DE2546537A1 - Halbleiterschalter - Google Patents

Description

DiPL-ING KLAUS NEUBECKER

Patentanwalt 254653/

4 Dusseldorf 1 - Schadowplatz 9

Dr.-ing. Erntf Strctmann

Patinfcinwuli

Düsseldorf, 15. Okt. 1975 43,552 ^
757o

Westinghouse Electric Corporation
Pittsburgh, Pa., V. St. A.

Halbleiterschalter

Die Erfindung betrifft einen Halbleiterschalter, insbesondere ist dabei an einen Schaltkreis gedacht, der mittels Feldeffekttransistoren arbeitet.

Bekannte Halbleiterschalteinrichtungen benötigen verhältnismäßig hohe Antriebsleistung und besitzen auch infolge der Verschiebespannung nur begrenzte Geschwindigkeit und Genauigkeit. Die durch die Verschiebespannung sich ergebenden Probleme wurden bisher mittels eines Netzv/erkes von Widerständen und gegeneinander geschaltete Zenerdioden verbessert, um auf diese Weise eine Zweipegel-Festlegung in einem Schaltkreisweg zu erhalten, der eine Leitungssteuereinrichtung als Schaltelement umfaßt, was notwendigerweise einem niedrigen Leistungsverbrauch entgegensteht. Weiterhin können auch hohe Abklinggeschwindigkeiten nicht verwirklicht werden, weil mit den im Schaltkreis vorhandenen Widerständen und den von den Zenerdioden gelieferten Kapazitäten sich hohe RC-Zeitkonstanten ergeben. Wegen der immer vorhandenen Fehlanpassung der Zenerdiodenspannungen und der Temperaturabweichungen ist es außerdem schwierig, ein hohes Maß an Genauigkeit zu erreichen.

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Telefon (O211) 32 08 58 Telegramme Custopat

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Bekannte Komplementär-Metalloxid-Feldeffekttransistoren (Complementary Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistors, im Folgenden abgekürzt CMOSFET) besitzen, da sie aus P-Kanal- und N-Kanalelementen bestehen, nicht-symmetrische Betriebseigenschaften, was bisher als schwerwiegendes Hindernis bei der Erreichung einer großen Genauigkeit angesehen wurde.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Halbleiterschalter zu schaffen, der einen niedrigen Leistungsverbrauch, hohe Geschwindigkeit und große Ausgangsstabilität besitzt.

Die Lösung der Erfindung wird gemäß den Merkmalen des Hauptanspruchs erreicht.

Die Erfindung besteht also - allgemein gesprochen - aus einem Schalterkreis, der aus zwei komplementären Feldeffekttransistoren besteht, die jeweils eine Steuerelektrode und zwei aktive Elektroden besitzen, wobei die Steuerelektroden miteinander verbunden sind, um einen Eingang zu bilden, während eine aktive Elektrode des einen Feldeffekttransistors mit der entsprechenden aktiven Elektrode des anderen Transistors verbunden ist und einen ersten Schaltungspunkt bildet, an den eine erste Diode angeschlossen ist.

Der Schalterkreis kann als ein Digital-Analog-UmsetzungaSchaltkreis verwendet werden, der ein herkömmliches binäres Widerstands-Skalennetzwerk umfaßt, wobei jeder Widerstandszweig durch ein schaltbares Netzwerk betätigt wird, das wiederum die inneren Stromwege eines integrierten Schaltkreises (I.C.) verwendet, der aus einer Komplementär-Metalloxid-Feldeffekttransistoreinrichtung (CMOSFET-Einrichtung) besteht. Jedes Netzwerk umfaßt also eine Metallsilizium(M-S)-Diode, die sowohl als Klemmschaltung als auch als Schaltdiode verwendet wird. In ihrem einen Zustand bildet das schaltbare Netzwerk einen Schaltkreis von einer Quelle hohen Potentials zu einer Quelle mit einem Potential, das niedriger liegt. Die M-S-Diode

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wirkt als eine Klemmdiode und erzeugt eine Spannung, die gleich dem niedrigeren Potential zuzüglich der vorbestimmten Vorwärts-Spannungsabfall der Diode. Die durch die Klemmwirkung erzeugte Spannung wird als ein Bezugspotential verwendet, das dem entsprechenden Zweig des Binär-Netzwerkes zugeführt wird. In ihrem anderen Zustand schaltet das schaltbare Netzwerk den Zweig des binären Netzwerkes auf einen Masse-Rückkehrweg, wobei die M-S-Diode als ein Diodenschalter wirkt, um das Anlegen des niedrigeren Potentials an den Zweig des Netzwerkes zu verhindern. Um bei stark schwankenden Temperaturen arbeiten zu können, wird das niedrigere Potential, das dem schaltbaren Netzwerk zugeführt wird, durch einen Operationsverstärker-Schaltkreis geliefert, dessen Bezugseingänge von Netzwerken geliefert werden, die passende CMOSFET'en und M-S-Dioden besitzen. Der Ausgang dieses Schaltkreises verändert sich in umgekehrter Beziehung zur Temperaturänderung, die von den Änderungen des Vorwärts-Spannungsabfalls der M-S-Diode erzeugt wird. Dies wiederum macht die Genauigkeit des Digital-Analogumsetzer-Schaltkreises unabhängig von der Umgebungstemperatur.

Weitere Einzelheiten, Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung ergeben sich aus der beiliegenden Darstellung von Ausführungsbeispielen sowie aus der folgenden Beschreibung.

