DE2407090A1 - Frequenzsynthesizer - Google Patents

Description

Patentanwalt

Dipl.-Phys.Leo Thul

7 Stuttgart 30 2407090

Kurze Straße 8 ^^U/UC3U

J.P.Margala-J.L.R.Cassan'y 3-2

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

FrequenzSynthesizer

Die Erfindung geht aus von einem Synthesizer, wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben ist.

In derartigen Synthesizern müssen nach erfolgter Einstellung des Teilverhältnisses ^, um die Frequenz F =Nf_B zu produzieren, der Frequenzvergleicher und der zugehörige Steuerstromkreis, welche die Voreinstellung besorgen, eine sehr kurze Einstellzeit haben, damit die Spannung so schnell wie möglich von ihrem Anfangswert, der eine Frequenz F_A definiert, auf ihren Endwert, der die gewünschte Frequenz-F =Nf_ß definiert, geändert werden kann.

Bei bekannten Synthesizern ändert sich die Grobregelspannung, und damit die Frequenz P. nicht kontinuierlich während der Einstellzeit, sondern schrittweise, so daß der Phase.nvergleicher den Frequenzvergleicher unterstützen muß, um die Frequenz-

Kg/Scho
8.2.1974

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unterschiede zwischen F. und F_QJ die bereits kleiner als die Frequenzschrittweite AF sind (JF.-FJl AF), zum Verschwinden zu bringen.

Zunächst ist klar, daß die Ausführung des Phasenvergleichers umso einfacher und seine Arbeitsweise umso zuverlässiger ist, je kleiner AF ist, d.h. je näher AF bei seinem Minimalwert f_B liegt.

Aus verschiedenen Gründen, welche in der deutschen Anmeldung P 23 37 311.7 erwähnt sind, ist es nicht zweckmäßig, AF zu sehr zu reduzieren.

Tatsächlich beträgt die Zeit für das Umschalten von einem Kanal auf einen benachbarten Kanal, d.h. für den Übergang vom Teilverhältnis ^ zum Teilverhältnis/jpr\ ^oder(NV[)

die elementare Einstellzeit:
F

1 loJL

τ -

e" f_B* F~AF

Ist beispielsweise N=IO und AF=IOO kHz, so beträgt die Ein stellzeit T 100ms, ist AF=f =5 kHz, so hat T den Wert e ο e

(T ) =2s.
e max

Solche Einstellzeiten sind bei Funknavigationsgeräten für schnelle Flugzeuge zu lang.

Die folgende kurze Rechnung zeigt die Schwierigkeiten, die in bekannten Phasenvergleichseinrichtungen auftreten, wenn AF groß ist. Je größer AF ist, desto größer muß der Variationsbereich der Steurspannung V_e für den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) sein, welche vom Phasenvergleicher geliefert wird.

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Die Spannung V ändert den Abstimmkondensator des VCO, der mit der Frequenz F. schwingt. So kann eine Regelsteilheit des VCO definiert werden, welche in "Kreisfrequenz/Volt" oder in rad/s/v ausgedrückt wird:

Falls Linearität angenommen wird, ist G -

wobei (^v _e^M ^der Maximalwert von V ist. Wenn man einen idealen Steurstromkreis annimmt, hat der Phasenvergleicher

eine Regelsteilheit

dV η e

ausgedrückt in v/rad, wobei φ die Phasendifferenz zwischen

^FA Impulsen der Frequenz f„ und Impulsen der Frequenz^ ist, welche beide dem Vergleicher zugeführt werden. Falls die Vorgänge linear sind, läßt sich schreiben:

Die übertragungsfunktion H des offenen Regelkreises des Steuersystems, welches vereinfacht aus dem Teiler mit variablem Teilverhältnis, dem Phasenvergleicher und dem Steuereingang des VCO besteht, kann unter Verwendung der Variablen ρ der Laplacetransformxerten symbolisch ausgedrückt werden als:

H₀= -γ-² (d.h. Η_ο=γ, wenn die Vorgänge linear sind).

