DE2265224C3 - Elektrisch gesteuerte Krafstoffeinspritzanlage fur eine Brennkraftma schine mit einem Steuermultivibrator und elektrischer Spannungskorrektur - Google Patents

Description

Fig.6 ist ein ausführliches Schaltbild der Impulsverlängerungsstufe nach F i g. 1 dargestellt und in

F i g. 7 ein ausführliches Schaltbild für die Spannungskorrekturstufe nach F i g. 1.

Die in F i g. 1 dargestellte Benzineinspritzanlage ist zum Betrieb einer mit Batterie-Zündung arbeitenden Vierzylinder-Viertakt-Brennkraftmaschine 1 bestimmt und umfaßt als wesentliche Bestandteile vier elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile 2, denen aus einem Verteiler 3 über je eine Rohrleitung 4 der einzuspritzende Kraftstoff zugeführt wird, eine elektromotorisch angetriebene Kraftstoff-Förderpumpe 5, einen Druckregler 6, der den Kraftstoffdruck auf zwei atü konstant hält sowie eine im folgenden näher beschriebene, elektronische Steuereinrichtung, die bei jeder Kurbelwellenumdrehung von der Zündeinrichtung der Brennkraftmaschine 1 einmal in der weiter unten näher beschriebenen Weise ausgelöst wird und dann je einen rechteckförmigen, elektrischen Öffnungsimpuls Jv für die Einspritzventüe 2 liefert. Die in der Zeichnung angedeutete zeitliche Dauer Tv der Öffnungsimpulse Jv bestimmt die Öffnungsdauer der Einspritzventüe 2 und demzufolge diejenige Kraftstoffmenge, welche während des Öffnungszustandes aus den Einspritzventilen 2 austritt.

Die Magnetwicklungen 7 der Einspritzventile 2 sind zu je einem Entkopplungswiderstand 8 in Reihe geschaltet und an eine gemeinsame Verstärkungs- und Leistungsstufe 10 angeschlossen, die wenigstens einen Leistungstransistor 11 enthält, welcher mit seiher Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit den Magnetwicklungen 7 geschaltet und mit seinem Emitter an Masse und den Minuspol einer nicht dargestellten Batterie angeschlossen ist.

Bei gemischverdichtenden, mit Fremdzündung arbei- J3 lenden Brennkraftmaschinen der dargestellten Art wird durch die bei einem Ansaughub in einen Zylinder gelangende Ansaugluftmenge diejenige Kraftstoffmenge festgelegt, die während des nachfolgenden Arbeitstaktes vollständig verbrannt werden kann. Für eine gute Ausnutzung der Brennkraftmaschine ist es außerdem notwendig, daß nach dem Arbeitstakt kein wesentlicher Luftüberschuß vorhanden ist. Zur Messung der Ansaugluftmenge ist im Ansaugrohr 12 der Brennkraftmaschine vor der mit einem Gaspedal 13 betätigbaren Drosselklappe 14 eine Stauklappe 15 vorgesehen, die sich entgegen der Kraft einer nicht dargestellten Rückstellfeder umso weiter verschwenkt, je größer die Ansaugluftmenge ist. Mit der nicht näher bezeichneten Welle der Stauklappe ist der Abgriff 16 eines elektrischen Potentiometers 17 gekuppelt, an welchem eine von der Winkelstellung der Stauklappe 15 abhängige Steuerspannung für die im folgenden näher beschriebene Steuereinrichtung abgenommen werden kann.

Die Steuereinrichtung enthält einen Auslöse-Signalgeber 20, eine Impulsformerstufe 21, eine Frequenzfeilerstufe 22 sowie einen Steuer-Multivibiator 23, an welchen eine Impulsverlängerungsstufe 24 sowie eine Spannungskorrektur-Stufe 25 .,"beschlossen ist, mit bo welcher die bei Batteriespannungsschwankungen auftretenden Einflüsse auf die jeweilige Öffnungsdauer der Einspritzventüe 2 kompensiert werden. Der Steuermultivibrator 23 liefert an seinem Ausgang Steuerimpulse Jo, deren Impulsdauer To sich in Abhängigkeit von der b5 am Potentiometer 17 eingestellten, luftmengenabhängigen Steuerspannung und der Drehzahl ändert. Diese Steuerimpulse Jo werden in der nachfolgenden Impuls-Verlängerungsstufe 24 um einen Faktor /"verlängert, der in Abhängigkeit von der Drosselklappenstellung durch einen Lastgeber 26, zur Start- und Nachstart-Anreicherung durch einen Startgeber 27 und während der Warmlauf-Phase durch einen Temperaturgeber 28 verändert werden kann. Der in seiner Dauer zum Steuerimpuls Jo proportionale, am Ausgang der Impuls-Verlängerungsstufe 24 entsprechende Impuls wird zum Ausgleich der von der Batteriespannung abhängigen Anzugs- und Abfallzeiten der Einspritzventüe um einen festen Betrag verlängert, welcher durch die Spannungskorrektur-Stufe 25 bereitgestellt wird und umso größer wird, je weiter die Batteriespannung absinkt

Die Auslösung der einzelnen Öffnungsimpulse yvund der gleichzeitig mit diesen beginnenden Steuerimpulse Jo erfolgt synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine, weil als Auslösesignal-Stufe 20 der bei 30 angedeutete, mit dem Unterbrechernocken 31 des im übrigen nicht dargestellten Zündverteilers zusammenarbeitende Unterbrecherhebel verwendet ist. Die Signalabnahme erfolgt an dem feststehenden Unterbrecherkontakt 32, welcher mit der in F i g. 2 bei 33 angedeuteten Primärwicklung der Zündspule verbunden ist.

Wie das in F i g. 2 wiedergegebene, zur Ausführung in /C-Technik bestimmte Schaltbild erkennen läßt, enthält die Impulsformerstufe 21 eine an ihrem Eingang angeordnete Sicherungsstufe, die zur Unterdrückung von Fehlauslösungen dient, welche durch Störwellen auf den beiden Betriebsstromleitungen, nämlich der gemeinsamen Plusleitung 35 und der gemeinsamen Minusleitung 36 beim Betrieb von anderen Stromverbrauchern entstehen können. Die Sicherungsstufe besteht im wesentlichen aus einem lateralen pnp-Transistor 37, der mit seiner Basis an die Plusleitung 35 angeschlossen ist und mit seinem Emitter am Abgriff eines aus zwei Festwiderständen 38 und 39 bestehenden, zum Unterbrecher 30,32 parallel liegenden Spannungsteilers angeschlossen ist. Zum Spannungsteilerwiderstand 39 liegt ein Kondensator 40 und eine Diode 41 parallel, welche mit ihrer Anode an die Minusleitung 36 angeschlossen ist. Der Transistor 37 kann nur dann stromleitend werden, wenn das Potential an seinem Emitter höher als das Potential an seiner mit der Plusleitung 35 verbundenen Basis wird. Dieser Fall tritt immer dann ein, wenn der Unterbrecherhebel 30 von seinem Gegenkontakt 32 abgehoben wird. Dann entsteht in der Primärwicklung 33 eine hohe induktive Spannungsspitze, die ein Mehrfaches der Spannung der mit der Plusleitung 35 und der Minusleitung 36 verbundenen Batterie beträgt. Durch den von den Widerständen 38 und 39 gebildeten Spannungsteiler ist die Ansprechschwelle des Transistors 37 so hoch gelegt, daß nur diese extrem hohen, beim öffnen des Unterbrechers 30, 32 entstehenden Spannungsspitzen den Transistor 37 kurzzeitig stromleitend machen können. An den Kollektor des Transistors 37 ist mit einem Widerstand 42 die Basis eines npn-Transistors 43, der zusammen mit einem zweiten npn-Transistor 44 einen monostabilen Multivibrator bildet, zu welchem außerdem ein Koppelkondensator 46 und ein Transistor 45 gehören, angeschlossen. Dieser ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 43 und an zwei zur Minusleitung 36 führende Widerstände 47 und 48 angeschlossen, deren Verbindungspunkt mit einer der beiden Elektroden des Koppelkondensators 46 und mit dem Emitter des Transistors 45 verbunden ist. Der