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform eines Digital-Analog-Umsetzer-Schaltkreises gemäß der Erfindung, bei dem zum Zwecke der Vereinfachung gewisse redundante Teile weggelassen wurden;

Fig. 2 ein schematisches Blockdiagramm eines aus einem Digital-Analog-Umsetzer-Schaltkreises, wie er in Fig. 1 gezeigt ist, zusammengesetzten Systems mit einem damit zusammenarbeitenden Spannungsversorgungs-Schaltkreis, der besonders nützlich ist, wenn der Umsetzer bei verschiedenen Umgebungstemperaturen arbeiten soll; und

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2 b Λ 6 5 3

Fig. 3 ein Schaltkreisdiagramm der in Fig. 2 dargestellten Spannungsversorgungsschaltung.

In Fig. 1 ist ein erfindungsgemäßer Digital-Analog-Umsetzer 10 dargestellt, der eine Serie von Eingangsanschlüssen 12.,_C1,,

JMdJj

Ί2*ια-η ι ι 12..OT3 o«..f 12 für Bitsignale und einen Anschluß

JMJjIj- I MdB — δ LidJd

14 für ein analoges Ausgangssignal aufweist. Die Hauptbestandteile des Schaltkreises 10 sind die Bezugsspannungs-Schaltmatrix 16, ein Digital-Analog-Widerstandsnetzwerk 18 und ein Ausgangs-Pufferverstärker 20.

Ein aus einer Serie von Bitsignalen zusammengesetztes binäres Digitalwort, bei dem jede Stelle in der Serie von Bitsignalen einen binären Bit-Stellenwert repräsentiert, wird der Reihe von Anschlüssen 12 zugeführt. Wie durch die Indexbezeichnungen MSB, MSB-1, MSB-2, LSB angedeutet wird, wird das Bitsignal, das die wichtigste Bitstelle (MSB = most significant bit) darstellt, dem Anschluß 12_Μς_ zugeführt,.während der nächst niedriger liegende Bit-Stellenwert dem nächsten Anschluß 12 _{CD 1} zugeführt wird, usw., bis zur am wenigsten bedeut-

JMdJj"" I

samen Bitstelle (LSB = least significant bit), die dem Anschluß 12_TqR zugeführt wird. Ein Analcg-Spannungssignal mit einer Größe, das dem Binär-Digitalwert des den Anschlüssen 12 zugeführten Signals entspricht, erscheint am Ausgangsanschluß 14. Eine typische Anwendung für den Schaltkreis 10 wäre z. B. das Steuersystem für einen Satelliten.

Ein derartiges Raumfahrzeug benötigt bestimmte Geräte, z. B. ein System, das ein 10-Bit-Digital-Eingangswort in ein Analogsignal umsetzt, und zwar mit einer Umsetzrate von 10 MHz. Bin derartiges System erfordert eine Abklingzeit von weniger als 50 ns. Offensichtlich ist auch die elektrische Leistung in einem Satelliten sehr kostbar, so daß der zulässige Leistungsverbrauch in der Größenordnung von 5 mW pro Bit liegt. Trotzdem werden Genauigkeiten von 1 o/oo gefordert.

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Die Matrix 16 umfaßt eine Serie von schaltbaren Netzwerken 22.,,-.O/ 22._/rc,_{r) Λ}, usw., jeweils eines für jeden Eingangsanschluß.

MOD Μ.θϋ — I

Eine Leitung 24 ist mit einer Quelle 26 eines Potentials V_cc zum Betrieb der Feldeffekttransistoren verbunden. Gewöhnlich beträgt das Potential ν\-,_ +12 V. Eine Leitung 28 ist mit einer Quelle 30 für ein Analog-Digital-Bezugspotential V ψ verbunden. Das Bezugspotential V ^ beträgt gewöhnlich 6 V. Die Quelle 30 ist von herkömmlicher Art und liefert eine hochpräzise BezugsSpannung, die auch bei sich verändernden Lastbedingungen unverändert bleibt und im allgemeinen als eine "Stromquelle" bezeichnet wird.

Die Schaltungskomponenten eines jeden schaltbaren Netzwerkes sind identisch und die folgende Beschreibung hinsichtlich des Netzwerkes 22 gilt auch für alle anderen Netzwerke der Matrix 16. Ein integrierter Schaltkreis 32, der aus Komplementär-Metalloxid-Feldeffekttranistoren aufgebaut ist, bildet das Vorderende des Netzwerkes 22_Λ._οη. Der CMOSFET-I.C. 32 ist von herkömmlicher Bauart und als eine Einheit erhältlich. In seinem Inneren ist der Schaltkreis aus dualen Feldeffekttransistoren aufgebaut, die als Schaltelemente wirken, nämlich aus einem N-Kanal-Schaltelement 34 und einem P-Kanal-Element 36. Der Senken-Quellenweg des N-Kanal-Elementes 34 ist serienverbunden mit dem Senken-Quellenweg des P-Kanal-Elementes 36. Die entsprechenden Steuerelektroden der Elemente sind miteinander verbunden, um für die Einrichtung einen Eingangsanschluß 38 zu bilden. Der Verbindungspunkt der in Serie liegenden Senken-Quellenwege der Elemente 34 und 36 bilden den Ausgangsanschluß 40 der Einrichtung. Die Senken-Elektrode des N-Kanal-Elementes 34 ist mit Masse verbunden. Die Quellen-Elektrode des P-Kanal-Elementes 36 ist mit der Leitung 24 verbunden. Es sei noch bemerkt, daß die so weit beschriebene Struktur der Einrichtung 32 als eine integral hergestellte Einheit vorliegt.

