DE2265227C3 - Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit einem einen Operationsverstärker enthaltenden Steuermultivibrator - Google Patents
Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit einem einen Operationsverstärker enthaltenden SteuermultivibratorInfo
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- F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
- F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
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- F02D41/18—Circuit arrangements for generating control signals by measuring intake air flow
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Description
Die Erfindung betrifft eine elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine
mit wenigstens einem elektromagnetisch betätigbaren Einspritzventil und mit einem zur Magnetisierungswicklung
des Ventils in Reihe liegenden Leistungstransistor sowie mit einem dem Leistungstransistor vorgeschalteten
Steuermultivibrator, der synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine unter
gleichzeitigem Öffnen des Einspritzventils eingeschaltet und für eine die jeweilige Einspritzmenge bestimmende
von der Ansaugluftmenge der Brennkraftmaschine abhängige Zeitdauer in diesem Zustand gehalten wird
und eine Ladestromquelle sowie eine Entladestromquelle für einen Zeitglied-Kondensator enthält.
In der DE-OS 20 34 497 ist eine Einspritzanlage dieser Art bekannt, bei welcher als Ladestromquelle und
Entladestromquelle jeweils als Emitterfolger geschaltete Transistoren vorgesehen sind.
Der Erfindung liest die Aufgabe zugrunde, eine
elektrische Steuereinrichtung für eine linsprilzanlage <>o
der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, die nach der Technik der integrierten Schaltkreise (IC-Technik)
ausgeführt werden kann.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß wenigstens eine der beiden Stromquellen
als Operationsverstärker ausgebildet ist.
Die Erfindung weiter ausbildende Einzelheiten und zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung ergeben
sich aus dem nachstehend beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiel. Es zeigt
Fig.! eine Kraftstoffeinspritzanlage und ihre zugehörige
Brennkraftmaschine in einem Übersichtsbild und in teilweise schematischer Darstellung ihres Signalgebers,
ihrer Impulsformerslufe, ihrer Frequenzteilerstufe, ihres Steuermultivibrators, ihrer lmpulsverlängerungsslufe
und ihrer der Leistungsstufe vorgeschalteten Spannungskorreklurstufe,
Fig 2 ein vereinfachtes elektrisches Schaltbild für die
Impulsformerstufe, die Frequenzteilerstufe und den Steuermultivibrator sowie einen Impulszeitbegrenzer
der Kraftstoffeinspritzanlage nach F i g. 1 und
Fig. 3 ein Zeildiagramm für die sich in der Anlage nach F i g. 1 und 2 abspielenden Vorgänge.
F i g. 4 zeigt das Schaltbild einer in F i g. 2 angedeuteten Ladestromquelle A,
Fig 5 das Schaltbild einer in Fig.2 angedeuteten
Entladestromquelle und
F i g. 6 eine Ladestromquelle der in F i g. 4 dargestellten
Art, jedoch crgän/t mit einer Drehzahlkorrektur-Schaltung.
Fig. 7 zeigt eine abgewandelte Drehzahlkorrektur-Schaltung
für eine Ladestromquelle nach F i g. 4 und
F i g. 8 eine zweite, abgewandelte Drehzahlkorrektur-Schaltung für eine Ladestufe nach F i g. 4.
F i g. 9 zeigt ein Zeitdiagramm für eine Drehzahlkorrektur-Schaltung
nach F i g. 6. In
Fi g. 10 ist ein ausführliches Schaltbild der Impulsveriängerungsstufe
nach F i g. 1 dargestellt und in
F i g. 11 ein ausführliches Schaltbild für die Spannungskorreklurstufe
nach Fi g. 1.
Die in F i g. 1 dargestellte Benzineinspritzanlage ist
zum Betrieb einer mit Batterie-Zündung arbeitenden Vierzylinder-Viertakt-Brennkraftmaschine 1 bestimmt
und umfaßt als wesentliche Bestandteile vier elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile 2. denen aus
einem Verteiler 3 über je eine Rohrleitung 4 der einzuspritzende Kraftstoff zugeführt wird, eine elektromotorisch
angetriebene Kraftstoff-Förderpumpe 5, einen Druckregler 6, der den Kraftstoffdruck auf zwei
atü konstant hält, sowie eine im folgenden näher beschriebene, elektronische Steuereinrichtung, die bei
jeder Kurbelwellenumdrehung von der Zündeinrichtung der Brennkraftmaschine 1 einmal in der weiter
unten näher beschriebenen Weise ausgelöst wird und dann je einen rechteckförmigen, elektrischen Öffnungsimpuls Jv für die Einspritzventile 2 liefert. Die in der
Zeichnung angedeutete zeitliche Dauer Tv der Öffnungsimpulse
Jv bestimmt die Öffnungsdauer der Einspritzventile 2 und demzufolge diejenige Kraftstoffmenge,
welche während des Öffnungszustandes aus den Einspritzventilen 2 austritt.
Die Magnetwicklungen 7 der Einspritzventile 2 sind zu je einem Entkopplungswiderstand 8 in Reihe
geschaltet und an eine gemeinsame Verstärkungs- und Leistungsstufe 10 angeschlossen, die wenigstens einen
Leistungstransistor 11 enthält, welcher mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit den Majnetwicklungen
7 geschaltet und mit seinem Emitter an Masse und den Minuspol einer nicht dargestellten
Batterie angeschlossen ist.
Bei gemischverdichtenden, mit Fremdzündung arbeitenden Brennkraftmaschinen der dargestellten Art wird
durch die bei einem Ansaughub in einen Zylinder gelangende Ansaugluftmenge diejenige Kraftstoffmenge
festgelegt, oie während des nachfolgenden Arbeitstaktes vollständig verbrannt werden kann. Für eine gute
Ausnutzung der Brennkraftmaschine ist es außerdem notwendig, daß nach dem Arbeitstakt kein wesentlicher
Luftüberschuß vorhanden ist. Zur Messung der Ansaugluftmenge ist im Ansaugrohr 12 der Brennkraftmaschine
vor der mit einem Gaspedal 13 betätigbaren Drosselklappe 14 eine Stauklappe 15 vorgesehen, die sich
entgegen der Kraft einer nicht dargestellten Rückstellfeder um so weiter verschwenkt, je größer die
Ansaugluftmenge ist. Mit der nicht näher bezeichneten Welle der Stauklappe ist der Abgriff 16 eines
elektrischen Potentiometers 17 gekuppelt, an welchem eine von der Winkelstellung der Stauklappe 15
abhängige Sleuerspannung für die im folgenden näher beschriebene Steuereinrichtung abgenommen werden
kann.
Die Steuereinrichtung enthält einen Auslöse-Signalgeber 20, eine Impulsformerslufe 21, eine Frequenzteilerstufe
22 sowie einen Steuer-Multivibrator 23, an welchen eine lmpulsverlängerungsslufe 24 sowie eine
Spannungskorrektur-Stufe 25 angeschlossen ist, mit welcher die bei Batterie*" " -»gsschwankungen auftretenden
Einflüsse auf die jeweilige Öffnungsdauer der Einspritzventile 2 kompensiert werden. Der Steuermultivibralor
23 liefert an seinem Ausgang Steuerimpulse Jo, deren Impulsdauer To sich in Abhängigkeit von der
am Potentiometer 17 eingestellten, Iuftmengenabhängigen Steuerspannung und der Drehzahl ändert. Diese
Steuerimpulse Jo werden in der nachfolgenden Impuls-Verlängerungsstufe 24 um einen faktor /verlängert, der
In Abhängigkeit von der Drosselklappenstellung durch einen Lastgeber 26, zur Start- und Nachstart-Anreicherung
durch einen Startgeber 27 und während der Warmiauf-Phase durch einen Temperaturgeber 28
verändert werden kann. Der in seiner Dauer zum Steuerimpuls Jo proportionale, am Ausgang der
Impuls-Verlängerungsstufe 24 entstehende Impuls wird zum Ausgleich der von der Batteriespannung abhängigen
Anzugs- und Abfallzeiten der Einspritzventile um einen festen Betrag verlängert, welcher durch die
Spannungskorrektur-Stufe 25 bereitgestellt wird und umso größer wird, je weiter die Batteriespannung
absinkt
Die Auslösung der einzelnen Öffnungsimpulse Jv und der gleichzeitig mit diesen beginnenden Steuerimpulse
Jo erfolgt synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine, weil als Auslösesignai-Stufe 20
der bei 30 angedeutete, mit dem Unterbrechernocken 31 des im übrigen nicht dargestellten Zündverteilers
zusammenarbeitende Unterbrecherhebel verwendet ist. Die Signalabnahme erfolgt an dem feststehenden
Unterbrecherkontakt 32, welcher mit der in F i g. 2 bei 33 angedeuteten Primärwicklung der Zündspule verbunden
ist.
