator 68 zugeführt und andererseits der Akkumulator 71 in den Ruhezustand zurückgebracht, und zwar mitteis allen bistabilen Triggerschaltungen 78, 79,80 ... zugeführter Rückstellimpulse, wonach in der folgenden Taktperiode der obenstehend beschriebene Zyklus sich wiederholt Die Steuerimpulse der elektronischen Schalter 81,82,83 sowie die Rückstellimpulse für die bistabilen Triggerschaltunger 78, 79, 80 werden den an den zentralen Steuerimpulsgenerator 67 angeschlossenen Leitungen 84,84' entnommen.

Für die alternierende Summierung im Takte der Taktperiode der auf diese Weise im Akkumulator 71 in jedem Tantintervall gebildeten digitalen Summe mit der der vorhergehenden Taktintervalle enthält der Ahernator 68 vom Paralleltyp eine Zusammenfügungsanordnung 70 und eine Polaritätsumkehranordnung 69, die aus in parallelen Kanälen 85, 86, 87 liegenden Zusammenfügungsstufen 88, 89, 90 bzw. Umkehrstufen

91, 92, 93 in Form von NICHT-UND-Toren für die Ionische Umkehrung der angebotenen Impulsgruppen bestehen, wobei jeweils ein Ausgang einer Zusammenfügungsstufe 88,89,90 über eine bistabile Triggerschaltung 94,95,96 mit einem Eingang einer Umkehrstufe 91,

92, 93 verbunden ist, während ein Eingang der Zusammenfügungsstufe 88, 89, 90 einerseits über eine Umlaufleitung 97, 98, 99 an den Ausgang der betreffenden Umkehrstufe angeschlossen ist, und andererseits an eine Ausgangsklemme des vorhergehenden Akkumulators 71. Der Zusammenfügungsstufe 88 des ersten Alternatorkanals werden zur Polaritätsumkehrung in einem Binärsystem zugleich »!«-Impulse zugeführt, die von einem mit festem Potential verbundenen NICHT-UND-Tor 100 herrühren, während jeweils ein Eingang einer Zusammenfügungsstufe 89, 90 mit einem Ausgang einer vorhergehenden Zusammenfügungsstufe 88, 89 für die bei digitaler Zusammenfügung entstandenen Übertragungsimpulse (carry pulses) verbunden ist. Den Ausgängen der bistabilen Triggerschaltungen 94, 95, 96 wird das Ausgangssignal der Speicheranordnung 34 mit dem Alternator 68 entnommen, welche bistabilen Triggerschaltungen 94, 95, 96 dazu zur Weiterverarbeitung im Digital-Analog-Umsetzer 62 über Leitungen mit Ausgangsklemmen 59,60,61 verbunden sind.

In der angegebenen Speicheranordnung 34 mit dem Alternator 68 werden zunächst die in jeder Taktperiode T liegenden Multiplikationsprodukte des digitalen Multiplizierers 16 im Akkumulator 71 digital zusammengefügt und danach im Alternator 68 im Takte der Taktperiode mit alternierender Polarität summiert. Insbesondere wird im Alternator 68 das digitale Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung 70 nach Verzögerung in den bistabilen Triggerschaltungen 94, 9S₁96 für eine Taktperiode und nach Polaritätsumkehrung in der Polaritätsumkehranordnung 69 über die Umlaufleitungen 97, 98, 99 zur Zusammenfügung mit der digitalen Summe der Multiplikationsprodukte über die folgenden Taktperioden, die vom Akkumulator 71 herrühren, zur Zusammenfügungsanordnung 70 zurückeeführt. wonach das auf diese Weise gebildete Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung 70 wieder nach Verzögerung um eine Taktperiode und nach Polaritätsumkehrung zur Zusammenfügung über Umlaufleitungen 97, 98, 99 zum Eingang der Zusammenfügungsanordnung 70 zurückgeführt wird. Der beschriebene Zyklus wiederholt sich jeweils, und dabei wird im Alternator 68 die in Polarität alternierende Summe der im Takte der Taktperiode auftretenden Au«gangssignale des Akkumulators gebildet, weiche in

ίο Polarität alternierende Summe der Ausgangsklemmen 59, 60, 61 entnommen und zur Digital-Analog-Umsetzung dem Digital-Analog-Umsetzer 62 zugeführt wird. Ober die Abtastanordnung 63 und das Tiefpaßfilter 64 wird der Ausgangsklemme 65 das Ausgangssignal der Anordnung entnommen, das, wie aus dem Obenstehenden hervorgeht, bei geeigneter Einstellung der aufeinanderfolgenden Multiplikationskoeffizienten im digitalen Multiplizierer 16 das entsprechend der Übertragungsfunktion Η{ω) in Fig.2c gefilterte Eingangssignal bildet

Völlig verschieden von der Konzeption der bisher bestehenden Anordnungen vom angegebenen Typ ist die Konzeption der Anordnung nach der Erfindung, und zwar während in den bekannten Anordnungen zur

Verwirklichung einer gewünschten Übertragungskennlinie unmittelbar von der Stoßantwort ausgegangen wird, wird in der Anordnung nach der Erfindung der Ausgangspunkt du: ch die als Umhüllende der Stoßantwort zu betrachtende Stoßantwort P(t) des entspre- chenden Tiefpaßfilters gebildet Auf diese Weise wird in der Anordnung nach der Erfindung bei der Verwirklichung der Übertragungskennlinie Η{ω) in Fig.2c mit der Amplituden-Frequenzkennlinie Α\ω) und der Phasen-Frequenzkennlinie Β{ω) nicht von der Stoßant wort I'(t) in Fig.2d, sondern von der in Fig.2e durch die Kurve P(t) angegebenen Umhüllenden der Stoßantwort ausgegangen, die sich durch ihre Form auf differentiellem Wege ausgezeichnet aufbauen läßt im Gegensatz zu der Form der Stoßantwort l'(t) in F i g. 2d.

Es stellte sich heraus, daß bei der theoretisch minimalen Taktfrequenz die Umhüllende P(t) mit einer ausgezeichneten Qualität wiedergegeben werden kann, wie dies in Fig. 2edargestellt ist Im Alternator findet die Umsetzung der Umhüllenden P(I) in F i g. 2e in die Stoßantwort l'(t) in F i g. 2d statt insbesondere wird im Alternator die Stoßantwort I'(t) durch die alternierende Summenbildung der genormten Multiplikationsprodukte mit dem genormten Multiplikationsprodukt in der vorhergehenden Taktperiode

so erhalten, welche genormten Multiplikationsprodukte, wie dies aus dem Obenstehenden hervorgeht, in ihrer Größe den Multiplikationskoeffizienten Q genau entsprechen. An den Ausgangsklemmen 59, 60, 61 des Alternators 68 entstehen auf diese Weise am Ende der aufeinanderfolgenden Taktintervalle im Takte der Taktperiode die alternierende Summe der vorhergehenden genormten Multiplikationsprodukte als der dann auftretende Wert der Stoßantwort I'(t). Beispielsweise wird am Ende des Taktintervalls pTd'ie Stoßantwort in

M Formelform gegeben durch:

oder ausgedrückt in der Umhüllenden P(t)d\irch:

wobei also zum Ausdruck gebracht ist, daß die Stoßantwort l'(l)'m F i g. 2d aus der Umhüllenden F(i)\n

Fig.2e dadurch abgeleitet wird, daß die Polarität der Umhfillenden P(t) am Ende der aufeinanderfolgenden Taktzeitintervalle jeweils alternierend in Polarität umgekehrt wird.

Trotz der großen Differenzen bzw. Beträge in der Stoßani'wort in Fig.2d ist durch die ganz neue Konzeption der erfindungsgemäßen Anordnung bei einer minimalen Taktfrequenz dennoch eine Stoßantwort ausgezeichneter Formgestaltung verwirklicht worden, da ja, wie es aus dem Obenstehenden hervorgeht, die Umhüllende P(t) in F i g. 2e sehr genau angenähert wird.