Das vom Anschluß 12 eintreffende Signal wird dem Eingangsanschluß 38 der Einrichtung zugeführt. Der Ausgangsanschluß

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der Einrichtung ist mit der Anode einer Hochgeschwindigkeitsdiode 42 von Metall-Siliziurp-Bauart verbunden. Die Kathode der Diode 42 liegt an der Analog-Digital-Bezugspotentialleitung 28. Der Ausgang des schaltbaren Netzwerkes 2 ist ein Anzapfpunkt 44 _c, der an der Leitung angeordnet ist, die den Ausgangsanschluß 40 der Einrichtung 32 mit der Anode der Diode 42 verbindet. Entsprechende Anzapfpunkte ^^MSB-1' ^MSB-2***' ^LSB ^sin<^ ^{aucn an} den entsprechenden Leitungen der anderen schaltbaren Netzwerke angeordnet.

Das Digital-Analog-Widerstandsnetzwerk 18 enthält Skalenwiderstände 46 , 4£> _Λ, usw. Jeder Widerstand stellt eine Impedanzverzweigung eines herkömmlichen Digital-Analog-Widerstandsnetzwerkes dar, um einzelne binärgewichtete Verzweigungsströme zu liefern. D. h., die Größen der Widerstände, beginnend mit dem Widerstand 46_MCt3, verändern sich in übereinstimmung mit der Serie R, 2R, 4R, ... 2 R. Die Eingangsenden der Widerstände sind mit den entsprechenden Anzapfpunkten 44_Mq_R/ 44(,^₁ , usw. verbunden, während die Ausgangsenden der Widerstände den Summierverbindungspunkt 48 bilden, der mit dem Eingang des Ausgangspufferverstärkers 20 verbunden ist.

Der Verstärker 20 ist ein herkömmlicher Vielzweck-Operationsverstärker und gemäß bekannten Arbeitsverfahren stellt sein Eingang einen virtuellen Massepunkt dar. Das letztgenannte Merkmal beseitigt Abklink-Verzögerungszeiten des Schaltkreises, die ansonsten aufgrund von RC-Zeitkonstanten am Digital-Analog-Widerstandsnetzwerkausgang vorhanden sein könnten.

Die CMOSFET-Einrichtung 32 ist von den integrierten, im Handel erhältlichen Bausteinen ausgewählt worden, die mehrere einzelne Einrichtungen 32 auf einem gemeinsamen Träger besitzen. Die Einrichtungen einer einzigen Einheit, die einen gemeinsamen Träger aufweisen, werden für aufeinanderfolgende schaltbare Netzwerke 22_MSß, ²² _MSB_-| t ²²msb-2^{/ verwendet}/ so daß die schaltbaren Netzwerke für das MSB-Ende der Serie

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Betriebseigenschaften haben, die möglichst ähnlich sind. Die MSB-WiderstandsVerzweigungen bewirken eine Genauigkeit proportional zu dem Wertgewicht ihrer binären Stelle, wodurch das MSB-Ende der Serie hinsichtlich der Erzeugung einer hohen Schaltkreisgenauigkeit kritisch ist,

Metall-Silizium-Dioden 42, die auch manchmal als "hot carrier"-Diode bezeichnet werden, verwenden eine Metall-SiliziumSchottky-Barrierenübergang und liefern Schaltgeschwindigkeiten in der Größenordnung von Picosekunden. Sie speichern sehr geringe Ladung und liefern daher keine wesentliche Ladungsmenge oder Kapazität beim Betrieb des Netzwerkes 22. Allgemein ist der genaue Vorwärts-Spannungsabfall derartiger Dioden bekannt. Weiterhin stammen alle Dioden 42 in der Matrix 16 von einem gemeinsamen "batch matched set", d. h. sie wurden einer vom Hersteller entsprechend gekennzeichneten Charge zu gleicher Zeit hergestellter Dioden entnommen. Die Dioden eines solchen Satzes besitzen Betriebseigenschaften, die weitgehend identisch sind. Ein typischer Wert für den Vorwärts-Spannungsabf all einer derartigen Diode in ihrem eingeschalteten Zustand beträgt 0,4 V.

Beim Betrieb des Schaltkreises 10 werden die an den Anschlüsen 12.._PD, 12.,P_{13 Λ} usw. aufgenommenen binären Eingangssignale

Mod MfaJj— I

alternativ in der Form eines niedrigen Digitalzustandes (repräsentiert durch Massepotential oder ein nahe Massepotential liegendes Potential) oder durch einen hohen digitalen Zustand dargestellt, der durch eine Spannung in der Größenordnung von 12 V wiedergegeben wird. Solche niedrigen und hohen.Zustände repräsentieren die binären Werte von Eins bzw. Null. Es sei angenommen, daß ein eine Eins darstellender binärer Zustand (Massepotential) dem Anschluß 12 zugeführt wird. Gemäß der bekannten Betriebsweise einer CMOSFET-Treiberstufe wird der Senken-Quellenweg des P-Kanalelementes 36 leitend und der Senken-Quellenweg des N-Kanalelementes 34 nicht-leitend, was zur Erzeugung eines geschlossenen Schaltkreisweges von der 12-Volt-Quelle 26 zu der 6-Volt-Quelle 30 durch den Aus-