Wie das in F i g. 2 wiedergegebene, zur Ausführung in IC-Technik bestimmte Schaltbild erkennen läßt, enthält
die Impulsformerstufe 21 eine an ihrem Eingang angeordnete Sicherungsstufe, die zur Unterdrückung
-von Fehlauslösungen dient, welche durch Störwellen auf den beiden Betriebsstromleitungen, nämlich der gemeinsamen
Plusleitung 35 und der gemeinsamen Minusleitung 36 beim Betrieb von anderen Stromverbrauchern
entstehen können. Die Sicherungsstufe besteht im wesentlichen aus einem lateralen pnp-Transistor
37, der mit seiner Basis an die Plusleitung 35 angeschlossen ist und mit seinem Emitter am Abgriff
eines aus zwei Festwiderständen 38 und 39 bestehenden, zum Unterbrecher 30, 32 parallel liegenden Spannungsteilers
angeschlossen ist. Zum Spannungsteilerwiderstand 39 liegt ein Kondensator 40 und eine Diode 41
parallel, welche mit ihrer Anode an die Minusleitung 36 angeschlossen ist. Der Transistor 37 kann nur dann
stromleitend werden, wenn das Potential an seinem Emitter höher als das Potential an seiner mi; der
Plusleitung 35 verbundenen Basis wird. Dieser Fall tritt immer dann ein, wenn der Unterbrecherhebel 30 von
seinem Gegenkontakt 32 abgehoben wird. Dann entsteht in der Primärwicklung 33 eine hohe induktive
Spannungsspitze, die ein Mehrfaches der Spannung der mit der Plusleitung 35 und der Minusleitung 36
verbundenen Batterie beträgt. Durch den von den Widerständen 38 und 39 gebildeten Spannungsteiler ist
die Ansprechschwelle des Transistors 37 hoch gelegt, daß nur diese extrem hohen, beim Öffnen des
Unterbrechers 30, 32 entstehenden Spannungsspitzen den Transistor 37 kurzzeitig stromleitend machen
können. An den Kollektor des Transistors 37 ist mit einem Widerstand 42 die Basis eines npn-Transistors 43,
der zusammen mit einem zweiten npn-Transistor 44 einen monostabilen Multivibrator bildet, zu welchem
außerdem ein Koppelkondensator 46 und ein Transistor 45 gehören, angeschlossen. Dieser ist mit seiner Basis an
de,1 Kollektor des Transistors 43 und an zwei zur Minusleilung 36 führende Widerstände 47 und 48
angeschlossen, deren Verbindungspunkt mit einer der beiden Elektroden des Koppelkondensators 46 und mit
dem Emitter des Transistors 45 verbunden ist. Der
Transistor 45 sorgt für eine schnelle Rückladung des Koppelkondensators 46, so daß sich auch dann keine
wesentlich kürzere Standzeit des momostabilen Multivibrators ergibt, wenn dieser kurz nach seinem Zurückkippen
in den stabilen Zustand erneut beim nächsten Zündvorgang getnggert wird. Außerdem ist ein als
Zenerdiode geschalteter, an seiner Basis-Kollektor-Sliecke
kurzgeschlossener Transistor 51 vorgesehen, dessen Emitter mit der Basis eines Emitterfolger-Transistors
52 vom npn-Typ und über einen Vorwiderstand 53 mit der Plusleitung 35 verbunden ist. Der Transistor 52
stellt in Verbindung mit dem Transistor 51 sicher, daß der Koppelkondensator 46 ungeachtet der möglichen
Batteriespannungsschwankungen stets auf den gleichen ■Spannungswert aufgeladen wird und dann jeweils im
instabilen Kippzustand des Multivibrators eine konstante Standzeit ergibt.
Der Widerstand 48 sorgt dafür, daß auch nach Ablauf der sehr schnell über den leitenden Transistor 45
erfolgenden Aufladung des Kondensators 46 der Transistor 45 leitfähig bleibt. Dadurch wird der Emitter
dieses Transistors auf einem bestimmten definierten Potential festgehalten, welches er nach Ende der
schnellen Aufladung annimmt. Hierbei wird eine Drehzahlabhängigkeit der Standzeit der aus den
Transistoren 43 und 44 bestehenden monostabilen Stufe weitgehend vermieden.
Wenn der Widerstand 48 fehlen würde, könnte der Kondensator 45 zwar auch sehr schnell über den
leitenden Transistor 45 aufgeladen werden.
Doch bleibt dann der Transistor 45 nicht leitend, da ihm am Ende der Aufladung nicht mehr genügend
Basis-Emitter-Vorspannung zur Verfügung steht. Nunmehr
erfolgt eine relativ langsame Nachladung der Kapazität über den Widerstand 47 und den nicht näher
bezeichneten Arbeitswiderstand des Transistors 43. Durch diesen Effekt würde bei Weglassen von 48 die
abgegebene Standzeit von der Nachladedauer und damit von der Drehzahl abhängig.
Eine Lösung dieses Problems, durch gleichzeitiges Weglassen des Widerstandes 47 ist nicht möglich, da in
diesem ["alle wegen des Diodenverhaltens der Basis-Emitter-Strecke
des Transistors 45 der Strompfad für die Entladung unterbrochen würde.
Der Transistor 44 wird im Ruhezustand des monostabilen Multivibrators durch einen einstellbaren,
an den Emitter des Transistors 52 angeschlossenen Widerstand 54 stromleitend gehalten und sperrt dann
nicht nur den Transistor 43 über den Rückkopplungswiderstand 55. sondern auch den Ausgangstransistor 56
der Impulsformerstufe 21. der an seiner Basis einerseits über einen ersten Spannungsteilerwiderstand 57 mit
dem Kollektor des Transistors 44 und mit einem zweiten Spannungsteilerwiderstand 58 mit der Minusleitung
verbunden ist.
Der an die Impulsformerstufe 21 angeschlossene Frequenzteiler 22 ist als bistabiler Multivibrator
ausgebildet und enthält zwei Transistoren 61 und 62 vom npn-Typ, die beide mit ihren Emittern an die
Minusleitung 36 angeschlossen sind und an ihrem Kollektor über je einen Arbeitswiderstand 63 bzw. 64
mit der Plusleitung 35 in Verbindung stehen. Ihre Basen sind über Kreuz durch je einen Rückkopplungswiderstand
65 bzw. 66 mit dem Kollektor des anderen Transistors verbunden und außerdem über je einen
Basisableitwiderstand 67 bzw. 68 an die Minusleitung 36 angeschlossen. Darüberhinaus sind die Basen der
Transistoren jeweils mit der Anode einer Diode 69 bzw. 70 verbunden, deren Kathoden über je einen Koppelkondensator
71 bzw. 72 an den Kollektor des Ausgangstransistors 56 der Impulsformerstufe 21
angeschlossen sind. Zur rückwirkungsfreien Auskopplung der an den Kollektorwiderständen 63 und 64
entstehenden, zueinander gegenphasigen Schaltspannungen 80 und 81 sind zwei Emitterfolger-Transistoren
73 bzw. 74 jeweils mit ihrer Basis an den Kollektor der beiden Transistoren 61 und 62 angeschlossen, wobei ihre
Emitter-Basis-Strecke durch jeweils eine in der Gegenrichtung leitfähige Diode 75 bzw. 76 überbrückt
ist. Vom Emitter des Transistors 73 und der Anode der Diode 75 führt ein Widerstand 77 zum Verbindungspunkt der Diode 69 und des Koppelkondensators 71,
wohingegen an den Emitter des die Schaltspannung 81 liefernden Transistors 74 ein mit der Diode 70 und dem
Koppelkondensator 72 verbundener Widerstand 78 sowie ein Widerstand 79 angeschlossen ist, der über eine
Diode 82 diese Schaltspannung dem weiter unten beschriebenen Steuermultivibrator 23 zuführt
Die beiden Transistoren 61 und 62 befinden sich jeweils in zueinander entgegengesetztem Leitungzustand.
Bei jedem Öffnungsvorgang des Unterbrechers 30, 32 wird der Ausgangstransistor 56 des Impulsformers
21 stromleitend. Dies hat zur Folge, daß derjenige der beiden Transistoren 61 und 62, welcher bisher
stromleitend war, nunmehr in seinen Sperrzustand übergeht, wohingegen der andere, seither gesperrte
Transistor stromleitend wird. Auf diese Weise wird erreicht, daß jeweils einer der Zündvorgänge den einen
der beiden Transistoren 61 und 62 stromleitend macht und der nächste Zündvorgang dann den anderen
Transistor in seinen stromleitenden Zustand bringt. Dabei entsteht am Kollektor des Transistors 61 und
demzufolge auch am Emitter des Transistors 73 die angedeutete mäanderförmige Schaltspannung 80. Die
Zuordnung der Schaltspannung zu den einzelnen Zündvorgängen ist in F i g. 3 dargestellt in welcher die
einzelnen Ansaugtakte für die Zylinder Zl-Z4 für
eine Zündfolge 1-4-3-2 mit schraffierten Rechleckflächen dargestellt sind. Die Frequenz der .Schaltspannung
80 ist nur halb so groß wie diejenige der beim Schließen und Öffnen des Unterbrechers 30, 32 entstehenden
Spannung.