Transistor 45 sorgt für eine schnelle Rückladung des Koppelkondensator 46, so daß sich auch dann keine wesentlich kürzere Standzeit des monostabilen Multivibrators ergibt, wenn dieser kurz nach seinem Zurückkippen in den labilen Zustand erneut beim nächsten Zündvorgang getriggert wird. Außerdem ist ein als Zenerdiode geschalteter, an seiner Basis-Kollektor-Strecke kurzgeschlossener Transistor 51 vorgesehen, dessen Emitter mit der Basis eines Emitterfolger-Transistors 52 vom npn-Typ und über einen Vorwiderstand 53 ^|0 mit der Plusleitung 35 verbunden ist. Der Transistor 52 stellt in Verbindung mit dem Transistor 51 sicher, daß der Koppelkondensator 46 ungeachtet der möglichen Batteriespannungsschwankungen stets auf den gleichen Spannungswert aufgeladen wird und dann jeweils im instabilen Kippzustand des Multivibrators eine konstante Standzeit ergibt.

Der Widerstand 48 sorgt dafür, daß auch nach Ablauf der sehr schnell über den leitenden Transistor 45 erfolgenden Aufladung des Kondensators 46 der Transistor 45 leitfähig bleibt. Dadurch wird der Emitter dieses Transistors auf einem bestimmten definierten Potential festgehalten, welches er nach Ende der schnellen Aufladung annimmt. Hierbei wird eine Drehzahlabhängigkeit der Standzeit der aus den Transistoren 43 und 44 bestehenden monostabilen Stufe weitgehend vermieden.

Wenn der Widerstand 48 fehlen würde, könnte der Kondensator 45 zwar auch sehr schnell über den leitenden Transistor 45 aufgeladen werden. J°

Doch bleibt dann der Transistor 45 nicht leitend, da ihm am Ende der Aufladung nicht mehr genügend Basis-Emitter-Vorspannung zur Verfügung steht. Nunmehr erfolgt eine relativ langsame Nachladung der Kapazität über den Widerstand 47 und den nicht näher i^r> bezeichneten Arbeitswiderstand des Transistors 43. Durch diesen Effekt würde bei Weglassen von 48 die abgegebene Standzeit von der Nachladedauer und damit von der Drehzahl abhängig.

Eine Lösung dieses Problems, durch gleichzeitiges ⁴< > Weglassen des Widerstandes 47 ist nicht möglich, da in diesem Falle wegen des Diodenverhaltens der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 45 der Strompfad für die Entladung unterbrochen würde.

Der Transistor 44 wird im Ruhezustand des monostabilen Multivibrators durch einen einstellbaren, an den Emitter des Transistors 52 angeschlossenen Widerstand 54 stromleitend gehalten und sperrt dann nicht nur den Transistor 43 über den Rückkopplungswiderstand 55. sondern auch den Auseangstransistor 56 ^5CI der Impulsformerstufe 21, der an seiner Basis einerseits über einen ersten Spannungsteilerwiderstand 57 mit dem Kollektor des Transistors 44 und mit einem zweiten Spannungsteilerwiderstand 58 mit der Minusleitung verbunden ist

Der an die Impulsformer 21 angeschlossene Frequenzteiler 22 ist als bistabiler Multivibrator ausgebildet und enthält zwei Transistoren 61 und 62 vom npn-Typ, die beide mit ihren Emittern an die Minusleitung 36 angeschlossen sind und an ihrem Kollektor über je einen w Arbeitswiderstand 63 bzw. 64 mit der Plusleitung 35 in Verbindung stehen. Ihre Basen sind Ober Kreuz durch je einen Rückkopplungswiderstand 65 bzw. 66 mit dem Kollektor des anderen Transistors verbunden und außerdem Ober je einen Basisableitwiderstand 67 bzw. ^b5 68 an die Minusleitung 36 angeschlossen. Darüberhinaus sind die Basen der Transistoren jeweils mit der Anode einer Diode 69 bzw. 70 verbunden, deren Kathoden über je einen Koppelkondensator 71 bzw. 72 an den Kollektor des Ausgangstransistors 56 der Impulsformerstufe 21 angeschlossen sind. Zur rückwirkungsfreien Auskopplung der an den Kollektorwiderständen 63 und 64 entstehenden, zueinander gegenphasigen Schaltspannungen 80 und 81 sind zwei Emitterfolger-Transistoren 73 bzw. 74 jeweils mit ihrer Basis an den Kollektor der beiden Transistoren 61 und 62 angeschlossen, wobei ihre Emitter-Basis-Strecke durch jeweils eine in der Gegenrichtung leitfähige Diode 75 bzw. 76 überbrückt ist. Vom Emitter des Transistors 73 und der Anode der Diode 75 führt ein Widerstand 77 zum Verbindungspunkt der Diode 69 und des Koppelkondensators 71. wohingegen an den Emitter des die Schaltspannung 81 liefernden Transistors 74 ein mit der Diode 70 und dem Kopplungskondensator 72 verbundener Widerstand 78 sowie ein Widerstand 79 angeschlossen ist, der über eine Diode 82 diese Schaltspannung dem weiter unten beschriebenen Steuermultivibrator 23 zuführt.

Die beiden Transistoren 61 und 62 befinden sich jeweils in zueinander entgegengesetztem Leitungszustand. Bei jedem Öffnungsvorgang des Unterbrechers 30, 32 wird der Ausgangstransistor 56 des Impulsformers 21 stromleitend. Dies hat zur Folge, daß derjenige der beiden Transistoren 61 u. 62, welcher bisher stromleitend war, nunmehr in seinen Sperrzustand übergeht, wohingegen der andere, seither gesperrte Transistor stromleitend wird. Auf diese Weise wird erreicht, daß jeweils einer der Zündvorgänge den einen der beiden Transistoren 61 und 62 stromleitend machl und der nächste Zündvorgang dann den anderen Transistor in seinen stromleitenden Zustand bringt Dabei entsteht am Kollektor des Transistors 61 und demzufolge auch am Emitter des Transistors 73 die angedeutete mäanderförmige Schaltspannung 80. Die Zuordnung der Schaltspannung zu den einzelnen Zündvorgängen ist in F i g. 3 dargestellt, in welcher die einzelnen Ansaugtakte für die Zylinder Zl-Z4 für eine Zündfolge 1-4-3-2 mit schraffierten Rechteckflächen dargestellt sind. Die Frequenz der Schaltspannung 80 ist nur halb so groß wie diejenige der beim Schließer und Öffnen des Unterbrechers 30, 32 entstehender Spannung.

