DE2364870A1 - Angepasstes filter mit ladungsuebertragungs-bauelementen - Google Patents

Angepasstes filter mit ladungsuebertragungs-bauelementen

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DE2364870A1
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Description

TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED1
13500 North Central Expressway
Dallas, Texas, V,St.A.
Angepaßtes Filter mit Ladungsübertragungs-Bauelementen
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Signalverarbeitung sanordnung und insbesondere auf ein verbessertes angepaßtes Filter mit Ladungsübertragungs-Bauelementen und hierfür geeignete Signalfeststellungsanordnungen.
Ladungsübertragungs-Halbleiterbauelemente bieten für den Konstrukteur von Schaltungen zahlreiche Vorteile, insbesondere beim Aufbau von angepaßten Filtern und von Verzögerungsleitungen. Ladungsübertragungs-Bauelemente (CTD) umfassen ladungsgekoppelte Bauelemente (CCD) und Eimerketten-Bauelemente (BB) (bucket brigades). Ein Hauptvorteil von Ladungsübertragungs-Bauelementen (charge transfer devices) ist ihre Einfachheit und Kostenwirksamkeit. So ist beispielsweise eine Verzögerungsleitung oder ein Schieberegister mit Eimerketten-Bauelementen
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ORIGINAL
(bucket brigades) von einer Reihe von Feldeffekttransistoren mit isolierten Gate-Elektroden (IGFETs) gebildet«, Eine Verbindung zn den entsprechenden Source-Zonen und Drain-Zonen wird bei Eimerketten-Bauelementen nicht benötigt, wodurch sich die Schwierigkeiten bei der Herstellung wesentlich vermindern Ladung wird längs des EimerketteD-Bauelements durch mehrphasige Taktsignale übertragen, welche auf die Gate-Elektroden angelegt werden? eine direkte elektrische Verbindung zu den dotierten Zonen wird nur für das Eingeben und Ausgeben von Daten gebrauchte Die ladungsgekoppelten Bauelemente sind in ihrer Struktur sogar noch, fundamentaler^ sie werden im wesentlichen von einem homogen dotierten Substrat gebildet, wobei p-n-Übergänge nur am Eingang und am Ausgang des Schieberegisters benötigt werden. Die Ladung wird längs des Schieberegisters durch mehrphasige Taktsignale bewegt, welche an eine Reihe von Elektroden angelegt werden, die auf dem Substrat ausgebildet und von diesem durch eine dünne Isolierzone getrennt sind· Die Taktsignale erzeugen Potentialsenken unter den Elektroden, in welche Ladung "abgeladen" wird.
Ladungsübertragungs-Bauelemente sind für eine große Anzahl von Anwendungsfällen zur Signalverarbeitung' brauchbar. Allerdings gibt es zur erfolgreichen Anwendung der CTD-Technologie bei gewissen.Anordnungen noch zahlreiche Schwierigkeiten. Beispielsweise tritt bei einer mit Anzapfungen versehenen Verzögerungsleitung, wie sie für ein angepaßtes Filter benötigt wirdg bei der gebräuchlichen lsAnzapfungsu-Anordnung ein treppenförmiger Signalverlauf auf. Das heißt, zwei Spei eher st eilen werden für jedes Informationsbit in einer Verzögerungsleitung benötigt. Somit ist in einem Zweiphasensystem ein Signal während der einen Taktphase vorhanden, aber während der nächsten Phase des Taktzyklus kehrt dieses Signal zu einem vorgegebenen Bezugswert' zurück. Der treppenförmige Signalverlauf erforderte ■ die
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Verwendung von Abtast- raid Halte schaltungen usw., um die sich aus der Rückkehr zum Bezugswert ergebende Änderung des Ausgangssignals zu verdecken.
Bislang steht eine geeignete Schaltung zur Anzapfung nacheinanderfolgender Bits einer CTD-Verzögerungsleitung und zur Erzeugung eines stetigen Ausgangssignals über ©inen überwiegenden Teil des Abtastzyklus nicht zur · Verfügung.
Bei Anwendungsfällen» bei welchen eine Signalsummierung verlangt wird, wie beispielsweise bei angepaßten Filtern, wird der Code-Aufbau typischerweise während der Fabrikation derart festgelegt, daß die resultierende Anordnung nur für diesen Code als angepaßtes Filter wirkt. Demgegenüber gibt es zahlreiche Situationen, in denen es vorteilhaft wäre, in der Lage zu sein, ein gegebenes angepaßtes Filter wahlweise auf einen anderen Code zu programmieren. Bisher sind noch keine derartigen elektronisch programmierbaren Filter bekannt geworden.
Was die Anordnungen zur Signalfeststellung und Summierung in ladungsgekoppelten Bauelementen (CCDs) betrifft, ist es schwer , das an jeder Stufe einer analogen Verzögerungsleitung mit ladungsgekoppelten Bauelementen anliegende Signal festzustellen, insbesondere bei angepaßten Filtern, bei denen die Gate-Elektrode in zwei Teile unterschiedlicher Fläche aufgespalten ist, um eine Koeffizientenbewertung zu erreichen. Der Taktsignalstrom kann zwar als eine Anzeige des in den entsprechenden Bits eines CCD*s gespeicherten Signals gemessen werden, doch ist er nicht ständig vorhanden und kann nur mit Schwierigkeiten gemessen werden.
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Dementsprechend soll mit Hilfe der Erfindung eine verbesserte Schaltungsanordnung zur Messung des Signals an federn Bit einer analogen Verzögerungsleitung mit Eimerketten-Bauelementen geschaffen werden, wobei die Schaltungsanordnung in der Lage sein sollj ein Ausgangssignal zu erzeugen, das über einen überwiegenden Teil des Taktzyklus stetig verläuft,, ¥eiterhin soll mit Hilfe derErfindung ein elektronisch programmierbares angepaßtes Filter geschaffen !herden.