Das bei dem Steuermultivibrator 23 verwendete Prinzip beruht darauf, daß der als Zeitglied dienende
Kondensator C über einen festgelegten, konstant bleibenden Drehwinkel der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine
hinweg aus einer Konstantstrom-Quelle aufgeladen und anschließend über eine zweite Konstantstrom-Quelle
entladen wird, wobei während des Entladevorgangs ein Steuerimpuls Jo der in Fig. 1
angedeuteten Art entsteht. Damit dieser Steuerimpuls eine Impulsdauer To aufweist welche zu der bei einem
Ansaughub in einen der Zylinder gelangenden Luftmenge proportional ist, kann der Aufladestrom von dem mit
der Stauklappe 15 ermittelten zeitlichen Mittelwert der Ansaugluftmenge abhängig gemacht werden und dem
Kondensator Cein zur Steuerspannung am Potentiometer 17 proportionaler Ladestrom zugeführt werden und
der Entladevorgang unabhängig von der Ansaugluftmenge mit einem fest eingestellten Enlladestrom
erfolgen. Beim dargestellten Ausführungsbeispiel ist von der zweiten Alternative Gebrauch gemacht Hier
wird nämlich dem Kondensator C aus einer Aufladestromquelle
A ein konstanter, von der Ansaugluftmenge unabhängiger Ladestrom Ia zugeführt, während der
Entladevorgang mit einem Entladestrom Ie erfolgt
welcher von der Entladestromquelle E geliefert und in seiner jeweiligen Stromstärke umgekehrt proportional
zur Ansaugluftmenge eingestellt wird. Diese zweite Alternative bietet den Vorteil, daß auch noch während
des Entladevorgangs eintretende Änderungen der Ansaugluftmenge die Impulsdauer To beieinflussen
können.
Der Steuermultivibrator 23 enthält über den Speicherkondensator C hinaus zwei Transistoren 71
und 72 vom pnp-Typ, die beide mit ihren Emittern an die Plusleitung 35 angeschlossen sind und mit je einem
von zwei weiteren Transistoren TIl und T12 in
Lin-Schaltung betrieben werden. Der Transistor 71 ist an seiner Basis über einen Widerstand 85 mit der
Plusleitung 35 verbunden und er wird dadurch im Ruhezustand des Multivibrators gesperrt gehalten.
Außerdem ist seine Basis über einen Koppelwiderstand 86 und einen Koppelkondensator 87 mit der die
Schaltspannung 80 führenden Leitung 84 verbunden, sowie über einen Widersland 88 mit dem Kollektor
eines Transistors 7*4 verbunden, der mit seinem Emitter an der Minusleitung 36 liegt und an seiner Basis mit zwei
Widerständen 90 und 91 verbunden ist. Der eine Widerstand 90 liegt an der Minuskitung 36, der andere
Widerstand 91 führt zum Kollektor eines Vortransislors 73 und über einen weiteren Widerstand 92 zur
Plusleitung 35. Der Vortransistor TZ liegt mit seiner Basis am Verbindungspunkt von zwei im Kollektorstromkreis
der Lin-Schaltung 7*2, Tn angeordneten
Widerständen 93 und 94 und ist über einen Widerstand 95 mit der Leitung 84 und deren Schaltspannung 80
verbunden. An den Kollektor des Transistors TZ ist außerdem die Basis eines Transistors 7"5 über einen
Koppelwiderstand 96 angeschlossen und über einen Widerstand 97 mit der Minusleitung 36 verbunden. Vom
Transistor TS wird ein weiterer Transistor Γ6 gesteuert, an dessen Kollektor die luftmengenabhängigen
Steuerimpulse Jo abgenommen werden können.
Bei der Erzeugung dieser Steuerimpulse Jo arbeitel
der Steuermultivibrator folgendermaßen:
Zunächst wird der Speicherkondensator C'uber einen festgelegten Kurbelwellen-Drehwinkcl KW mit konstantem
Aufladestrom la aufgeladen; die jeweiligen Aufladeperioden erstrecken sich beim Ausführungsbeispiel
nach Fig. 1 jeweils über einen Kurbelwellen-Drehwinkel von 180". In der Darstellung nach Fig. 3
erstreckt sich der Aufladevorgang über den Bereich von 180' KW bis 360' KW und von 540' bis zur Vollendung
der zweiten Kurbelwellenumdrehung bei 720° KW.
Während dieser Aufladeperioden hat die in Fig. 3 eingetragene Schaltspannung 80 positive Werte, wohingegen
die zur Steuerung liei Aüfldiiesironiqucüc A
dienende Schaltspannung 81 während der Aufladeperioden Null-Potential hat. Der während der Aufladepenode
vom Zeitpunkt / 1 bis zum Zeitpunkt /2 fließende Ladestrom la erzeugt am Speicherkondensator C eine
linear ansteigende Spannung Uc. deren Endwert im Zeitpunkt 12 bei 360° bzw. 720" erreicht wird und
umgekehrt proportional zur jeweiligen Drehzahl der Brennkraftmaschine ist. Während einer solchen Aufladeperiode
sind die Transistoren Π und TIl gesperrt,
die Transistoren Γ2, 7~12 hingegen leitend und halten
über den dann slromleitenden Transistor TZ den zu dem Transistor 7*1 komplementären Transistor 7~4
ebenfalls gesperrt. Dieser Zustand wird außerdem durch die Zwangssteuerung des Transistors TZ mit Hilfe der
Schaltspannung 80 sichergestellt und dabei verhindert, daß irgendwelche auf der Plusleitung 35 entstehende
Spannungseinbrüche dazu führen könnten, den Ladevorgang vorzeitig zu beenden.
Der Ladevorgang wird erst dann beendet, wenn im Zeitpunkt i2 bei 360° oder 720° die Schaltspannung 80
von den seitherigen Pluswerten auf Null-Potential zurückspringt. Dann überträgt der Differenzierkondensator
87 einen negativen Trigger-Impuls K auf die Basis des Transistors 7*1 und macht diesen leitend. Gleichzeitig
sperrt die zweite Schaltspannung 81 die Ladestromquelle A. Durch die auf dem Speicherkondensator C
sitzende Ladung werden die seither stromleitenden Transistoren T2 und 712 gesperrt, so daß auch der
Transistor 7~3 in den Sperrzustand übergeht und der Transistor 7*4 stromleitend wird. Während des hierbei
beginnenden Entladevorgangs liefert die Entladestromqueiie E einen konstanten Eniladestrorn Ic, welcher
bewirkt, daß die Spannung Uc am Speicherkondensator Clinear abfällt. Sobald diese Spannung einen festgelegten
nahe bei Null liegenden Wert erreicht, vermag diese den Transistor Γ2 nicht mehr weiter gesperrt zu halten.
Dieser geht vielmehr in stromleitenden Zustand über und bringt trotz der noch vorherrschenden Null-Werte
der Schallspannung 80 mit Hilfe seines über den Widerstand 94 fließenden Kollektorstromes den Transistor
TZ in stromleitenden Zustand, der dann den Rückkopplungskreis zur Wirkung bringt und den
Transistor 7*4 sperrt. In diesem in Fig. 3 bei /3 angedeuteten Zeitpunkt ist somit der seither laufende
Steuerimpuls Jo beendigt.
In Fig.4 ist eine Konstanlstrom-Quelle dargestellt,
welche im Prinzip sowohl als Aufladestromquelle A als auch als Entladeeinrichtung ^Verwendung finden kann.
Diese Stromquelle enthält als wesentliche Teile einen Operationsverstärker Pl, dessen positiver, nichtinvertierender
Eingang über einen Kompensationswiderstand 101 an den Abgriff eines aus zwei Widerständen
102 und 103 gebildeten, zwischen der gemeinsamen
Plusleitung 35 und der Minusleitung 36 liegenden Spannungsteilers angeschlossen ist. An den Ausgang
des Operationsverstärkers Pl sind zwei npn-Transisto·
ren 78 und 7*9 angeschlossen, die als Darlington-Stufe arbeilen. Die mit dem Ausgang des Operationsverstärkers
direkt verbundene Basis des Transistors. 7"8 steht über einen Widerstand 104 mit der Plusleitung 35 in
Verbindung. Der Emitter des Transistors 79 ist über einen einstellbaren Widerstand 105 an die Minusleitung
36 angeschlossen und direkt mit dem Minus-Eingang des Operationsverstärkers verbunden. Im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers liegt ein Integrationskondensalor
107. Der Operationsverstärker Pl arbeitet als Spannungsfolger und bewirkt, daß die beiden
Darlington Transistoren 78 und 79 am gemeinsamen Emitterwiderstand 105 eine Spannung reproduzieren,
die derjenigen am Spannungsteilerwidcrstand 103 entspricht. Hierbei führen die Darlington-Transistorcn
78 und 79 einen Kollektorsirom. dessen jeweiliger Stromwert genau konstant ist.
In der Ausführungsform nach Fig.4 ist vorgesehen,
daß der dort dargestellte Operationsverstärker im Schaltbelricb arbeitet und als Aufladestromquelle A
verwendet ist.