Das bei dem Steuermultivibrator 23 verwendete Prinzip beruht darauf, daß der als Zeitglied dienende Kondensator C über einen festgelegten, konstani bleibenden Drehwinkel der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine hinweg aus einer Konstantstrom-Quelle aufgeladen und anschließend über eine zweite Konstantstrom-Quelle entladen wird, wobei während de« Entladevorgangs ein Steuerimpuls Jo der in F i g. 1 angedeuteten Art entsteht. Damit dieser Steuerimpul« eine Impulsdauer To aufweist welche zu der bei einerr Ansaughub in einen der Zylinder gelangenden Luftmenge proportional ist kann der Aufladestrom von dem mil der Stauklappe 15 zeitlichen Mittelwert der Ansaugluftmenge abhängig gemacht werden und dem Kondensator C ein zur Steuerspannung am Potentialmeter 17 proportionaler Ladestrom zugeführt werden und dei Entladevorgang unabhängig von der Ansaugluftmenge mit einem fest eingestellten Entladestrom erfolgen Beim dargestellten Ausführunrsbeispiel ist von dei zweiten Alternative Gebrauch gemacht Hier wire nämlich dem Kondensator C aus einer Aufladestromquelle A ein konstanter, von der Ansaugluftmengt unabhängiger Ladestrom Ia zugeführt, während de Entladevorgang mit einem Entladestrom Ie erfolgi

welcher von der Entladestromquelle E geliefert und in seiner jeweiligen Stromstärke umgekehrt proportional zur Ansaugluftmenge eingestellt wird. Diese zweite Alternative bietet den Vorteil, daß auch noch während des Entladevorgangs eintretende Änderungen der Ansaugluftmenge die Impulsdauer To beeinflussen können.

Der Steuermultivibrator 23 enthält über den Speicherkondensator C hinaus zwei Transistoren Tl und T2 vom pnp-Typ, die beide mit ihren Emittern an die Plusleitung 35 angeschlossen sind und mit je einem von zwei weiteren Transistoren TIl und T12 in Lin-Schaltung betrieben werden. Der Transistor Tl ist an seiner Basis über einen Widerstand 85 mit der Plusleitung 35 verbunden und er wird dadurch im is Ruhezustand des Multivibrators gesperrt gehalten. Außerdem ist seine Basis über einen Koppelwiderstand 86 und einen Koppelkondensator 87 mit der die Schaltspannung 80 führenden Leitung 84 verbunden, sowie über einen Widerstand 88 mit dem Kollektor eines Transistors T4 verbunden, der mit seinem Emitter an der Minusleitung 36 liegt und an seiner Basis mit zwei Widerständen 90 und 91 verbunden ist. Der eine Widerstand 90 liegt an der Minusleitung 36, der andere Widerstand 91 führt zum Kollektor eines Vortransistors T3 und über einen weiteren Widerstand 92 zur Plusleitung 35. Der Vortransistor T3 liegt mit seiner Basis am Verbindungspunkt von zwei im Kollektorstromkreis der Lin-Schaltung T2, T_n angeordneten Widerständen 93 und 94 und ist über einen Widerstand 95 mit der Leitung 84 und deren Schaltspannung 80 verbunden. An den Kollektor des Transistors T3 ist außerdem die Basis eines Transistors T5 über einen Koppelwiderstand % angeschlossen und über einen Widerstand 97 mit der Minusleitung 36 verbunden. Vom Transistor T5 wird ein weiterer Transistor T6 gesteuert, an dessen Kollektor die luftmengenabhängigen Steuerimpulse Jo abgenommen werden können.

Bei der Erzeugung dieser Steuerimpulse Jo arbeitet der Steuermultivibrator folgendermaßen:

Zunächst wird der Speicherkondensator Cüber einen festgelegten Kurbelwellen-Drehwinkel KW mit konstantem Aufladestrom Ia aufgeladen; die jeweiligen Aufladeperioden erstrecken sich beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 jeweils über einen Kurbelwellen-Drehwinkel von 180°. In der Darstellung nach Fig. 3 erstreckt sich der Aufladestrom über den Bereich von 180° KWbis360° K Wund von 540° bis zur Vollendung der zweiten Kurbelwellenumdrehung bei 720° KW. Während dieser Aufladeperioden hat die in F i g. 3 eingetragene Schaltspannung 80 positive Werte, wohingegen die zur Steuerung der Aufladestromquelle A dienende Schaltspannung 81 während der Aufladeperioden Null-Potential hat Der während der Aufladeperiode vom Zeitpunkt 11 bis zum Zeitpunkt / 2 fließende Ladestrom la erzeugt am Speicherkondensator C eine linear ansteigende Spannung Uc, deren Endwert im Zeitpunkt f2 bei 360° bzw. 720° erreicht wird und umgekehrt proportional zur jeweiligen Drehzahl der Brennkraftmaschine ist Während einer solchen Aufla- «· deperiode sind die Transistoren Tl und TIl gesperrt, die Transistoren T2, T12 hingegen leitend und halten über den dann stromleitenden Transistor T3 den zu dem Transistor Tl komplementären Transistor T4 ebenfalls gesperrt Dieser Zustand wird außerdem durch « die Zwangssteuerung des Transistors T3 mit Hilfe der Schaltspannung 80 sichergestellt und dabei verhindert daß irgendwelche auf der Plusleitung 35 entstehende Spannungseinbrüche dazu führen könnten, den Ladevorgang vorzeitig zu beenden.

Der Ladevorgang wird erst dann beendet, wenn im Zeitpunkt 12 bei 360" oder 720° die Schaltspannung 80 von den seitherigen Pluswerten auf Null-Potential zurückspringt. Dann überträgt der Differenzierkondensator 87 einen negativen Trigger-Impuls K auf die Basis des Transistors Tl und macht diesen leitend. Gleichzeitig sperrt die zweite Schaltspannung 81 die Ladestromquelle A. Durch die auf dem Speicherkondensator C sitzende Ladung werden die seither stromleitenden Transistoren T2 und T12 gesperrt, so daß auch der Transistor T3 in den Sperrzustand übergeht und der Transistor T4 stromleitend wird. Während des hierbei beginnenden Entladevorgangs liefert die Entladestromquelle E einen konstanten Entladestrom Ie, welcher bewirkt, daß die Spannung Ucam Speicherkondensator C linear abfällt. Sobald diese Spannung einen festgelegten nahe bei Null liegenden Wert erreicht, vermag diese den Transistor T2 nicht mehr weiter gesperrt zu halten. Dieser geht vielmehr in stromleitenden Zustand über und bringt trotz der noch vorherrschenden Null-Werte der Schaltspannung 80 mit Hilfe seines über den Widerstand 94 fließenden Kollektorstromes den Transistor T3 in stromleitenden Zustand, der dann den Rückkopplungskreis zur Wirkung bringt und den Transistor T4 sperrt. In diesem in Fig. 3 bei f3 angedeuteten Zeitpunkt ist somit der seither laufende Steuerimpuls Jo beendigt.