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gangsanschluß 40 und die Diode 42 führt. Der Senken-Quellenweg des P-Kanalelementes 36 zeigt einen Einschaltwiderstand mit einem Wert im Bereich von 200 Ohm bis 1 kOhm. Dieser Wert hängt im wesentlichen von der Herstellerfirma der Einrichtung 32 ab. Dieser Widerstand bei eingeschalteter Diode (Ein-Widerstand) arbeitet als Begrenzungswiderstand zur Begrenzung des Stromes durch die Diode 42. Das am Anzapfpunkt 44_M erscheinende Potential, das ist das dem Energie erhaltenden Ende des Skalenwiderstandes 46 _B zugeführte Potential, ist gleich V ,- plus dem "Ein"-Vorwärtsspannungsabfall der Diode 42, V„ Dieses Potential wird im Folgenden manchmal als modifiertes Analog-Digital-Bezugspotential, V „, bezeichnet. V ^₁ "erregt" den Impedanzzweig des Netzwerkes 18 und veranlaßt, daß eine vorbestimmte Stromkomponente, die eine binäre Eins repräsentiert, gewichtet entsprechend dem Wert der wichtigsten Bitstelle, durch den Summier-Verbindungspunkt 48 fließt. Mathematisch ausgedrückt:

^{MSB R}46MSB

wobei I_Mq_R gleich dem Strom aufgrund der "Erregung" des Widerstandes 46..„_, und R.,.,,,,, der Widerstandswert des Widerstandes MSB 46MSB

⁴⁶MSB ^iSt·

Als nächstes sei angenommen, daß ein binärer Bit-Zustand "Null", nämlich ein Potential von 12 V, dem Anschluß 12 „_β zugeführt wird. Die Zustände der zwei Senken-Quellenwege der CMOSFET-Einrichtung 32 werden umgedreht. Der Senken-Quellenweg des P-Kanalelementes 36 ist nicht-leitend, während der Senken-Quellenweg des N-Kanalelementes 34 leitend ist und einen Ein-Widerstand von ungefähr 20 Ohm zeigt. Die CMOSFET-Einrichtung 32 schaltet im Effekt die Anode der Diode 42 auf Masse und macht dadurch die Diode nicht-leitend. Entsprechend wird der Anzapfpunkt 44 wirksam mit Masse verbunden, was den Zweig des Widerstands-Netzwerkes 18, der aus dem Widerstand 46 __B besteht, "entregt".

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Das gleiche Arbeitsprinzip bestimmt jedes einzelne schaltbare Netzwerk der Serie 22___C,_TD, 22.,_{OD Λ} , usw. Die Anzapfpunkte 44_μοϊ,λ 44_XIC?_ _Λ, usw. werden alternativ entweder im wesentlichen auf Massepotential oder auf dem Potential V _f, liegen, abhängig vom Zustand des Signals an den Eingangsanschlüssen 12.,O₁-., 12.,_{OD 1f} usw. Gemäß bekannten Arbeitsprinzipien rea-

JyLiDIj MdB— ι

giert das Analog-Digital-Widerstandsnetzwerk 18 auf die selektive Anwesenheit von V _f, an ihren Widerstandszweigen 46_MSBf 46_MSB_₁, indem sie Verzweigungsstrome liefert, die genau abgestimmt sind, um den Stellenwert des entsprechenden Digitalzeichens des Datenwortes darzustellen, das den Eingangsanschlüssen 12.._o„, 12,.-^ _Λ, usw. zugeführt wird. Der Summierver-

ίΊοο rlo-tS— I

bindungspunkt 48 kombiniert diese Ströme und liefert sie an den Eingangspufferverstärker 20, der an seinen Ausgang ein Analogsignal liefert, das genau den binären Wert des den Eingangs anschluss en 1² _Μ5_, "·² _Μο_Β_·ι/ usw. zugeführten Digitalwortes repräsentiert.

Die Serie von Impedanzwerten für die Skalenwiderstände 46„q_R, 46, _Λ, usw. werden so gewählt, daß der minimale Widerstand

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einer jeden Impedanz, das ist der Widerstandswert des Widerstandes 46_M„_R der bedeutsamsten Bitstelle, sehr groß ist verglichen mit dem Widerstandswert von 20 Ohm des im Einschaltzustand vorhandenen Widerstandes durch den Senken-Quellenweg des N-Kanalelementes 34. Somit verursacht die Ein-Impedanz von 20 Ohm keinen wesentlichen Fehler in dem MSB-Bit.

Der Fachmann wird erkennen, daß der Digital-Analog-Umsetzerschaltkreis 10 eine hohe Genauigkeit erreicht. Die Genauigkeit ist primär abhängig von einem gut angepaßten Spannungsabfall über den Dioden 42 in den schaltbaren Netzwerken 24, und zwar für die signifikanteren Bits. Der Spannungsabfall über der Diode ist eine Funktion der gegenseitigen Anpassung der Dioden und der Anpassung der den Dioden zugeführten Ströme. MetallSilizium-Dioden sind im Handel als Chargensätze erhältlich, mit einem Vorwärts-Spannungsabfall V„ innerhalb von Toleranzgrenzen von 5 mV im Bereich 0,5 bis 10 mA. Die Strom-