Für diesen Schaltbetrieb ist der Operationsverstärker P1 in der in F i g. 4 angedeuteten Weise über die Diode
82 und den Widerstand 79 mit dem Emitier des zum Frequenzteiler 22 gehörenden Transistors 74 verbunden
und wird somit durch die Schaltspannung 81 gesteuert. Beim Schaltbetrieb von Operationsverstärkern gibt es
in der Regel Schaltverzögcrungen infolge des im
Rückkopplungszweig liegenden Integrationskondensators 107. Derartige Verzögerungen, die eine mit
steigender Drehzahl abnehmende Ladung des Speicherkondensators C bewirken könnten, sind beim Ausführungsbeispiel
nach Fig.4 dadurch weitgehend vermieden,
daß ein weiterer Transistor TlO vorgesehen ist, der mit seinem Emitter an den Emitter des Darlington-Transistors
T9 angeschlossen und an seiner Basis mit dem Widerstand 102 und einem weiteren Widerstand 108
verbunden ist, welcher zu den Widerständen 101 und 103 führt. Mit dem Transistor Γ10 wird erreicht, daß
sich die auf dem Kondensator 107 sitzende Ladung beim Schaltvorgang nur sehr wenig zu verändern braucht.
Wenn während der Einschaltperiode der Aufladestromquelle die Schaltspannung 81 Null-Potential hat und
daher der eingezeichnete Steuerstrom Is = 0 ist, liegen Basis und Emitter des Transistors Γ10 näherungsweise
auf dem gleichen Potential. Dadurch ist der Transistor TlO gesperrt und zunächst ohne Wirkung. Der
Anschlußpunkt N des Kondensators 107 liegt dann auf einem durch die innere Schaltung des Operationsverstärkers
bestimmten, festen Potential. Gleichzeitig ist das Potential am Anschlußpunkt M der zweiten
Kondensatorelektrode durch die am Spannungsteilerwiderstand 103 entstehende Teilspannung festgelegt.
Dadurch ist die am Kondensator 107 herrschende Spannung bestimmt.
Wenn im Zeitpunkt T2 bei 360° oder 720° KW die zweite Schaltspannung 81 auf positive Potentialwerte
hochspringt und dabei den Aufladevorgang durch Sperren der Aufladestromquelle A beendet, wird bei N
zwar ein Strom Is von endlichem Wert in den Operationsverstärker Pl eingespeist, das Potential des
Punktes N ändert sich dabei jedoch nicht. Der mil B angedeutete Ausgang des Operationsverstärkers nimmt
dabei nämlich ein so niedriges Potential an, daß die beiden Darlington-Transistoren TS und Γ9 gesperrt
werden und somit auch der Aufladestrom la ausgeschaltet wird. Wenn der Transistor Γ10 nicht vorhanden
wäre, so würde der Punkt M hierbei Null-Potential annehmen, was zur Folge hätte, daß die Ladung auf dem
Kondensator 107 stark verändert würde, wodurch sich beim anschließenden Wiedereinschalten des Aufladestromes
die oben erwähnte Verzögerung ergeben würde. Der als Emitterfolger arbeitende Transistor TlO
sorgt nun anstelle der gesperrten Darlington-Transistoren 7"8 und Γ9 dafür, daß das Potential des Punktes M
näherungsweise auf dem durch die Spannungsteilerwiderstände 108 und 103 eingestellten Wert gehalten
wird und sich demzufolge die auf dem Kondensator 107 sitzende Ladung nur sehr wenig ändern kann. Beim
Einschalten des Aufiadcstromes /crbrauL-iii dci Punkt A-/
sofern der Widerstand 108 gleich Null ist nur einen Potenlialhub von der Größe der Emitter-Basis-Schwellspannung
des Transistors TlO zu durchlaufen, bis der Aufladestrom den vollen Wert erreicht. Daher gehl der
Einschaltvorgang sehr schnell vor sich. Durch den Widerstand 108 wird zudem die durch den Kondensator
107 verursachte Verzögerung noch weiter verringert.
Zur Verwirklichung der oben genannten zweiten Alternative, bei welcher der Entladestrom Ie im
umgekehrten Verhältnis zu der vom Luftmengenmesser festgestellten Ansauglufimenge eingestellt wird, ist die
in Fig.2 bei E angedeutete Entladestromquelle in
integrierter Schaltung nach Fig. 5 vorgesehen. Im einzelnen enthält die Entladestromquelle nach Fig.5
einen ersten Operationsverstärker P2 und einen zweiten Ooerationsverstärker P3, von denen der erste
Operationsverstärker P2 wie der Operationsverstärker Pl der Ladestromquelle nach Fig.4 aufgebaut ist,
jedoch keine Einrichtung zur taktweisen Steuerung enthält. Er ist an seinem Plus-Eingang über einen
Begrenzungswiderstand 121 an den Verbindungspunkt zweier Spannungsteilerwiderstände 123 angeschlossen.
An seinem bei B angedeuteten Ausgang liegt die Basis eines Transistors T18, der zusammen mit einem
Transistor T19 eine Darlington-Schaltung bildet und den eingeprägten Entladestrom Ie für den Speicherkondensator
C nach F i g. 2 liefert. Im Punkt M ist an den Emitter des Transistors T19 eine Elektrode des im
Rückkopplungszweig angeordneten Integrations-Kondensators 127 angeschlossen. Vom Ausgang des
Operationsverstärkers P2 zur Plusleitung 35 führt ein Widerstand 124. Der Minus-Eingang des Operationsverstärkers
P2 liegt am Verbindungspunkt M.
Der zweite Operationsverstärker P3 ist mit seinem Plus-Eingang an den verstellbaren Abgriff 16 des mit
der Stauklappe 15 zusammenarbeitenden Potentiometers 17 verbunden, das in Reihe mit einem Widerstand
126 sowie einem Widerstand 129 als Spannungsteiler zwischen die Plusleitung 35 und die Minusleitung 36
gelegt ist.
Vom Verbindungspunkt des Potentiometers 17 mit dem Teilerwiderstand 126 führt ein Widerstand 128 zu
dem am Plus-Eingang des ersten Operationsverstärkers P 2 liegenden Spannungsteiler 122 und 123 und dem
Kompensationswiderstand 121 und außerdem ein weiterer Widerstand 130 zum Pluseingang des zweiten
Operationsverstärkers P3. Dessen Minus-Eingang ist mit seinem Ausgang verbunden, an welchem ein
weiterer Integrationskondensator 131 und ein Widerstand 132 angeschlossen ist, welcher zum Verbindungspunkt
M und zum Minus-Eingang des ersten Operationsverstärkers P2 führt.
Die Widerstände 121 und 128 dienen zur Kompensation und sind im Idealfall stromlos. Das Potential am
Verbindungspunkt H der beiden Widerstände 128 und 130 liegt somit auch am Plus-Eingang des Operationsverstärkers
P2. Dieser arbeitet als Spannungsfolger und erzwingt das gleiche Potential an dem Verbindungspunkt M, an welchen auch der die Höhe des
Entladestromes Ie bestimmende Widerstand 132 angeschlossen ist. Der zweite Operationsverstärker P3
arbeitet ebenfalls als Spannungsfolger bzw. als Impedanzwandler. Er überträgt das Potential des nur wenig
belastbaren Spannungsteiler-Abgriffs 16 an das mit dem Kondensator 131 verbundene Ende des Widerstandes
132, so daß an diesem praktisch die zwischen dem Potentiometer-Abgriff 16 und dem Anschlußpunkt H
entstehende Stcucrspsnnung Us entsteht. Daher wird
der Emitterstrom des Darlington-Transistors allein durch die Steuerspannung Us und den Widerstand 132
bestimmt. Im Kollektorzweig der Darlington-Transistoren
T18 und T19 ergibt sich somit ein eingeprägter
Entiadestrom Ie für den Speicherkondensator, welcher umgekehrt proportional zur gemessenen Ansaugluftmenge
ist
Die beiden Widerstände 126 und 129 können zusammen mit dem Potentiometer 17 als bauliche
Einheit ausgebildet werden, die im Luftmengenmesser untergebracht und unabhängig von der elektronischen
Steuereinrichtung abgeglichen werden kann. Mit den beiden Widerständen 126 und 129 kann der Potentialbereich,
innerhalb dessen die Punkte H und M liegen können, so festgelegt werden, daß auch bei niedrigen
Batteriespannungen an keinem der beiden Operations-
verstärker PI und P3 der Eingangs-Gleichtaktbereich
überschritten wird. Dies ist besonders angesichts der großen Luftmengenvariation von 1 :40 zwischen
Leerlauf und Höchstlast besonders wichtig. Durch die Hochlegung des Potentials am Verbindungspunkt H
wird außerdem erreicht, daß der Scheitelwert der Kollektor-Emitter-Spannung an den Darlington-Transistoren
T18, Γ19 nicht zu hoch wird. Die beiden Kondensatoren 127 und 131 unterdrücken wirkungsvoll
die Schwingneigung der beiden Operationsverstärker. Der Widerstand 121 sorgt in Verbindung mit den
übrigen Widerständen für die Ausschaltung des Einflusses der Eingangsströme des ersten Operationsverstärkers
P2 auf den Entladestrom Ie. Näherungsweise gilt, daß die Größe des Widerstandes 121 der Größe
des Widerstandes 132 vermindert um die Größe des
Widerstandes 128 und weiterhin vermindert um die Größe des Vorwiderstandes 126 entspricht. Mit den
Widerständen 122 und 123 können die Offset-Spannungen der beiden Operationsverstärker ausgeglichen
werden, indem aus diesem Spannungsteiler gerade so viel Strom über den Widerstand 128 in den Punkt H
eingespeist wird, daß an der Reihenschaltung aus dem Widerstand 128 und dem Innenwiderstand der aus den
Widerständen 126, 129 und dem Potentiometer 17 bestehenden Anordnung eine Spannung abfällt, welche
der Differenz beider Offset-Spannungen der Operationsverstärker entspricht. Wenn diese Bedingung
erfüllt ist und wenn außerdem der Wert des Widerstandes 121 richtig gewählt ist. so fließt im
Emitter des Darlington-Transistors 7"19 der gewünschte Entladestrom Ie, welcher dem Quotienten aus der
Steuerspannung ils und dem Widerstand 132 entspricht.
