DE2265260C3 - Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage fur eine Brennkraftmaschine - Google Patents

Description

F i g. 1 eine Kraftstoffeinspritzanlage und ihre zugehörige Brennkraftmaschine in einem Übersichtsbild und in teilweise schematischer Darstellung ihres Signalgebers, ihrer Impulsformerstufe, ihrer Frequenzteilerstufe, ihres Steuermultivibrators, ihrer Impuiiverlängerungsstufe und ihrer der Leistungsstufe vorgeschalteten Spannungskorrekturstufe,

F i g. 2 ein vereinfachtes elektrisches Schaltbild für die Impulsformcrstufe, die Frequenzteilerstufe und den Steuermultivibrator sowie einen Impulszeitbegrenzer der Kraftstoffeinspritzanlage nach F i g. 1 und

F i g. 3 ein Zeitdiagramm für die sich in der Anlage nach F i g. 1 und 2 abspielenden Vorgänge.

F i g. 4 zeigt das Schaltbild einer in F i g. 2 angedeuteten Ladestromquelle A,

F i g. 5 das Schaltbild einer in F i g. 2 angedeuteten Entladestromquelle und

F i g. 6 eine Ladestromquelle der in F i g. 4 dargestellten Art, jedoch ergänzt mit der Drehzahlkorrektur-Schaltung nach der Erfindung.

F i g. 7 zeigt eine abgewandelte Drehzahlkorrektur-Schaltung für eine Ladestromquelle nach F i g. 4 und

Fig.8 eine zweite, abgewandelte Drehzahlkorrektur-Schaltung für eine Ladestufe nach F i g. 4.

F i g. 9 zeigt ein Zeitdiagramm für eine Drehzahlkorrektur-Schaltung nach F i g. 6.

In Fig. 10 ist ein ausführliches Schaltbild der Impulsverlängerungsstufe nach F i g. 1 dargestellt.

Die in Fig. 1 dargestellte Benzineinspritzanlage '.st zum Betrieb einer mit Batterie-Zündung arbeitenden Vierzylinder-Viertakt-Brennkraftmaschine 1 bestimmt und umfaßt als wesentliche Bestandteile vier elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile 2, denen aus einem Verteiler 3 über je eine Rohrleitung 4 der einzuspritzende Kraftstoff zugeführt wird, eine elektromotorisch angetriebene Kraftstoff-Förderpumpe 5, einen Druckregler 6, der den Kraftstoffdruck auf zwei atü konstant hält, sowie eine im folgenden näher beschriebene, elektronische Steuereinrichtung, die bei jeder Kurbelwellenumdrehung von der Zündeinrichtung der Brennkraftmaschine 1 einmal in der weiter unten näher beschriebenen Weise ausgelöst wird und dann je einen rechteckförmigen, elektrischen Öffnungsimpuls Jv für die Einspritzventile 2 liefert. Die in der Zeichnung angedeutete zeitliche Dauer Tv der Öffnungsimpulse Jv bestimmt die Öffnungsdauer der Einspritzventile 2 und demzufolge diejenige kxaftstoffmenge.-welche während des Öffnungszustandes aus den Einsprilzventilen 2 austritt.

Die Magnetwicklungen 7 der Einspritzventile 2 sind zu je einem Entkopplungswiderstand 8 in Reihe geschaltet und an eine gemeinsame Verstärkungs- und Leislungsstufe 10 angeschlossen, die wenigstens einen Leistungstransistor 11 enthält, welcher mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit den Magnetwicklungen 7 geschaltet und mit seinem Emitter an Masse und den Minuspol einer nicht dargestellten Batterie angeschlossen ist.

Bei gemischverdichtenden, iv.i' ^cremdzündung arbeitenden Brennkraftmaschinen aer dargestellten Art wird durch die bei einem Ansaughub in einen Zylinder gelangende Ansaugluftmenge diejenige Kraftstoffmenge festgelegt, die während des nachfolgenden Arbeitstaktes vollständig verbrannt werden kann. Für eine gute Ausnutzung der Brennkraftmaschine ist es außerdem notwendig, daß nach dem Arbeitstakt kein wesentlicher Luftüberschuß vorhanden ist. Zur Messung der Ansaugluftmenge ist im Ansaugrohr 12 der Brennkraftmaschine vor der mit einem Gaspedal 13 betätigbaren Drosselklappe 14 eine Stauklappe 15 vorgesehen, die sich entgegen der Kraft einer nicht dargestellten Rückstellfeder umso weiter verschwenkt, je größer die Ansaugluftmenge ist. Mit der nicht näher bezeichneten Welle der Stauklappe ist der Abgriff 16 eines elektrischen Potentiometers 17 gekuppeft, an welchem eine von der Winkelstellung der Stauklappe 15 abhängige Steuerspannung für die im folgenden näher beschriebene Steuereinrichtung abgenommen werden kann.