In Fig.4 ist eine Konstantstrom-Quelle dargestellt, welche im Prinzip sowohl als Aufladestrom A als auch als Entladeeinrichtung E Verwendung finden kann. Diese Stromquelle enthält als wesentliche Teile einen Operationsverstärker Pl, dessen positiver, nichtinvertierender Eingang über einen Kompensationswiderstand 101 an den Abgriff eines aus zwei Widerständen 102 und 103 gebildeten, zwischen der gemeinsamen Plusleitung 35 und der Minusleitung 36 liegenden Spannungsteilers angeschlossen ist. An den Ausgang des Operationsverstärkers P 1 sind zwei npn-Transistoren T8 und T9 angeschlossen, die als Darlington-Stufe arbeiten. Die mit dem Ausgang des Operationsverstärkers direkt verbundene Basis des Transistors T8 steht über einen Widerstand 104 mit der Plusleitung 35 in Verbindung. Der Emitter des Transistors T9 ist über einen einstellbaren Widerstand 105 an die Minusleitung 36 angeschlossen und direkt mit dem Minus-Eingang des Operationsverstärkers verbunden. Im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers liegt ein Integrationskondensator 107. Der Operationsverstärker P1 arbeitet als Spannungsfolger und bewirkt, daß die beiden Darlington-Transistoren T8 und T9 am gemeinsamen Emitterwiderstand 105 eine Spannung reproduzieren, die derjenigen am Spannungsteilerwiderstand 103 entspricht Hierbei führen die Darlinton-Transistoren T8 und T9 einen Kollektorstrom, dessen jeweiliger Stromwert genau konstant ist

In der Ausführungsform nach F i g. 4 ist vorgesehen, daß der dort dargestellte Operationsverstärker im Schaltbetrieb arbeitet und als Aufladestromquelle A verwendet ist

Für diesen Schaltbetrieb ist der Operationsverstärker Pl in der in Fi g.4 angedeuteten Weise über die Diode 82 und den Widerstand 79 mit dem Emitter des zum Frequenzteiler 22 gehörenden Transistors 74 verbunden und wird somit durch die Schaltspannung 81 gesteuert Beim Schaltbetrieb von Operationsverstärkern gibt es in der Regel Schaltverzögerungen infolge des im

Rückkopplungszweig liegenden Integrationskondensators 107. Derartige Verzögerungen, die eine mit steigender Drehzahl abnehmende Ladung des Speicherkondensators C bewirken könnten, sind beim Ausführungsbeispiel nach Fig.4 dadurch weitgehend vermieden, daß ein weiterer Transistor TIO vorgesehen ist, der mit seinem Emitter an den Emitter des Darlinton-Transistors Γ9 angeschlossen und an seiner Basis mit dem Widersland 102 und einem weiteren Widerstand 108 verbunden ist, welcher zu den Widerständen 101 und 103 führt. Mit dam Transistor T10 wird erreicht, daß sich die auf dem Kondensator 107 sitzende Ladung beim Schaltvorgang nur sehr wenig zu verändern braucht. Wenn während der Einschaltperiode der Aufladestromquclic die Schaltspannung S! Nuü-Potcntia! hat und daher der eingezeichnete Steuerstrom Is = 0 ist, liegen Basis und Emitter des Transistors TlO näherungsweise auf dem gleichen Potential. Dadurch ist der Transistor T10 gesperrt und zunächst ohne Wirkung. Der Anschlußpunkt N des Kondensators 107 liegt dann auf einem durch die innere Schaltung des Operationsverstärkers bestimmten, festen Potential. Gleichzeitig ist das Potential am Anschlußpunkt M der zweiten Kondensatorelektrode durch die am Spannungsteilerwiderstand 103 entstehende Teilspannung festgelegt. Dadurch ist die am Kondensator 107 herrschende Spannung bestimmt.

Wenn im Zeitpunkt T2 bei"360° oder 720° K W die zweite Schaltspannung 81 auf positive Potentialwerte hochspringt und dabei den Aufladevorgang durch Sperren der Aufladestromquelle A beendet, wird bei N zwar ein Strom Is von endlichem Wert in den Operationsverstärker PX eingespeist, das Potential des Punktes N ändert sich dabei jedoch nicht. Der mit B angedeutete Ausgang des Operationsverstärkers nimmt dabei nämlich ein so niedriges Potential an, daß die beiden Darlington-Transistoren T8 und T9 gesperrt werden und somit auch der Aufladestrom la ausgeschaltet wird. Wenn der Transistor TlO nicht vorhanden wäre, so würde der Punkt M hierbei Null-Potential annehmen, was zur Folge hätte, daß die Ladung auf dem Kondensator 107 stark verändert würde, wodurch sich beim anschließenden Wiedereinschalten des Aufladestromes die oben erwähnte Verzögerung ergeben würde. Der als Emitterfolger arbeitende Transistor 7"10 sorgt nun anstelle der gesperrten Darlington-Transistoren T8 und T9 dafür, daß das Potential des Punktes M näherungsweise auf dem durch die Spannungsteilerwiderstände 108 und 103 eingestellten Wert gehalten wird und sich demzufolge die auf dem Kondensator 107 ri«inni4n I η At try rw mir- _ΓΛ1,. ιιιπηΐπ önrlot-n If η r\r> Q *

οι Lf-viiut, Liuviii! ig hui Jem η wing uiiuvi ■■ cvuiiii· uvni ι Einschalten des Aufiadestromes la braucht der Punkt M sofern der Widerstand 108 gleich Null ist nur einen Potentialhub von der Größe der Emitter-Basis-Schwellspannung des Transistors TlO zu durchlaufen, bis der Aufladestrom den vollen Wert ereicht Daher geht der Einschaltvorgang sehr schnell vor sich. Durch den Widerstand 108 wird zudem die durch den Kondensator 107 verursachte Verzögerung noch weiter verringert

Zur Verwirklichung der oben genannten zweiten Alternative, bei welcher der Entladestrom Ie im umgekehrten Verhältnis zu der vom Luftmengenmesser festgestellten Ansauglufmenge eingestellt wird, ist die in Fig.2 bei E angedeutete Entladestromquelle in integrierter Schaltung nach Fig.5 vorgesehen. Im einzelnen enthält die Entladestromquelle nach Fig.5 einen ersten Operationsverstärker P2 und einen zweiten Operationsverstärker P3, von denen der erste Operationsverstärker P2 wie der Operationsverstärker Pi der Ladestromquelle nach Fig.4 aufgebaut ist, jedoch keine Einrichtung zur taktweisen Steuerung enthält. Er ist an seinem Plus-Eingang über einen Begrenzungswiderstand 121 an den Verbindungspunkt zweier Spannungsteilerwiderstände 123 angeschlossen. An seinem bei B angedeuteten Ausgang liegt die Basis eines Transistors T18, der zusammen mit einem Transistor T19 eine Darlington-Schaltung bildet und

ίο den eingeprägten Entladestrom Ie für den Speicherkondensator Cnach Fig.2 liefert. Im Punkt M ist an den Emitter des Transistors T19 eine Elektrode des im Rückkopplungszweig angeordneten Integrations-Kondensators 127 angeschlossen. Vom Ausgang des Operationsverstärkers P2 zur Plusleitung 35 führt ein Widerstand 124. Der Minus-Eingang des Operationsverstärkers P2 liegt am Verbindungspunkt M. Der zweite Operationsverstärker P3 ist mit seinem Plus-Eingang an den verstellbaren Abgriff 16 des mit der Stauklappe 15 zusammenarbeitenden Potentiometers 17 verbunden, das in Reihe mit einem Widerstand 126 sowie einem Widerstand 129 als Spannungsteiler zwischen die Plusleitung 35 und die Minusleitung 36 gelegt ist.