Durch die dem Steuermultivihrator 23 in der Anordnung nach F i g. 1 nachgeschaltete Impulsverlängerungsstufe
24 ergibt sich die Möglichkeit, mehrere, von den jeweiligen Betriebsbedingungen der Brennkraftmaschine
abhängende Korrekturen in einfacher Weise anzubringen, wie weiter unten noch näher
dargelegt werden wird. Aus Kennfeldmessungen hat sich ergeben, daß bei einer von einer Stauklappe 15
gesteuerten Benzin-Einspritzaniage eine Drehzahikorrektur vorgesehen werden muß, die jedoch nur dann
wirksam sein soll, wenn die Drosselklappe 14 über einen bestimmten Winkel hinaus geöffnet ist. vorzugsweise
mehr als 30° geöffnet ist Eine solche Drehzahlkorrektur bei Vollast wird zweckmäßig nicht erst in der
Impulsverlängerungsstufe 24, sondern bereits in dem Steuermultivibrator 23 durchgeführt, weil die im
Steuermultivibrator 23 durchgeführte Beeinflussung der Steuerimpulse sich multiplikativ infolge der Verlängerung
in der !mpulsverlängerungsstufe 24 auf die
Öffnungsimpulse /v auswirkt.
Für die nachstehend anhand der F i g. 6 und der F i g. 9 näher erläuterte Drehzahlkorrektur bei Vollast ist
folgender Funktionsverlauf als erwünscht unterstellt:
Bei Drehzahlen η über etwa 2000 U/min soll keine
Beeinflussung der Einspritzdauer erfolgen. Hingegen soll bei Drehzahlen unter 2000 U/min eine Abmagerung
erfolgen, die mit fallender Drehzahl stetig zunimmt und bei 600 U/min einen Wert von 20% erreicht und
demzufolge die Einspritzzeit nur 80% derjenigen beträgt die sie ohne diese Korrektur bei der gleichen
Ansaugluftmenge haben würde. Die Drehzahlkorrektur wird dadurch erreicht, daß im Steuermultivibrator 23
der dem Speicherkondensator C zufließende Aufladestrom Ia während der Aufladephase zeitabhängig
dadurch beeinflußt wird, daß er nach Ablauf einer festgelegten Zeitspanne Tz auf einen kleineren Wert
umschaltet und demzufolge die weitere Aufladung des Speicherkondensators langsamer erfolgt. Wie im
Zeitschaubild nach Fi g. 9 deutlicher erkennbar ist, wird die Drehzahlkorrektur im Prinzip in der Weise
durchgeführt, daß mit Beginn der vom Frequenzteiler 22 gesteuerten, im Zeitpunkt /1 ausgelösten Aufladung des
Speicherkondensators gleichzeitig eine monostabile Kippstufe getriggert wird, die während der fest
ίο eingestellten Verzögerungs-Zeitspanne Tz im metastabilen
Zustand bleibt. Der Aufladestrom fließt dann zunächst in der unkorrigierten Größe la 1 und lädt den
Speicherkondensalor auf eine linear ansteigende Spannung Uc auf. Nach Ablauf der Verzögerungszeit Tz fällt
die monostabile Kippstufe in den ursprünglichen, stabilen Zustand zurück und verringert dabei den
Aufladestrom auf eine Stärke /a 2, die wie in F i g. 9 angegeben, nur einen Bruchteil des anfänglichen Wertes
Ia 1 beträgt.
In Fig. 6 ist ein Schaltbild für eine nach Fig.4
aufgebaute Aufladestromquelle wiedergegeben, welches eine von mehreren Möglichkeiten zur Realisierung
der beschriebenen Korrekturfunktion enthält. Dort ist ein mit der Drosselklappe 14 gekoppelter Schalter 140
vorgesehen, der sich in der dargestellten Schließlage befindet, so lange die Drosselklappe geschlossen ist und
erst dann geöffnet wird, wenn durch Niedertreten des Gaspedals der Öffnungswinkel der Drosselklappe
größer als 30° gemacht und die Drehzahlkorrektur zur Wirkung gebracht wird. Als Kippstufe dient ein
Transistor Γ14 vom npn-Typ, dessen Emitter an der
Minusleitung 36 liegt. Er ist mit seiner Basis über eine Diode 141 mit der Schaltspannung 81 unter Zwischenschaltung
eines Widerstandes 142 und eines Kondensators 143 verbunden. Dieser Kondensator kann nur dann
wirksam werden, wenn der Schalter 140 geöffnet ist. Dann kann er sich nämlich bei positiven Werten der
Schaltspannung 81 über den Widerstand 142, die Diode und den von der Basis des Transistors Γ14 zur
Minusleitung führenden Basisableitwiderstand 144 aufladen. Sobald die Schaltspannung 81 beim Beginn des
Laüungsvorgangs für den Speicherkondensator C im
Zeitpunkt fl auf Null-Potential zurückspringt, sperrt
die auf dem Kondensator 143 sitzende Ladung den Transistor 14 so lange, bis sich diese Ladung über den
Widerstand 142 und den an die Plusleitung angeschlossenen Widerstand 145 ausgeglichen hat. Der an seinem
Kollektor über einen Arbeitswiderstand 146 mit der Plusleitung 35 verbundene Transistor Γ14 läßt dann für
die Dauer seiner Sperrung einen nachgeschalteten Transistor Γ15 in den stromleitenden Zustand gelangen,
der in diesem Zustand — gleichgültig oh er bei
geschlossenem Drosselklappenschalter dauernd stromleitend gehalten wird oder nur während der Verzögerungszeit
Tz bei geöffnetem Drosselklappenschalter sich in diesem Zustand befindet — über einen mit
seinem Kollektor verbundenen Arbeitswiderstand 147 einen Parallelstrom zum Widerstand 105 führt. Es stellt
sich somit ein hoher Wert Ia 1 des Aufladestromes la ein. Wenn nach Ablauf dieser Verzögerungszeit der
Transistor T 14 — bei geöffnetem Drosselklappenschalter
140 — erneut stromleitend wird, sperrt er den Transistor T15, so daß der Aufladestrom Ia für den
Speicherkondensator Cin der in Fig.9 angedeuteten
Weise auf einen wesentlich geringeren Wert Ia2 reduziert wird und demzufolge die Spannung Uc am
Speicherkondensator C nur entsprechend langsamer ansteigt Die Spannung Uc erreicht demzufolge nach
der ausgezogenden Linie in F i g. 9 am Ende des Aufladevorgangs im Zeitpunkt t 2 einen Wert, welcher
wesentlich niedriger liegt als derjenige, der bei unwirksamer Drehzahhcorrektur, d. h. bei geschlossenem
Drosselklappenschalter 140 erreicht würde. Für den in Fig.9 verwendeten Zeitmaßstab ist unterstellt,
daß die Brennkraftmaschine mit einer Drehzahl η = 1250 U/min läuft und daß demzufolge die für
die Aufladung zur Verfügung stehende Periode Tp = '/2Π = 240 Millisekunden (msec) beträgt. Wenn m
die Drehzahlkorrektur oberhalb von 2000 U/min unwirksam sein soll, muß die Verzögerungszeit Tz 15
Millisekunden betragen.
Während beim vorher beschriebenen Ausführungsbeispiel der Aufladestrom la nach Ablauf der Verzöge-
rungszeit Tz dadurch reduziert wird, daß der mit der Minusle'tung 36 verbundene npn-Transistor 15 gesperrt
wird, kann man den gleichen Erfolg auch mit einer Schaltungsanordnung nach F i g. 7 erzielen.
Dort ist der Operationsverstärker Pl zusammen mit
den beiden, den Aufladestrom la liefernden Darlington-Transistoren 78 und 79 im wesentlichen gleich
aufgebaut wie in Fig.4. In der Anordnung nach Fig. 7
kann der als monostabile Kippstufe wirkende Transistor 714 wie in Fig. 6 mit seinem Emitter an die
Minusleitung 36 angeschlossen sein und dann mit dem bei stark geöffneter Drosselklappe offenen Drosselklappenschalter
140 in der beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 angegebenen Weise zusammenarbeiten.
Abweichend vom vorigen Ausführungsbeispiel ist der Kollektor dieses Transistors über einen Widerstand 152
mit dem Kollektor eines Transistors 716 verbunden, dessen Emiller für die hier zunächst behandelte
Verwendung des Drosselklappenschalters 140 als fest verbunden mit der Plusleitung 35 zu denken ist. Die
Basis dieses Transistors soll mit der Plusleitung 35 über einen Widersland 153 verbunden und der hier zunächst
nicht weiter interessierende Schalter 160 geöffnet oder nicht vorhanden sein. Mit dem Kollektor des Transistors
Γ16 ist ein einstellbarer Widerstand 155 verbunden.