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anpassung wird hauptsächlich durch den Ein-Widerstand der CMOSFET-Einrichtungen festgelegt. Typische Toleranzen der Ein-Widerstände des Senken-Quellenweges der P-Kanalelemente liegen innerhalb der 15 Ohm-Toleranzgrenzen, mit einem entsprechenden absoluten Widerstand von 300 Ohm. Somit beträgt die maximale prozentuale Fehlanpassung 15/300 χ 100 = 5 %. Bei einem typischen Vorspannungsstrompegel von 1 mA wäre die Stromfehlanpassung aufgrund der Widerstandsunterschiede der CMOSFET-Einrichtung 0,05 χ 1 mA = 50 ,uA. Benutzt man einen Dioden-Kennlinienabfall Ay/ Δ. I von ungefähr 26 Ohm bei 1 mA, so beträgt der maximale Spannungsabfall-Unterschied aufgrund der Betriebskennlinien-Toleranzen der integrierten CMOSFET-Schaltkreise 26 Ohm χ 50 ,uA = 1,3 mV. Eine maximale Spannungsabfalldifferenz von 1,3 mV ist viel niedriger als die ursprünglichen 5 mV Chargen-Anpassungsgrenzen der Dioden. Daher kann geschlossen werden, daß die DioderiVorwärtsspannungsabfallanpassung ausreichend gut aufrechterhalten werden kann, so daß eine hohe Digital-Analog-ümsetzergenauigkeit erfindungsgemäß erreicht wird. Weiterhin verursacht die Ausgangsimpedanz der CMOSFET-Einrichtung keinen Fehler, wenn sein Ausgangsanschluß auf Masse geschaltet wird, Da sein CMOSFET-Schalter keine Spannungsverschiebung besitzt.

Der Fachmann wird auch erkennen, daß der erfindungsgemäße Schaltkreis die Fähigkeit besitzt, Umsetzungen mit sehr hoher Geschwindigkeit und kurzen Abklingzeiten durchzuführen. CMOSFET-Schalteinrichtungen sind mit Schaltzeiten von weniger als 50 ns erhältlich. Derartige Einrichtungen besitzen keine Ladespeicherprobleme, wie sie bei Zerhackertransistoren mit niedriger Spannungsverschiebung gegeben sind. Die CMOSFET-Einrichtung liefert sowohl ein aktives Heraufziehen wie auch entsprechend ein aktives Herabziehen durch den P-Kanal bzw. den N-Kanal, um die kleine Menge an Streukapazität am Ausgang der Treiberstufen extrem schnell zu laden oder zu entladen. Metall-Silizium-Dioden sind außerordentlich schnell. Sie speichern nur geringe Ladung und tragen somit nicht wesentlich zur Ladung oder zu Kapazität der Treiberstufen bei.

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Wie schon im Vorhergehenden beschrieben wurde, beseitigt der Betrieb des Ausgangs-Summierverbindungspunktes des binären Skalenwiderstandsnetzwerkes bei virtuellem Massepotential irgendwelche Probleme hinsichtlich der RC-Zeitkonstante, die mit den Widerstandsverzweigungen zusammenhängen.

Der Fachmann wird auch erkennen, daß der erfindungsgemäße Schaltkreis sehr wenig Leistung verbraucht. Eine CMOSFET-Einrichtung verbraucht keine innere Gleichstromleistung mit der Ausnahme einer maximalen Stromleckleistung von 100 /uW. Im Abschaltzustand gibt es keinen Gleichstromlaststrom. Daher wird in diesem Zustand keine Gleichstromleistung verbraucht. Im Einschaltzustand ist der Laststrom zum Widerstandsnetzwerk sehr klein. In der typischen Situation der Erzeugung eines Dioden-Vorspannungsstromes im Bereich von 0,5 bis 2 mA durch eine Differentialspannung von 1 oder mehr Volt zwischen dem die Feldeffekttransistoren betreibenden Potential V^- und der Analog-Digital-Bezugsspannung V _f beträgt der Gleichstrom-Leistungsverbrauch im Einschaltzustand ungefähr 1 mW pro Bit. Die dynamische Durchschnittsleistung, die berechnet wird durch den Ausdruck: Dynamische Durchschnittsleistung

= CV F addiert sich zu den obigen Gleichstrom-Leistungsberechnungen, jedoch wird die Gesamtleistung von 5 mW pro Bit nicht überschritten.

Ein wichtiges Merkmal der vorliegenden Erfindung kann auch aus einer anderen Sicht betrachtet werden. Der erfindungsgemäße Schaltkreis ermöglicht nämlich die Anwendung einer CMOSFET-Einrichtung mit ihren natürlichen Vorteilen von Geschwindigkeit und Leistung für die Schaltkreis-Treiberstufe, trotz der Fehlanpassung zwischen den P-Kanal- und N-Kanal-Elementen der Einrichtung.

Die Genauigkeit des Systems der Fig. 1 reicht aus wenn die Umgebungstemperaturen keinen weiten Veränderungen unterliegen. Bei Anwendungen mit starken Umgebungs-Temperaturveränderungen ergibt sich jedoch eine Verschlechterung der absoluten

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Genauigkeit wegen der Änderungen in dem VorwärtsSpannungsabfall V„ der Dioden 42 und wegen der Änderungen der Ausgangsimpedanz der CMOSFET-Einrichtung. Die Verschlechterung der absoluten Genauigkeit unter solchen Umständen kann beseitigt werden durch das modifizierte Digital-Analogsystem 50 der Fig. 2. In Fig. 2 sind Bauteile, die mit den in Fig. 1 beschriebenen Bauteilen identisch sind, mit den gleichen Bezugszahlen unter Hinzufügung eines Striches bezeichnet. Das System 50 besteht aus einer Bezugsspannungs-Schaltitiatrix 16', einem Digital-ZAanlog-Widerstandsnetzwerk 18', einem Ausgangs-Pufferverstärker 20' und umfaßt zusätzlich eine veränderliche Digital-/Analog-Bezugsspannungsquelle 52. Die veränderliche Spannungsquelle 52 ergibt zusammen mit der Schaltmatrix 16' eine Temperaturkompensation.