Vom Verbindungspunkt des Potentiometers 17 mit dem Teilerwiderstand 126 führt ein Widerstand 128 zu dem am Plus-Eingang des ersten Operationsverstärkers P2 liegenden Spannungsteiler 122, 123 und dem Kompensationswiderstand 121 und außerdem ein weiterer Widerstand 130 zum Pluseingang des zweiten Operationsverstärkers P3. Dessen Minus-Eingang ist mit seinem Ausgang verbunden an welchem ein weiterer Integrationskondensator 131 und ein Widerstand 132 angeschlossen ist, welcher zum Verbindungs-

J5 punkt M und zum Minus-Eingang des ersten Operationsverstärkers P2 führt.

Die Widerstände 121 und 128 dienen zur Kompensation und sind im Idealfall stromlos. Das Potential am Verbindungspunkt H der beiden Widerstände 128 und 130 liegt somit auch am Plus-Eingang des Operationsverstärkers P2. Dieser arbeitet als Spannungsfolger und erzwingt das gleiche Potential an dem Verbindungspunkt M, an welchen auch der die Höhe des Entladestromes Ie bestimmende Widerstand 132 angeschlossen ist. Der zweite Operationsverstärker PZ arbeitet ebenfalls als Spannungsfolger bzw. als Impedanzwandler. Er überträgt das Potential des nur wenig belastbaren Spannungsteiler-Abgriffs 16 an das mit dem Kondensator 131 verbundene Ende des Widerstandes 132, so daß an diesem praktisch die zwischen dem Potentiometer-Abgriff 16 und dem Ap.schlußpup.kt H entstehende Steuerungsspannung U₅ entsteht Daher wird der Emitterstrom des Darlinton-Transistors allein durch die Steuerspannung Us und den Widerstand 132 bestimmt Im Kollektorzweig der Darlington-Transistoren T18 und T19 ergibt sich somit ein eingeprägter Entladestrom Ie für den Speicherkondensator, welcher umgekehrt proportional zur gemessenen Ansaugluftmenge ist

Die beiden Widerstände 126 und 129 können zusammen mit dem Potentiometer 17 als bauliche Einheit ausgebildet werden, die im Luftmengenmesser untergebracht und unabhängig von der elektronischen Steuereinrichtung abgeglichen werden kann. Mit den beiden Widerständen 126 und 129 kann der Potentialbereich, innerhalb dessen die Punkte H und M liegen können, so festgelegt werden, daß auch bei niedrigen Batteriespannungen an keinem der beiden Operations-

verstärker P2 und Pi der Eingangs-Gleichtaktbereich überschritten wird. Dies ist besonders angesichts der großen Luftmengenvarialion von I :40 zwischen Leerlauf und Höchstlast besonders wichtig. Durch die Hochlegung des Potentials am Verbindungspunkt H wird außerdem erreicht, daß der Scheitelwert der Kollektor-Emitter-Spannung an den Darlington-Transi storen 7*18, 7*19 nicht zu hoch wird. Die beiden Kondensatoren 127 und 131 unterdrücken wirkungsvoll die Schwingneigung der beiden Operationsverstärker. Der Widerstand 121 sorgt in Verbindung mit den übrigen Widerständen für die Ausschaltung des Einflusses der Eingangsströme des ersten Operationsverstärkers P2 auf den Entladestrom Ie. Näherungswei se gilt, daß die Größe des Widerstandes 121 der Größe is des Widerstandes 132 vermindert um die Größe des Widerstandes 128 und weiterhin vermindert um die Größe des Vorwiderstandes 126 entspricht Mit den Widerständen 122 und 123 können die Offset-Spannun gen der beiden Operationsverstärker ausgeglichen werden, indem aus diesem Spannungsteiler gerade so viel Strom über den Widerstand 128 in den Punkt H eingespeist wird, daß an der Reihenschaltung aus dem Widerstand 128 und dem Innenwiderstand der aus den Widerständen 126, 129 und dem Potentiometer 17 bestehenden Anordnung eine Spannung abfällt, welche der Differenz beider Offset-Spannungen der Operationsverstärker entspricht Wenn diese Bedingung erfüllt ist und wenn außerdem der Wert des Widerstandes 121 richtig gewählt ist, so fließt im Emitter des Darlington-Transistors 7*19 der gewünsch te Entladestrom Ie, welcher dem Quotienten aus der Steuerspannung t/s und dem Widerstand 132 entspricht.

Durch die dem Steuermultivibrator 23 in der Anordnung nach Fig. 1 nachgeschaltete Impulsver- js längerungsstufe 24 ergibt sich die Möglichkeit, mehrere, von den jeweiligen Betriebsbedingungen der Brenn kraftmaschine abhängende Korrekturen in einfacher Weise anzubringen, wie weiter unten noch näher dargelegt werden wird. Aus Kennfeldmessungen hat sich ergeben, daß bei einer von einer Stauklappe 15 gesteuerten Benzin-Einspritzanlage eine Drehzahlkorrektur vorgesehen werden .nuß, die jedoch nur dann wirksam sein soll, wenn die Drosselklappe 14 über einen bestimmten Winkel hinaus geöffnet ist, vorzugsweise mehr als 30° geöffnet ist Eine solche Drehzahlkorrektur bei Vollast wird zweckmäßig nicht erst in der Impulsverlängerungsstufe 24, sondern bereits in dem Steuermultivibrator 23 durchgeführt weil die im Steuermultivibrator 23 durchgeführte Beeinflussung der Steuerimpulse sich multiplikativ infolge der Verlängerung in der Impulsverlängerungsstufe 24 auf die Öffnungsimpulse Jv auswirkt

Die Impulsverlängerungsstufe (Multiplizierstufe) 24 ist im Prinzip aufgebaut wie der Steuermultivibrator 23 nach F i g. 2. In F i g. 6 sind deshalb diejenigen Bauteile, die mit F i g. 2 übereinstimmen, mit gleichen Bezugszeichen wie dort versehen. Ein wesentlicher Unterschied gegenüber dem Steuermultivibrator nach F i g. 2 besteht jedoch bei der Impulsverlängerungsstufe 24 darin, daß der Kondensator Cnicht während der drehzahlabhängigen Periode Tp = '/2 n, sondern während der kürzeren, luftmengenabhängigen und drehzahlabhängigen Dauer To der Steuerimpulse Jo mit konstantem Ladestrom Ia aus der Aufladestromquelle A geladen wird. Unmittel- bS bar an den Steuerimpuls Jo schließt sich der Entladevorgang des Kondensators Can, der mit einem ebenfalls konstanten, von der Entladestromquelle E gelieferten Entladestrom Ieerfolgt.

Beide Stromquellen können im Prinzip nach Fig.4 oder nach F i g. 5 ausgebildet sein. Um die prinzipielle Funktion der Korrekturen in der dargestellten Form z. B. mit der Stromquelle nach F i g. 4 zu erzielen, müßten die Α-Korrektur sowie die Start- und Nachstartanhebung (26 u. 27) auf den Verbindungspunkt der Widerstände 101 und 103 wirken, während die Warmlaufkorrektur 28 auf den Emitter von Γ9 (Punkt M) wirken müßte. Im Falle der Verwendung als Entladungstromquelle könnten in Fig.4 der Widerstand 108 und der Transistor 7"10 sowie dessen Kollektorwiderstand entfallen.