Der Transistor 7"16 ist immer dann gesperrt, wenn der
Transistor Γ14 gesperrt ist, d.h. bei geöffnetem Drosselklappenschalter 140 während der Verzögeriingszcit
Tz. Wenn der Transistor T16 jedoch leitend
ist, speist er über den Widerstand 155 an dem Verbindungspunkt M einen zusätzlichen Strom ein, um
welchen sich der von den beiden Darlinglon-Transistoren
TS und Γ9 gelieferte Aufladestrom In in seinem
Wert verringert.
Die gleiche Korreklurfunktion bei an seinem F.mit'.cr
mit der Miniislcitung 36 verbundenem Transistor Γ14
liißt sich erzielen, wenn anstelle des Drosselklnppenschalters
140 ein ebenfalls bei geöffneter Drossdklappenstellung in seiner Offcnstellung befindlicher anderer
Drosselklappenschalter 160 verwendet wird, welcher parallel zu dem Basisablcilwiderstanö 153 liegt. Dieser
hält unabhängig von den durch die .Schahspannung 81 vom Transistor 7~14 bewirkten Schaltvorgängen den
Transistor Γ16 gesperrt und bewirkt dadurch den vollen Wert la 1 des Aufladestroms la. solange er sich
infolge einer unterhalb von 30' liegenden Öffnung der Drosselklappe 14 in seiner Schließstellung befindet.
Anstelle der beiden beim öffnen der Drosselklappe in
die Offenstellung gelangenden Drosselklappenschalter 140 oder 160 kann man einen Drosselklappenschaltcr
der bei 161 oder 162 angedeuteten Art verwenden. Beide Schalter gehen in ihre Schließstellung, wenn die
Drosselklappe 14 über 30" hinaus geöffnet wird. Von den beiden Schaltern 161 ist jeweils nur der mit dem
Emitter des Transistors Γ14 in Reihe liegende Schalter
161 oder der mit dem Emitter des Transistors T16 in Reihe liegende und an die Plusleitung 35 angeschlossene
Drosselklappenschalter 162 erforderlich.
Das Ausführungsbeispiel nach Fig.8 stellt eine Abwandlung der Drehzahlkorrektur-Schaltung nach
F i g. 6 dar, bei welcher bei fehlendem Drosselklappenschalter 140 der gleich wirkende Drosselklappenschaiter
160 in der Verbindungsleitung zwischen der Plusleitung 35 und dem Widerstand 163 angeordnet ist.
Darüberhinaus ist als eine von zwei weiteren Alternativen vorgesehen, daß bei festem Anschluß des
Widerstandes 163 an die Plusleitung 35 in der Emitlerzuleitung des Transistors T14 der Schließerschalter
161 angeordnet ist. Als dritte Alternative ist bei fest mit der Minusleitung 36 verbundenem Emitter des
Transistors T14 vorgesehen, daß zwischen dem Widerstand 145 und der Plusleitung 35 der Drosselklappenschaiter
162 angeordnet ist, welcher dann in seine Schließlage gelangt, wenn die Drosselklappe 14 über
30° geöffnet wird.
Der am Kollektor des Transistors 76 zur Verfügung stehende Steuerimpuls Jo wird in der nachfolgenden
Impulsverlängerungsstufe 24 um einen konstanten Faktor /"verlängert, wobei dieser Faktor etwa bei / = 2
ist. Die Impulsverlängerungsstufe erlaubt es in einfacher Weise weitere Korrekturen anzubringen, beispielsweise
eine Startanhebung der Einspritzmenge oder eine temperaturabhängige Warmlaufanreicherung oder eine
lastabhängige Korrektur, mit welcher die Luftzahl λ lastabhängig verändert werden kann.
Die Impulsverlängerungsstufe (Multiplizierstufe) 24 ist im Prinzip aufgebaut wie der Steuermultivibrator 23
nach Fig. 2. In Fig. 10 sind deshalb diejenigen Bauteile,
die mit Fig. 2 übereinstimmen, mit gleichen Bezugszeichen wie dort versehen. Ein wesentlicher Unterschied
gegenüber dem Steuermullivibrator nach F i g. 2 besteht jedoch bei der Impulsverlängerungsstufe 24 darin, daß
der Kondensator Cnicht während der drehzahlabhängigen Periode Tp = '/2/7. sondern während der kürzeren,
luftmengenabhängigen und drehzahlabhängigen Dauer To der Steuerimpulse Jo mit konstantem Ladestrom la
aus der Aufladestromquelle A geladen wird. Unmittelbar an den Steuerimpuls Jo schließt sich der
Entladevorgang des Kondensators Can, der mit einem ebenfalls konstanten, von der Entladestromquelle /
gelieferten F.ntladestrom Ieerfolgt.
Beide Stromquellen können im Prinzip nach Fig. 4
oder nach F i g. 5 ausgebildet sein. Um die prinzipielle Funktion der Korrekturen in der dargestellten Form
z.B. mit der Stromquelle nach Fig.4 zu erzielen, müßten die λ-Korreklur sowie die Start- und Nachstartanhebung
(26 und 27) auf den Verbindungspunkt der Widerstände 101 und 103 wirken, während die
Warmlaufkorrektur 28 auf den Emitter von Γ9 (Punkt
M) wirken müßte. Im Falle der Verwendung als
Entladestroniquelle könnten in Fig. 4 der Widersland
108 und der Transistor 710 sowie dessen Kollektorwiderstand
entfallen.
Der Steuerimpuls wird der Impulsverlängerungsslufc
an der Klemme 165 zugeführt. An dieser Klemme liegt die Anode einer Diode 166, welche die positiven
Steuerimpulse Jo auf eine Leitung 167 weitergibt, welcher auch die von der lmpulsverlängerungsstufe
gelieferten Verlängerungsimpulse über eine zweite Diode 168 zugeführt und zu einem Summenimpuls /5
zusammengesetzt werden.
Zusätzlich zu den bereits im Steuermultivibralor nach
F i g. 2 bzw. den F i g. 4 und 5 vorgesehenen Bauelementen ist zum Schutz gegen Spannungsdurchbrüche eine
Stufe vorgesehen, welche zwei in ihrer Durchlaßrichtung als Dioden betriebene Transistoren T21 und T22
enthält, die hintereinander geschaltet sind und dabei in Reihe mit einem Widerstand J70 liegen, der an die
Minusieitung angeschlossen ist. Mit dem Emitter des Transistors T22 der ebenso wie der Transistor Γ21 eine
kurzgeschlossene ßasis-KolIektor-Strecke aufweist, ist
ein Transistor T23 verbunden, welcher zusammen mit einem ebenfalls zum npn-Typ gehörenden Transistor
T24 in Darlington-Schaltung betrieben wird, wobei die beiden Kollektoren der Transistoren T23 und T24 mit
der Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors T2 und einer der beiden Elektroden des Speicherkondensators
C verbunden sind, während der Emitter des Transistors T24 zur Entladestromquelle E in Reihe
geschaltet ist. Durch diese Stufe wird erreicht, daß beim Umschalten auf den Entladevorgang, bei welchem die
beiden Transistoren TX und Γ11 stromleitend werden, die Spannung zwischen Kollektor und Emitter der
Transistoren Γ24 und T23, sowie die Spannung an der Entladestromquelle E die Batteriespannung der Plusleitung
35 nicht überschreiten kann und demzufolge die als integrierte Schaltung ausgeführte Entladestromquelle
keiner zu hohen Spannung ausgesetzt wird.
In der Anordnung nach Fi g. 10 ist ein lastabhängiger
Geber 26 vorgesehen, der einen mit der Drosselklappe gekuppelten, dreistufigen Schalter hat, dessen Schaltarm
171 über einen Widerstand 172 mit einem Steuereingang der Aufladestromquelle A verbunden ist.
Der Schaltarm 171 ist für Leerlaufstellung der Drosselklappe wiedergegeben; er nimmt im Teillastgebiet
die Mittelstellung ein, bei welcher er den Widerstand 172 mit einem Abgleichwidersland 173
verbindet, der an die Plusleitung 35 angeschlossen und derart bemessen ist, daß dann der Aufladestrom la auf
geringste Abgasmenge festgelegt ist. In der am weitesten rechts liegenden Schalterstellung wird Vollast
signalisiert und der Aufladestrom la zur Erzielung eines
überfetteten Gemisches beträchtlich angehoben.
