DE2436675C3 - Demodulator für differenz-phasensprungmodulierte Wellen - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Demodulator für differenzphasensprungmoduherte Wellen, insbesondere ^MBddefobertragung von Nachrichten über Leitungen und Richtfunkstrecken kommt der Pulscodemodulation Seshalb eine besondere Bedeutung zu, weil s.ch be, dfeser Modulation eine abschn.ttswe.se Regenerierung des Signals besonders einfach durchfuhren laßt ,< Insbesondere bei mit Satelliten zusammenarbeitenden Rkh'unksystemen hat sich dabe. eine besondere Art Z PutanodutatkH. durchgesetzt, be. der die bmare information der Trägersignalwelle in der RF-Ebene ,η Form einer Phasenumtastung aufgeprägt wird. Bei _n dieser Phasensprungmodulation ist also m jedem ^M ldu.at,onszustand die volle Trägerlastung verfugba. Durch die Literaturstelle W. K Bennett. ]. R. navev »Data Transmission«. McGraw-Hill Book Como 1966. Seiten 201 bis 224. s.nd solche Phasenmo- « dulat.onssysteme bekannt. Für die Rückgewinnung des ursprünglichen binären S.gnals auf der_ Empfangweite bestehen grundsätzlich zwei Möglichkeiten. Ist auf der Empfangsseite die Phasennullage des modulierten Träeersisnals bekannt, dann kann in einfacher Weise m durch Vergleich des unmodulierten Trägers.gnals in der NulMiase mit dem modulierten Trägersignal die im Rhythmus einer Phasensprungperiode auftretende Phasen abwe.chung ermittelt und daraus das ursprüngliche binäre Signal abgeleitet werden. Lm solcher Demodulate tor wird auch als Synchrondemodulator bezeichnet. Ist auf der Empfangsseite die Nullphase des Trägers.gnals nicht bekannt und kann sie auch nicht durch besondere Schaltungen aus dem empfangenen Signal ermittelt werden dann muß von einem D.fferenz-Phasendemo-„c dulator'oebrauch gemacht werden. Zu diesem Zweck wird das ankommende Signal in zwei Signalwege aufgeteilt und das Signal im einen W cg um die Zeit einer Abtastperiode verzögert. Anschließend werden beide Signale in der Phase miteinander verglichen und aus dem Ergebnis die ursprüngliche Binarsignalfolge abgeleitet. Beide Demodulatoren bedingen einen erheblichen technischen Aufwand.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, fur einen Differenzphasen-Demodulator eine weitere Lösung <o anzugeben, die eine Realisierung mit Hilfe einer einfachen Schaltung ermöglicht und somit einen relativ geringen technischen Aufwand bedingt.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß eine am einen Ende kurzgeschlossene Verzögerungsleitung vorgesehen wird, deren anderes Ende den eigentlichen Demodulatoreingang bildet, daß ferner die Verzögerungszeit der zweifachen Länge der Verzögerungsleitung gleich oder kleiner als eine Phasensprungperiode ist und daß auf der EmgangsseUe der Verzögerungsleitung eine aus Sonden bestehende Abtasteinrichtung vorgesehen ist, deren Sonden längs der Leitung in vorgegebenen Abständen angeordnet und mit einer Auswertelektronik verbunden sind, an deren Ausgang das demodulierte Signal in binärer Form 65 abgenommen werden kann.

Der Erfindung liegt die neue Erkenntnis zugrunde, daß, wenn eine vorwärts laufende Welle, die mit einer (total) reflektierten Welle eine stehende Welle bildet,

einen Phasensprung erleidet, eine kurzzeitige Verschiebung der Nullstellen des Stehwellenmusters eintritt. Die Verschiebung ist dabei der Größe des Phasensprungs proportional. Durch Überwachung der Verschiebung des Stehwellenmusters mit Hilfe einer in geeigneter Weise längs der Leitung vorgesehenen Sondenanordnung können somit die Phasensprünge einschließlich ihrer Größe erkannt und davon abhängig mit Hilfe einer Auswertelektronik das ursprüngliche binäre Signal in einfacher Weise zurückgewonnen werden. Der te chnisehe Aufwand für die Auswerteelektronik ist dabei gering, weil sie sich mit Hilfe integriener Bausteine leicht realisieren läßt.