Zusammen mit dem besonders einfachen Bau erhält man bei der erfindungsgemäßen Anordnung bei einer minimalen Taktfrequenz und folglich einer maximal verfügbaren inneren Bearbeitungszeit eine Übertragungskennlinie Λ(ω) von ausgezeichneter Qualität, was eine wesentliche Vergrößerung der Anwendungsmöglichkeiten bedeutet Beispielsweise eine wesentliche Vergrößerung der Menge der praktisch verwirklichbaren Ubertragungskennlinien insbesondere nach den höheren Frequenzgebieten wie Bandfiltern, Hochpaßfiltern, Phasendrehern, u dgL

Andererseits unterscheidet sich die erfindungsgemäße Anordnung durch ihre Flexibilität, die einerseits darin besteht, daß ausschließlich durch Austausch des Multiplikationsprogramms 23 mehrere Ubertragungskennlinien verwirklicht werden, und andererseits in der vollständigen Freiheit im verwendeten Typ des Analog-Digital-Umsetzers, beispielsweise eines Deltamodulators, statt der in F i g. 1 angegebenen Impulsgruppenkodieranordnung.

F i g. 3 zeigt eine Abwandlung der in F i g. 1 angegebenen Anordnung, wobei der F i g. 1 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.

Ebenso wie bei der Anordnung nach F i g. 1 ist die Speicheranordnung 34 vom Paralleliyp mit paralleler. Kanälen 101,102,103 ... versehen, jedoch wird sie hier durch die Kombination aus einem Integrator und einem Alternator gebildet und mit Hilfe elektronischer Schalter 104, 105, 106 mit zwei Schaltkontakten 107, 108; 109, 110; 111,112 in jeder Taktperiode jeweils als Integrator und als Alternator geschaltet; insbesondere wenn die Schalter 104, 105, 106 mit Schaltkontakten 107, 109, Ui verbunden sind, bilden in den parallelen Kanälen 101, 102, 103 die Zusammenfügungsstufen 72, 73, 74, bistabilen Triggerschaltungen 78, 79, 80, Schaltkontakte 107,109, Ul, Umlaufleitungen 113,114, 115 zurück zum Eingang der Zusammenfügungsstufen 72, 73, 74 gemeinsam den Integrator. Sind dagegen die Schalter 104,105,106 mit den Schaltkontakten 108,110, 112 verbunden, so bilden in den parallelen Kanälen 101, 102, 103, die Zusammenfügungsstufen 72, 73, 74, die bistabilen Triggerschaltungen 78,79,80, die Inverter 94, 95, 96 in Form von NICHT-UND-Toren, die Zusammenfügungsstufen 116,117,118, die Schaltkontakte 108, HO, 112, die Schalter 104, 105, 106 zurück zu einem Eingang der Zusammenfügungsstufen 72,73,74 über die Umlaufleitungen 113,114,115 gemeinsam den Alternator, wobei einer Eingangsklemme der an die Inverter* stufe 94 angeschlossenen Zusammenfügungsstufe 116 im ersten Kanal 101 zugleich »!«-Impulse zugeführt werden, die von einem mit geeignetem Potential verbundenen NICHT-UND-Tor herrühren, um die digitale Polaritätsumkehrung in einem Binärsystem zu erhalten. In dem auf diese Weise gebildeten Alternator wird die Polaritätsumkehranordnung durch die NICHT- UND-Tore 119, 94, 95, 96 mit den Zusammenfügungsstufen 116, 117, 118 gebildet, von denen jeweils ein Eingang mit einem Ausgang der vorhergehenden Zusammenfügungsstufe 116, 117 verbundenen ist, und zwar für die bei digitaler Zusammenfügung entstandenen Übertragungsimpulse (carry pulses).

Ober an die bistabilen Triggerschaltungen 78, 79,80 angeschlossenen Ausgangsklemmen 59,60,61 wird das Ausgangssignal der Speicheranordnung 34 mit dem Alternator zur weiteren Verarbeitung dem Digital-Analog-Umsetzer 62 zugeführt, der in jeder Taktperiode, wie in der Anordnung nach Fig. 1, durch Impulse des zentralen Steuerimpulsgenerators 67 eingeschaltet wird.

In der beschriebenen Anordnung werden in jeder Taktperiode die elektronischen Schalter 104, 105, 106 durch Steuerimpulse der an den zentralen Steuerinpulsgenerator 67 angeschlossenen Leitung 120 gesteuert, wobei unter Ansteuerung dieser elektronischen Schalter 104,105,106 durch die integrierende Wirkung während der mit den Schaitköntakten 107,103, ItI verbundenen Stellung der Schalter 104, 105, 106 auf entsprechende Weise wie bei der Anordnung nach F i g. 1 die digitale Summe der in der betreffenden Taktpeiiode liegenden Multiplikationsprodukte als das Ausgangssignal der Speicheranordnung 34 zugeführt wird, wonach die alternierende Summierung mit den in den vorhergehenden Taktperioden gebildeten digitalen Summen der Multiplikationsprodukte durch die Umschaltung der elektronischen Schalter 104, 105, 106 in die mit den Schaltkontakten 108, HO, 112 verbundene Stellung stattfindet

Auf völlig entsprechende Weise wie in F i g. 1 wird als Ausgangssignal das nach der gewünschten Filterfunk tion gefilterte Eingangssignal der Ausgangsklemme 62 der Anordnung entnommen, deren Wirkung bereits an

Hand der Diagramme in Fig.2d und Fig.2e erläutert

wurde.

F i g. 4 zeigt eine folgende Abwandlung der in F i g. 1

angegebenen Anordnung wobei der F i g. 1 entsprechende Elemente wieder mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.

Während bei der in F i g. 1 angegebenen Speicheranordnung 34 im Akkumulator 71 in jeder Taktperiode die digitale Summe der in dieser Periode liegenden Multiplikationsprodukte des digitalen Multiplizierers 16 bestimmt wird, wonach im Alternator 68 die in Polarität alternierende Summierung im Takte der Taktperiode als vorgeschriebene Zeitmuster durchgeführt wird, findet bei der Anordnung nach Fig.4 die in Polarität alternierende Summierung im Takte der doppelten Taktperiode bzw. halber Taktfrequenz statt. Auf diese Weise wird jeweils einmal alle zwei Taktperioden die in Polarität alternierende Summierung auf die Art und Weise durchgeführt, wie in der Stoßantwortkennlinie l"(t)'m F i g. 2f dargestellt ist.

Dies wird auf einfache Weise dadurch erreicht, daß in die parallelgeschalteten Alternatorkanäle 85, 86, 87 in F i g. 1 noch eine zweite bistabile Triggerschaltung 121, 122, 123 als Verzögerungselement aufgenommen wird, so daß die Gesamtverzögerung in jedem der Alternatorkanäle der Verzögerung von 2 Taktperioden entspricht, wodurch die in F i g. 4 angegebene Anordnung erhalten wird. Insbesondere kann die Maßnahme mit Vorteil zur Verwirklichung von Filtern mit einer Zwischenfrequenz des Durchlaßbandes angewandt werden, die bei einem Viertel der Taktfrequenz oder in dessen Nähe liegt, wie dies in der Übertragungskennli-

nie Η'{ω\ die zu der Stoßantwortkennlinie in Pig,2g gehört, dargestellt ist Dabei sind wieder die Amplituden-Frequenz-Kennlinien und die Phasen-Frequenzkennlinien des Filters angegeben, die nun durch Α'{ω) bzw. Β'{ω) bezeichnet worden sind.

Auf völlig entsprechende Weise, wie an Hand der Fig.2d und 2e erläutert wurde, wird in dieser Anordnung die Stoßantwort I"(t) aus der Umhüllenden aufgebaut, die hier jedoch aus zwei Anteilen zusammengebaut ist, und zwar aus einem Anteil der Stoßantwort zu den geradzahligen Taktzeitpunkten und dem Anteil zu den ungeradzahligen Taktzeitpunkten, wie dies in gekennzeichnet Fig.2h durch die Kurve pi"(t) bzw. Pi"(t)dargestellt ist Ebenso wie die Umhüllende P(t)\n F i g. 2e sind die beiden Anteile P_x"(t) und P₂"(t) durch ihre Form besonders geeignet, bei einer minimalen Taktfrequenz auf differentiellem Wege wiedergegeben zu werden, was zu den wichtigen Vorteilen führt, wie bereits bei F i g. 1 erwähnt wurde.