An den gleichen Steuereingang der Aufladestromquelle A ist über einen Widerstand 175 und eine Diode
176 ein Geber 27 angeschlossen, der jeweils nur beim Starten der Brennkraftmaschine betätigt wird und nach
dem Ende des Startvorgangs für eine Dauer von etwa 20 Sekunden den Aufladestrom la vergrößert. Dieser
Geber hat eine mit einem nicht dargestellten Anlaß schalter verbundene Eingangsklemme 177. von welcher
ein Widerstand 178 zur Basis eines npn-Transistors Γ27 führt, dessen Emitter an die Minusleilung 36 angeschlossen
ist. An den Kollektor dieses Transistors ist über einen Widerstand die Bash einen pnp-Transistors 7"28
angeschlossen, der zusammen mit einem Transistor 729
des gleichen Typs, einem einstellbaren Widerstand 179 sowie einem Kondensator 180 einen Miller-Integrator
bildet. Beim Starten der Brennkraftmaschine gelangt die Klemme 177 an Pluspotential, der Transistor 7"27 wird
stromleitend und macht dann auch die beiden Transistoren Γ28 und 7"29 stromleitend. Hierbei wird
sichergestellt, daß ein den Aufladestrom la vergrößernder Steuerstrom über die Diode 176 und den
Widerstand 175 zur Aufladestromquelle A fließt. Außerdem wird erreicht, daß der Kondensator 180
praktisch vollkommen entladen wird. Nach Beendigung des Starlvorgangs wird die Klemme 177 spannungslos
und der Transistor 7"27 geht in seinen ursprünglichen gesperrten Zustand zurück. Hierbei setzt ein infolge der
Gegenkopplung über die Transistoren relativ langsamer Aufladevorgang ein, bei dem das Potential der mit dem
Kollektor des Transistors Γ29 verbundenen Elektrode des Kondensators 180 näherungsweise linear gegen das
Potential der Minusieitung 36 absinkt.
Die Höhe des Aufladestromes hängt von dem zwischen der Plusleitung und der Basis des Transistors
T28 angeordneten, einstellbaren Widerstand 179 ab und entspricht dem Quotienten aus der Summe der beiden
Flußspannungen der Transistoren T28 und T29 und dem Wert des Widerstandes 179. Hierdurch ergibt sich
eine sehr genaue Einstellbarkeit für die Dauer der Nachstartanhebung, die dann beendet ist, wenn das
Potential der mit dem Widerstand 175 verbundenen Elektrode einen von der Aufladestromquelle A vorgegebenen
Schwellwert unterschreitet, so daß die Diode 176 sperrt Während dieser Zeitdauer nimmt die durch
den Widerstand 175 einstellbare Nachstartanhebung kontinuierlich ab.
Die in Fig. 10 durch den Temperaturgeber 28 angedeutete Korrektur wird im Gegensatz zu den
vorher beschriebenen an der Entladestufe E durchgeführt. Der Temperaturgeber 28 enthält einen mit dem
Kühlwasser der Brennkraftmaschine in wärmeleitender Verbindung stehenden NTC-Widerstand 182, der
zusammen mit einem einstellbaren Widerstand 183, einer Diode 184 und einem zweiten einstellbaren
Widerstand einen zwischen der Plusleitung 35 und der Minusieitung 36 angeordneten Spannungsteiler bildet.
Mit dem zweiten einstellbaren Widerstand 185 ist die Basis eines mit seinem Kollektor unmittelbar an die
Plusleitung 35 angeschlossenen Transistors Γ30 vom npn-Typ verbunden. Von seinem mit der Minusleitung
36 über einen Widerstand 186 verbundenen Emitter führt ein einstellbarer dritter Widerstand 187 und eine
Diode 188 zum Steuereingang der Entladestromquelle E Der NTC-Widerstand 182 hat die Wirkung, daß mit
steigender Betriebstemperatur der Brennkraftmaschine der zunächst verhältnismäßig kleine Entladestrom
erhöht wird, wodurch sich die einzelnen Entladevorgänge schneller abspielen können, als im noch nicht
betriebswarmen Zustand der Brennkraftmaschine. Infolge der Beschleunigung der Entladevorgänge ergibt
sich ein mit der Betriebstemperatur sinkender Verlängerungsfaktor f.
Bei konstanter Dauer der elektrischen Öffnungsimpulse ist die Öffnungsdauer der Einspritzventile von der
jeweiligen Höhe der Balteriespannung abhängig. Durch die in Fig. 1 bei 25 angedeutete Spannungskorrekturstufe
werden die an den Ventilen wirksamen Öffnungsimpulse derart gesteuert, daß die Öffnungsdauer der
Ventile und demzufolge auch die abgespritzte Benzinmenge sich mit der Batteriespannung nicht ändert. Die
Spannungskorrekturzeit muß additiv verlängernd auf die Öffnungsinipulse wirken, weil die Anzugszeit der
Ventile langer als ihre Abfallzeit ist. Während die Abfallzeit der Ventile praktisch spannungsunabhängig
ist. steigt die Anzugszeit mit kleiner werdender Batteriespannung an. Demzufolge muß die Spannungskorrekturzeit
ebenfalls ansteigen.
Die in ihrem Schaltbild in Fig. 11 näher dargestellte
Spannungskorreklurstufe 25 ist folgendermaßen aufgebaut:
An die mit den beiden, als ODER-Glieder wirkenden Dioden 166 und 168 verbundene Leitung 167 ist über
einen Widerstand 190 die mit der Minusleitung 36 über einen Widerstand 191 verbundene Basis eines Transi-
030 249/112
stors 731 vom npn-Typ angeschlossen, dessen Emitter unmittelbar mit der Minusleitung verbunden ist An den
über einen Arbeitswiderstand 192 mit der Plusleitung 35 verbundenen Kollektor dieses Transistors ist die Basis
eines ebenfalls zum npn-Typ gehörenden Transistors T32 angeschlossen, dessen Emitter ebenfalls direkt an
der Minusleitung 36 liegt Vom Kollektor des Transistors 732 führt ein Widerstand 193 zu einem mit der
Plusleitung 35 verbundenen Widerstand 194 und zum Emitter eines Transistors 733, der als Zenerdiode
betrieben wird und deshalb eine kurzgeschlossene Basis-Kollektor-Strecke hat Von dort führen zwei zur
Temperaturkompensation dienende, ebenfalls als Dioden, jedoch in ihrer Durchlaßrichtung betriebene
Transistoren 734 und 735 zur Minusleitung 36. An den Verbindungspunkt des zum Transistor 733 gehörenden
Emittersund der beiden Widerstände 193 und 194 ist die
Basis sowie der Kollektor eines ebenfalls als Diode in Durchlaßrichtung betriebenen Transistors 736 angeschlossen.
Der Emitter dieses Transistors liegt zusammen mit dem Emitter eines weiteren Transistors T37 an
einem mit der Minusleitung 36 verbundenen Kondensator 195 zu welchem ein einstellbarer Widerstand 1%
parallel geschallet ist. Die Basis des Transistors 737 liegt am Verbindungspunkt zweier Spannungsteiler
widerstände 197 und 198. Sein Kollektor ist mit der Basis eines pnp-Transistors 738 verbunden, dessen
Emitter unmittelbar an der Plusleitung 35 liegt und dessen Kollektor über einen Widerstand 201 mit der
Kathode einer Diode 202 und der Basis eines Transistors Γ39 vom npn-Typ verbunden ist, der an
seiner Basis über einen Widerstand 203 an die Minusleitung 36 angeschlossen ist. Mit dem über einen
Arbeitswiderstand 204 an die Plusleitung 35 angeschlossenen
Kollektor des Transistors Γ39 ist die Basis eines ebenfalls mit seinem Emitter unmittelbar an der
Minusleitung 36 liegenden Transistors 740 verbunden. Dieser ist mit seinem Kollektor an die gleichen
zueinander in Reihe liegenden Widerslände 205 und 206 angeschlossen, wie der Transistor 741, dessen Basis
über einen Widerstand 207 mit der die verlängerten Impulse /sführenden Leitung !67 verbunden isl. Mit den
beiden Widerständen 205 und 206 ist die Basis eines pnp-Transistors 742 verbunden, von dessen Kollektor
drei in Reihe geschaltete Widerstände 208, 209 und 210 zur Minusleitung 36 führen. An seinem Kollektor ist
außerdem die Basis eines an seinem Kollektor direkt mit der Plusleitung 35 verbundenen npn-Transistors 743
angeschlossen, der als Emitterfolger arbeitet und mit seinem Emitter über zwei zueinander in Reihe liegende
Arbeitswiderstände 211 und 212 an der Minusleitung 36 liegt. Über eine mit den beiden Widerständen 211 und
212 verbundene Leitung 213 können die aus dem Steuerimpuls /α dem von der Verlängerungsstufe
erzeugten Verlängerungsiinpuls und die von der Spannungskorrekturstufe gelieferten Öffnungsimpulse
Jv der nachfolgenden Leistungsstufe 10 zugeführt
werden. An den Verbindungspunkt der beiden Widerstände 209 und 210 ist die Basis eines Transistors 744
angeschlossen, an dessen Kollektor die Anode der Diode 202 und ein zur Plusleitung 35 führender
Arbeitswiderstand 215 angeschlossen ist.