Ein zusätzliches Ziel der Erfindung ist eine verbesserte Ladungsfeststellungsanordnung zur-Messung des Taktversorgungsstroms ~ zu den zwei unterschiedlichen Teilen eines angepaßten GCD~Filters9 bei dem mit Hilfe gespaltener Elektroden bewertet wird, '
Nach der Erfindung wird eine verbesserte. Schaltungsanordnung zum Feststellen und Verarbeiten von elektrischer Ladung in Ladungsübertragungs-Halbleiterteaiielementen geschaffen. Bei einer Ausgestaltung der Erfindung wird ein© Schaltungsanordnung zur Feststellung der an jedem Bit einer analogen BB-Verzögerungsleitung gespeicherten Ladung und zur Erzeugung eines Ausgangssignals über einen überwiegenden Teil eines mehrphasigen Taktzyklus geschaffen. Die Schaltungsanordnung wird von Anzapfungen mit hoher Impedanz an jedem Knotenpunkt des Eimerketten-Bauelements (BB) gebildet. Die Anzapfungen mit hoher Impedanz sind jeweils von Feldeffekttransistoren mit isolierter Gate-Elektrode gebildet, die jeweils mit den Knotenpunkten elektrisch verbunden sind. Die Ausgangssignale benachbarter Transistorpaare werden summiert, wodurch ©in kontinuierliches, diesem Bit entsprechendes Ausgangssignal über im wesentlichen dem gesamten mehrphasigen Taktzyklus erzeugt wird. Der erste Transistor tastet das Ausgangssignal an den Knotenpunkten ab, die auf die Gate-Elektroden folgen, welche während der ersten Hälfte des Taktzyklus getaktet sind. Der zweite Transistor tastet das Signal an benachbarten Knotenpunkten ab, di© auf Gate-
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Elektroden folgen, welche in der zweiten Hälfte desTaktzyklus getaktet werden. Diese Anordnung eliminiert vorteilhafterweise den bei der Rückkehr zu einem festen Wert auftretenden Signalverlauf von Anordnungen, bei denen jedes Bit nur an einem Signalknotenpunkt angezapft ist. Vorzugsweise ist jedes Transistorpaar de'rart gebildet, daß es sich einen gemeinsamen Lastwiderstand teilt.
Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist jedes Bit einer analogen Verzöge itngsleitung mit Ladungsübertragungs-Bauelementen mit einer Anzapfung versehen, und das festgestellte Signal wird durch eine Anordnung verarbeitet, welche ein angepaßtes Filter bildet. Dieses angepaßte Filter kann insbesondere elektronisch programmiert sein, um unterschiedliche Codes festzulegen. Das programmierbare Filter umfaßt eine Schaltung zum wahlweisen Verbinden jedes Bitausgangs mit entweder einer negativen oder positiven Summier-Sammelschiene und zum wahlweisen Bewerten der Signalamplitude von zwei Schalttransistoren,. die an jeden Bitausgang angeschlossen sind und Gater-Elektroden zum Empfang von Codesignalen aufweisen, die festlegen, ob das Bit-Ausgangssignal an einer negativen Sammelschiene oder einer positiven Sammelschiene summiert werden soll. Das Gate-Signal an dem einen Transistor ist das Komplement des an den anderen Transistor angelegten Signals. Ein zweites Transistorenpaar koppelt die negativen bzw, positiven Sammelschienen an eine von zwei Anschlüssen eines Transistors zur Feststellung einer Knotenspannung, An die Gate-Elektroden des zweiten Transiäorpaars sind ebenfalls jeweils die komplementären Codesignale angelegt. Auf diese Weise wird in Abhängigkeit von einem "hohen" Codesignal ein Transistor des ersten Paares in den Durchlaßzustand vorgespannt, so daß er eine Versorgungsspannung an die Drain-Elektrode des Knotenspannungs-Feststellungsstransistors anlegt. Ebenfalls wird einer der
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Transistoren des zweiten Transistorpaars in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß er die Source-Elektrode des Knotenspannungs-Feststellungstransistors mit einer der Summiersammelschienen verbindet.. Falls erwünscht, kann das zweite Transistorpaar derart gebildet werdens daß die Gatespannung wahlweise veränderbar istp d.h. nicht direkt von dem koniplementären Codesignal empfangen wird9 damit eine Anordnung entsteht^ bei der die Amplitudenbewertung ebenfalls wahlweise veränderbar wird. Die Transistoren können auch so gebildet seinj, daß feste Bewertungsgrößen vorliegen^ die von den komplementären Codesignalen abhängen.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist eine vollständig integrierte Schaltungsanordnung zum Anzapfen 3edes Bits einer Verzögerungsleitung mit Eimerketten-Bauelementen vorgesehen, welche die Amplitude eines festgestellten Signals zur Bildung der Funktion eines programmierbaren angepaßten Filters selektiv bewertet und die bewerteten Signale zur Erzeugung eines Ausgangssignals summiert, so daß nur eine Ausgangsverbindung für das Chip benötigt wird im Gegensatz zu den gebräuchlichen Anordnungen, welche K Ausgänge für ein N-Bit-Filter brauchen.
In Weiterbildung der Erfindung wird eine verbesserte Schaltungsanordnung zur Feststellung der Ladung an jedem Bit eines angepaßten Analogfilters mit ladungsgekoppelten Bauelementen (CCD) geschaffen« Die Schaltung ermöglicht in vorteilhafter Weise die Verarbeitung eines im wesentlichen stetigen Signals im Gegensatz zu den gebräuchlichen CCD-Schaltungen mit Anzapfungen, welche Signale festzustellen suchen, die nicht ständig vorhanden sind. Die Schaltung umfaßt zwei diskrete Taktleitungen zu den zwei Teilen der Elektrode, deren relatives Flächenverhältnis die erwünschte Bewertung bestimmt. Jede diskrete Leitung ist mit einer Kapazität versehen, deren Wert sehr viel größer ist als die
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kombinierten Kapazitäten der Elektrodenteile der damit verbundenen Bits· Die Kapazität wird in Abhängigkeit von einem ersten Taktsignal auf ein Bezugspotential aufgeladen.In Abhängigkeit von einem folgenden Taktsignal stellt die Kapazität den ¥iederauf lade strom zur Verfügung, der dem in den CCD-Bits gespeicherten Signal entspricht, die sich um einen dazu proportionalen Betrag entladen. Die Kapazität ist weiterhin mit der Gate-Elektrode eines Ausgangs-Feldeffekttransistors mit isolierter Gate-Elektrode verbunden. Wenn die Kapazität anfänglich auf das Bezugspotential aufgeladen ist, gibt der Ausgangstransistor eine maximale Ausgangsspannung ab.Nachdem sich der Kondensator auf einen im wesentlichen stetigen Pegel entladen hat, gibt' der Ausgangstransistor !ein entsprechend niedrigeres Ausgangssignal ab. Dieses niedrigere Ausgangssignal entspricht dem gewünschten Signal, und es ist in herkömmlicher Weise meßbar.
Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:
Fig.1a ein Schaltbild einer Verzögerungsleitung mit Eimerketten-Bauelementen, welche eine Anzapfung mit hohem Widerstand an einem Signalknotenpunkt zeigt,
Fig. Ib die Draufsicht auf die Metall-Isolator-Halbleiter-Ausführung eines Teils der Schaltung von Fig.1a,
Fig.1c eine grafische Darstellung typischer Signalverläufe, die von der mit Anzapfungen versehenen Verzögerungsleitung von Fig.1a gewonnen werden,
Fig.2a ein Schaltbild einer mit Eimerketten-Bauelementen versehenen Verzögerungsleitung, welche zur Erzeugung eines kontinuierlichen AusgangsSignalverlaufs über im wesentlichen dem gesamten Taktzyklus dient,
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Fig.2b eine grafische Darstellung typisfaher Signalverläufe der Schaltung nach Fig«2a9
Fig.2c eine Draufsicht, welche die Ausführung der'Schaltung nach Fig.2a in Form einer integrierten Schaltung zeigte
Fig„3 eine schematische Darstellung, welche die Verbindung . eines .Transistorpaares zeigt, wie es in Fig,2a· dargestellt ist, wobei die Transistoren einen gemeinsamen Lastwiderstand besitzen, ■ -
Fig.4 ein Blockdiagramm einer Schaltung zum selektiven Verbinden des Ausgangs einer Verzögerungsleitung mit entweder einer, negativen oder positiven Summierleitung, wodurch ein elektronisch programmierbares angepaßtes Filter geschaffen wird,
Fig.5 eine schematische Darstellung einer Metall-Isolator-Halbleiter-Ausführung einer selektiven Summierschaltung von Fig·4,in Form einer integrierten Schaltung,
Fig.6a eine schematische Darstellung eines Teils eines angepaßten Filters mit Simerketten-Bauelementen, mit einer geeigneten Signalsummierung,
Fig.6b eine schematische Darstellung der Verwendung einer Impedanz mit variablem Wert in der Schaltung nach Fig.6a,
Fig.7. die schematische Darstellung eines Teils eines angepaßten Filters mit Eimerketten-Bauelementen und einer zugehörigen Signalverarbeitungsschaltung für eine Ausführung in Form einer integrierten Schaltung,
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Fig·8a, 8b die bildliche und grafische Darstellung eines Teils eines mit drei Taktphasen arbeitenden angepaßten Filters mit ladungsgekoppelten Bauelementen (CCD), bei dem die Elektroden für die dritte Taktphase aufgespalten sind, um eine vorgegebene Bewertungscharakteristik festzulegen,
Fig.9 eine schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung zur Messung der zu den ladungsgekoppelten Bauelementen (CCD) von Fig.8 gehörigen bewerteten Signale,
Fig.10 eine grafische Darstellung typischer Signalverläufe der Meßschaltung von Fig.9 und
Fig.11 ein Blockdiagramm eines angepaßten Analogfilters mit ladungsgekoppelten Bauelementen (CCD) mit Stromsummierung.
Fig.1a zeigt eine schematische Darstellung einer Anordnung für den zerstörungsfreien Zugriff zu einer analogen oder digitalen Information in einem Schiebereigster mit Eimerketten-Bauelementen. Ein Eingangssignal auf einer Eingangsleitung 10 wird mittels eines Taktsignals 0.,, welches einen Transistor T-. in den Durchlaßzustand vorspannt, zu einem Kondensator C. durchgeschaltet. Das Taktsignal 0^ wird dann abgeschaltet, und das JE-aktsignal 0p geht auf den hohen Signalwert über, so daß der Transistor T2 in den Durchlaßzustand vorgespannt wird. Das durch den Kondensator C* gespeicherte Signal wird über den Transistor T2 übertragen, und es wird in der Kapazität C2 zwischen der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode des Transistors T2 gespeichert. Die mehrphasigen Taktsignal 0* und 02 legen einen Taktzyklus fest.
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Die Gate-Elektrode 12 des Feldeffekttransistors T3 mit isoliertem Gate is", mit dem Knotenpunkt N elektrisch verbunden. Auf diese Weise wird die in der Kapazität C2 gespeicherte Spannung als Gate-Vorspannung an den Transistor T^ angelegt. Die Drain-Elektrode des Transistors T·* ist mit einer Versorgungsspannung wie beispielsweise V0Q oder 02 verbunden j, und die Source-Elektrode ist über einen Lastwiderstand 14 an Masse angeschlossene In Abhängigkeit von der von dem im Kondensator C2 gespeicherten Signal bestimmten Gat&Vbrspannung wird am Lastwiderstand eins Spannung erzeugt, die ein Ausgangssignal ergibt. Der Lastwider stand 14 kann, falls erwünscht, durch einen weiteren Trans ist or gebildet werden.
Da die Gate-Elektrode des Transistors Tj einen hohen Widerstand bildet, wird das in der Kapazität C2 gespeicherte Signal zerstörungsfrei abgetastet. Auf diese Weise kann das Signal an jedem Bit der Anordnung mit Eimerketten-Bauelementen (nachfolgend vielfach kurz als BB-Element bezeichnet) an einem Knotenpunkt "N" , welcher auf den ein Taktsignal 02 empfangenden Transistor folgt, oder an einem Knotenpunkt "N-s-1/218 abgetastet werden, welcher auf den ein Taktsignal 0^ empfangenden Transistor folgt.