Im geschlossenen Regelkreis wird die übertragungsfunktion geschrieben als:

G. G
H °

^hi⁼i+h_ ⁼ g7g~·

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Betrachtet man die Beziehung für IL, so kann man sagen, daß jede zufällige Schwankung ΔΡ. der Frequenz F. um ihren Gleichgewichtswert Nf_ durch das Steuersystem auf einen Wert (AF_A)^r herabkomprimiert wird gemäß:

_A)'=AF_A.e~ N

GG

'Je größer also ■ ist, je schneller verläuft die Kompression der Schwankung, und je wirksamer ist das Steuersystem. Es ist bekannt, daß allgemein gesagt, die Verstärkung des offenen Kreises so groß wie möglich sein muß, um eine gute Stabilität der gesteuerten Größe zu erhalten und um das Rauschen zu reduzieren. Wenn im vorliegenden

G₀G₁ Fall die Verstärkung des Kreises, d.h. —^—, relativ hoch ist, besteht das aus dem VCO kommende Signal aus einer sehr schmalen Linie der Frequenz Nf_ß ohne zufällige Frequenzmodulation. In der Praxis ändert sich G. jedoch nicht linear mit V , sondern wächst viel schwächer als V . Anders ausgedrückt, wird die Verstärkung des offenen Kreises in Wirklichkeit reduziert, wenn V anwächst und wird ganz unzureichend für eine gute Stabilisation der Frequenz F., wenn

V den Wert (V ) erreicht. Dies geschieht tatsächlich in e e μ

bekannten Abtastphasenvergleichern, die folgendermaßen arbeiten.

Ein Bezugssignal der Frequenz f_ß synchronisiert einen Generator, der eine ideale Sägezahnspannung liefert. Dieser Generator wird gebildet durch eine Gleichspannungsquelle, Vielehe einen Kondensator der Kapazität C auflädt. Das Signal der Frequenz f. aus dem variablen Verhältnisteiler öffnet

1
in zeitlichen Abständen von -0— einen Speicher, in dem die

¹A

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am Kondensator anliegende Spannung gespeichert wird, dies

ist V . e

Falls der Spannungsgenerator wirklich ein Sägezahngenerator ist, ist die momentane Spannung E der Zeit proportional, also auch der Phasenverschiebung φ. Aber jede Spannungsquelle hat einen Innenwiderstand von endlichem Wert p, und der Verlauf von E ist nicht linear mit der Zeit - oder der Phasenverschiebung φ. In Wirklichkeit hat er die Form E_o(l- e"),

wobei E die EMK der Gleichspannungsquelle ist und τ die Zeitkonstante p.c. Die Regelsteilheit G₁ ist

_r ffs ^s dt 1~<

1~<ϊφ "dt ^B

Da die Zeit ^ einer Phasenverschiebung von 2ir entspricht,

MK ^und °i^s*?fe ^β

D D

E₀

Für φ=Ο hat G₁ seinen Maximalwert (G₁)„_QV=r—x—- und erreicht i. χ max i-Triy-jT

seinen minimalen Wert <^GWO

für E₈=E₀(l-e- f_ßx) =

. kann geschrieben werden als

E Falls =r klein genug gegen 1 ist, bleibt die Linearität er-

* F

halten, jedoch nicht mehr, wenn _§ gegen 1 geht. Dann nimmt G₁ auf O ab. Um diesen Nachteil '° zu überwinden, wurde bisher E beträchtlich erhöht, um die Bedingung

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^Eo

zu erfüllen. Solch eine Erhöhung der EMK der Quelle ist in vielen Einrichtungen nicht annehmbar. Bis jetzt wurde angenommen, daß die Gleichspannungsquelle einen konstanten Strom liefert. Dann ist das Ladungsgesetz des Kondensators eine lineare Funktion der Zeit, d.h. der Phasenverschiebung φ, und es ergibt sich:

G - Ϊ0-1-1" c 2irf_n *

^B I

Die maximale Spannung (E ) ist dann -Jr.