Die auf der Leitung 167 entstehenden, aus den Steuerimpulsen Jo des Steuermultivibrators 23 und den
Verlängerungsimpulsen der Impulsverlängerungsstufe 24 sich zusammensetzenden Impulse Js gelangen über
den Widerstand 190 an die Basis des Transistors 731 und machen diesen für die Dauer dieser Impulse
stromleitend, sperren hingegen den Transistor T32, der in den Impulspausen stromleitend ist Dann kann sich
der Kondensator 195 auf die zwischen der Basis des Transistors T36 und der Minusleitung 36 entstehende,
temperaturkompensierte Referenzspannung aufladen. Dadurch steigt das Emitterpotential am Transistor 737
über das an seiner Basis mit den Teilerwiderständen 197 und 198 eingestellte Potential an, so daß der Transistor
T37 und der mit seiner Basis an dessen Kollektor angeschlossene Transistor 738 gesperrt werden. Der
nachgeschaltete Transistor 739 sperrt jedoch nur dann, wenn der Transistor Γ44 stromleitend ist, d. h. solange
auf der Leitung 167 ein Impuls vorhanden ist Durch einen solchen Impuls werden gleichzeitig der Transistor
is T41 und demzufolge auch die Transistoren T42 und
T43 stromleitend gemacht. Da gleichzeitig der Transistor 739 gesperrt ist und der Transistor 740 leitend,
können eventuell auftretende zeitliche Lücken, die zwischen den Steuerimpulsen Jo und den Verlängerungsimpulsen
der impulsverlängerungsstufe entstehen, nicht bis zur Ausgangsleitung 213 gelangen.
Unmittelbar nach dem Ende der Impulse Js sperrt der Transistor Γ31 und der Transistor Γ32 wird stromleitend,
wodurch der als Diode betriebene Transistor 736 gesperrt wird. Der inzwischen auf die balteriespannungsunabhängige
Referenzspannung aufgeladene Kondensator 195 kann sich von jetzt ab über den
Widerstand 196 auf ein zur Batteriespannung proportionales Potential, das von den Widerständen 197 und 198
bestimmt wird, entladen. Die hierfür benötigte Entladezeit ist daher batteriespannungsabhängig. Am Ende der
Entladung wird der Transistor 737 und demzufolge auch der Transistor 738 sowie der Transistor Γ39
stromleitend, wobei die Transistoren Γ40 und 742 sowie 743 gesperrt werden. Dann ist der seither
laufende, nun jedoch spannungskorrigierte Öffnungsimpuls /vzu Ende.
Die Diode 202 und der Transistor 744 bilden zusammen mit dem Transistor 739 eine Kippstufe, mit
der verhindert wird, daß die negative Flanke der Abschaltspitze der Magnetventile 2 die Spannungskorrekturstufe
25 erneut auslöst.
Im Blockschaltbild nach Fig. 1 ist parallel zu der Frequenzteilerstufe und dem nachgeschalteten Steuermultivibrator
23 eine Impulszeitbegrenzerstufe 29 vorgesehen, welche sicherstellt, daß bei etwa auftretenden
mechanischen oder elektrischen Schaden, beispielsweise einem Massekurzschluß am Punkt H des
Potentiometers 17 oder bei Unterbrechung der Verbindung zur Plusleitung 35, die Impulsdauer To der
Steuerimpulse Jo 4.5 Millisekunden nicht überschreiten kann. Hierzu ist die Kippdauer der instabilen Kippvorgänge
der Impulsformerstufe 21 auf die gleiche Dauer durch geeignete Wahl des vom Transistor 45 in den
Kondensator 46 eingespeisten Stromes eingestellt. Hierdurch wird eine sonst erforderliche Zeitstufe
eingespart. Die Impulszeilbegrenzung bewirkt ein Transistor 745, der mit seinem Kollektor an dem die
Ausgangsklemme des Steuermultivibrators 23 bildenden Kollektor des Transistors 76 angeschlossen ist. Der
Begrenzertransistor 745 ist nur während der Kippdauer des zur Impulsformerstufe 21 gehörenden, aus den
Transistoren 44 und 45 gebildeten, monostabilen Multivibrators gesperrt und schließt den Ausgang des
Steuermultivibrators 23 kurz, sobald diese Kippdauer von 4,5 Millisekunden abgelaufen ist. Hierdurch ergibt
sich eine sehr einfache, aber wirkungsvolle Sicherung dagegen, daß in einem Schadensfall wesentlich zu große
Einspritzmengen in die Brennkraftmaschine gelangen können.
Bei der Schaltung nach Fig.5, die eine bevorzugte
Ausführungsform für eine im Steuermultivibrator 23
vorzusehende Entladestromquelle darstellt, weist der mit der Stauklappe 15 veränderbare Widerstand 17 drei
über die Länge seiner Widerstandsbahn verteilt angeordnete, als Stützstellen wirkende Anschlüsse auf,
die mit je zwei von insgesamt vier in Reihe liegenden Widerständen 148,149,150 und 151 verbunden sind. Die
Widerstände sind so ausgewählt, daß sich ein. exponentieller
Verlauf des eingestellten Widerstandswertes in Abhängigkeit vom Verstellweg ergibt Zur besseren
Approximation an den angestrebten Verlauf im Bereich zwischen jeweils zwei Stützstellen ist parallel zu dem
eingestellten Teilwiderstand ein Belastungswiderstand 130 vorgesehen, der einerseits mit dem Verbindungspunkt Hund andererseits mit dem Abgriff 16 verbunden
ist.
Hierzu 6 Blatt Zeichnungen
Claims (5)
1. Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit wenigstens einem
elektromagnetisch betätigbaren Einspritzventii und mit einem zur Magnetisierungswicklung des Ventils
in Reihe liegenden Leistungstransistor sowie mit einem dem Leistungstransistor vorgeschalteten
Steuermultivibrator, der synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine unter
gleichzeitigem öffnen des Einspritzventil eingeschaltet
und für eine die jeweilige Einspritzmenge bestimmende, von der Ansaugluftmenge der Brennkraftmaschine
abhängige Zeitdauer in diesem Zustand gehalten wird und eine Ladestromquelle sowie eine Entladestromquelle für einen Zeitglied-Kondensator
enthält, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine der beiden
Stromquellen als Operationsverstärker (P 1, P2, P3)
ausgebildet ist.
2. Einspritzanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Operationsverstärkers
(Pi, P2, P3) ein in Darlington-Schaltung
betriebenes Transistorenpaar (T8, 7"9 bzw. Γ18, Γ19) angeschlossen ist, das den
Ladestrom (la) bzw. den Enlladesirom (Ie) des
Kondensators (C) liefert.
3. Einspritzanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem als Ladestromquelle (A)
dienenden Operationsverstärker (Pi) ein Kornpensationskondensator (107) und ein Spannungsfolger
gehört, der mit seinem Eingang an den nicht invertierenden Eingang ( + ) des Operationsverstärkers,
mit seinem Ausgang an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers angeschlossen
ist und während der Ausschaltphase der Ladestromquelle die Ladung auf dem Kondensator (107)
näherungsweise auf jenem Wert festhält, den die Ladung während der Einschaltphase annimmt
4. Einspritzanlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den beiden Betriebsstromleitungen
(35,36) ein Spannungsteiler liegt, der aus einem mit der positiven Betriebsstromleitung
(35) verbundenen Widerstand (102), einem mit der negativen Betriebsstromleitung (36) verbundenen
Widerstand (103) und einem mittleren Widerstand (108) besteht, der an einem seiner Enden mit der
Basis des Transistors (TlQ) und an seinem anderen Ende über einen Vorwiderstand (101) mit dem
nichtinvertierenrien Eingang (+) des Operationsverstärkers
(P 1) verbunden ist.
5. Einspritzanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladestromquelle
zwei Operationsverstärker (P2, P3) enthält, von denen der eine mit seinem nichtinvertierenden
Eingang an den Abgriff (16) eines Potentiometers (17) angeschlossen ist, das an einem seiner Enden
über einen Widerstand (126) mit der positiven Betriebsstromleitung und an seinem anderen Ende
über einen Widerstand (129) an die andere Be'riebsstromleitung (36) angeschlossen und Iuftmengenabhängig
verstellbar ist, wohingegen der nichtinvertierende Eingang des anderen Operationsverstärkers
(P2) an den Verbindungspunkt zweier zwischen den Betriebsstromleitungen (35,36) liegender
Spannungsteilerwiderstände (122, 123) — vorzugsweise über einen Vorwiderstand (121) —
angeschlossen ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19722265227 DE2265227C3 (de) | 1972-08-31 | 1972-08-31 | Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit einem einen Operationsverstärker enthaltenden Steuermultivibrator |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19722265227 DE2265227C3 (de) | 1972-08-31 | 1972-08-31 | Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit einem einen Operationsverstärker enthaltenden Steuermultivibrator |
DE19722242795 DE2242795C3 (de) | 1972-08-31 | Elektrisch gesteuerte Kraftstoff einspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit einer Impulsverlängerungsstufe |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2265227A1 DE2265227A1 (de) | 1977-02-10 |
DE2265227B2 DE2265227B2 (de) | 1979-10-25 |
DE2265227C3 true DE2265227C3 (de) | 1980-12-04 |
Family
ID=5866222
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19722265227 Expired DE2265227C3 (de) | 1972-08-31 | 1972-08-31 | Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit einem einen Operationsverstärker enthaltenden Steuermultivibrator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2265227C3 (de) |
-
1972
- 1972-08-31 DE DE19722265227 patent/DE2265227C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2265227B2 (de) | 1979-10-25 |
DE2265227A1 (de) | 1977-02-10 |
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