Die in Fig.1a dargestellte Schaltung kann als integrierte Schaltung gebildet werden, wobei sich gebräuchliche Herst ellung st echniken verwenden lassen. Fig.1b zeigt eine typische integrierte Schaltung, bei der dotierte Zonen allgemein durch die ebenen, umschlossenen, dotierten Zonen 16 in einem Halbleiter-Substrat wie Silizium (nicht dargestellt) hergestellt werden, was durch geeig&ete Techniken wie Diffusion und Ionen-Implantation geschehen kann. Die dotierten Zonen bilden die Source-Zonen und Drain-Zonen der IGFET1 s, die die Eimerketten-Bauglemente
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bilden. Beispielsweise ist eine typische hochohmige Anzapfung an der Gate-Elektrode des Transistors T, mit dem Bezugszeichen 18 versehen, welche ausschließlich unter dem zu 02-Metallbelag liegt, der auch die Speicherkapazität Cp für diesen Knotenpunkt bildet. Die dotierten Zonen werden durch eine dünne (nicht dargestellte) Isolierschicht abgedeckt, die beispielsweise aus Siliziumdioxid bestehen kann. Ein durch schraffierte Zonen dargestelltes Metallisierungsmuster wird in herkömmlicher Weise über .der Isolierschicht gebildet, um die Taktleitungen für die Taktsignale 0^ und 02, die Kapazität (L und die Gate-Elektroden für die entsprechenden Transistoren zu schaffen. Wie in Fig.1b dargestellt, erstreckt sich die Gate-Metallisierung für die Transistoren T2 und T, über einen wesentlichen Teil der darunterliegenden dotierten Drain-Zone, damit die Gate-Drain-Kapazität zur Ladungsspeicherung erhöht wird. Durch die Isolierschicht führen öffnungen in Bereichen, wo eine ohmsche Verbindung zwischen den dotierten Zonen auf dem Substrat und der Metallisierung benötigt wird.
In Fig.1c sind typische Signalverläufe dargestellt, welche zu der in Fig.1a gezeigten, mit Anzapfungen versehenen Schaltungsanordnung gehören. Ein Eingangssignal legt eine Hüllkurve 22 fest. Das Eingangssignal wird in die analoge Verzögerungsleitung mit Hilfe der Taktsignale 0-,, 02 getaktet.
Das Ausgangssignal 24 entspricht dem Eingangssignal (welches während der Einschaltung des Taktsignals 0^ abgetastet wird) mit einer Zeitverzögerung, die sich aus dem Produkt der Zahl der Bits zwischen dem Eingang und Abtastort und der Periode des Taktes ergibt. Wenn die abtastenden Anzapfungen an Knoten liegen, denen 0^-Taktsignale vorausgegangen sind, so wird daraus eine Verzögerung resultieren, die einer ganzzahligen Zahl von Bits entspricht. Wenn die Abzweigungen an Knoten liegen,
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die 02~Taktsignalen folgen, so wird daraus ©ine "Verzögerung resultieren, die einer ganzen Zahl +1/2 Bits entspricht.
Die Zwischenräume 26 im Ausgangssignalverlauf f die sich durch die abwechselnden Taktimpulse ergeben, machen die Signalverarbeitung schwierig. Die in der Amplitude der Ausgangsimpulse enthaltene Information kann zwar verarbeitet werden, aber die"Verarbeitung erfordert Abtast- und Halte-Te©hniken um die Rückkehr des Signals zu einem Festwert zu verdecken«, Das bedeutet«, daß während abwechselnder Taktperioden das Ausgangssignal zu einem Bezugspotential V0 zurückkehrt, so daß ein "treppenförmiges" Ausgangssignal erzeugt wird.
Figo2a zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung zur Erzeugung eines Ausgangssignals,welches im wesentlichen über den gesamten Taktzyklus kontinuierlich verläuft. Diese Schaltungsanordnung wertet die Tatsache aus, daß die erwünschte Signalamplitude während des halben Taktzyklus, bei dem das Taktsignal 0^ eingeschaltet ist, an dem Knotenpunkt A vorhanden ist, der auf die Gate-Elektroden folgt, welche durch das Taktsignal 0^ getaktet werden, und daß die erwünschte Signalamplitude während des halben Taktzyklus, in dem das Taktsignal 0p eingeschaltet ist, an dem angrenzenden Knotenpunkt B vorhanden ist«, der auf die Gate-Elektroden folgt, die durch das Taktsignal 02 getaktet werden. Die Knotenspannungen V und V^ werden an benachbarten Knotenpunkten durch die Gate-Elektroden der IGFET1S 28 und 30 abgetastet. Durch Summierung der an den benachbarten Knotenpunkten "A" und "B" festgestellten Signale werden die in der Fig.2b dargestellten Signalverläufe erzeugt«, Es zeigt sich, daß der Zustand, in dem das Ausgangssignal auf einen festen Wert V0 zurückkehrt, eliminiert werden kann, indem die von benachbarten Knotenpunkten stammenden Halb-Bit-Signale V« und V„ summiert werden.
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Die benachbarten Ausgangstransistoren 28 und 30 sind vorzugs weise als Söurce-Folger mit einem gemeinsamen Source-Widerstand 32 geschaltet, wie es inFlg.3 dargestellt ist. Während des Betriebs wird die Ausgangsspannung VQU^ versuchen, den Wert V^- V"T oder Vg-V^ zu erreichen. Wenn aber die Bedingung V. = Vß vorliegt, dann wird das Bauelement mit dem niedrigeren Gate-Potential gesperrt (IQ = 0), so daß die Ausgangsspannung der größeren der beiden Spannungen V^ öder Vß· folgen kann, so daß gilt
dabei ist:
Vg = die Signalspannung Vq = Ausgangsruhespannung.
Eine klassische Spannungssummierung, wie weiter oben be schrieben, ergibt die folgende Ausgangsspannung:
Eine geeignete integrierte Schaltungsausführung für die Schaltung von Fig.2a ist in Fig.2c dargestellt.Wiederum können gebräuchliche Herstellungstechniken zur Herstellung integrierter Schaltungen Verwendung finden.