Um eine einwandfreie Erfassung der Verschiebung der Nullstellen de-, Svehwellenmusters in Abhängigkeit ■der auftretenden Phasensprünge der Signalwelle zu gewährleisten, ist es, ausgehend von einer /7-Phasensprungmodulation für π = 2, 3, 4... zweckmäßig, daß die Abtasteinrichtung aus wenigstens 2 η Sonden mit einem gegenseitigen, in Einheiten der WeHenlänge λ des IU demodulierenden Signals auf der Verzögerungsleitung ausgedrücktem Abstand (Kiln) + m (λ/2) für _m = 0, 1. 2... besteht. Hieibei wird m nur dann einen von Null verschiedenen Wert annehmen, wenn die räumlichen Abmessungen der Sonden einen gegenseitigen Abstand von λ/2π praktisch unmöglich machen.

Für manche Anwendungsfälle ist es sinnvoll, der Verzögerungsleitung einen dreiarmigen Zirkulator vorzuschalten, dessen Anschlußpaare in Umlauf richtung der elektromagnetischen Energie den Signalwelleneingang. uVn Anschluß für die Verzögerungsleitung und den Anschluß für eine Last abgeben. Auf diese Weise wird erreicht, daß die aus der Verzögerungsleitung wieder austretende total reflektierte Signalwelle in der Last am dritten Anschluß des Zirkulators absorbiert wird.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Sonden passive Detektoren, beispielsweise Dioden. Dabei ist die Auswertelektronik für die Erfassung der ortsabhängigen Spannungsminima der längs der Verzögerungsleitung auftretenden stehenden Signalwellen ausgelegt.

Damit die Minima des Stehwellenmusters scharf ausgebildet sind, ist es an sich erforderlich, daß die Verzögerungsleitung für die hin- und die rücklaufende Welle eine praktisch vernachlässigbare Dämpfung aufweist. Soferi diese Voraussetzung nicht gegeben ist, ist es in Weiterbildung der Erfindung angebracht, die rücklaulende Welle zu verstärken. Dies kann zweckmäßig dadurch geschehen, daß das kurzgeschlossene Ende der Verzögerungsleitung von einem dreiarmigen Zirkulator mit einem Verstärker gebildet wird wobei die Anschlußarme des Zirkulators in Umlaufrichtung der elektromagnetischen Energie den Anschluß für die Verzögerungsleitung, den Anschluß für den Eingang und den Anschluß für den Ausgang des Verstärkers abgeben.

In diesem Zusammenhang ist es wichtig, daß der Verstärkungsgrad des Verstärkers für eine gleiche Amplitude der vor- und der rücklaufenden Signalwelle am Ort der Abtasteinrichtung festgelegt wird.

Die Verzögerungszeit und damit die Länge der Verzögerungsleitung ist von der Wellenlänge des zu demodulierenden Signals auf der Verzögerungsleitung und der Phasensprungpetiode abhängig. Werden dabei Verzögerungsleitungen mit einer Länge von einigen Metern erforderlich, ist es sinnvoll, die Verzögerungsleitung durch eine aufgerollte halbstarre Koaxialleitung zu verwirklichen.

Bei einer im Mikrowellengebiet liegenden Frequenz des zu demodulierenden Signals kann in vorteilhafter Weise von einer mit einem Dielektrikum hoher Dielektrizitätskonstante beschwerten Streifenleitung Gebrauch gemacht werden.

An Hand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeuten

Fig. 1 die schematische Darstellung eines Stehwellenmusters auf einer kurzgeschlossenen Leitung,

Fig.2 ein den Zeitverlauf der Nullstellenverschiebung eines Stehwellenmusters in Abhängigkeit von den Phasensprüngen eines phasensprungmodulierten Signals darstellenden Diagramms,

F i g. 3 ein Ausführungsbeispiel eines Demodulators nach der Erfindung in schematischer Darstellung,

F i g.4 ein Schaltungsbeispiel für einen Auswerter der Auswertelektronik des Demodulators nach F i g. 3,

F i g. 5 eine die Funktionsweise des Auswerters nach F i g. 4 erläuternde Tabelle,

Fig.6 eine Teilvariante des Ausführungsbeispiels nach F i g. 3.