Vollständigkeitshalber sei hier erwähnt, daß für die alternierende Summierung im Alternator auch andere Zeitmuster angewandt werden können, beispielsweise im Takte einer dreifachen Taktperiode durch Aufnahme einer dritten bistabilen Triggerschaltung als Verzögerungselement in den Alternator 68, die zur Verwirklichung von Filterkennlinien mit einer Zwischenfrequenz in der Nähe eines Sechstels der Taktfrequenz von Vorteil ist usw.

Abhängig von der Lage des Durchlaßbandes des Filters gegenüber der Taktfrequenz kann auf diese Weise durch eine geeignete Wahl des Zeitmusters der alternierenden Summierunj; auf vorteilhafteste Weise die Stoßantwort und damit die Übertragungskennlinie aufgebaut werden.

Fig.5 zeigt eine Anordnung von dem in Fig.4 angegebenen Typ, wobei die in der Figur angegebene zusätzliche Maßnahme unter Umständen mit Vorteil angewandt werden kann.

Wie in der Figur dargestellt besteht diese Maßnahme aus der Aufnahme einer zusätzlichen Umlaufleitung 214, 215, 216, die an einen Punkt des durch die bistabilen Triggerschaltungen 94,121; 95, 122; 96,123 gebildeten Verzögerungskreise in den parallelgeschalteten Alternatorkanälen 85, 86, 87 angeschlossen ist und deren Ausgang unter Verwendung der Zusammenfügungsstufen 217, 218, 219, die in der angegebenen Ausführungsform an dem Ausgang der Zusammenfügungsstufe 88, 89,90 angeordnet sind, der im Alternator 68 gebildeten alternierenden Summe zugefügt wird. Für die Übertragungsimpulse dieser Zusammenfügungsstufen 217, 218, 219 ist jeweils ein Ausgang mit einem Eingang einer Zusammenfügungsstufe 218, 219 in einem folgenden Alternatorkanal 86,87 verbunden.

Mit Vorteil ist diese zusätzliche Umlaufleitung 214, 215, 216 in den parallelgeschalteten Alternatorkanälen 85, 86, 87 unmittelbar oder über eine in der Figur gestrichelt dargestellte Polaritätsurnkehrstufe 220, 221, 222 mit einem Eingang der Zusammenfügungsstufe 217, 218, 219 verbunden, insbesondere stellt es sich heraus, daß durch diese Maßnahme unerwünschte Durchlaßgebiete vermieden werden.

Aus F i g. 6 zeigt eine Abwandlung der in F i g. 1 angegebenen Anordnung, wobei jedoch in der Speicheranordnung 34 mit dem Alternator die in Polarität alternierende Summierung ohne Verwendung eines Akkumulators oder Integrators hier unmittelbar in der Periode der im digitalen Multiplizierer 16 gebildeten Multiplikationsprodukte als vorgeschriebenes Zeitmuster stattfindet, & h„ im Takte der Periode des Schiebeimpulsgeneraton? mit der Periodendauer T/n. Auf diese Weise weist die hier angegebene Anordnung eine wesentliche Vereinfachung auf, da hier ein einzelner Akkumulator bzw. Integrator eingespart wird.

In der angegebenen Ausführung entspricht diese Speicheranordnung 34 mit dem Alternator dem in Fig.3 bei Umschaltung der elektronischen Schalter

104,105,106 in die mit dem Schaltkontakt 108, UO, 112

in verbundene Stellung gebildeten Alternator. Insbesondere ist dabei die vom Alternator gebildete Speicheranordnung 34 vom Paralleltyp mit einer Anzahl parallelgeschalteter Kanäle 124, 125, 126 versehen, wobei die Zusammenfügungsstufen 72, 73, 74, die bistabilen Triggerschaltungen 78,79,80, die Inverter 94,95,96 in Form von NICHT-UND-Toren die Zusammenfügungsstufen 116, 117, 118 zurück zu einem Eingang der Zusammenfügungsstufen 72, 73, 74 über Umlaui leitungen 113, 114, 115 gemeinsam den Alternator bilden, wobei ebenso wie bei F i g. 3 der Zusammenfügungsstufe 116 im ersten Kanal Ϊ24 »'!«-impulse zugeführt werden, die von einem mit einem geeigneten Potential verbundenen NICHT-UND-Tor 119 herrühren, um die digitale Polaritätsumkehrung in einem Binärsystem zu erhalten. An die Paralleleingangsklemmen 31,32,33 der als Alternator wirksamen Speicheranordnung 34 sind unmittelbar die parallelen Ausgangsklemmen 28,29,30 des digitalen Multiplizierers 16 gelegt worden, während der Eingangsklemme 56 der Zusammenfügungsanord nung 72 im ersten Kanal 124 zur Polaritätsumkehrung über die Leitung 55 noch Polaritätsimpulse zugeführt werden, die von der Ausgangsklemme 21 des Impulsweichenprogramms 23 herrühren. Über die an die bistabilen Triggerschaltungen 78,79, 80 angeschlossenen Ausgangsklemmen 59,60,61 ist die ausschließlich als Alternator wirksame Speicheranordnung 34 zur Digital-Analog-Umsetzung an den Digital-Analog-Umsetzer 62 angeschlossen, der ebenso wie bei den vorhergehenden Anordnungei* im Takte der Taktperiode T durch Impulse des Steuerimpulsgenerators 67 eingeschaltet wird.

Wie bereits obenstehend erwähnt wurde, findet in der Anordnung 34 die alternierende Summierung im Takte der Periode des Steuergenerators mit der Periodendau er T/n statt. Insbesondere wird im Alternator 34 das digitale Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung aus den Zusammenfügungsstufen 72, 73, 74 zusammengestellt, und zwar nach Verzögerung in der durch die bistabilen Triggerschaltungen 78, 79, 80 gebildeten Verzögerungsanordnung und nach Polaritätsumkehrung in der Polaritätsumkehranordnung, die aus den NICHT-UND-Toren 119, 94, 95, % mit den Zusammenfügungsstufen 116, 117, 118 über die Umlaufleitungen 113, 114, 115 zur Zusammenfügungs anordnung 72, 73, 74 zur Zusammenfügung mit dem folgenden Multiplikationsprodukt des digitalen Multiplizierers 16 zurückführt, wonach das auf diese Weise gebildete Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung 72, 73, 74 wieder nach Verzögerung um T/n und nach Polaritätsumkehrung zur Zusammenfügung mit dem dann auftretenden Multiplikationsprodukt über die Umlaufleitungen 113, 114, 115 dem Eingang der Zusammenfügungsanordnung 72, 73, 74 zurückgeführt wird.

Der beschriebene Zyklus wiederholt sich, und wie dabei festgestellt wurde, wurde an den Ausgangsklemmen 59, 60, 61 des Alternators 34 genau dasselbe Ausgangssignal wie bei der Anordnung nach Fig. I und

3 erhalten, wenn dafür gesorgt wurde, daß pro Taktperiode Tdie durch das Impulsweicheneinstellprogramm 23 gegeben wird, eine ungerade Anzahl Multiplikationskoeffizienten auftritt, die in ihrem Absolutwert einen differentiellen Kode bilden.

Auf völlig entsprechende Weise wie beispielsweise bereits an Hand der Diagramme in Fig.2e und 2d erläutert wurde, wird dabei zur Verwirklichung der Übertragungsker.rtlinie Η{ω) in Fig.2 die Stoßantwortkennlinie I'(t)\n F i g. 2d erhalten.