Die Steuereinrichtung enthält einen Auslöse-Signalgeber 20, eine Impulsformerstufe 21, eine Frequenzteile.stufe 22 sowie einen Steuer-Multivibrator 23, an welchen eine Impuisverlängerungsstufe 24 sowie eine Spannungskorrektur-Stufe 25 angeschlossen ist, mit welcher die bei Batteriespannungsschwankungen auftretenden Einflüsse auf die jeweilige Öffnungsdauer der Einspritzventile 2 kompensiert werden. Der Steuermultivibrator 23 liefert an seinem Ausgang Steuerimpulse Jo, deren Impulsdauer To sich in Abhängigkeit von der am Potentiometer 17 eingestellten, luftmengenabhängigen Steuerspannung und der Drehzahl ändert. Diese Steuerimpulse Jo werden in der nachfolgenden Impuls-Verlängerungsstufe 24 um einen Faktor /"verlängert, der in Abhängigkeit von der Drosselklappenstellung durch einen Lastgeber 26, zur Start- und Nachstart-Anreicherung durch einen Startgeber 27 und während der Warmlauf-Phase durch einen Temperaturgeber 28 verändert werden kann. Der in seiner Dauer zum Steuerimpuls Jo proportionale, am Ausgang der Impuls-Verlängerungsstufe 24 entstehende Impuls wird zum Ausgleich der von der Batteriespannung abhängigen Anzugs- und Abfallzeiten der Einspritzventile um

J3 einen festen Betrag verlängert, welcher durch die Spannungskorrektur-Stufe 25 bereitgestellt wird und umso größer wird, je weiter die Batteriespannung absinkt.

Die Auslösung der einzelnen Öffnungsimpulse Jv und

4ü der gleichzeitig mit diesen beginnenden Steuerimpulse Jo erfolgt synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine, weil als Auslösesignal-Stufe 20 der bei 30 angedeutete, mit dem Unterbrechernocken 31 des im übrigen nicht dargestellten Zündverteilers

•is zusammenarbeitende Unterbrecherhebel verwendet ist. Die Signalabnahme erfolgt an dem feststehenden Unterbrecherkontakt 32, welcher mit der in F i g. 2 bei 33 angedeuteten Primärwicklung der Zündspule verbunden ist.

so Wie das in F i g. 2 wiedergegebene, zur Ausführung in IC-Technik bestimmte Schaltbild erkennen läßt, enthält die Impulsformerstufe 21 eine an ihrem Eingang angeordnete Sicherungsstufe, die zur Unterdrückung von Fehlauslösungen dient, welche durch Störwellen auf

■>> den beiden Betriebsstromleitungen, nämlich der gemeinsamen Plusleitung 35 und der gemeinsamen Minusleitung 36 beim Betrieb von anderen Stromverbrauchern entstehen können. Die Sicherungsstufe besteht im wesentlichen aus einem lateralen pnp-Transi-

ho stör 37, der mit seiner Basis an die Plusleitung 35 angeschlossen ist und mit seinem Emitter am Abgriff eines aus zwei Festwiderständen 38 und 39 bestehenden, zum Unterbrecher 30,32 parallel liegenden Spannungsteilers angeschlossen ist. Zum Spannungsteilerwider-

&■> stand 39 liegt ein Kondensator 40 und eine Diode 41 parallel, welche mit ihrer Anode an die Minusleitung 36 angeschlossen ist. Der Transistor 37 kann nur dann stromleitend werden, wenn das Potential an seinem