F i g. 1 zeigt eine Verzögerungsleitung LG. die an ihrem rennten Ende mit einem verschiebbaren Kurzschlußschieber KSabgeschlossen ist. Die von links in die Verzögerungsleitung LG einlaufende Welle ist durch den mit a(x.t) bezeichneten Pfeil und die am kurzgeschlossenen Ende total reflektierte Welle durch den mit bfx,f,J bezeichneten Pfeil angedeutet.

Hierin bedeutet χ die Ortskoordinate längs der Verzögerungsleitung und t die Zeit Wie F i g. 1 erkennen läßt, ist die Ortskoordinate ν in F i g. 1 angezeichnet und darüber hinaus noch eine Reihe von Ortswerten \o. ± x-i. ± X2, ± X3 und — X4. Ferner ist die Laufzeit TL zwischen X₀ und der Kurzschlußebene und wieder zurück durch den sich umkehrenden Pfeil in F i g. 1 angegeben.

Die einlaufende Welle a(x,t) und die rücklaufende Welle b(x.t)überlagern sich in bekannter Weise 7.11 einer stehenden Welle, deren Spannungsveriauf über der Ortskoordinate χ durch die ausgezogene Kurve a I angegeben ist. Die stehende Spannungswelle a 1 hat an den Orten xound — xt, je eine Nullstelle.

Wenn die einfallende Welle a(x,t)einen Phasensprung von + 90° erlitten hat und die Welle im ganzen Bereich zwischen -X₃ bis + χι schon die gesprungene Phase hat. die rückwärtslaufende Welle b(x,() im gleichen Bereich der Verzögerungsleitung LG jedoch noch die ursprüngliche Phase besitzt, so hat das StehweUenmuster einen Verlauf, der durch die Kurve a 4 gegeben ist. Mit anderen Worten hat sich das StehweUenmuster nach der Kurve a 1 nach links um die Wellenlänge Λ/8 verschoben. Die Nullstellen liegen jetzt bei - Ai und + Xj. In entsprechender Weise verschieben sich die Nullstellen um λ/8 = Ai - V₀ in Richtung des Kurzschlußschiebers KS, wenn die einfallende Welle einen Phasensprung von -W erlitten hat. Das diesem Phasensprung entsprechende StehweUenmuster ist '.lurch die Kurve a 2 in F i g. 1 angegeben. Die Nullstellen liegen jetzt bei -x₃und + x,. Die weiterhin angegebene Kurve a 3 gibt den Verlauf des Stehwellenmusters bei einem Phasensprung der einlaufenden Welle von ± 180° an Hier liegen dann die Nullstellen bei ± χι. Eine Vorzeichenunterscheidung ist in diesem Falle für den Phasensprung nicht möglich.

Sobald der betrachtete Phasensprung nach erfolgter

Reflexion der Welle den Leitungsbereich in den Summiergliedern 51 bis 54, dem eigentlichen Auswer-

Grenzen -X₄... + x₃ passiert hat, nimmt das Stehwel- ter A Wund einem Taktgeber TK. Der Taktgeber kann

lenmuster wieder den Verlauf der Kurve nach a 1 an. dabei von den ankommenden Signalen durch ein hieran

Die Verschiebung der Nullstelle x₀ nach der Kurve a 1 in in einer bekannten Weise abgeleitetes Synchronisiersi-

die Stellen -x\, + x\ und ± X₂ bleibt infolge des 5 gnal synchronisiert werden. Die beiden Eingänge der

Phasensprungs nur eine Zeit lang erhalten, die durch die Summenglieder 51 bis 54 sind jeweils mit zwei der acht

Laufzeit TL der Signalwelle zwischen der betrachteten Dioden D1 bis D 8 verbunden und mit ihren Ausgängen