Bildet die Anzahl Multiplikationskoeffizienten einen geraden Zahlwert, so müssen zusätzliche Maßnahmen angewandt werden. Insbesondere kann man dazu die Anzahl Multiplikationskoeffizienten pro Taktperiode ungerade machen, was auf eine besonders einfache Art und Weise dadurch erreicht wird, daß eine oder im allgemeinen eine ungerade Anzahl Multiplikationskoeffizienten mit dem Wert Null am Anfang oder Ende der Multiplikationskoeffizientenreihe zugefügt wird Auch auf andere Art und Weise können dieselben Resultate erreicht werden, indem vorder· umlaufenden Schieberegister und zugleich hinter der durch den Alternator gebildeten Speicheranordnung 34 eine Polaritätsumkehranordnung aufgenommen wird, die unter Ansteuerung eines elektronischen Schalters im Takte der doppelten Taktperiode eine Polaritätsumkehrung durchführen.

In der in F i g. 7 angegebenen Anordnung nach der Erfindung werden die zweiwertigen Impulssignale, beispielsweise synchrone Telegraphiesignale, Deltamodulationssignale, u. dgl., einer Impulsquelle 124 entnommen, die über eine Leitung 125 durch Taktimpulse gesteuert wird, die von dem zentralen Steuerimpulsgenerator 67 herrühren. Der F i g. 1 entsprechende Elemente sind mit denselben Bezugszeichen angegeben. Für den Filterprozeß werden die Impulssignale, die von der Impulsquelle 124 herrühren, auf die Art und Weise wie in F i g. t angegeben einem Schieberegister 126 mit Schieberegisterelementen 127, 128, 129, 130 zugeführt, dei jn Inhalt über die Leitung 15 im Takte der Taktfrequenz oder eines Vielfachen derselben weitergeschoben wird, und es ist weiter ebenso wie bei der Anordnung nach F i g. 1 dafür gesorgt worden, daß zur digitalen Multiplikation jeder Eirigangsimpuls des Schieberegisters 126 nacheinander eine Reihe von Ausgangsimpulse liefert. An Stelle tines umlaufenden Schieberegisters wird in der angegebenen Anordnung ein elektronischer Schalter 131 verwendet, der innerhalb jeder Schiebeperiode des Schieberegisters 126 die Klemmen an den Schiebüregisterelementen 127-130 unter Ansteuerung von Schaltimpulsen der Leitung 132 abtasten, die vom zentralen Steuerimpulsgenerator 67 herrühren und die zugleich die Steuerimpulse des Multiplikationsprogramms 23 bilden.

Wie in der Anordnung nach F i g. 1 ist der digitale Multiplizierer 16 als Impulsweiche ausgebildet, die eine Anzahl Impulsweichenkanäle zur digitalen Multiplikation der Impulse, die vom Schalter 131 herrühren, mit den Multiplikationskoeffizienten 2². 2', 2°, 0 enthält, wobei die Einstellung auf den gewünschten Multiplikationskoeffizienten durch Impuiskodegruppen an den Ausgangsklemmen 133, 134, 135, des Multiplikationsprogramms 23 in Form eines Impulsweicheneinstellprogramms und die Einstellung der Polarität durch Polaritätsimpulse der Ausgangsklemme 136 erfolgt und die digitale Polaritätsumkehrung in einem Binärsystem bereits in dem durch Jie Impulsweiche gebildeten digitalen Multiplizierer 16 durchgeführt wird.

Insbesondere enthält die Impulsweiche 16 eine Anzahl an den elektronischen Schalter 131 angeschlossener paralleler NICHT-UND-Tore 137,138,139,140. 141, wobei die Ausgangsklemmen 133, 134, 135 des Multiplikationsprogramms 23 an die NICHT-UND-Tore 140,138,137, bzw. 139 angeschlossen sind und die Polaritätsklemme 136 an die NICHT-UN D-Tore 139, 141, während weiter mit den Ausgangsklemmen 142-145 verbundene NICHT-UND-Tore 146-149 ίο angebracht sind, die eingangssei tig mit dem NICHT-UND-Tor 137, den NICHT-UND-Toren 138, 139; den NICHT-UND-Toren 140, 141; dem NICHT-UND-Tor 149... verbunden sind

Unter Ansteuerung der Kodegruppen der Polaritätsimpulse an den Ausgangsklemmen 133—136 des impulsweicheneinstellprogramms 23 erfolgt in der beschriebenen Impulsweiche 16 unmittelbar die digitale Multiplikation entsprechend dem gewünschten Multiplikationskoeffizienten und der Polarität So wird im Falle des Muhipfikationskoeffizienten 0 ar den Klemmen !33—135 des ImpijUweicheneinstellcnrogranims 23 die Kodegruppe 000 auftreten, und auch der Polaritäuimpuls der Polaritätsklemme 136 ist gleich 0, mit der Folge, daß an keiner der Ausgangsklemmen 142—145 des digitalen Multiplikators 16 ein Impuls abgegeben wird; im Falle aes Multiplikationskoeffizienten +2°, +2', +2² treten an den Klemmen 133—135 des Impulsweicheneinstellprogramms 23 die Kodegruppen 001, 010 bzw. 100 auf und der Polaritätsimpuls an der Polaritätsklemme 136 entspricht 0, mit der Folge, daß ausschließlich an den Ausgangsklemmen 142,143,144 des Multiplikators 16 ein Impuls auftreten wird dann entsprechend einer digitalen Multiplikation in einem Binärsystem mit 2°, 2' bzw. 2²; im Falle des Multiplikationskoeffizienten -2°, —2', — 2² treten dieselben Kodegruppen an den Klemmen 133,134 bzw. 135 des Impulsweicheneinstellprogramms 23 auf, sowie ein Polaritätsimpuls an der Polaritätsklemme 136, mit der Folge, daß an allen Ausgangsklemmen 142—145 außer an der Ausgangsklemme 142 und außer an den Ausgangsklemmen 142, 143 des Multiplizierers 16 Impulse auftreten, was einer digitalen Multiplikation mit -2°, -2" bzw. -2² in einem Binärsystem entspricht

An den Ausgangsklemmen 142—145 des als Impulsweiche aufgebauten Multiplizierers 16 werden auf diese Weise nach Multiplikationskoeffizienten und Polarität ■ multiplizierte digitale Signale erhalten, welche Multiplikationsprodukte in der als Alternator ausgebildeten Speicheranordnung 34 auf alternierende Weise Im Takte des Auftretens der Multiplikationsprodukte zusammengefügt werden, wobei ebenso wie bei der Anordnung in F i g. 6 die Anzahl der Multiplikationskoeffizienten je Taktperiode hier eine ungerade Zahl bildet. Der hier angegebene Alternator 34 entspricht übrigens dem bereits in F i g. 1 angegebenen Alternttor und bedarf aus diesem Grunde keiner näheren Erläuterung, wobei entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.

Für die Weiterve-arbeitung isi der Alternator 34 an einen Digital-Analog-Umsetzer 62 in Form einer Impulsgruppendekodieranordnung mit einer in ihrem Ausgangskreis liegenden Abtastanordnung 63 angeschlossen, wobei über ein Tiefpaßfilter 64 der Ausgangsklemme 65 das Ausgangssignal der Anordnung entnommen wird, das das entsprechend der gewünschten Übertragungsfunktion gefilterte Eingangssignal bildet

Die völlige Freiheit der Wahl der verwendeten Analog-Digital-Umsetzart bietet in der Anordnung

nach der Erfindung den wesentlichen Vorteil, den Analog-Digital-Umsetzertyp an die Art des Eingangssignals anzupassen, beispielsweise abhängig von der Tatsache, ob z. B. Gesprächssignale, Musiksignale oder Fernsehsignale verarbeitet werden, während digitale Signale wie beispielsweise synchrone Telegraphiesigna-Ie ohne Analog-Digital-Umsetzung unmittelbar benutzt werden können. Nicht unbedingt notwendig ist es, die Inipulsgruppen am Ausgang des Alternators in einem Digital-Analog-Umsetzer 62 in ein Analogsignal umzuwandeln; diese Impulsgruppen können auch zur weiteren Verarbeitung benutzt werden, beispielsweise für digitale Modulation.