Der Steuerimpuls wird der Impulsverlängerungsstufe an der Klemme 165 zugeführt. An dieser Klemme liegt die Anode einer Diode 166, welche die positiven Steuerimpulse Jo auf eine Leitung 167 weitergibt, welcher auch die von der Impulsverlängerungsstufe gelieferten Verlängerungsimpulse über eine zweite Diode 168 zugeführt und zu einem Summenimpuls /5 zusammengesetzt werden.

Zusätzlich zu den bereits im Steuermultivibrator nach F i g. 2 bzw. den F i g. 4 und 5 vorgesehenen Bauelementen ist zum Schutz gegen Spannungsdurchbrüche eine Stufe vorgesehen, welche zwei in ihrer Durchlaßrichtung als Dioden betriebene Transistoren 7"2I und 7*22 enthält, die hintereinander geschaltet sind und dabei in Reihe mit einem Widerstand 170 liegen, der an die Minusleitung angeschlossen ist. Mit dem Emitter des Transistors Γ22, der ebenso wie der Transistor 7*21 eine kurzgeschlossene Basis-Kollektor-Strecke aufweist, ist ein Transistor 7*23 verbunden, welcher zusammen mit einem ebenfalls zum npn-Typ gehörenden Transistor 7*24 in Darlington-Schaltung betrieben wird, wobei die beiden Kollektoren der Transistoren 7*23 und Γ24 mit der Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors 72 und einer der beiden Elektroden des Speicherkondensators C verbunden sind, während der Emitter des Transistors Γ24 zur Entladestromquelle E in Reihe geschaltet ist. Durch diese Stufe wird erreicht, daß beim Umschalten auf den Entladevorgang, bei welchem die beiden Transistoren 7*1 und Γ11 stromleitend werden, die Spannung zwischen Kollektor und Emitter der Transistoren 7"24 und 7~23, sowie die Spannung an der Entladestromquelle E die Batteriespannung der Plusleitung 35 nicht überschreiten kann und demzufolge die als integrierte Schaltung ausgeführte Entladestromquelle keiner zu hohen Spannung ausgesetzt wird.

In der Anordnung nach Fig.6 ist ein lastabhängiger Geber 26 vorgesehen, der einen mit der Drosselklappe gekuppelten, dreistufigen Schalter hat, dessen Schaltarm 171 über einen Widerstand 172 mit einem Steuereingang der Aufladestromquelle A verbunden ist Der Schaltarm 171 ist für Leerlaufsteiung der Drosselklappe wiedergegeben; er nimmt im Teillastgebiet die Mittelstellung ein, bei welcher er den Widerstand 172 mit einem Abgleichwiderstand 173 verbindet, der an die Plusteitung 35 angeschlossen und derart bemessen ist, daß dann der Aufladestrom Ia auf geringste Abgasmenge festgelegt ist In der am weitesten rechts liegenden Schalterstellung wird Vollast signalisiert und der Aufladestrom Ia zur Erzielung eines überfetteten Gemisches beträchtlich angehoben.

An den gleichen Steuereingang der Aufladestromquelle A ist über einen Widerstand 175 und eine Diode 176 ein Geber 27 angeschlossen, der jeweils nur beim Starten der Brennkraftmaschine betätigt wird und nach

dem Ende des Startvorgangs für eine Dauer von etwa 20 Sekunden den Aufkdestrom la vergrößert Dieser Geber hat eine mk einem nicht dargestellten Anlaßschalter verbundene Eingangsklemme 177, von welcher ein Widerstand 178 zur Basis eines npn-Traiisistors T27 führt, dessen Emitter an die Minusleitung 36 angeschlossen ist. An den Kollektor dieses Transistors ist über einen Widerstand die Basis einen npn-Transistors Γ28 angeschlossen, der zusammen mit einem Transistor THb des gleichen Typs, einem einstellbaren Widerstand 179 sowie einem Kondensator 180 einen Miller-Integrator bildet Beim Starten der Brennkraftmaschine gelangt die Klemme 177 an Pluspotential, der Transistor TZl wird stromleitend und macht dann auch die beiden Transistoren 7"28 und Γ29 stromleitend. Hierbei wird sichergestellt, daß ein den Aufladestrom Ia vergrößernder Steuerstrom über die Diode 176 und den Widerstand 175 zur Aufladestromquelle A fließt. Außerdem wird erreicht, daß der Kondensator 180 praktisch vollkommen entladen wird. Nach Beendigung des Startvorgangs wird die Klemme 177 spannungslos und der Transistor Γ27 geht in seinen ursprünglichen gesperrten Zustand zurück. Hierbei setzt ein infolge der Gegenkopplung über die Transistoren relativ langsamer Aufladevorgang ein, bei dem das Potential der mit dem Kollektor des Transistors Γ29 verbundenen Elektrode des Kondensators 180 näherungsweise linear gegen das Potential der Minusleitung 36 absinkt.

Die Höhe des Aufladestromes hängt von dem zwischen der Plusleitung und der Basis des Transistors Γ28 angeordneten, einstellbaren Widerstand 179 ab und entspricht dem Quotienten aus der Summe der beiden Flußspannungen der Transistoren 7"28 und Γ29 und dem Wert des Widerstandes 179. Hierdurch ergibt sich eine sehr genaue Einstellbarkeit für die Dauer der Nachstartanhebung, die dann beendet ist, wenn das Potential der mit dem Widerstand 175 verbundenen Elektrode einen von der Aufladestromquelle A vorgegebenen Schwellwert unterschreitet, so daß die Diode 176 sperrt. Während dieser Zeitdauer nimmt die durch den Widerstand 175 einstellbare Nachstartanhebung kontinuierlich ab.

Die in F i g. 6 durch den Temperaturgeber 28 angedeutete Korrektur wird an der Entladestufe E durchgeführt. Der Temperaturgeber 28 enthält einen mit dem Kühlwasser der Brennkraftmaschine in wärmeleitender Verbindung stehenden NTC-Widerstand 182, der zusammen mit einem einstellbaren Widerstand 183, einer Diode 184 und einem zweiten einstellbaren Widerstand einen zwischen der Piusleilung 35 und der Minusleitung 36 angeordneten Spannungsteiler bildet. Mit dem zweiten einstellbaren Widerstand 185 ist die Basis eines mit seinem Kollektor unmittelbar an die Plusleitung 35 angeschlossenen Transistors Γ30 vom npn-Typ verbunden. Von seinem mit der Minusleitung 36 über einen Widerstand 186 verbundenen Emitter führt ein einstellbarer dritter Widerstand 187 und eine Diode 188 zum Steuereingang der Entladestromquelle E Der NTC-Widerstand 182 hat die Wirkung, daß mit steigender Betriebstemperatur der Brennkraftmaschine der zunächst verhältnismäßig kleine Entladestrom erhöht wird, wodurch sich die einzelnen Entladevorgänge schneller abspielen können, als im noch nicht betriebswarmen Zustand der Brennkraftmaschine. Infolge der Beschleunigung der Entladevorgänge ergibt sich ein mit der Betriebstemperatur sinkender Verlängerungsfaktor f.