Stelle A₀ der Verzögerungsleitung LG, der Kurzschluß- an die Eingänge Ai bis AA des Auswerters

ebene des Kurzschlußschiebers KSund zurück gegeben angeschaltet. Der Auswerter A W erhält seinen Takt

ist. Die Nullstellenverschiebung nach Größe und io vom Taktgeber TK über den Anschluß k und liefert an

Vorzeichen gibt also ein brauchbares Kriterium für die seinem Ausgang y das demodulierte Signal in binärer

Größe eines auftretenden Phasensprungs an und kann Form. Die Auswertelektronik AL. ist so aufgebaut, daß

somit zur Demodulation einer phasensprungmodulier- entsprechend Fig. 1 bei einem Kurvenverlauf al am

ten Signalwelle ausgenutzt werden. Von praktischem Eingang A 1. beim Kurvenverlauf a 2 am Eingang A 2.

Interesse sind in diesem Zusammenhang Signalwcllen, 15 beim Kurvenverlauf a3 am Eingang Ai und beim

die periodisch mit der Phasensprungperiode T in ihrer Kurvenverlauf a 4 am Eingang A 4 des Auswerters A W

Phase umgetastet werden. kein, bzw. ein nur in seiner Amplitude vermchlässigbar

In F i g. 2 ist über der Zeit t die Verschiebungsbreite kleines Signal ansteht. Wie sich anhand des Stehwellen- Δ χ über mehrere Phasensprungperioden Tbeispielhaft musters nach Fig. 1 auch leicht zeigen läßt, treten bei aufgetragen. Dabei ist angenommen, daß die Laufzeit 20 einem vorgegebenen Stehwellenmuster an den drei TL gleich der halben Phasensprungperiode T gewählt diesem Stehwellenmuster nicht zugehörigen Eingängen ist. Unterhalb der Bereiche, in denen eine Nullstellen- des Auswerters stets Spannungen auf, die entweder der verschiebung innerhalb einer Phasensprungperiode T Maximalamplitude oder etwa zwei Drittel der Maximalangezeigt wird, sind, bezogen auf die Stelle v₀ nach amplitude des Stehwellenmusters entsprechen. Auf Fig. 1, die Phasensprünge nach Größe und Vorzeichen 25 diese Weise ist also für jedes in Anhängigkeit der und die zugehörigen Kurven a 1 bis a 4 nach F i g. 1 Phasensprünge auftretende Stehwellenmuster ein einangegeben. Da im Zeitbereich der dritten Phasen- deuliges Kriterium für den Auswerter A W gegeben, sprungperiode Tvon links bei einem Phasensprung von Wie in F i g. 3 noch in unterbrochener Linie angedeutet ± 180" entsprechend der Kurve a 3 das Vor/eichen des ist. kann der Auswerter AW gegebenenfalls für eine Phasensprungs nicht eindeutig ist, ist neben der positiv 30 elektronische Überwachung der Sollstellung des Kurzaufgetragenen Verschiebungsbreite Δ χ auch eine schlußschiebers KS ausgelegt sein. Die im Auswerter negativ aufgetragene Verschiebungsbreite in unterbro- anzuordnende Überwachungseinrichtung überwacht chener Linie angegeben. Während der vierten Phase- dabei die gemittelte Spannung am Eingang A 1 und gibt numtastperiode !ist kein Phasensprung vorhanden. Es in Abhängigkeit einer Abweichung vom Minimum ein wird deshalb auch keine Verschiebung angezeigt. 35 Steuersignal an den Steuereingang e der Steuereinrich-

Bei dem in F i g. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel tung St.