Ebenfalls besteht große Freiheit in der Ausbildung der Verzögerungsanordnung; in den Verzögerungsanordnungen können beispielsweise Schieberegister oder Speicher mit wahlfreiem Zugriff (random access memories) verwendet Werden, die dann zum Erhsitcr; einer Reihe aufeinanderfolgender Ausgangsimpulse aus einem einzigen Eingangsimpuls noch verschiedenartig ausgebildet werden können, beispielsweise als umlaufende Schieberegister, Schieberegister mit Verwendung elektronischer Schalter u. dgl, wie bereits an Hand der vorhergehenden Figuren erläutert wurde.

Fig. 8 zeigt eine weitere Ausführungsform der erfindungsgeitnäßen Anordnung, die insofern von der angegebenen Ausführungsform abweicht, daß der digitale Multiplizierer 16 nicht als Impulsweiche ausgebildet zu sein braucht, sondern von einem üblicheren Typ sein kann. In diesem Fall ist das Multiplikationsprogramm 23 als Koeffizientenprogramm ausgebildet, wobei die den Ausgangsklemmen 151, 152, 153, 154, 155 entnommenen Impulsgruppen nach Polarität und Größe den Multiplikationskoeffizienten definieren, der wie zuvor in einem differentiellen Kode die zu verwirklichende Übertragungskennlinie kennzeichnet

Ebenso wie bei der Ausführungsform nach F i g. I werden in dieser Ausführungsform umlaufende Schieberegister 8, 9 verwendet, wobei die durch digitale Multiplikation der Impulsgruppen der umlaufenden Schieberegister 8, 9 nach Polarität und Größe mit den Koeffizienten des Koeffizientenprogramms 23 an den Ausgangsklemmen 28, 29, 30 gebildeten Multiplikationsprodukte in einem Binärsystem der als Alternator ausgebildeten Speicheranordnung 34 zugeführt werden, die jeweils von den angebotenen Multiplikationsprodukten und den vorhergehenden Multiplikationsprodukten die alternierende Summe bildet. Über den Digital-Analog-I'msetzer 62 mit der in seinem Ausgangskreis liegenden Abtastanordnung 63 und dem darauffolgenden Tiefpaßfilter 64 wird der Ausgangsklemme 65 das Ausgangssignal der Anordnung entnommen, das wie bei den vorhergehenden Anordnungen das entsprechend der gewünschten Übertragungsfunktion gefilterte Eingangssignal bildet

In seiner Funktion entspricht der verwendete Alternator 34 dem der vorhergehenden Anordnungen und enthält wie bei dieser Anordnung eine Zusammenfügungsanordnung 79 und eine Polaritätsumkehr anordnung 69, die aus einer Anzahl Zusammenfügungsstufen 88, 89, 90 bzw. Polaritätsumkehrstufen zusammengestellt sind, die mit Inverterstufen 91, 92, 93 in Form von NICHT-UND-Toren für die logische Inversion der angebotenen Impulsgruppen versehen sind, und Zusammenfügungsstufen 116,117,118, wobei die Zusammenfügungsstufen 88, 89, 90 in den Alternatorkanälen 124, 125, 126 über eine bistabile Trigger- schaltung 78, 79,80 mit dem Eingang der Polaritätsum kehrstufen 91—93, 116—118 und der Ausgang der Polaritätsumkehrstufen über eine Umlaufleitung 113, 114, 115 mit einem Eingang der Zusammenfügungsstu-', fen 88, 89, 90 verbunden sind. Dabei sind die Eingangsklemmen 31,32,33 der Zusammenfügungsstufen 88, 89, 90 mit den Ausgangsklemmen 28, 29,30 des digitalen Multiplizierers verbunden, während weiter eine Eingangsklemme der Zusammenfügungsstufen 89,

ίο 90 und 117, 118 der Polaritätsumkehrstufen jeweils an einen Ausgang der vorhergehenden Zusammenfügungsstufe 88, 89 bzw. 116, 117 für die bei digitaler Zusammenfügung entstandenen Übertragimpulse (carry pulses) angeschlossen sind.

is In der angegebenen Ausführungsform weicht die digitale Polaritätsumkehranordnung 69 im Alternator 34 von der der vorhergehenden Figuren ab, denn '.vährend in den vnrhprgphrndpn Annrdnuneen die digitale Polaritätsumkehrung dadurch ausgeführt wird,

jo daß nach einer logischen Inversion eine Impulsgruppe mit dem Wert + I zugefügt wird, erfolgt in der Anordnung nach Fig.8 die digitale Polaritätsumkehrung dadurch, daß vor der logischen Inversion eine Impulsgruppe mit dem Wert - I hinzugefügt wird, die in

r, einem Binärsystem durch die Impulsgruppe 111 ... dargestellt wird. Auf diese Weise wird in der Anordnung nach Fi J. 8 jeder der Zusammenfügungsstufen 116,117, 118 der Polaritätsumkehranordnung 69 ein »!«-Impuls zugeführt, der von einem mit festem Potential

jo verbundenen NICHT-UND-Tor 156, 157, 158 herrührt, und nach diesen Zusammenfügungsstufen 116, 117, 118 sind die als Inverter wirksamen NICHT-UND-Tore 91, 92, 93 vorgesehen, wobei wie obenstehend das Ausgangssignal der Polaritätsumkehranordnung 69 über die Umlaufleitung 113, 114, 115 einer Eingangsklemme der Zusammenfügungsstufen 88, 89, 90 zugeführt wird.

In der Wirkungsweise entspricht die angegebene Anordnung der der hervorgehenden Anordnung und bedarf nach der obenstehenden eingehenden Erläuterung keiner weiteren Erklärung.

Aus den obenstehend beschriebenen Anordnungen dürfte es einleuchten, daß es zur Ausbildung des digitalen Multiplizierers 16 mehrere Möglichkeiten gibt, beispielsweise als Impulsweiche oder auf eine üblichere Art und Weise, und zugleich in der Ausbildung der Multiplikationsprogramme, beispielsweise als Impulsweicheneinstellprogramm oder als Koeffizientenprogramm, welche Multiplikationsprogramme noch verschieden erzeugt werden können, beispielsweir~ aus Schieberegistern, Festwertspeicher (read only memory), aufgebaut aus magnetischen Kernen, Transistormatrizen u. dgl. Dabei müssen die angewandten Multiplika tionskoeffizienten zur digitalen Multiplikation im digitalen Multiplizierer jedoch immer die zu verwirkli chende Übertragungskennlinie in einem differentiellen Kode kennzeichnen.

Fig. 9 zeigt eine Abwandlung der in Fig. 6 angegebenen Anordnung, die ebenso wie bei F i g. 6 eine in Polarität alternierende Summierung in der Periode der im digitalen Multiplizierer 16 gebildeten Multiplika tionsprodukte durchführt, wobei jedoch unter Verwen dung eines in jeder Taktperiode umschaltbaren Speichernetzwerkes die in F i g. 2f dargestellte Stoßantwortkenniinie l"(t) mit der Anordnung nach Fig.4 verwirklicht wird, entsprechend also einer Zwischenfrequenz der Obertragungskennlinie Η'{ω) von einem Viertel der Taktfrequenz bzw. in der Nähe desselben.