In Fig. 2 sind die Bauteile des modifizierten Systems 50 näher erläutert, die bei dieser Zusammenarbeit zur Temperaturkompensation von Bedeutung sind. Die veränderliche Spannungsquelle 52 umfaßt einen differentiellen Summierverstärker 54 und zwei Bezugsquellen, die an jeweils einen Verstärkereingang angeschlossen sind. Diese zwei Quellen bestehen aus der genauen Spannungs-Bezugsquelle 56 und der anpassenden Dioden-Bezugsquelle 58. Wie der Name schon sagt, liefert die Quelle 56 einen genauen Spannungs-Bezugswert. Die Quelle umfaßt ein Zenerdioden-Bezugsnetzwerk 60 und eine in den Einschaltzustand vorgespannte integrierte CMOSFET-Einrichtung 62, die eine Stromquelle für das Netzwerk 60 bildet. Die Schaltkreiskonstruktion des Netzwerks 60 wird im nächsten Absatz noch genauer erläutert, für den gegenwärtigen Zweck reicht es, zu sagen, daß das Netzwerk das bekannte Verfahren anwendet, den Spannungsabfall über einer in Durchlaßrichtung vorgespannten Zenerdiodeneinrichtung als eine Präzisionsquelle für die Bezugsspannung zu verwenden. Die Einrichtung 62 bildet den Vorspannungsstrom für die Zenereinrichtung im Netzwerk" 60. Die anpassende Dioden-Bezugsquelle 58 besteht aus einem anpassenden Dioden-Bezugsnetzwerk 64 und einer anderen, im Durchlaßzustand vorgespannten I.C.-CMOSFET-Einrichtung 66,

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die den Strom für das Bezugsnetzwerk 64 liefert. Das Netzwerk 64 umfaßt eine Diode, die so ausgewählt wird, daß sie mit den Schalt-Klemmdioden 42' der Schaltmatrix 16' zusammenpaßt. Der Zweck der anpassenden Dioden-Bezugsquelle 58 liegt darin, ein Bezugspotential zu liefern, das so identisch wie möglich dem Spannungsabfall ist, der von den Dioden 42' geliefert wird. Die I.C.-CMOSFET-Einrichtung 62 liefert den Vorspannungsstrom für die anpassende Diode im Netzwerk 64. Der Differential- - Summierverstärker besitzt eine Verstärkung von Eins und dient drei Zwecken: Zuerst liefert er einen Ausgang, der eine Differenzspannung gleich der Größe der Spannung der genauen Bezugsquelle 56 minus der Größe der Spannung von der anpassenden Dioden-Bezugsquelle 58 ist. Zweitens liefert er eine Lastantriebsfähigkeit, drittens stellt er eine hohe Impedanz für die Bezugsquellen 56 und 58 dar. Der Ausgangsanschluß 68 des Verstärkers 54 ist mit den Digital-Analog-Bezugspotentialleitung 28' der Schaltmatrix 16' verbunden. Die Leitung 28' wiederum liefert den Ausgang der veränderlichen Spannungsquelle 52 zu den Kathodenseiten der Dioden 42' in der Schaltmatrix 16'.

Fig. 3 zeigt ein Schaltkreisdiagramm einer veränderlichen Digital-Analogs-Bezugsspannungsquelle 52. Komponenten, die mit den schon beschriebenen identisch sind, werden mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet, jedoch mit einem Doppelstrich versehen. Die I.C.-CMOSFET-Einrichtung 62" der genauen Spannungs-Bezugsquelle 56" ist identisch mit der Einrichtung 32' (Fig. 2) in der Schaltmatrix 16' (Fig. 2). Weiterhin sind Einrichtung 62' und Einrichtungen 32' von der gleichen vom Hersteller gelieferten Charge. Ein Signal auf Massepotential oder nahe dem Massepotential wird dem Eingangsanschluß der Einrichtung 62" zugeführt, so daß dessen P-Kanal stets im Leitzustand ist, wodurch der Stromweg zwischen der die Feldeffekttransistoren betreibenden Potentialquelle 26" zu dem Äusgangsanschluß 68 der Einrichtung geschlossen wird. Ein geeigneter Weg, dieses Vorspannungssignal dem Eingangsanschluß der Einrichtung 62" zuzuführen, ist die Verbindung des Ein-

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gangsanschlusses mit Masse über einen Widerstand 70. Das Zenerdioden-Bezugsnetzwerk 60" ist zwischen dem Ausgangsanschluß 68 der Einrichtung 62" und Masse angeschlossen. Das Netzwerk 60" ist ein Zweielement-Seriennetzwerk und besteht aus einer Diode 72 und einer Zenerdiodeneinrichtung 74, die zwischen Ausgangsanschluß 68 und Masse (in dieser Reihenfolge) angeschlossen sind. Die Diode 72 ist identisch mit und aus dem gleichen Herstellungssatz wie Dioden 42' (Fig. 2) in der Schaltmatrix 16' (Fig. 2). Das Potential an einem Verbindungspunkt 76, der zwischen der Diode 7 2 und der Zenerdiodeneinrichtung 74 angeordnet ist, wird dem nicht-invertierenden Eingang des differentiell summierenden Verstärkers 54" zugeführt. Das Potential am Punkt 76 wird im Folgenden manchmal als Potential V _f_- bezeichnet. Bekanntermaßen ist die Größe des Potentialabfalls über der Zenerdiode ein genauer Bezugswert. Der Grund für den Einschluß der Diode 72 wie auch der Zenerdiodeneinrichtung 74 im Zenerdioden-Bezugsnetzwerk ergibt sich aus der folgenden Erläuterung. Die Wahl der jeweiligen Zenerdiodeneinrichtung und der Größe des Betriebspotentials V_rr" des Feldeffekttransistors ist derartig, daß die Vorspannungsströme sowohl durch die Diode 72 als auch durch die Zenerdiodeneinrichtung 74 eine Größe haben, die oberhalb des Knies der Stromspannungskurve einer jeden derartigen Einrichtung liegt. In einem typischen Schaltkreis, bei dem dies erreicht wird, wird die Zenerdiodeneinrichtung einen Potentialabfall von 5 bis 7 V zeigen, während die Größe des Betriebspotentials V" des Feldeffekttransistors ungefähr 10 V beträgt.