Fig.4 zeigt inForm eines Blockdiagramme ein erfindungsgemässes programmierbares angepaßtes Filter.Diskrete Bits einer Verzögerungsleitung sind ganz allgemein mit dem Bezugszeichen 34 bezeichnet. Negative und positive Summierungsleitungen 36 und 38 sind jeweils zu den entsprechenden Bits 34 der Verzögerungsleitung über Schalter 40 geführt. Diese Schalter 40 empfangen Eingangssignale von einem Schieberegister 44 mit Serieneingabe und Parallelausgabe, welches
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Bits 42 aufweist. Entsprechend den Signalen aus dem Schieberegister 44, die die Signalwerte 1 oder O haben können, verbinden die Schalter die zugeordneten Bits 34 entweder mit der negativen oder positiven Sunanierungsleitung 36 bzw. 38. So kann beispielsweise eine digitale Codegruppe von 1001 seriell in das Schieberegister .44 gelesen werden. Nimmt man beispielsweise an, daß de* Signalwert 1 die Schalter 40 dazu- bringt, die Bits 34 mit der Summierungsleitung zu verbinden, und der Signalwert 0 die Schalter dazu bringt, die Bits 34 mit der Summierungsleitung 38 zu verbinden, dann würde das erste und vierte Bit 34a und 34d mit der Summierungsleitung 36 verbunden werden, während die mittleren zwei Bits mit der Summierungsleitung 38 verbunden wurden. In Abhängigkeit von einem der Codegruppe 1001 entsprechenden Eingangssignal an 46 würde dann ein korreliertes Ausgangssignal durch eine nicht gezeigte Signalverarbeitungseinrichtung erzeugt werden, welche an die Summierungsieitungen 36 und 38 angeschlossen ist. Auf diese Weise kann ein angepaßtes Filter leicht durch die Änderung des Codeeingangs zum Schieberegister 44 programmiert werden*
Fig.5a zeigt eine geeignete Schaltung zur Verwirklichung der Schalter 40 zum Anschluß an eine analoge Verzögerungsleitung mit Eimerketten-Bauelementen.
Während des Betriebes haben die auf A oder A einwirkenden Spannungen typischerweise entweder den Wert 0 Volt oder den Wert einer Versorgungsspannung V„t wobei die gewöhnliche logische Interpretation auf A und Ä~ angewendet wird. Wenn der Eingang A mit Vz verbunden ist ( und an Ά" der Spannungswert 0 Volt liegt) , dann nimmt die Spannung an dem Knotenpunkt BB den Wert VDD oder V2- VT an (wobei VT die IGFET-Schwellwertspannung ist) ,je nachdem, welche Spannung kleiner ist, vorausgesetzt, daß das Verhältnis /TW/L) T22^w/l)t21^7 sel3r groß ist (Fig.5). (W/L) stellt
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das Breite-zu-Länge-VerhäTtnis von Breite zu Länge des Transistorkanals dar· In dieser Art arbeitend, schließt der Transistor.T22 den Knotenpunkt BB nach VDß kurz (d.h. er hat einen niedrigen Widerstand), und der Transistor T2= wirkt als eine Source-Last für den Transistor T2^· Die Drain-Elektrode des Transistors T2= wirkt als Source-Last für den Transistor T21. Die Source-Elektrode des Transistors T2K wird dann mit einem niederohmigen Knotenpunkt zur Stromsummierung verbunden, w±e "beispielsweise der Emitter eines Bipolar-Transistor-Verstärkers in Basisschaltung oder die Source-Elekfcrode eines IGFET-Verstärkers in Gate-Schaltung. Da am Eingang Ä~ Null Volt liegen, sind die Transistoren T2^ und T2^ gesperrt, wodurch die Anzapfung gegenüber der (+ Σ)-Sammelschiene unwirksam gemacht' wird. Eine Umkehrung der X- und !"-Eingangssignale erlaubt es, daß die (+Σ )-Sammelschiene wirksam und die (- Σ)-Sammelschiene unwirksam gemacht werden. Diese Schaltung kann auch für Systeme zur Spannungssummierung verwendet werden, indem die Signalspannung zwischen die Knotenpunkte BB und CC geschaltet wird. Dieses Schema ist auch auf Invertierverstärkeranordnungen (anstatt dieser Source-Folger-Anordnung) durch eine Umordnung der Vorspannung anwendbar.
In Fig.6a ist eine Schaltung dargestellt, welche eine lineare Summierung der Signale in angepaßten Analogfiltern bewirkt. Die Schaltung ermöglicht sowohl die Wahl der Amplitude als auch des Vorzeichens der Bewertungskoeffizienten. Die Summierschaltung kann beispielsweise verwendet werden zur Summierung der Signale an den negativen und positiven Sammelschienen 36 und 38 (Fig.4). Eine lineare Summierung ist in integrierten Schaltkreisen schwierig, da die meisten aktiven Elemente I-V-Kennlinien besitzen, die nach einer quadratischen Gesetzmässigkeit verlaufen. Auf diese Weise führen typische Summiersysteme eine Art der
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Summierung aus, bei welcher die Quadratwurzel der Summe der Quadrate gebildet wird, was für die Verwendung bei angepaßten Filtern wegen der Verschlechterung des Signal-Rauschverhältnisses unerwünscht ist.
Die Eingangsspannungen V. - V. sind entsprechende
inl lnN
Knotenspannungen in dem Schieberegister mit Eimerketten-Bauelementen, die beispielsweise in der Schaltungsanordnung nach Fig.2 festgestellt werden. Für den Fall kleiner Signale, haben die an jeden Knotenpunkt der Eimerketten-Anordnung angeschlossenen Source-Folger 50 im wesentlichen eine Verstärkung von 1 (vorausgesetzt, daß die Widerstände RM groß sind), so daß gilt:
Da der Verstärker 51 in Basisschaltung eine niedrige Eingangsimpedanz r_ gegenüber dem Source-Widerstand (RM^$> r ) besitzt, hangt der über den Source-Widerstand Rn fliessende Strom linear von der Eingangsspannung ab, so daß gilt: ΛΓ
i.t =
Statt des Verstärkers 51 in Basisschaltung kann auch irgend ein anderer Verstärker mit einer niedrigen Eingangsimpedanz, einer konstanten Stromverstärkung und einer hohen Ausgangsimpedanz verwendet werden^ beispielsweise ein Verstärker in Gate-Schaltung oder irgendwelche anderen Operationsverstärkeranordnungen«
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Die niedrige Impedanz des Verstärkers 51 isoliert die Strom beiträge von jedem der N Eingangselemente voneinander. Es gilt also:
1N '
Da für den Verstärker in Basisschaltung gilt:
wird seine Ausgangswechselspannung
1 VIn2 VIn3 VIn4 VinN
l -iq- + τς- + τς- + ΐζ- · ·+ -sjj— J
Ganz allgemein ergibt sich die Ausgangssp'annung VQ eines angepaßten Analogfilters durch den Ausdruck
Vq = A^Vin^ + A2VIn2 + A^Vin, + A^Vin^ + wobei sich der Bewertungskoeffizient A^ aus RL
ergibt.
Auf diese Weise zeigt sich, daß die Anordnung nach Fig.6a die Bildung einer bewerteten linearen Summe der entsprechenden Knotenspannungen in einem Schieberegister mit Eimerketten-Bauelementen ermöglicht, was zur Bildung eines angepaßten Analogfilters mit Eimerketten-Bauelementen notwendig ist.