s M ct_B

Diese Spannung (E_S)_M muß notwendigerweise kleiner als die EMK E₀ sein, die den Strom I_Q liefert. Wenn dies nicht der Fall ist, wächst E₃ auf den Wert E₀, und.die Sättigung tritt ein. Es ergibt sich dann dieselbe Schwierigkeit, wie vorher erwähnt, und E_Q müßte beträchtlich erhöht werden.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, damit die Feinregelung möglichst schnell erfolgt, einen AbtastDhasenvergleieher mit möglichst konstanter Regelsteilheit G^ anzugeben, wobei G. nahe beim Maximalwert liegt, während die EMK der Gleichspannungsquelle auf dem Wert E_Q gehalten wird, den sie haben würde, wenn die Vorgänge linear wären. Mit den bereits eingeführten Bezeichnungen ergibt sich:

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Einrichtung zur Feinregelung aus einem Abtastvergleicher 10 besteht, an dessen einen Eingang die Impulse der Frequenz f., und dessen anderen Eingang als Bezugsimpulse Impulse der ir.it dem Faktor m multinlizierten Bezugsfrequenz f„ gelangen.

Diese Impulse der Frequenz mf_R, im folgenden Pseudo-Eezups

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frequenz genannt, sind synchron zu den Impulsen der in bekannten Abtastphasenvergleichern verwendeten Bezugsfrequenz

Weiterbildungen der Erfindung können den Unteransprüchen entnommen werden.

Da der Kondensator 15 mit der Kapazität C nach jedem Impuls

der Frequenz mf^ aufgeladen wird während der Zeit —s-, a . B

ändert sich die Regelsteilheit G₁ nur noch zwischen

Falls m groß genug gewählt wird, ist e πιΤ^τ sehr nahe beim Wert 1, und G₁ bleibt fast konstant. Die maximale Spannung am Kondensator 15 ist (E )_M=^r_T. Im Falle einer Gleichstromquelle ändert sich die Spannung am Kondensator linear während der Zeit —tt- und erreicht den Wert

(ρ Λ - O
^(Es^;M"mcf_B *

Der einzelne Sägezahn, der einer Maximalspannung am Ausgang des Phasenverglexchers bekannter Art von -Q entspricht, ist ersetzt durch eine-Folge von m ähnlichen Sägezähnen, wobei jeder die gleiche Steigung wie der einzelne Sägezahn hat, und jeder einer Maximalspannung von entspricht.

Deshalb besteht ein Vorteil der Erfindung darin, daß auch die EMK der Quelle auf einem Wert gehalten werden kann, der um den Faktor m kleiner ist als der Wert, der notwendig ist, wenn keine Einrichtung gemäß dieser Erfindung verwendet wird.

Da die an den YCO angelegte AusgangsSpannung des Phasenvergleichers um den Faktor m kleiner ist, als bei bekannten Phasenvergieiehern, ergibt sich ein weiterer Vorteil aus der Verwendung eier Anordnung gemäß der Erfindung.

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Meistens wird die Frequenzeinstellung des VCO durch indem der Kapazität einer Kapazitätsdiode über die Ausgangsspannung E vorgenommen. Die Spannung, welche von einer Kapazitätsdiode angenommen wird, ist beschränkt und gewöhnlich muß die Spannung (E )« durch eine geeignete Anordnung reduziert werden, bevor sie der"Kapazitätsdiode zugeführt wird. Dagegen erlaubt es bei der Einrichtung gemäß dieser .Erfindung eine geeignete Wahl von m, eine Spannung (E )_M

S 1*1

zu erhalten, die so klein ist, daß sie eine Spannungsreduzierung einspart.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt:

Fig.l das Schaltbild eines digitalen Frequenzsynthesizers unter Verwendung eines Abtastphasenvergleichers gemäß der Erfindung;

Fig.2 die Ausführung eines Impulsformers gemäß der Erfindung ;

Fig.3 eine Folge von Wellenzügen, zur Erklärung der Wirkungsweise des Abtastphasenvergleichers nach Fig.l.

Fig.l enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO)I, dessen Frequenz F. durch eine oder mehrere Spannungen gesteuert wird, welche beispielsweise an Kapazitätsdioden im Abstimmkondensator des Schwingkreises gelegt werden.