Bei konstanter Dauer der elektrischen Öffnungsimpulse ist die Öffnungsdauer der Einspritzventile von der jeweiligen Höhe dir Batteriespannung abhängig. Durch die in F i g. 1 bei 25 angedeutete Spannungskorrekturstufe werden die an den Ventilen wirksamen öffnungsimpulse derart gesteuert, daß die Öffnungsdauer der Ventile und demzufolge auch die abgespritzte Benzinmenge sich mit der Batveriespannung nicht ändert Die Spannungskorrekturzeit muß additiv verlängernd auf die Öffnungsimpulse wirken, weil die Anzugszeit der

ίο Ventile langer als ihre Abfallzeit ist Während die Abfallzeit der Ventile praktisch spannungsabhängig ist steigt die Anzugszeit mit kleiner werdender Batteriespannung an. Demzufolge muß die Spannungskorrektur ebenfalls ansteigen.

Die in ihrem Schaltbild in Fig.7 näher dargestellte Spannungskorrekturstufe 25 ist folgendermaßen aufgebaut:

An die mit den beiden, als ODER-Glieder wirkenden Dioden 166 und 168 verbundene Leitung 167 ist über einen Widerstand 190 die mit der Minusleitung 36 über einen Widerstand 191 verbundene Basis eines Transistors T31 vom npn-Typ angeschlossen, dessen Emitter unmittelbar mit der Minusleitung verbunden ist An den über einen Ai'>eitswiderstand 192 mit der Plusleitung 35

-5 verbundenen Kollektor dieses Transistors ist die Basis eines ebenfalls zum pnp-Typ gehörenden Transistors Γ32 angeschlossen, dessen Emitter ebenfalls direkt an der Minusleitung 36 liegt Vom Kollektor des Transistors Γ32 führt ein Widerstand 193 zu einem mit der Plusleitung 35 verbundenen Widerstand 194 und zum Emitter eines Transistors Γ33, der als Zenerdiode betrieben wird und deshalb eine kurzgeschlossene Basis-Kollektor-Strecke hat Von dort führen zwei zur Temperaturkompensation dienende, ebenfalls als Diöden jedoch in ihrer Durchlaßrichtung betriebene Transistoren T34 und 7"35 zur Minusleitung 36. An den Verbindungspunkt des zum Transistor Γ33 gehörenden Emitters und der beiden Widerstände 193 und 194 ist die Basis sowie der Kollektor eines ebenfalls als Diode in

■»o Durchlaßrichtung betriebenen Transistors 7"36 angeschlossen. Der Emitter dieses Transistors liegt zusammen mit dem Emitter eines weiteren Transistors Γ37 an einem mit der Minusleitung 36 verbundenen Kondensator 195 zu welchem ein einstellbarer Widerstand 1% parallel geschaltet ist Die Basis des Transistors T37 liegt am Verbindungspunkt zweier Spannungsteilerwiderstände 197 und 198. Sein Kollektor ist mit der Basis eines pnp-Transistors 7"38 verbunden, dessen Emitter unmittelbar an der Plusleitung 35 liegt und

so dessen Kollektor über einen Widerstand 201 mit der Kathode einer Diode 202 und der Basis eines Transistors T39 vom npn-Typ verbunden ist, der an seiner Basis über einen Widerstand 203 an die Minusleitung 36 angeschlossen ist Mit dem über einen Arbeitswiderstand 204 an die Plusleitung 35 angeschlossenen Kollektor des Transistors 7"39 ist die Basis eines ebenfalls mit seinem Emitter unmittelbar an der Minusleitung 36 liegenden Transistors 7*40 verbunden. Dieser ist mit seinem Kollektor an die gleichen zueinander in Reihe liegenden Widerstände 205 und 206 angeschlossen, wie der Transistor Γ41, dessen Basis über einen Widerstand 207 mit der die verlängerten Impulse /sführenden Leitung 167 verbunden ist. Mit den beiden Widerständen 205 und 206 ist die Basis eines

^h*> pnp-Transistors 7*42 verbunden, von dessen Kollektor drei in Reihe geschaltete Widerstände 208,209 und 210 zur Minusleitung 36 führen. An seinem Kollektor ist außerdem die Basis eines an seinem Kollektor direkt mit

der Plusleitung 35 verbundenen npn-Transistors Γ43 angeschlossen, der als Emitterfolger arbeitet und mit seinem Emitter fiber zwei zueinander in Reihe liegende Arbeitswiderstände 211 und 212 an der Minusleitung 36 liegt Ober eine mit den ueiden Widerständen 211 und 212 verbundene Leitung 213 können die aus dem Steuerimpuls Jo. dem von der Verlängerungsstufe erzeugten Verlängerungsimpuls und die von der Spannungskorrekturstufe gelieferten Öffnungsimpulse Jv der nachfolgenden Leistungsstufe 10 zugeführt werden. An den Verbindungspunkt der beiden Widerstände 209 und 210 ist die Basis eines Transistors T44 angeschlossen, an dessen Kollektor die Anode der Diode 202 und ein zur Plusleitung 35 führender Arbeitswiderstand 215 angeschlossen ist

Die auf der Leitung 167 entstehenden, aus den Steuerimpulsen Jo des Steuermultivibrators 23 und den Verlängerungsimpulsen der Impulsverlängerungsstufe 24 sich zusammensetzenden Impulse Js gelangen über den Widerstand 190 an die Basis des Transistors Γ31 und machen diesen für die Dauer dieser Impulse stromleitend, sperren hingegen den Transistor 7"32, der in den Impulspausen stromleitend ist Dann kann sich der Kondensator 195 auf die zwischen der Basis des Transistors Γ36 und der Minusleitung 36 entstehende, temperaturkompensierte Referenzspannung aufladen. Dadurch steigt das Emitterpotential am Transistor Γ37 über das an seiner Basis mit den Teilerwiderständen 197 und 198 eingestellte Potential an, so daß der Transistor Γ37 und der mit seiner Basis an dessen Kollektor angeschlossene Transistor Γ38 gesperrt werden. Der nachgeschaltete Transistor Γ39 sperrt jedoch nur dann.

wenn der Transistor 7*44 stromleitend ist d. h. solange auf der Leitung 167 ein Impuls vorhanden ist Durch einen solchen Impuls werden gleichzeitig der Transistor T41 und demzufolge auch die Transistoren 7"42 und 743 stromleitend gemacht Da gleichzeitig der Transistor 7"39 gesperrt ist und der Transistor Γ40 leitend, können eventuell auftretende zeitliche Lücken, die zwischen den Steuerimpulsen Jo und den Verlängerungsimpulsen der Impulsverlängerungsstufe entstehen, nicht bis zur Ausgangsleitung 213 gelangen.

Unmittelbar nach dem Ende der Impulse Jssperrt der Transistor T31 und der Transistor 7*32 wird stromleitend, wodurch der als Diode betriebene Transistor 7~36 gesperrt wird. Der inzwischen auf die batteriespannungsunabhängige Referenzspannung aufgeladene Kondensator 195 kann sich von jetzt ab über den Widerstand 196 auf ein zur Batteriespannung proportionales Potential, das von den Widerständen 197 und 198 bestimmt wird, entladen. Die hierfür benötigte Entladezeit ist daher batteriespannungsabhängig. Am Ende der Entladung wird der Transistor T37 und demzufolge auch der Transistor 7"38 sowie der Transistor 7"39 stromleitend, wobei die Transistoren T40 und 7"42 sowie Γ43 gesperrt werden. Dann ist der seither laufende, nun jedoch spannungskorrigierte Öffnungsimpuls Jv zu Ende.