Ebenso wie bei Γ ig. 6 enthält die als Alternator ausgebildete Speicheranordnung 34 eine Anzahl parallelgesehalteter Kanäle 124, 125, 126. die mil einer Zusammenfügungsanordnung mil Ztisammcnfügiinjjsstufen 72, 73, 74 und einer Polarilätsumkehranordniing aus den Inverlcrn 94, 95, % verschen sind, die an Zusamminfügungsstufcn 116, 117, 118 angeschlossen sind, und ein an die Zusammcnfügungsstufe 116 angeschlossene NICHT-UND-Tor 119, das ständig »!«-Impulse liefert, wobei ein Ausgang der Zusammenfiigungsslufcn 116, 117, 118 in den Polaritätsumkchrslufcn über UinlauMcitiingcn 113, 114, 115 mit es en Zusammenfügungsstiifcn 72, 73, 74 verbunden ist. Zwischen den Zusammcnfügungssttifcn 72, 73, 74 und den Inverlcrn 94,95, 96 in jedem der parallclgcschallelen Kanäle 124, 125, 126 liegt das in jeder Takipcriode umschallbare Speicherwerk, das einpolige elektronische Schalter 195, 196, 197 und zweipolige elcklror> sehe Schalter 198, 199, 200 enthält, die in jeder i'aktpcriode über die Leitung 201 gleich/eilig umgeschaltet werden, sowie /wischen den genannten Schaltern liegende parallele Verzögerungselcmcnic in Form einer bistabilen Triggcrschaltung 202, 203: 204, 205; 206, 207. In jedem der parallelgcschaltcten Kanäle 124. 125, 126 liegt eine der bistabilen Triggcrschallungen 202, 203: 204, 205: 206, 207 in der Art und Weise nach Γ ig. 6 zwischen der betreffenden Zusammenfügungsstufc. während die andere bistabile Triggcrschaltung mittels einer Rückführungslcitung 208, 209; 210, 211; 212, 213 als Umlaufspeicher geschaltet ist.

Ausgehend von der in der Figur angegebenen Stellung der Schalter 195-197; 198-200 findet die alternierende .Summierung der Multiplikationsproduktc über die bistabile Triggcrschaltung 203, 205, 207 stall, und zwar auf die Art und Weise, wie dies bereits in Γ i g. 6 erläutert wurde, wobei am Ende der Taktperiode die Schalter 195—197, 198—200 mittels eines Schaltimpulses der Leitung 201 in die andere Schalterstellung umgeschaltet werden. In dieser Stellung der Schalter wird die gebildete digitale Summt am Ende der Taktperiode in den dann als Umlaufspeicher geschalteten bistabilen Triggerschaltungen 203, 205, 207 gespeichert, während die alternierende Summierung über die bistabilen Triggerschaltungen 202, 204, 206 mit der in diesen Triggerschaltungen am Ende der vorhergehenden Taktperiode gespeicherte digitale Summe als erstem Wert stattfindet. In jeder Taktperiode wiederholt sich der beschriebene Zyklus durch Umschaltung der Schalter 195-197; 198-200 mit Hilfe eines Schaltimpulses der Leitung 201.

Im wesentlichen entspricht die angegebene Wirkungsweise völlig der der Anordnung nach Fig.4. wobei die in Fig.2f dargestellte Stoßantwortkennlinic l"(t) auf entsprechende Weise wie die Übertragungskennlinie bei einem Viertel der Taktfrequenz oder in dessen unmittelbarer Nähe gebildet wird. Dabei tritt wie bei Fig.6 je Taktperiode eine ungerade Zahl Multiplikationskoeffizienten auf, die danach einen differentiellen Kode im Absolutwert die zu verwirklichende Übertragungskennlinie definieren.

Auch bei dieser Anordnung läßt sich die Stelle des Durchlaßbandes des Filters gegenüber der Taktfrequenz einstellen; wünscht man beispielsweise ein Durchlaßband bei einem Sechstel der Taktfrequenz, so sind die Schalter 198—200 als Dreipolschalter ausgebil det und der einpolige Schalter mit drei Schaltkontakten versehen mit an diese Schaltkontakte angeschlossenen bistabilen Triggerschaltungen, wobei jeweils über eine der Triggerschaltungen Zusamnicnfügungsslufen in dem beireffenden Allernatorkanal mit der dazu gehörenden Polariiälsumkchrstufc verbunden ist, während die übrigen bislabilen Triggcrsehaltungcn als

'. umlaufende Speicher geschähet sind.

Während in den vorhergehenden Ausliihrungsformen Allcrnaloren vom Parallellyp dargestellt sind, zeigt die Anordnung nach Fig. IO eine Ausführungsform eines Alternators 34 vom Reihcnlyp.

ο In der in Fig. 10 angegebenen Anordnung werden da/11 die eingetroffenen analogen Signale, die von der Leitung I herrühren, wieder einer durch Ablaslimpiilse der Taktfrequenz gesieucrlen Abtastanordnung 2 zugeführt, wobei die Ablast werte an einen Analog-Digi

ι". tal-Umselz.er 159 in Form einer Impiilsgruppenkodieranordnung mit einem Reihenaiisgang gelegl sind. An dein Ausgang der Impulsgruppeiikodicranordnung 159 werden auf diese Weise Impulsgruppen erhallen, die linien zeitlich auieimiinlet itiigeiiuL- /.iiSiiiniMCriSiclliingS-

-Ii impulse gebildet werden, wobei jeweils entsprechende Zusammenstellungsimpulse aufeinanderfolgender Impulsgruppe» im Takle der Taktfrequenz auftreten und die zeillich nacheinander auftretenden Zusammcnsiel limgsimpulse in einer Impulsgruppe aufeinanderfolgen

.»■> de Zahlen in einem llinärsysiem kennzeichnen, insbesondere entspricht der erste Zusammcnsicllungsimpuls der Zahl 2". der /weite der Zahl 2' usw. Dabei isl der Zeitabsland zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsgruppen gleich dem Vierfachen des Abstandes r

in zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen in einer Impulsgruppe.

Zur digitalen Filterung werden die in der Impulsgruppcnkodieranordnung 59 erzeugten Impulsgrinpcn einem umlaufenden Schieberegisters zugeführt, das mil

r. einem Rückfiihrungskrcis 10 und mit einem elektronischen Schalter 12 versehen ist, um infolge jeder dem Eingangskreis des Schieberegisters 8 zugcführtcn Impulsgruppe eine Reihe aufeinanderfolgender Impulsgruppen zu erzeugen, die einem als Impulsweiche

μ ausgebildeten digitalen Multiplizierer 16 zugeführt werden, der mit einer Anzahl parallclgeschaltcter Impulsweichenkanäle 160, 161, 162, 163, 164 sowie einem Impulsweichcncinslellkreis 23 versehen ist, der einen durch einen F.insiellkode des Impulsweichencin-

■r. stellprogramms gesteuerten Schalter 165 mit auf den Impulsweichenkanälen 160—164 angeordneten Kontaktklcmmen 166-170 einhält. Insbesondere ist der Impulsweichenkanal 160 an ein 0-lmpulsen entsprechendes festes Potential gelegl. das einem Multiplika-

■iii tionskoeffizicnlcn 0 entspricht, und die übrigen Impulsweichenkanäle 161-164 sind mit dem Ausgang des umlaufenden Schieberegisters 8 verbunden bzw. unmittelbar mit 161 und über Vcrzögcrungselemente 171,172 173, in Form der Schieberegister mit Verzögerungszeiten entsprechend dem Einfachen, Zweifachen und Vierfachen des Zeitabstandes τ zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zusammenstellungsimpulsen in einer Impulsgruppe entsprechend den Multiplikationskoeffizienten 2°, 2', 2² und 2*, da eine Zeitverzögerung im eine digitale Multiplikation mit einem Multiplikationskoeffizienten 2^m bewirkt.

Zur Polaritätseinstellung ist an den elektronischen Schalter 165 eine Polaritätsstufe 174 angeschlossen, die zwei parallele Zweige mit einem in einem der Zweige I- 65 als Inverter wirksamen NlCIfT-UND-Tor 175 und einem Polaritätseinstellkreis enthält, der mit einem durch Polaritätsimpulse des Impulsweicheneinstellprogramms 23 gesteuerten elektronischen Schalter 176 mit

auf den parallelen Zweigen angeordneten Kontaklklemmen 178, 179 verschen ist. leder der logischen invertierten Impulsgriippen in der l'olaritätsstufc 174 wird zum Gewinnen einer Impulsgruppe entgegengesetzter Polarität in einem Biniirsystem zugleich ein dem Wert 2° entsprechender Impuls zugefügt, der ebenso wie in Fig. I durch einen dem !mpulsweiehencinsiellprogramm 23 über die Leitung 25 entnommenen Polarilätsimpuls gebildet wird.