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Dieser Lösungsweg kann ausgedehnt werden auf die Verwendung einer IGFET-Last für den Source-Widerstand, wie in Fig.6b dargestellt, wobei die relativen W/L-Verhälthisse der beiden Bauelemente an jedem summierten Knotenpunkt für die Koeffizientenbestimmung zu beachten sind. Die Bewertungskoeffizientenamplitude kann durch Festlegung des Koeffizienten während des Aufbaus durch Auswahl der geeigneten W/L-Verhältnisse der aktiven Elemente und Lastelemente jedes summierten Knotenpunkts oder durch Änderung des effektiven Lastwiderstandes durch Variation der Gate-Spannung V« des Lastelements in jedem Source-Folger-Paar gesteuert werden.
Negative Bewertungskoeffizienten können durch die Anwendung von positiven Summiersammelschienen (+ Σ) und negativen Summierschienen (- Σ) erhalten werden, wobei jeweils ein Verstärker mit niedriger Eingangsimpedanz, hoher Ausgangsimpedanz und konstanter Stromverstärkung verwendet wird, wie oben schon beschrieben wurde. Die Ausgangsspannungen dieser beiden Verstärker können voneinander abgezogen werden (tun auf diese Weise den negativen Koeffizienten zu verwirklichen), indem die beiden Spannungen derart an die beiden Eingänge eines Differenzverstärkers angelegt werden, daß sich sein Ausgangssignal aus
vo r W+I - v-r>
ergibt, wobei K ein Verstärkungsfaktor ist. Die negativen Bewertungskoeffizienten können verwirklicht werden durch (1) Herausführen der (+Σ )- und (-Σ )-Sammelleitungen aus dem Chip und die Verwendung bezüglich des Chips externer Komponenten für den Rest der Suramierschaltung oder (2) durch eine ausschließlich aus IGFET-Bauelementen aufgebaute Verstärkerschaltung, weiche als einzelner integrierter Schaltkreis hergestellt werden kann, wie er beispielsweise in Fig.7 schematisch dargestellt ist.
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In Fig.7 dienen die Transistorpaare T^1 - T„ und T^2 " als Transistorverstärker in Gate-Schaltung für die (+ Σ)- bzw. (- Σ)-Sammelschienen. Die Gate-Elektroden der Transistoren T^ und T32 sind auf einen durch den Spannungsteiler T^g - T^0 erzeugten Gleichspannungswert festgelegt und über einen MOS-Kondensator C-*-j mit Masse verbunden. Dieser Spannungsteiler kann auch mit diffundierten Widerständen verwirklicht werden, oder es kann eine zusätzliche externe Versorgungsspannung verwendet werden. Die Transistoren T^c» T,g, T37» T^8 bilden einen linearen IGFET-Differenzverstärker. Die relativen Verstärkungen werden durch die Wahl der W/L-Verhältnisse bestimmt. - ,
Fig.8a zeigt einen Teil eines angepaßten Filters mit ladungsgekoppelten Bauelementen (CCD), bei dem die Bewertung durch. Teilung einer Elektrode in zwei Teile , beispielsweise der 0,-Elektrode in dem aargestellten, mit drei Taktphasen arbeitenden System, bewirkt wird.Das relative Flächenverhältnis legt die Bewertungsgewichte fest. Das Signal kann durch Messung festgestellt werden,oder durch Summierung des auf das Signal genen Stroms, welcher zur Ladung allsr oberen 0,B~Elektroden-•teile (zum Beispiel die pqsitive Summierungsleitung) und weiterhin der Messung des Signalstroms in den unteren 0,B Elektrodenteilen (zum Beispiel der negativen" Summierungsleitung) erforderlich ist, was mit einem Differenzverstärker geschehen kann, wie in Fig.8b gezeigt ist.
Eine erfindungsgemäße Detektorschaltung ist in Fig.9 gezeigt. Diese Schaltungsanordnung ist besonders vorteilhaft, weil ein im wesentlichen stetiges Signal verarbeitet wird, während bei den gebräuchlichen Stromsupoaieranordnungen im allgemeinen nicht ständig vorhandene Signale verarbeitet werden.
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Während des Betriebes lädt sich der Kondensator Cw auf den kleineren Wert von V^1 A - VT oder VGG, vorzugsweise auf VGQ auf, wenn V^^ eingeschaltet ist, Vw,A ist mittels des IGFET T^ abgeschaltet, Während der IGFET T^ eingeschaltet ist, wird ein niederohmiger Ladeweg geschaffen, über den die unter den 0-z-Elektroden gespeicherte Ladung auf einen neuen Speicherplatz unter der 0^-Elektrode des folgenden Bits übertragen wird. Das Taktsignal Vgj1A wird abgeschaltet, während V^A abgeschaltet bleibt, -so daß die Spannung am Kondensator Cw auf VGG (oder Y^ 1g - VT) gehalten wird. Das Taktsignal V0,A wird dann eingeschaltet, während V^. abgeschaltet gehalten wird. Dies schaltet den IGFET T^o e*n un(^· bedingt einen vorübergehenden Stromfluß im Leiter für das Taktsignal V^-g. Dieser vorübergehende Strom fließt vom Kondensator Cw ab und bedingt einen leichten Abfall ,der in diesem Kondensator gespeicherten Spannung wegen der Gesetzmässigkeit V = V~G- Cw idt, Damit die V„~-Versorgungsspannung als Amplitude für die Takt-
LxLr
Versorgungsspannung der ladungsgekoppelten Bauelemente dient, ist es notwendig, daß die Beziehungen ■
V01A> VGG * VT
C0 > ΣΝ CN ^
erfüllt sind, wobei C^. die Kapazität der Elektroden der ladungsgekoppelten Bauelemente isto
Das Ausgangssignal wird von dem Source-Folger abgegriffen^ dar aus dem IGFET T.-^ und dem Lastwiderstand R besteht. Die Ausgangssignalspannung ist somit die Differenz zwischen der Spannung am voll aufgeladenen Kondensator Cw und der Spannung am Kondensator C^9 welche nach dem Abklingen des oben beschriebenen vorübergehenden Stromes auftritto Da die Spannung am
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Kondensator Cw vor dem Ladungsübertragungsübergang immer den getter. Wert VGG hat, wenn die obigen Bedingungen erfüllt sind, kann das Informationssignal,V0 so betrachtet werden, als sei sie nur die Spannung am Kondensator Cw nach dem Ladungsübertragungsübergang. Der Verlauf typischer Taktspannungen und Ausgangsspannungen ist in Fig.10 dargestellt.