für einen Vier-Phasen-PSK-Dcmodulator nach der in Fig.4 isi ein Ausführungsbeispiel für einen Erfindung besteht die Verzögerungsleitung LG aus Auswerter A W nach Fi g. 3 angegeben, und zwar ohne einem Hohlleiter, der am rechten Ende durch einen die genannte Überwachungseinrichtung. Er besteht aus veränderbaren Kurzschlußschieber KS abgeschlossen 40 vier Differenzverstärkern O\ bis O4, einer Doppelist. Die Länge der Verzögerungsleitung LG. bis zu der weg-Gleichrichterschaltung GL zwei UND-Gattern die Mitte der Abtasteinrichtung A^darstellenden Stelle i/1 und (72. einem Parallel-Serien-Wandler P5Wund Xo. beträgt L Zum Abtasten des Stchwellenmusters sind einem Frequenzvervielfacher FT. Dabei bilden der im Bereich einer Wellenlänge λ der Signalwelle auf der Minuseingang des Differenzverstärkers Ol den EinVerzögerungsleitung in Abständen von der Größe λ/8 45 gang A 1 und sein Pluseingang den Eingang A 3. In Sonden in Form von Dioden D 1 bis D8 angeordnet, die entsprechender Weise sind die Eingänge A 2 und A 4 die aus Fig. 1 bereits bekannten Stellen xo. ± \\. ± X2. durch den Minus- bzw. den Pluscingang des Differenz- ± Xi und -x« festlegen. Die einlaufende Welle a wird Verstärkers O 2 gebildet. Der Ausgang des Differenzam Anschluß 1 des Zirkulators Z zugeführt, dessen Verstärkers OI ist unmittelbar mit dem Minuseingang zweiter Anschluß II in Richtung der umlaufenden 50 des Differenzverstärkers O4 und über die Doppelweg elektromagnetischen Energie mit dem Eingang der gleichrichterschaltung GL mit dem Minuseingang des Verzögerungsleitung LG und dessen dritter Anschluß Differenzverstärkers O 3 verbunden. Der Pluseingang III mit einer in Fig. 3 nicht näher dargestellten Last des Differenzverstärkers O3 ist an die Bezugsspannung verbunden ist. Dieser dritte Anschluß III stellt den Uj angelegt Der Ausgang des Differenzverstärkers O i Ausgang für die in der Kurzschlußebene des Kurz- 55 ist mit dem Pluseingang des Differenzverstärkers O *■ schlußschiebers KS reflektierte, mit b bezeichnete verbunden. Die Ausgänge der Differenzverstärker Ol Welle dar. und O 4 sind jeweils mit einem der beiden Eingänge dei

Wie die Praxis zeigt ist die Länge der Verzögerungs- UND-Gatters U1 und U2 verbunden, deren Ausgang«

leitung im allgemeinen sehr groß gegen die Ausdehnung mit dem Parallel-Serien-Wandler PSW in Verbindunj der Abtasteinrichtung AE längs der Leitung. Diese 60 stehen. Die beiden anderen Ausgänge der UND-Gatte

Ausdehnung kann daher praktisch vernachlässigt Ui und U 2 sind über den Anschluß k mit den

werden, so daß die für die Stelle xo geltenden Taktgeber TK verbunden, dessen Taktfrequenz gleid

Verhältnisse praktisch auch für die übrigen Stellen ± x·. dem reziproken Wert einer Phasenumtastperiode is

± X₂. ± X₁ und -xa Gültigkeit haben. Dieser Takt wird dem Parallel-Serien-Wandler über dei

Die Auswertelektronik AL die die erkannte Nullstel- 65 Frequenzvervielfacher zugeführt der dabei die Taktfre

lenverschiebung. die durch die Richtströme der Dioden quenz verdoppelt. Diese Verdoppelung ist nötig, da ar

D1 bis £>8 angezeigt wird, in das binäre demoduliertc Demodulatorausgang y das Ergebnis in binärer Fon

Signal umsei τι. besteht im wesentlichen aus den anstehen soll und dabei entsprechend vier verschiede

nen Phasenwerten pro Phasenumtastperiode zwei Bit benötigt werden.