Signale der Frequenz F. gelangen von 1 an einen Frequenz-

teiler mit variablem Teilverhältnis ^, das von einem Steuerkasten 3 bestimmt wird, über die Verbindung 4-^a werden die

Fa

Impulse der Frequenz ~=f_A von 2 zum Eingang 5a eines Frequenzvergleichers 5 übertragen, dessen anderer Eingang 5b

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Impulse der Bezugsfrequenz f_ß erhält. Am Ausgang von 5 erscheint eine Korrekturspannung, die proportional zu (f.-f^l ist und über die Verbindung ( an einem der Steuereingänge la des VCO 1 liegt.

Der Frequenzvergleicher 5 kann beispielsweise von der in der bereits erwähnten deutschen Anmeldung P 23 37 311.7 beschriebenen Art sein.

Jener Frequenzvergleicher besorgt eine Grobeinregelung, die zu einer Differenz JF_A-F_QJ führt, welche kleiner oder gleich AF ist.

Die Impulse der Bezugsfrequenz f_ß werden vom Ausgang 7a eines Frequenzteilers 7 geliefert, dessen Eingang Signale der Frequenz F_ von einem hochstabilisierten Generator 8 erhält. Der Ausgang 7a entspricht einem Teilverhältnis ^ (f_B=-^)..Der Teiler 7 hat einen Ausgang 7b, der einem Teilverhältnis ^ entspricht, und mit dem Eingang des Impulsformers 9 verbunden ist.

Der Impulsformer 9 setzt sich folgendermaßen zusammen: Ein Eingang eines UND-Gliedes 9d mit zwei Eingängen erhält Signale vom Ausgang 7b von 7. Außerdem ist 7b mit einem Invertierglied 9a verbunden, dessen Ausgang über ein Verzögerungsglied, bestehend aus einem Widerstand 9b und einem Kondensator 9c mit dem zweiten Eingang von 9d verbunden ist.

Jedesmal, wenn ein logischer Pegel "1" am Ausgang 7b erscheint, sind die Eingänge von 9d auf dem Pegel "1", 9d wird eingeschaltet und erst ausgeschaltet nach einer Zeit, die grob bestimmt wird durch die Zeitkonstante von 9c und 9b. So werden Impulse der Pseudobezugsfre-

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mP .

quenz mf =——■ vom Ausgang des Impulsformers 9 mit der gewünschten Breite geliefert.

IO stellt einen Abtastphasenvergleicher gemäß der Erfindung dar. Der Ausgang von 9 ist über einen Schutzwiderstand 11 an die Basis eines Transistors 12 angeschlossen, dessen Kollektor über einen Widerstand 13 mit Widerstandswert ρ von einer Gleichspannungsquelle lh der EMK E_Q versorgt wird. Der Innenwiderstand von 14 wird als Teil von 13 betrachtet.

Der Emitter von 12 ist an Erde gelegt, der Kondensator 15 der Kapazität c ist auf einer Seite mit dem Kollektor und auf der anderen Seite mit der Erde verbunden.·

Der Kollektor von 12 ist mit dem S-PoI eines Feldeffekttransistors verbunden, dessen D-Pol mit einer der Elektroden des Kondensators 17, genannt Speicherkondensator, verbunden ist. Das Gate von 16 ist über die Verbindung 4-4b an den Ausgang des einstellbaren Teilers 2 ange-

Fa schlossen, und erhält so Impulse der Frequenz f_a ⁼"m"· Die Spannung an Kondensator 17 wird von einem Operationsverstärker 18, der einen sehr hohen Eingangswiderstand und· einen sehr niedrigen Ausgangswiderstand hat, verstärkt. Auf 18 folgt ein Tiefpaßfilter 19, dessen Ausgang über die Leitung 20 an einem der Steuereingänge Ib des VCO 1 liegt. 19 hat die Funktion, Komponenten der Frequenzen f. und mf_R von der Korrekturspannung, die aus 18 kommt, zu trennen.

Im folgenden wird die Wirkungsweise der in Fig.l dargestellten Stromkreise erläutert.