Werden auf diese Weise in der bisher beschriebenen Anordnung die beiden elektronischen Sch.iller 175, 17h im digitalen Multiplizierer 16 durch den Einstcllkode des Impiilsweicheneinstellprogramms 25 in die gewünschte Stellung gebracht, so findet dadurch die digitale Multiplikation der Impulsgruppen des umlaufenden Schieberegisters 8 mit den Multiplikationskoeffizienten in differentiellem Kode statt, der zu der Stellung der hc:;!e" elektronisch·.;!? Schulter !^fil\ '7f> wi-höri. wobei die an der Ausgangsklemme des digitalen Multiplizierers 16 auftretenden Multiplikationsprodukte zur Weiterverarbeitung dem noch zu beschreibenden Allernator in der Speicheranordnung J4 zugeführt werden. Über den Digital-Analog-Umsetzer 180 mit der in clem Ausgangskreis liegenden Abtastanordnung 65 und dem darauffolgenden einfachen Tiefpaßfilter 64 wird der Ausgangsklemme 65 das Ausgangssignal der angegebenen Anordnung entnommen.

/um Erzeugen der alternierenden Summe im Takte der angebotenen Impulsgruppe, die durch die in Zeitfolge auftretende Zusammenstellungsimpulse und die vorhergehenden Impiilsgruppen gebildet wird, ist der verwendete Allernator J4 vom Reihentyp. Ebenso wie bei den vorhergehenden Anordnungen ist der Alternator 54 mit einer Zusaminenfügungsanordnimg 181 und mit einer Polariiätsiimkchranordnung 182 versehen, die aus einem als Inverter dienenden NIC'HT-UND-Tor 18} und einer Zusammenfügungsanordtumg 184 zusammengestellt ist, wobei ein Ausgang der Polaritätsumkehranordnung 182 über eine Umlaufleiiung 215 mit einem Eingang der Zusammenfügungsanordnung 181 und ein Ausgang der Zusammcnfügungsanordnung 181 über ein Verzögcrungselement 185 in Komi eines Schieberegisters mit einem Eingang der Polaritätsumkehranordnung 182 verbunden ist, wahrend das Ausgangssignal des Alternators 14 dem Ausgang des Schieberegisters 185 entnommen wird.

Ebenfalls sind an einem Ausgang der Ziisammenfügungsanordnungen 181, 184 für die Überiragungsimpulse dienende (Ibertragiingsleilungen vorgesehen, die über Verzögerungseleniente in Form von Schieberegistern 186, 187 und elektronischen Schaltern 188, 189 mit Kontaktkicmmcn 191, 192; 19}, 194 an einen Eingang der betreffenden Z.isammenfügungsanordnungen 181, 184 angeschlossen sind. Dabei ist die Verzögerungszeit des Schieberegisiers 185 gleich der Zeitperiode zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsgruppen, die im angegebenen Aiisführungsbeispiel der Taktperiode Γ entspricht und die der Schieberegister 186, 187 gleich dem Zeitabsland r zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zusammenstellungsimpulsen mit einer Impulsgruppe.

I Inter Ansteuerung von Schaltimptilsen des zentralen Sieuerimpulsgenerators 67. die von der I i'itung 190 herrühren, werden jeweils am Anfang einer Impulsgruppe die Kontaktklemmen 191, 195 über die elektronischen Schalter 188, 189 mit den /iisammenfügiingsan-Ordnungen 181, 184 verbunden, wobei am Eingang dei Zusammenfügungsanordnung 181 die auftretenden l'olaritätsimpulse des linpulsweichenprogramms 23 über die Leitung 55 und dem Eingang tier Zusammenfügungsanordnung 184 zugeführt werden, die von dem mit dem festen Potential verbundenen NICHT-UND-Tor 215 herrühren. Nach dem ersten Zusammenstellungsini- puls der Impulsgruppe werden die elektronischen Schalter 188, 189 auf die Konlaklklemmen 192, 194 umgeschaltet, und die in den Zusammenfügungsanordnungen 181, 184 gebildeten Übertragsimpulse werden über die Übertragsleitungen ilen Eingängen tier ZusammcnfügungsanordiHingen 181, 184 zugeführt, wobei mit Hilfe tier digitalen Zusammenfügungsanordnung 181 und der digitalen Polariiatsumkehranordnung im Alternator die alternierende Summe gebildet wird, die der Ausgangsklemnie 217 zur Weiterverarbeitung entnommen wird.

Auf entsprechende Weise wie an Hand der Zeiltliagramme in E i g. 2d und Γ i g. 2e erläutert wurde, wird durch eine geeignete Einstellung der Multiplikationskoeffizienten die Stoßanlwort l'(t) aufgebaut, die die gewünschte Übertragungskennlinie H{ot) bestimmt. Obenstehend wurde die Anordnung nach der Erfindung an Hand einer Anzahl verschiedener

ι Ausführungsformen erläutert, wobei es sich herausgestellt hat, daß der Alternator verschiedenartig .-.ein kann, beispielsweise vom Reihen- und vom Paralleltyp, die dann noch verschiedenartig ausgebildet werden können, aber außerdem gibt es noch weitere Möglichkeiten.

i beispielsweise den Aufbau des Alternators in analogen Techniken unter anderem zur Verwendung bei einem Reihenfolgenumtausch der Speicheranordnung und des Digital-Analog-Umsetzers, wenigstens teilweisen Zusammenbau von Elementen der Zusammenfügungsan-

i ordnung und der Polaritütsunikehrstufe oder gegebenenfalls des digitalen Multiplikators u. dgl.

Hierzu Il I5l;ilt /cichmumen

Claims (24)

Patentansprüche:

1. Anordnung mit einer vorbestimmten Übertragungskennlinie zur Verarbeitiiing von Informations- Signalen mit mindestens einer Verzögerungsanordnung und einem Eingangskreis, an den im Takte einer Taktfrequenz von den Informationssignalen abgeleitete Informationsiinpulse gelegt sind, mit einem an die Verzögeningsfaroordnung angeschlosse- ι ο nen Steuergenerator mit einer Steuerfrequenz entsprechend einem ganzen Vielfachen der Taktfrequenz, weiter mit einem digitalen Multiplizierer, der einerseits mit der Verzögerungsanordnung, die durch jeden Eingangsimpuls nacheinander eine i^r· Impulsreihe liefert, und andererseits mit einem Multiplikationsprogramm gekoppelt ist, unter dessen Ansteuerung die der Verzögerungsanordnung entnommenen Impulse jeder der gebildeten Impulsreihen im,digitalen Multiplizierer nacheinander mit aufeinanderfolgenden digitalen Multiplikationskoeffizienten digital multipliziert werden, weiche Koeffizienten in einem differentiellen Kode die zu verwirklichende Übertragungskennlinie kennzeichnen, während weiter der Ausgang des digitalen Multiplizierers an eine Speicheranordnung angeschlossen ist, die die durch digitale Multiplikation der Impulse in den genannten Impulsreihen erhaltenen Multiplikationsprodukte zusammenstellt, d a -durch gekennzeichnet, daß in die Speicher- jo anordnung ein Alternator aufgenommen ist, der mit einer Polar Cätsumkehranordnung und einer Zusammeiifügungsancrdnung ver^hen ist und der in vorbestimmter Folge jeweils die in Polarität alternierende Summe der Mv!tiplikationsprodukte, die innerhalb bestimmter Zeitperioden liegen, und der in vorhergehenden bestimmten Zeitperioden angebotenen Multiplikationsprodukte des Multiplizierers als Ausgangssignal der Anordnung mit dem Alternator bildet

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der Polaritätsumkehranordnung an den Ausgang der Zusammenfügungsinordnung angeschlossen ist, die einerseits über eine Umlaufleitung durch die Polaritätsumkehranordnung gespeist wird und andererseits durch Multiplikationsprodukte des Multiplizierers, die innerhalb bestimmter Zeitperioden liegen.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in den Alternator in Kaskade mit der Zusammenfügungsanordnung und der Polaritätsumkehranordniing ein Kreis mit mindestens einem Verzögerungselement zur Verzögerung der im Alternator gebildeten alternierenden Summe über einen Zeitabstand entsprechend einem ganzen Vielfachen bestimmter Zeitperioden, in denen die Multiplikationsprodukte des Multiplizierers liegen, aufgenommen ist.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungselement in Kaskade t>o mit der Zusammenfügungsanordnung und der Polaritätsumkehranordnung durch eine bistabile Triggerschaltung gebildet wird.

5. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungselement in Kaskade mit der Zusammenfügungiianordnung und der Polaritätsumkehranordnung durch ein Schieberegister gebildet wird, das durch Schiebeimpulse

gesteuert wird,

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei die Verzögerung des Verzögerungskreises einem Vielfachen der Zettperiode, in der die Multiplikationsprodukte liegen, entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß an den Verzögerungskreis eine zusätzliche Umlaufleitung angeschlossen ist, deren Ausgangssignal der im Alternator gebildeten alternierenden Summe zugefügt wird.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das dem Verzögerungskreis entnommene Signal über die zusätzliche Umlaufleitung unmittelbar der im Alternator gebildeten alternierenden Summe zugefügt wird.

8. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das dem Verzögerungskreis entnommene Signal nach Polaritätsumkehrung in einer Polaritätsumkehranordnung über die zusätzliche Umlaufleitung der im Alternator gebildeten alternierenden Summe zugefügt wird.

9. Anordnung nach einem der vorstehenden Anspräche, dadurch gekennzeichnet, daß die Poiaritätsumkehranordnung mit einem an den Ausgang der Zusammenfügungsanordnung angeschlossenen Inverter versehen ist, der über die Umlaufleitung an einen Eingang der Zusammenfügungsanordnung angeschlossen ist und zugleich an einen Eingang dieser Zusarmnenfügungsanordnung eine Quelle angeschlossen ist, die zur digitalen Polaritätsumkehrung ständig »1 «-Impulse liefert

10. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet daß die Polaritätsumkehranordnung eine Zusammenfügungsanordnung enthält deren einer Eingang mit einem Ausgang der Zusammenfügungsanordnung des Alternators und deren anderer Eingang mit einer Quelle verbunden ist, die zur digitalen Polaritätsumkehrung ständig »!«-Impulse liefert während ein Ausgang der Zusammenfügungsanordnupg der Polaritätsumkehranordnung über die ümlaufleiung mit einem darin aufgenommenen Inverter mit einem Eingang der Zusammenfügungsanordnung des Alternators verbunden ist

11. Anordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Alternator ein an den Multiplizierer angeschlossener Akkumulator zum Zusammenfügen der angebotenen Multiplikationsprodukte im Takte der genannten bestimmten Zeitperioden angeordnet ist wobei jeweils am Ende dieser Zeitperiode der Akkumulator durch Schaltimpulse in den Ruhezustand zurückgebracht wird und gleichzeitig die im Akkumulator gebildete digitale Summe dem Alternator zugeführt wird.

12. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet daß der Alternator mit einem Integrator kombiniert ist und zugleich ein elektronischer Schalter zur gegenseitigen Umschaltung vom Integrator zum Alternator angeordnet ist, welcher elektronische Schalter, der durch im Takte der genannten bestimmten Zei'perioden auftretende Schaltimpulse gesteuert wird, jeweils die in dieser Zeitperiode gebildete digitale Summe der dann als Alternator geschalteten Anordnung zuführt.

13. Anordnung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltimpulse im Takte der Taktperiode auftreten.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10,

dadurch gekennzeichnet, daß unmittelbar an den Ausgang des digitalen Multiplizierers der Alternator angeschlossen ist, der im Takte der angebotenen Multiplikationsprodukte des Multiplizierers die alternierende Summierung durchführt

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß je Taktperiode eine ungerade Anzahl Multiplikationskoeffizienten auftreten, die im Absolutwert einen differentielien Kode bilden.

16. Anordnung nach Anspruch K, dadurch gekennzeichnet, daß je Taktperiode eine gerade Anzahl Multiplikationskoeffizienten auftreten, wobei zusätzlich eine ungerade Anzahl Multiplikationskoeffizienten mit dem Wert Null am Anfang oder am Ende der Reihe von Multiplikationskoeffizienten zugefügt ist

17. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß je Taktperiode eine gerade Anzahl Multiplikationskoeffizienten auftreten, wobei vor der an den digitalen Multiplizierer angeschlossenen Verzögerungsanordnung und nach dem Alternator eine Polaritätsumkehranordnung angeordnet ist, die im Takte der doppelten Taktperiode eine Polaritätsumkehrung durchführt

18. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß in den Alternator ein in jeder Periode umschaltbares Speichernetzwerk aufgenommen ist, das mit mindestens zwei parallelgeschalteten Kreisen mit je einem Verzögerungselement versehen ist, wobei jeweils einer der Kreise den Verzögerungskreis des Alternators bildet und die übrigen Kreise als Speichernetzwerk der in den vorhergehenden Zeitperioden gebildeten digitalen Summen wirksam sind.

19. Anordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Anordnung mit dem Alternator mit dem Ausgang der Zusammenfügungsanordnung gekoppelt ist

20. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Alternators im Takte der Taktperiode entnommen wird.

21. Anordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einem Alternator vom Paralleltyp, dadurch gekennzeichnet, daß im Alternator die Zusammenfügungsanordnung aus einer Anzahl Zusmnmenfügungsstufen in pa. eingeschalteten Alternatorkanälen besteht und in diesen Alternatorkanälen zugleich eine Polaritätsumkehrstufe angeordnet ist, die zusammen die Polaritätsumkehranordnung bilden, wofcei jeweils ein Eingang der Zusammenfügungsstufen in einem Alternatorkanal mit einem Ausgang dor entsprechender. Zusammenfügungsstufen in einem vorhergehenden Alternatorkanal über eine Obertragsleitung für die bei Zusammenfügung entstandenen Übertragsimpulse verbunden ist.

22. Anordnung nach einem der Ansprüche I bis 20, mit einem Alternator vom Serientyp, dadurch gekennzeichnet, daß in den Alternator eine Zusammenfügungsanordnung und eine Polaritätsumkehranordnung in einem Reihenkanal aufgenommen sind, wobei ein Ausgang und ein Eingang der in diesem Alternatorkanal vorhandener Zusammenfügungsstufen über eine Übertragsleitung mit einem in die Übertragsleitung aufgenommenen Verzögerungselement mit einer Verzögerungszeit entsprechend dem Zeitab' 'and zwischen zwei aufeinander-

folgenden Zusamrnenstellungsimpulsen in einer Impulsgruppe für die bei Zusammenfügung entstandenen Übertragungsimpulse miteinander verbunden sind,

23. Anordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß in der Übertragsleitung zwischen dem Ein- und Ausgang einer Zusammenfügungsstufe ein elektronischer Schalter mit einer dazugehörenden ersten und zweiten Kontaktklemme angeordnet ist, die mit einer Quelle zur Bildung des digital in seiner Polarität umgekehrten Signals und mit dem Ausgang der Zusammenfügungsanordnung verbunden sind, wobei unter Ansteuerung periodischer Schaltimpulse der elektronische Schalter jeweils am Anfang einer Impulsgruppe mit der ersten Kontaktklemme verbunden und nach dem ersten Zusammenstellungsimpuls der Impulsgruppe auf die zweite Kontaktklemme umgeschaltet wird.

24. Anordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß der Alternator an einen digitalen Multiplizierer in Form einer Impulsweiche mit einer Anzahl impulsweichenstellungen und mit einem Impulsweiuieneinstellkreis angeschlossen ist der unter Ansteuerung eines Einstellkodes, der von einem durch ein Imp-'lsweicheneinstellprogramm gebildeten Multiplikationsprogramm herrührt die Impulsweiche in eine bestimmte Impulsweichenstellung einstellt wobei in jeder dieser Impulsweichenstellungen eine digitale Multiplikation mit einem von einer Anzahl Multiplikationskoeffizienten durchgeführt wird, die ausschließlich einen Teil der diskreten Zahlenmenge 2^m mit m = 0, 1, 2,3,... und gegebenenfalls der Zahl 0 bilden.