Der Haupt vorteil dieser Ausgangsschaltung besteht darin, daß sie die Überwachung einer Spannungsdifferenz an einem Kondensator nach dem Abklingen eines Ladungsübertragungsübergangs ermöglicht, und nicht der Unterschiede der Ladungsübertragungsübergänge selbst, wodurch die Schaltung zur Signalverarbeitung vereinfacht wird. Dieses Signalverarbeitungssystem ist auf ladungsgekoppelte Bauelemente ebenso wie auf Eimerketten-Bauelemente anwendbar.
Fig.11 zeigt ein Blockdiagramm eines angepaßten Analogfilters, bei dem von der Ausgangsdetektorschaltung von Fig.9 Gebrauch gemacht wird. Ein angepaßtes , mit ladungsgekoppelten Bauelementen aufgebautes Analogfilter mit Stromsummierung ist mit dem Bezugszeichen 60 versehen. Bei der dargestellten Ausführungsform werden nur die Elektroden für die dritte Taktsignalphase bewertet. Die Ausgangsschaltungen 62 entsprechen denen von" Fig.9. Die negativen und posisitven Summierungsieitungen, beispielsweise die Ausgänge 66 und 68 (Fig.9) , sind mit einem herkömmlichen Differenzverstärker 70 verbunden. ELn geeigneter Verstärker 70 ist beispielsweise ein von der Texas Instruments Incorporated t Dallas,Texas hergestellter Verstärker des Typs SN 72741.
Patentansprüche
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Claims (1)

  1. - Patentansprüche
    1. Analoge Verzögerungsleitung mit Eimerketten-Bauelementen, mit einer Vielzahl von aufe__anderfolgenden Bits, die jeweils von zwei Speicherstellen gebildet sind, von denen jede von der Gate-Drain-Kapazität eines Feldeffekttransistors mit isolierter Gate-Elektrode gebildet ist,wobei ein Signal von einem Bit zu dem folgenden Bit während eines Taktzyklus übertragen wird, welche zwei auf inanderf olgende Taktimpulse zum Anlegen an die entsprechenden Gate-Elektroden der beiden Speicherstellen jedes Bits aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltungsanordnung zum zerstörungsfreien Abgreifen, des an jedem Bit der genannten Verzögerungsleitung vorhandenen Signals und zum Erzeugen eines kontinuierlichen Ausgangssignals über im wesentlichen den gesamten Taktzyklus vorgesehen ist, die einen an jeden der. genannten Speicherstellen angeschlossenen Detektor mit hoher Impedanz zur Erzeugung eines dem gespeicherten Signal entsprechenden Ausgangssignals und eine Summierschaltung zum Empfangen des Ausgangssignals von dem Detektor und zum Kombinieren des Ausgangssignals von zwei benachbarten Speicherstellen eines Bits9 damit ein kontinuierliches Ausgangssignal über im wesentlichen den gesamten Taktzyklus entsteht, enthalte
    2. Verzögerungsleitung nach Anspruch-1,. dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor mit hohem Widerstand jedes Bits zwei Feldeffekttransistoren mit isolierter Gate-Elektrode aufweist, deren Gate-Elektroden ohmisch an die entsprechenden Speicherstellen des Bits angeschlossen sind, wobei die Source- und Drain-Elektroden der Transistoren derart vorgespannt sinds daß sich die Leitfähigkeit der Transistoren entsprechend der Größe der gespeicherten Ladung an der Speicherstelle ändertg, an die sie jeweils angeschlossen sind.
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    Verzögerungsleitung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Summierschaltung für jedes Bit einen Lastwiderstand aufweist, welcher mit einer Klemme zu der Schaltungsmasse υχιά mit der anderen Klemme zu den Source-Zonen der beidenjedem Bit zugeordneten Detektor-Feldeffekttransistoren derart geführt ist, so daß der von der Source-Elektrode zur'Drain-Elektrode in jedem der beiden Detektor-Transistoren fliessende Strom, der in Abhängigkeit von E einer Gate-Vorspannung aufgrund des gespeicherten Signals in der mit der Gate-Elektrode verbundenen Speicherstelle erzeugt wird, eine Ausgangsspannung am Lastwiderstand erzeugt.
    Verzögerungsleitung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Lastwiderstand aus einem einzigen Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode besteht.
    • j Angepaßtes Filter mit einer mit Ladungsübertragungsbauelementen aufgebauten Verzögerungsleitung mit mehreren Bits, einem Detektor.zur zerstörungsfreien Abtastung des an jedem der Bits gespeicherten Signals, dadurch gekennzeichnet, daß negative .und positive Summierungsieitungen zum gleichzeitigen Empfangen von aus den abgetasteten Signalen ausgewählten Signalen vorgesehen sind, um eine ausgewählte Funktion eines angepaßten Filters zu schaffen, daß an den Ausgang jedes Detektors Schalter angeschlossen sind, zum wahlweisen Verbinden des Ausgangs mit entweder der negativen oder der positiven Summierungsleitung in Abhängigkeit von einem an die Schalter angelegten logischen Signals daß ein Code vorgesehen ist, welcher
    - einer, wählbaren Funktion eines angepaßten Filters entspricht, und daß eine Ausgangsanordnung zur Summierung der Ausgangssignale vorgesehen ist, welche wahlweise an die negativen und positiven Summierungsieitungen anschließbar ist.
    409827/082?
    6. Angepaßtes Filter nach Anspruch 5, bei dem die Verzögerungsleitung ein analoges Schieberegister mit Eimerketten-Bauelementen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor einen FeId-
    . effekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode aufweist, wobei· die Gate-Elektrode ohmisch mit einer Speicherstelle in jedem Bit des Schieberegisters verbunden ist.