Zunächst ist zu bemerken, daß die Transistoren 12 und 16 als Schalter arbeiten. Zum Beispiel hat der Transistor 12

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einen sehr hohen Emitter-Kollektor-Widerstand, wenn ein Pseudo-Bezugsimpuls an seine Basis gelangt, und einen sehr niedrigen Widerstand zwischen solchen Impulsen. Auf diese Weise wird der Kondensator 15 entladen, während ein Pseudo-Bezugsimpuls an der Basis von 12 liegt.

Ebenso besteht am Transistor 16 ein sehr hoher Widerstand zwischen S-PoI und D-Pol, wenn kein Impuls an seinem Gate liegt und ein sehr niedriger Widerstand wenn ein Impuls dort anliegt. So erscheint zwischen den Elektroden des Speicherkondensators 16 eine Spannung, die zwischen zwei Impulsen der Frequenz f. konstant bleibt.

Während einer sehr kurzen Dauer eines solchen Impulses hat die Spannung an den Elektroden von 17 den momentanen Wert der Spannung an den Elektroden des Kondensators 15.

Die Wirkungsweise der in Pig.l gezeigten Anordnung ist dann wie folgt:

Es wird angenommen, daß der VCO 1 mit der Frequenz (Vo=Vb

schwingt, am variablen Verhältnisteiler 2 wird das Teilverhältnis ^ über den Steuerkasten 3 eingestellt. Der Frequenzvergleicher 5 wird wirksam, und die Korrekturspannung wird über die Leitung 6 dem Eingang la des VCO 1 zugeführt und ändert die Frequenz in Schritten AF soweit, daß |F_A-F₀| ί AF wird.

Solange wie diese Bedingung vorliegt, bleibt der Frequenzvergleicher 5 unwirksam und der Phasenvergleicher 10 arbeitet allein, um die Frequenz F_A nachzuführen, bis F_A=Nf_B ist.

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Die in Pig.3 dargestellten Wellenzüge, die die änderungen der Spannungen E am Kondensator 15 und V am Speicher-

s e

kondensator 17 in Abhängigkeit der Zeit zeigen, ermöglichen es, die Wirkungsweise des Phasenvergleichers 10 zu verstehen.

Impulse der Pseudo-Bezugsfrequenz mf« sind durch die schraffierten Rechtecke 24a, 24b, ... 24g, 24h dargestellt. Zum besseren Verständnis der Zeichnung wurde die Breite der Impulse vergrößert. Wenn beispielsweise 24a an die Basis des Transistors 12 gelangt, wird der Kondensator 15 schnell entladen, dann wieder aufgeladen, bis der nächste Impuls 24b dorthin gelangt.

Die Kurve 22a, welche die Ladungsänderung von 15 zeigt, verläuft gemäß E₃=E₀(I- e~ ^τ) mit 0<tt ^-. Die anderen Kurven 22b-22h sind ähnlich. Die Kurve 23a zeigt, wie sich die Ladung 15 ändern würde bei Anlegen von Impulsen der Frequenz f_D an die Basis von Transistor 12 anstatt Impulsen der Frequenz mf_ß. Die Impulse der Frequenz f., die an das Gate des Transistors l6 gelangen, sind durch gestrichelte Rechtecke 25a und 25b dargestellt. Jedesmal wenn einer dieser Impulse ankommt, ist die in 17 gespeicherte Spannung gleich der zwischen den Elektroden des Kondensators 15. Die Spannung V_e an 17 ändert sich nach der unteren Kurve in Fig.3· Zwischen zwei aufeinanderfolgenden Speicherungen, nimmt die Spannung leicht ab aufgrund von Unvollkommenheiten des Systems. Dies stört jedoch nicht, da, wenn f_A und f_ß synchronisiert sind -d.h. wenn f_A exakt gleich f_B ist - die Kurve, die das Zeitverhalten von V darstellt, eine Gleichspannungskomponente hat, welche einer festen Phasendifferenz zwischen Bezugsimpulsen und den einzuregelnden Impulsen proportional ist, und außerdem Kom-

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ponenten der Frequenz,f_ß und die harmonischen davon, welche im Filter 19 entfernt werden.