Die Diode 202 und der Transistor Γ44 bilden zusammen mit dem Transistor 7"39 eine Kippstufe, mit der verhindert wird, daß die negative Flanke der Abschaltspitze der Magnetventile 2 die Spannungskorrekturstufe 25 erneut auslöst.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit wenigstens einem elektromagnetisch betätigbaren Einspritzventil — vorzugsweise mit mehreren Einspritzventilen, von denen je mindestens eines jeweils einem der Zylinder zugeordnet ist — und mit einem zur Magnetisierungswicklung des Ventils in Reihe liegenden Leistungstransistor sowie mit einem diesem vorgeschaltenen Steuermultivibrator, der synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine unter gleichzeitigem öffnen des Einspritzventils eingeschaltet und für eine die jeweilige Einspritzmenge bestimmende von der Ansaughiftmenge abhängige Zeitdauer in diesem Zustand gehalten wird und dabei für das wenigstens eine Einspritzventil einen Steuerimpuls liefert, der durch eine Spannungskorrektur-Stufe umso mehr verlängert wird, je weiter die Spannung einer zum Betrieb des Einspritzventils vorgesehenen Stromquelle insbesondere einer Kraftfahrzeugbatterie absinkt, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungskorrektur-Stufe (25) einen als Zener-Diode in der Sperr-Richtung betriebenen Transistor (T33) enthält, dessen Emitter-Basis-Strecke zusammen mit der in Durchlaßrichtung betriebenen Emitter-Basis-Strecke mindestens eines weiteren, an seiner Basis-Kollektor-Strecke kurzgeschlossenen Transistors ^/'34) — vorzugsweise zweier Transistoren (T34 und Γ35) — eine konstante Ladespannung für einen Korrekturzeit-Kondensator (195) liefert, an den mit seinem Emitter ein Vergleicher-Transistor (T37) angeschlossen ist, dessen Basis am batteriespännungsabhängigen Abgriff eines Spannungsteilers (197, 198) und dessen Kollektor an die Basis eines komplementären Transistors (Γ38) angeschlossen ist, der einen Spannungskorrektur-Impuls (/Abliefert.

2. Einspritzanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei an ihren Emittern und an ihren Kollektoren untereinander verbundene und auf einen gemeinsamen Kollektorwiderstand (206) arbeitende ODER-Transistoren (T40, 741) vorgesehen sind, von denen der erste Transistor (T40) durch den Spannungskorrektur-Impuls (JK)und der zweite Transistor (Γ41) durch den Summen-Impuls (Js) gesteuert wird, der aus dem Steuerimpuls (Jo) des Steuermultivibrators (23) und aus dem von der Impulsverlängerungsstufe (24) gelieferten Verlängerungsimpuls f//^ zusammengesetzt ist.

3. Einspritzanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zum Kollektorwiderstand (206) die Emitter-Basis-Strecke eines Zwischentransistors (T42) parallelgeschaltet ist, an dessen Kollektor ein Emitterfolger-Transistor (T43) mit seiner Basis und außerdem eine Reihenschaltung aus mindestens zwei, vorzugsweise drei Widerständen (208, 209, 210) angeschlossen ist, von denen einer zur Emitter-Basis-Strecke eines Rückkopplungs-Transistors (T44) parallelgeschaltet ist, von dessen Kollektor eine Diode (202) zur Basis eines dem ersten ODER-Transistors (T40) vorgeschalteten Transistors (T39) führt.

Die Erfindung betrifft eine elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit wenigstens einem elektromagnetisch betätigbaren Einspritzventil — vorzugsweise mit mehreren Einspritzventilen, von denen je mindestens eines jeweils einem der Zylinder zugeordnet ist — und mit einem zur Magnetisierungswicklung des Ventils in Reihe liegenden Leistungstransistors sowie mit einem diesem vorgeschalteten Steuermultivibrator, der synchron zu

ίο den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine unter gleichzeitigem Öffnen des Einspritzventils eingeschaltet und für eine die jeweilige Einspritzmenge bestimmende, von der Ansaugluftmenge abhängige Zeitdauer in diesem Zustand gehalten wird und dabei für das wenigstens eine Einspritzventil einen Steuerimpuls liefert, der durch eine Spannungskorrektur-Stufe umso mehr verlängert wird, je weiter die Spannung einer zum Betrieb des Einspritzventils vorgesehenen Stromquelle insbesondere einer Kraftfahrzeugbatterie absinkt.

Bei einer aus der DE-OS 15 26 506 bekannten Kraftstoffeinspritzanlage werden die vom Steuermultivibrator erzeugten Steuerimpulse einer Impulsverlängerungsstufe zugeführt, deren Verlängerungsfaktor mit Hilfe einer über der Batteriespannung liegenden Reihenschaltung aus einem Vorwiderstand und einer Zenerdiode vergrößert wird, wenn die Batteriespannung absinkt. Es hat sich jedoch gezeigt, daß die Ansprechverzögerung von elektromagnetischen Einspritzventilen von der jeweiligen zeitlichen Dauer der Öffnungsimpulse unabhängig ist und durch einen von der Länge der Öffnungsimpulse unabhängigen Zusatzimpuls, dessen Dauer mit zunehmender Spannungsabsenkung größer wird, kompensiert werden muß. Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß vorgese-

■J5 hen, daß die Spannungskorrektur-Stufe einen als Zener-Diode in der Sperr-Richtung betriebenen Transistor enthält, dessen Emitter-Basis-Strecke zusammen mit der in Durchlaßrichtung betriebenen Emitter-Basis-Strecke mindestens eines weiteren, an seiner Basis-Kol-

4ü lektor-Strecke kurzgeschlossenen Transistors — vorzugsweise zweier Transistoren — eine konstante Ladespannung für einen Korrekturzeit-Kondensator liefert, an den mit seinem Emitter ein Vergleicher-Transistor angeschlossen ist, dessen Basis am batteriespannungsabhängigen Abgriff eines Spannungsteilers und dessen Kollektor an die Basis eines komplementären Transistors angeschlossen ist, der einen Spannungskorrektur-Impuls liefert.
Die Erfindung ist nachstehend an dem in der

"Ό Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiel näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine Kraftstoffeinspritzanlage und ihre zugehörige Brennkraftmaschine in einem Übersichtsbild und in teilweise schematischer Darstellung ihres Signalgebers, ihrer Impulsformerstufe, ihrer Frequenzteilerstufe, ihres Steuermultivibrators, ihrer Impulsverlängerungsstufe und ihrer Leistungsstufe vorgeschalteten Spannungskorrekturstufe,
F i g. 2 ein vereinfachtes elektrisches Schaltbild für die

wi Impulsformerstufe, die Frequenzteilerstufe und den Steuermultivibrator sowie einen Impulszeitbegrenzer der Kraftstoffeinspritzanlage nach F i g. 1 und

Fig. 3 ein Zeitdiagramm für die sich in der Anlage nach F i g. 1 und 2 abspielenden Vorgänge.

^h'' F i g. 4 zeigt das Schaltbild einer in F i g. 2 angedeuteten Ladestromquelle A,

F i g. 5 das Schaltbild einer in F i g. 2 angedeuteten Entladestromauelle. In