Wie F i g. 4 erkennen läßt, sind in der Schaltung zwei Signalebenen El und El angedeutet, die dabei jeweils durch die Ausgänge der Differenzverstärker O 1/02 s und 03/O4 bestimmt sind. In der Tabelle (F i g. 5) sind senkrecht die verschiedenen Kurvenverläufe a 1 bis a 4 der Stehwellenmuster nach Fig. 1 und waagerecht die Signalebenen Ei und El sowie der Ausgang y angegeben. Die Signalebenen Ei und El sind noch einmal durch die Ausgänge der Differenzverstärker O 1 bis 04 unterteilt. Auch der Ausgang ν ist noch in die beiden, mit I und Il bezeichneten Bits unterteilt. Die Tabelle gibt in einfacher Form die Wirkungsweise des Auswerters A W wieder. Nur beispielsweise soll für den Fall, daß ein Stehwellenmuster entsprechend dem Kurvenverlauf al erkannt wird, der Erkennungsablauf noch näher erläutert werden.

Beim Auftreten eines Kurvenverlaufs al treten an den Eingängen At, A3. A4 relativ große positive Spannungen auf, während am Eingang A 2 die Spannung praktisch Null ist. Die Spannungen an A 1 und A 3 sind (im Idealfall) gleich groß. Somit ergibt sich am Ausgang des Differenzverstärkers 01 eine praktisch vernachlässigbare Spannung (0) und am Ausgang des Differenzverstärkers 02 eine positive Spannung ( + ). Dies hat zur Folge, daß am Ausgang des Operationsverstärkers O 4 ebenfalls eine positive Spannung ( + ) auftritt. Das gleiche gilt für den Differenzverstärker 03, da hier die positive Bezugsspannung Uq sich voll auswirken kann. Die Größe der Bezugsspannung ist so gewählt, daß, wenn am Ausgang des Differenzverstärkers 03 eine negative Spannung auftritt, die Ausgangsspannung am Differenzverstärker O 1 positiv ist. Tritt nunmehr an den beiden Eingängen der UND-Gatter Ui und Ul zusätzlich ein Taktsignal auf, dann geben die beiden UND-Gatter an ihren beiden Ausgängen an den Parallel-Serien- Wandler jeweils eine binäre Eins (1) ab, die dann in zeitlicher Aufeinanderfolge am Ausgang y auftreten.

Wie bereits einleitend darauf hingewiesen worden ist. bilden sich die Nullstellen des Stehwellenmusters, und zwar im Bereich der Abtasteinrichtung, nur dann mit der gewünschten Schärfe aus, wenn die Amplituden der hin- und der rücklaufenden Welle im Bereich der Abtasteinrichtung wenigstens annähernd gleiche Amplituden aufweisen. Dies ist nicht der Fall, wenn die Verzögerungslcitung eine nicht /.u vernachlässigende Dä:npfung aufweist. Um hier optimale Verhältnisse /u schaffen, muß die riicklaiifende Welle b im Bereich der Abtasteinrichtung, d. h. im Bereich der Dioden D I bis DS, eine gleich große Amplitude aufweisen wie die einlaufende Welle a. Dies wird, wie F i g. 6 schenialisch zeigt, dadurch erreichl. daß der Kurzschluß am rechten Ende der Verzögerungsleitung LG von einem Zirkulator Z' in Verbindung mit einem Verstärker V verwirklicht wird. Dabei ist der erste Anschluß 1 in bmlaufrichtung der elektromagnetischen Energie mit der Verzögerungsleitung LG verbunden, während im Verbindungsweg zwischen dem zweiten Anschluß 11 und dem dritten Anschluß IM der Verstärker V angeordnet ist.