Bevor die Synchronisation erreicht ist, besteht eine Diffe-

ΔΡ renz Af zwischen f» und f_R mit dem maximalen Wert ^. Um

zu vereinfachen, sei angenommen, daß f_A=(f_B+Af)

ist, und daß —sr-z klein genug ist, um für

^miB
1
e

zu schreiben:

Falls der Kreis geöffnet ist, anders ausgedrückt, falls die Verbindung des Filters 19 mit dem Eingang Ib des VCO 1 unterbrochen ist, haben die in 17 gespeicherten Spannungen V die nachstehenden aufeinanderfolgenden Werte:

wobei t der Zeitpunkt des Erscheinens von 25a ist. ⁰ Af

^vve^yl ^o τ »

wenn 25b erscheint, usw. bis

. nAf
^zo~ f_R2ir

(V ) = E —.

en ο τ

So kann V als ein Signal der Frequenz f_ß betrachtet werden, das mit der Frequenz Af phasenmoduliert ist. Die Phase

Von V ist:
e

2irAft + φ_.

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Falls der Kreis geschlossen ist, bewirkt die Spannung (V ) , die an den Eingang Ib des VCO 1 gelangt, daß F. zusammen mit f_A und demzufolge auch Af=jf"_A-f J abnimmt. Nach einigen Impulsen der Frequenz f_A wird Af gleich Null, und es bleibt nun eine konstante Phasendifferenz, die einer quasi-festen Spannung V_g entspricht, wie im unteren Teil von Fig.3 gezeigt.

Es ist zu bemerken, daß sich V vor der Synchronisation nach einer zeitabhängigen Gesetzmäßigkeit ändert, zuerst mit einer Frequenz Af, dann mit immer niedrigeren Frequenzen. Die höchste Frequenz ist ψ- , wobei AF die Schritt-

min , weite des Frequenzvergleichers ist und jv das kleinste im-, vorliegenden Synthesizer benutzte Teilverhältnis ist. Also muß das Filter 19 in Fig.l diese höchste Frequenz durchlassen, die damit die Abschneidefrequenz, definiert.

Außerdem ist noch zu erwähnen, daß das Teilen des Zeitintervalls -s— in m gleiche Intervalle -^- keine Wirkung hat bezüglich aer Frequenz, soweit der Kondensator 17 und die nachfolgenden Komponenten betroffen sind.

Daher ist diese Teilung grundsätzlich dafür vorgesehen, die Verstärkung des offenen Kreises auf einem sehr hohen quasikonstanten Wert zu halten für jeden Wert der Spannung V_e an 17, nachdem die Synchronisation erreicht worden ist.

Die Breite der in Fig.3 gezeigten Impulse 24a, 24b, 24c 24g, 24h ist grundsätzlich durch die Eigenschaften des Impulsformers 9 in Fig.l bestimmt. Sobald einer dieser Impulse - z.B. 24a - an die Basis des Transistors 12 gelangt, wird der Kondensator 15 durch den relativ niedrigen Widerstand des Emitter-Kollektor-Weges innerhalb einer Zeit t_b entladen. Es ist wichtig, daß t_Q wesentlich länger ist als

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t,, sonst beginnt die-Kurve 22a nicht "bei der Anfangsspannung E -O₉ sondern bei einer anderen Spannung, die von der

_ S

Differenz t,-t abhängt. Der Impulsformer 9 nach Fig.l D a

kann vorteilhaft durch den einfachen Kreis, der in Fig.2 dargestellt ist, ersetzt werden.

Die.Fig.2 zeigt:

den Generator 8, der rechtwinklige Signale der hochstabilisierten Frequenz F liefert, den Teiler 7, versehen mit den bereits erwähnten Ausgängen 7a, 7b und möglicherweise einen anderen Ausgang 7c, der einem Teilverhältnis ^ entspricht.

Der Ausgang 7b ist mit dem Impulseingang h des Flip-Flops 21, der auch einen Rücksetzeingang c hat, verbunden, c ist mit dem Ausgang des Generators 8 verbunden.

Es wird angenommen, daß der Flip-Flop 21 seinen Zustand ändert, wenn der an h liegende Pegel sich von "1" nach "O¹' ändert» Solch eine Zustandsänderung wird dann zu Zeiten, die um

M _ 1

_B g

auseinanderliegen, verursacht, da der Ausgang 7b von 7 einem Teilverhältnis ^ entspricht.