    7. Programmierbares angepaßtes Filter nach Anspruch 5, bei dem die Verzögerungsleitung ein analoges Schieberegister mit Eimerketten-Bauelementen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor für jedes Bit zwei Feldeffekttransistoren mit ioslierter Gate-Elektrode aufweist, wobei die Source-Elektroden der Transistoren gemeinsam an eine Lastimpedanz angeschlossen sind und die Gate-Elektroden der Transistoren mit benachbarten Halbbitspeicherstellen des Schieberegisters derart verbunden sind, daß ein kontinuierliches Ausgangssignal über im wesentlichen den gesamten Übertragungstaktzyklus an dem Lastwiderstand erzeugt wird.
    8. Angepaßtes Filter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltanordnung einen ersten und zweiten Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode aufweist, an deren Gate-Elektroden komplementäre logische Signale angelegt sind, deren Drain-Elektroden gemeinsam mit einer ·Vorspannungsversorgung verbunden sind und deren Source-Elektroden zu den Source- und Drain-Elektroden des Detektortransistors geführt sind, daß dritte und vierte Feldeffekttransistoren mit isolierter Gate-Elektrode vorgesehen sind, deren Source-Elektroden jeweils an die positiven und negativen Summierungsl^itungen angeschlossen sind, daß die Drain-Elektrode des dritten Transistors mit der Source-E^ektrode des ersten Transistors verbunden ist und die Drain-Elektrode des vierten Transistors
    409 8 27/0 82 7.
    gemeinsam mit der Source-Elektrode des zweiten Transistors verbunden ist, daß die Gate-Elektroden des zweiten und dritten Transistors miteinander verbunden sind, daß die Gate-Elektroden des ersten und vierten Transistors miteinander verbunden sind, daß ein Signal mit dem Signalswert "1n an die Gate-Elektroden des ersten und vierten Transistors angelegt wird, so daß der Detektortransistorausgang an die negative Summierungsleitung angeschlossen wird, daß ein Signal mit dem komplementären Signalwert "O" , welches der Gate-EleJctrode des zweiten und dritten Transistors zugeführt wird, den Ausgang von der positiven Summieruhgsleitung abtrennt, und daß das Signal mit dem Signalwert "1" an den Gate-Elektroden des zweiten und dritten Transistors den Ausgang an die positive SummierungsSammelleitung anschließt.
    9. Angepaßtes Filter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die wahlweise steuerbare Logikschaltung ein Schieberegister mit Serieneingabe und Parallelausgabe aufweist, daß die Folge der dort eingegebenen binären Logik-Signale zur Festlegung einer erwünschten Funktion des angepaßten Filters programmierbar ist.
    10. Angepaßtes Filter nach einem der Ansprüche 8 und 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung für jede Summierungsleitung einen bipolaren Transistor in Basisschaltung aufweist, dessen Emitter an die genannte Summierungsieitung angeschlossen ist und dessen Kollektor zu einem Lastwiderstand geführt ist, und daß der Kollektorstrom im wesentlichen gleich der Summe der von den entsprechenden Bitdetektoren erzeugten Ströme · ist, so daß die Spannung an dem Lastwiderstand im wesentlichen der Summe der der Summierungsleitung zugeführten festgestellten Signale entspricht.
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    - - 26 -
    11. Angepaßtes Filter nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Detektor ein Source-Folger-Transistor ist, welcher eine von einem Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode gebildeten Last aufweist, deren Impedanz eine Bewertungsfunktion festlegt, und daß der Detektor ein bewertetes Ausgangssignal erzeugt, welches dem Signal an jedem der genannten Speicherstellen entspricht, das von dem Detektortransistor festgestellt wird. " «
    12. Angepaßtes Filter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Feldeffekttransistorverstärker mit isolierter Gate-Elektrode in Gate-Schaltung jeweils mit den negativen und positiven Summierungsieitungen verbunden sind, und daß ein linearer Differenzverstärker mit Feldeffekttransistoren mit isolierter Gate-Elektrode vorgesehen ist, der das Ausgangssignal der Verstärker empfängt und ein Differenz-Ausgangssignal erzeugt, das die Differenz zwischen den Signalen an den positiven und negativen Summierungsleitungen ist, wodurch die negative Koeffizientenbewertung verwirklicht und ein Ausgangssignal des angepaßten Filters erzeugt wird.
    13. Angepaßtes Analogfilter mit ladungsgekoppelten Bauelementen, bei dem eine Koeffizientenbewertung durch Aufteilung einer der Vielphasen-Taktelektroden in einen ersten und zweiten Flächenteil erfolgt und das Filterausgangssignal durch Summierung des signalbezogenen Taktstromes, der zur Aufladung aller ersten Flächenteile und aller zweiten Flächenteile notwendig ist und durch abination dieser summierten Werte in einem Differenzverstärker festgestellt wird, gekennzeichnet durch eine Stromsummierschaltung,für die beiden Teile eines an die ersten und zweiten Elektrodenteile angelegten mehrphasigen Taktsignais, eine relativ große Speicherkapazität, deren Wert wesentlich größer als die Kapazität der Taktleitung
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    und der zugehörigen, daran angeschlossenen Übertragungselektroden ist, einen ersten Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode, dessen Source- und Drain-Elektroden die Speicherkapazität während eines ersten Taktsignals an eine Bezugsvorspannung ankoppeln, so daß die Speicherkapazität auf den Wert der Bezugsvorspannung aufgeladen wird, einen zweiten Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode, dessen Gate-Elektrode mit der Speicherkapazität und dessen Source-Elektrode über einen Lastwiderstand, an dem ein Ausgangssignal erzeugt wird, mit Schaltungsmasse verbunden sind, einen dritten Feldeffekt transistor mit isolierter Gate-Slektrode, welcher die Speicherkapazität während einer zweiten Taktperiode mit Schaltungsmasse und mit zugehörigen Elektroden verbindest, einen vierten Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode, der die Taktleitung während der ersten Taktperiode zur Entladung der zugehörigen Elektroden auf einem Bezugswert mit Schaltungsmasse verbindet, und einen Differenz-Ausgangsverstärker zum Empfangen der Ausgangssignale von den beiden Taktleitungsteilen, wobei sich die Speicherkapazität während der zweiten Taktperiode um einenBetrag entlädt, der dem im angepaßten Filter gespeicherten Signal proportional ist, so daß sich dadurch der Betrag der Gate-Vorspannung an dem zweiten Transistor ändert, was • eine entsprechende Änderung des Ausgangssignals zur Folge hat.
    14. Schaltung nach einem derAnsprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungselemente des Filters Schaltungselemente eines integrierten Schaltkreises sind.
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    3? .
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