Wie bereits einleitend darauf hingewiesen worden ist, ist die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung LG und damit die Abmessungen der Verzögerungsleitung von der Signalwellenlänge und der Dauer T einer Phasensprungperiode des zu demodulierenden Signals abhängig. Am günstigsten werden die Verhältnisse, wenn die Laufzeit TL nach Fig. 1 gleich einer Phasensprungperiode gewählt wird. In diesem Fall brauchen dann an die Genauigkeit der Abtastphase und an den unvermeidlichen Jitter die geringsten Anforderungen gestellt zu werden. Bei einer Phasensprungperiode von Γ von lOOnsec ergibt sich für eine gleich großp Laufzeit eine Leitungslänge L = 15 ηψε = 10 m für eine Kabelisolierung aus Teflon mit ε = 2,25. Diese Leitungslänge könnte zum Beispiel durch eine aufgerollte halbstarre Koaxialleitung verwirklicht werden. Die Kabellänge läßt sich auf die Hälfte reduzieren, wenn aus Aufwandsgründen für die Laufzeit TL nur die Hälfte einer Phasensprungperiode T gewählt wird. Bei Richtfunkempfängern, für die ein solcher Demodulator primär zur Anwendung kommt, wird das in der Radiofrequenzebene angekommene Signal in der Regel in eine Zwischenfrequenzebene umgesetzt, die hier im Hinblick auch auf die möglichst günstige Bemessung der Verzögerungsleitung wählbar ist. Bei Vielkanalsystemen mit hohen Bitströmen und entsprechend geringer Phasensprungperiode Γ wird mit wesentlich geringeren Abmessungen für die Verzögerungsleitung ausgekommen. Hier genügt zum Beispiel eine mit einem Dielektrikum hoher Dielektrizitätskonstante beschwerte Streifenleitung, beispielsweise eine rutilbeschwerte Streifenleitung.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Demodulator für differenz-phasensprungmodulerte Wellen, insbesondere Mikrowellen, dadurch gekennzeichnet, daß eine am einen Ende kurzgeschlossene Verzögerungsleitung (LG) vorgesehen ist, deren anderes Ende den eigentlichen pemodulatoreingang bildet, daß ferner die Verzögerungszeit (TL) der zweifachen Länge der Verzögerungsleitung gleich oder kleiner als eine Phasen- »prungperiode (T) ist und daß auf der Eingangsseite der Verzögerungsleitung eine aus Sonden bestehende Abtasteinrichtung (AE) vorgesehen ist, deren Sonden längs der Leitung in vorgesehenen Abständen angeordnet und mit einer AuswerteleV-tronik (AL) verbunden sind, an deren Ausgang das demodulierte Signal in binärer Form abnehmbar ist.

2. Demodulator nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung einer n-Phatensprungmodulation für π = 2, 3. 4... die Abtasteinrichtung (AE) aus wenigstens 2 η Sonden mit einem gegenseitigen in Einheiten der Wellenlänge λ des zu demodulierenden Signals auf dei Verzögerungsleitung (LG) ausgedrückten Abstand (λ/2π) + mft/2) für m = 0,1,2 ... besteht.

3. Demodulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungsleitung (LG) ein dreiarmiger Zirkulator (Z) vorgeschaltet ist, dessen Arschlußarme (1... IU) in Umlaufrichtung der elektromagnetischen Energie den Signalwelleneingang, den Anschluß für die Verzögerungsleitung und den Anschluß für eine Last abgeben

4. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Kurzschluß am einen Ende der Verzögerungsleitung (LG) hinsichtlich seiner wirksamen elektrischen Kurzschlußebene einstellbar ist.

5. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sonden der Abtasteinrichtung (AE) passive Detektoren, beispielsweise Dioden (Dl... DB) sind und daß die Auswertelektronik (AL) für die Erfassung der ortabhängigen Spannungsminima der längs der Verzögerungsleitung (LG) auftretenden stehenden Signalwellen ausgelegt ist.

6. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das kurzgeschlossene Ende der Verzögerungsleitung von einem dreiarmigen Zirkulator (Z') mit einem Verstärker (V) gebildet ist und daß die Anschlußarme (I... Ill) des Zirkulators in Umlaufrichtung der elektromagnetischen Energie den Anschluß für die Verzögerungsleitung (LG), den Anschluß für den Eingang und den Anschluß für den Ausgang des Verstärkers abgeben.

7. Demodulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsgrad des Verstärkers f V₁) für eine gleiche Amplitude der vor- und nachlaufenden Signalwelle (a. b) am Ort der Abtasteinrichtung (Λ/^festgelegt ist.

8. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (LG) eine aufgerollte halbstarre Koaxialleitung ist.

9. Demodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (LG) eine mit einem Dielektrikum hoher Dielektrizitätskonstante, beispielsweise Rutil, beschwerte Streifenleitung ist.