Jedes Erscheinen einer Impulshinterflanke am Ausgang 7b ist synchronisiert mit einer Impulsvorderflanke der Signale der Frequenz F-. am Eingang c von 21. Wenn c

ti

auf den Pegel "1" geht, ändert sich der Zustand des Flip-Flops, und der Ausgang Q von 21 hat den Pegel "1", bis Eingang c wieder auf den Pegel "0" geschaltet wird. Auf diese Weise erzeugt Q Impulse mit der geforderten Frequenz -^^B=mf mit einer etwas kürzeren Breite als

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Palls diese Breite zu kurz ist, kann die Verbindung des Ausgangs 8 mit dem Eingang c von 21 in gewissen Fällen ersetzt werden durch eine Verbindung vom Ausgang 7c von mit demselben Eingang c. Als Folge davon haben die Impulse vom Ausgang Q dieselbe Frequenz wie vorher, aber eine

Breite von ^s-. ^2PB

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Claims (1)

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   Patentansprüche

   1· Frequenzsynthesizer, bestehend aus einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), der eine Frequenz ?_A liefert, einem mit dem VCO verbundenen Frequenzteiler mit einstellbarem Teilverhält-

   1 Fa

   nis jj₃ der digitale Impulse mit einer Frequenz f_A ⁼~M ^^e~ fert, einem einerseits mit dem Frequenzteiler und andererseits mit einem Frequenzgenerator, der nach Teilung seiner Frequenz F_ß im Teilverhältnis j| digitale Impulse der Bezugsfrequenz fp=-jyP liefert, verbundenen Frequenzvergleicher, der eine zu JFg-f_A| proportionale Regelspannung an den VCO abgibt und die Frequenz in Schritten AF grob so einregelt, daß |F_A"Mf_B I f AF wird, und einer Einrichtung zur Feinregelung mittels Phasenvergleich, die eine zweite Pegelsnannung an den VCO abgibt, dadurch gekennzeichnet, da.¹³" diese Finrichtung aus einem Abtastvergleicher (10) besteht, an dessen einen Eingang die Impulse der Frequenz f_ftJ und an dessen anderen Eingang als Bezugsimpulse Imnulse der mit dem faktor m multiplizierten Bezugsfrequenz f„ gelangen.

   2· Frequenzsynthesizer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Abtastphasenvergleicher (10) aus einem Sagezahngenerator besteht, der gebildet wird aus einer Gleichspannungsquelle (I¹O der EMK E_Q, welche einen in Reihe mit einem Kondensator (15) der Kanazität C geschaltoten Wi- * derstand -(13) des Widerstandswertes R versorgt, wobei die Kondensatoranschlüsse über einen Schalter (12) über einen sehr hohen oder sehr niedrigen Widerstand verbunden sina und der Schalter (12) riurch die Iir.nulse der

   A 0 9 8 3 A / Ü 8 '.ι:»

   J.P.Margala 3-2

   Frequenz mf_D gesteuert wird, daß die Sägezahnspannungen auf ihren linearen Bereich beschränkt werden mit Maxima lamp Iituden —-fp~ (x = p.c), daß ζwei aufeinanderfolgende S^gezrJhne

   Π-1 ρ T

   zeitlich getrennt sind durch ein Tntervall t , das durch

   CL

   einen Impulsformer (9) gegoben ist, welcher die Breite jedes Impulses der Frequenz ir.f bestimmt, und dessen Aus-

   gang mit dem Schalter (12) verbunden ist, so daP t länger

   ist als die F.ntladungsdauer des Kondensators (l^c) über den sehr niedrigen Widerstand.

   Frequenzsynthesizer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsformer aus einem mit einem Impulseingar.r (h) und einem Rücksetzeingang (c) versehenen Flip-Flop (21) besteht, der auf aem Impulseingang (h) Impulse der frequenz IHf₁₃ und auf dem Rücksetzeinganpt (c) Impulse der Frequenz -^ erhält, sodaß der Flip-Flop (21) Impulse der Frequenz mf_D mit einer Breite t = ^rr- liefert. B a dt_B

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