Innerhalb der anpassenden Dioden-Bezugsquelle 58" ist eine I.C.-CMOSFET-Einrichtung 66" in den Leitzustand vorgespannt, in der gleichen Weise, wie die Einrichtung 62". Die Einrichtung 66" liefert den Vorspannungsstrom für das Anpaßdioden-Bezugsnetzwerk 64". Das Netzwerk 64" ist ein Zweielement-Seriennetzwerk und besteht aus einer Zenerdiodeneinrichtung 78 und der Diode 80, die in dieser Reihenfolge zwischen dem Ausgangsanschluß der CMOSFET-Einrichtung 66" und Masse ange-

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schlossen sind. Die Zenerdiodeneinrichtung 78 ist identisch mit der Einrichtung 74, und die Diode 80 ist identisch zu und von der gleichen Charge wie die Dioden 42' (Fig. 2) in der Matrix 16' (Fig. 2). Das Potential am Verbindungspunkt 82, der zwischen der Zenerdiodeneinrichtung 78 und der anpassenden Diode 80 liegt, ist der Vorwärts-Spannungsabfall über der Anpaßdiode 80 und wird dem invertierenden Eingang des differentiellen Summierverstärkers 54" zugeführt. Das Potential am Punkt 82 wird im Folgenden manchmal als Potential V χ _n bezeichnet,
rei—2.

Es sei bemerkt, daß die den CMOSFET-Einrichtungen 62" und 66" dargebotenen Lasten identisch sind, so daß die Vorspannungsströme der zwei Netzwerke gleich sind, weil das Zenerdioden-Bezugsnetzwerk 60" wie auch das anpassende Dioden-Bezugsnetzwerk 64" jeweils aus identischen in Serie angeschlossenen Zenereinrichtungen und Dioden bestehen.

Der differentielle Summierverstärker 54" ist ein herkömmlicher Operationsverstärker. Er umfaßt Eingangswiderstände 84 und 86 und einen Rückführungswiderstand 88. Die Widerstände 84, 86 und 88 sind so gewählt, daß sich ein Verstärkungsfaktor von Eins für das seinem nicht-invertierenden Eingang zugeführte Potential minus dem seinem nicht-invertierenden Eingang zugeführten Potential ergibt.

Die gegenseitige Beeinflussung von variabler Digital-Analog-Bezugsspannungsquelle 52 und Schaltmatrix 16" bei Veränderung der Umgebungstemperatur wird nun bezüglich der Fig. 2 und 3 beschrieben. Der Vorwärts-Spannungsabfall V_p der Metall-Silizium-Diode vermindert sich ungefähr linear mit ansteigender Temperatur. Die sich ergebende Veränderung des Vorwärts-Spannungsabfalls V„ über den Dioden 42' in der Schaltmatrix 16' wird symbolisch durch die in Fig. 2 dargestellte Graphik 90 wiedergegeben. Das Potential V ₅₄ am Ausgangsanschluß 68 des differentiellen Summierverstärkers 54 ist gleich der Differenz der Verstärker-Eingangsspannungen. D. h., es gilt:

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— I D —

^Vamp 54 ~ ^Vref-1 " ^Vref-2*

Da die Spannung über der Diode 80 dem invertierenden Eingang des Verstärkers 54 zugeführt wird, ergibt sich eine Spannung über der Temperatur am Ausgangsanschluß 68, wie er symbolisch in der Graphik 92 wiedergegeben ist, nämlich mit umgekehrtem temperaturabhängigem Verlauf gegenüber der über der Diode 42' abfallenden Spannung. Wenn ein hochliegendes Eingangssignal irgendeinem der binären Eingangs-Signalanschlüsse 12 zugeführt wird, beträgt die Spannung am "erregbaren" Ende des entsprechenden Skalenwiderstandes 46

V zum Widerstand = V_{amp 54} + V_p,

somit ergibt sich

V zum Widerstand = V_{ref 1} - V_{ref 2} + V_p,

da aber

^Vref 2= V

ergibt sich somit

V zum Widerstand = V ^₁.

ret T

V _f .. ist der Spannungsabfall der Zenerdiodeneinrichtung. Somit ist der Nettoeffekt der gegenseitigen Einwirkung der variablen Spannungsquelle 52 und der Schaltmatrix 16¹ eine Aufrechterhaltung der Gleichheit des präzisen Potentials, das den Widerstandszweigen des binären Widerstandsnetzwerkes 18' unter verschiedenen Temperaturbedingungen zugeführt wird, wie von der Graphik 94 wiedergegeben wird.

Der Aufbau des genauen Spannungsbezugs 56 und des anpassenden Diodenbezugs 58 ist wichtig. In beiden Bezugsquellen 56 wie auch 58 sind die Vorspannungs-Strompegel in den Zener-

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dioden durch anpassende I.C.-CMOSFET-Einrichtungen festgelegt. In beiden Bezugsquellen 56 und 58 sind die Lasten, die von der CMOSFET-Einrichtung gesehen werden, Zweielement-Seriennetzwerke, die aus einer Zenerdiodeneinrichtung und einer Diode zusammengesetzt sind. Diese Kombination stellt sicher, daß die Vorspannungsströme durch identische und anpassende Dioden 72, 80 und 42" (jeweils mehrfach vorhanden) gleich sind. Dies wiederum veranlaßt, daß Veränderungen im Ausgang der veränderlichen Digital-Analog-Bezugsspannungsquelle 52 genau die Veränderungen kompensieren, die im Vorwärts-Spannungs-

abfall V_ der Metall-Silizium-Dioden 42' in der Schaltmatrix ü

16' auftreten, und zwar mit einer Genauigkeit, die lediglich durch die Toleranzen der Arbeitskennlinien der Komponenteneinrichtungen begrenzt ist.

Die veränderliche Digital-Analog-Bezugsspannungsquelle 52 wurde aus Zwecken der leichteren Erläuterung als ein Systemelement beschrieben, das mit einem einzigen Digital-Analog-Umsetzungsschaltkreis zusammenarbeitet. Der Ausgang der Quelle 52 wird aber gewöhnlich einer großen Anzahl von Umsetzungsschaltkreisen zugeführt. Anders ausgedrückt, die veränderliche Digital-Analog-Bezugsspannungsquelle 52 kann als eine Modifikation einer vorhandenen Potentialquelle angesehen werden.

Der bisher beschriebene Schaltkreis 10 und das modifizierte Digital-Analog-System 52 haben in einer Ausführungsform die simpelste Form eines Digital-Analog-Widerstandsnetzwerkes, nämlich Parallelwiderstände 46. Jedoch können Digital-Analog-Schaltkreise und -Systeme erfindungsgemäß auch kompliziertere Digital-Analog-Widerstandsnetzwerke verwenden. Beispiele für derartige kompliziertere Netzwerke sind z. B. "Leiternetzwerke" und Netzwerke, die eine Umsetzung von verschiedenen Binärcodewerten liefern, wie beispielsweise von Octalwerten oder binärvercodeten Dezimalwerten (BCD-Code).

Patentansprüche t

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Claims (10)

1. 2 5 A 6 b 3

   Patentansprüche ;

   Ί.) Halbleiterschalter, gekennzeichnet durch ein Paar komplementärer Feldeffekttransistoren, die jeweils eine Steuerelektrode und zwei aktive Elektroden aufweisen, wobei die Steuerelektroden miteinander verbunden sind und einen Eingang (38) bilden, während eine aktive Elektrode des einen der Transistoren mit der entsprechenden aktiven Elektrode des anderen Transistors verbunden ist, um einen ersten Schaltkreispunkt (40) zu bilden, an den eine erste Diode (42) angeschlossen ist.
2. 2. Halbleiterschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Diode (42) eine vorbestimmte Vorwärts-Spannungsabfall-Charakteristik aufweist.
3. 3. Halbleiterschalter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Diode (40) eine MetallSilizium-Diode ist.
4. 4. Halbleiterschalter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Bezugspotential-Schaltkreis (52), der mit der ersten Diode (42) verbunden ist, wobei der Bezugspotential-Schaltkreis (52) Schaltungen (58, 56) zur Veränderung des Ausgangspotentials aufweist, um Veränderungen der Vorwärts-Abfall-Charakteristik der ersten Diode (42) zu kompensieren.
5. 5. Halbleiterschalter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungen (58, 56) mit veränderlichem Ausgang eine zweite Diode (64) umfassen, die eine im wesentlichen zu der Charakteristik der ersten Diode

   (42) angepaßte Charakteristik besitzt und so angeschlossen ist, daß ein Signal zur Veränderung des Ausgangspotentials erzeugt wird, um Veränderungen der Spannung über der ersten Diode (42) zu kompensieren.

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6. 6. Halbleiterschalter nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (58, 56) zur Veränderung des Ausgangs eine Präzisions-Potentialquelle (56), einen Monitor-Schaltkreis mit zweiter Diode (58) und einen Verstärker (54) umfaßt, die miteinander in Wirkverbindung stehen.
7. 7. Halbleiterschalter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß einer der gepaarten Transistoren einen N-Kanal-Metalloxid-Feldeffekttransistor (34) und der andere einen P-Kanal-MetalloxidFeldeffekttransistor (36) darstellt.
8. 8. Aus mehreren Halbleiterschaltern der vorangegangenen Ansprüche 1 bis 7 zusammengesetzter Schaltkreis, gekennzeichnet durch ein Skalennetzwerk (18), wobei der erste Schaltkreispunkt (40) eines jeden Transistorpaares (34, 36) mit einem entsprechenden Punkt des Skalennetzwerkes (18) verbunden ist.
9. 9. Schaltkreis nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang (12) eines jeden Transistorpaares (34, 36) einem binären Digitalzeichen entspricht, und daß jeder entsprechende Punkt des Skalennetzwerkes (18) dem gleichen binären Digitalzeichen entspricht.
10. 10. Schaltkreis nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der entsprechenden Punkte des Skalennetzwerkes (18) elektrische Bauteile (46) aufweist, die daran angeschlossen sind, um das binäre Signal an dem entsprechenden Punkt an ein Analogsignal anzuschließen und um die sich ergebenden Analogsignale aufzusummieren.

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    Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche 8 bis 10/ dadurch gekennzeichnet, daß die Bauteile (46) des Skalennetzwerkes (18) auf einem einstückigen Substrat gebildet sind.

    ES/hs 3

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    JW .

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