Emitter höher als das Potential an seiner mit der Plusleitung 35 verbundenen Basis wird. Dieser Fall tritt immer dann ein, wenn der Unterbrecherhebel 30 von seinem Gegenkontakt 32 abgehoben wird. Dann entsteht in der Primärwicklung 33 eine hohe induktive Spannungsspitze, die ein Mehrfaches der Spannung der mit der Plusleitung 35 und der Minusleitung 36 verbundenen Batterie beträgt. Durch den von den Widerständen 38 und 39 gebildeten Spannungsteiler ist die Ansprechschwelle des Transistors 37 so hoch gelegt, daß nur diese extrem hohen, beim öffnen des Unterbrechers 30, 32 entstehenden Spannungsspitzen den Transistor 37 kurzzeitig stromleitend machen können. An den Kollektor des Transistors 37 ist mit einem Widerstand 42 die Basis eines npn-Transistors 43, der zusammen mit einem zweiten npn-Transistor 44 einen monostabilen Multivibrator bildet, zu welchem außerdem ein Koppelkondensator 46 und ein Transistor 45 gehören, angeschlossen. Dieser ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 43 und an zwei zur Minusleitung 36 führende Widerstände 47 und 48 angeschlossen, deren Verbindungspunkt mit einer der beiden Elektroden des Koppelkondensators 46 und mit dem Emitter des Transistors 45 verbunden ist. Der Transistor 45 sorgt für eine schnelle Rückladung des Koppelkondensators 46, so daß sich auch dann keine wesentlich kürzere Standzeit des monostabilen Multivibrators ergibt, wenn dieser kurz nach seinem Zurückkippen in den stabilen Zustand erneut beim nächsten Zündvorgang getriggert wird. Außerdem ist ein als Zenerdiode geschalteter, an seiner Basis-Kollektor-Strecke kurzgeschlossener Transistor 51 vorgesehen, dessen Emitter mit der Basis eines Emitterfolger-Transistors 52 vom npn-Typ und über einen Vorwiderstand 53 mit der Plusleitung 35 verbunden ist. Der Transistor 52 stellt in Verbindung mit dem Transistor 51 sicher, daß der Koppelkondensator 46 ungeachtet der möglichen Batteriespannungsschwankungen stets auf den gleichen Spannungswert aufgeladen wird und dann jeweils im instabilen Kippzustand des Multivibrators eine konstante Standzeit ergibt.

Der Widerstand 48 sorgt dafür, daß auch nach Ablauf der sehr schnell über den leitenden Transistor 45 erfolgenden Aufladung des Kondensators 46 der Transistor 45 leitfähig bleibt. Dadurch wird der Emitter dieses Transistors auf einem bestimmten definierten Potential festgehalten, welches er nach Ende der schnellen Aufladung annimmt. Hierbei wird eine Drehzahlabhängigkeit der Standzeit der aus den Transistoren 43 und 44 bestehenden monostabilen Stufe weitgehend vermieden.

Wenn der Widerstand 48 fehlen würde, könnte der Kondensator 45 zwar auch sehr schnell über den leitenden Transistor 45 auf geladen werden.

Doch bleibt dann der Transistor 45 nicht leitend, da ihm am Ende der Aufladung nicht mehr genügend Basis-Emitter-Vorspannung zur Verfugung steht Nunmehr erfolgt eine relativ langsame Nachladung der Kapazität über den Widerstand 47 und den.nicht näher bezeichneten Arbeitswiderstand des Transistors 43. Durch diesen Effekt würde bei Weglassen von 48 die abgegebene Standzeit von der Nachladedauer und damit von der Drehzahl abhängig.

Eine Lösung dieses Problems, durch gleichzeitiges Weglassen des Widerstandes 47 ist nicht möglich, da in diesem Falle wegen des Diodenverhaltens der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 45 der Strompfad für die Entladung unterbrochen würde.

Der Transistor 44 wird im Ruhezustand des monostabilen Multivibrators durch einen einstellbaren, an den Emitter des Transistors 52 angeschlossenen Widerstand 54 stromleitend gehalten und sperrt dann ■s nicht nur den Transistor 43 über den Rückkopplungswiderstand 55, sondern auch den Ausgangstransistor 56 der Impulsformerstufe 21, der an seiner Basis einerseits über einen ersten Spannungsteilerwiderstand 57 mit dem Kollektor des Transistors 44 und mit einem zweiten

ι» Spannungsteilerwiderstand 58 mit der Minusleitung verbunden ist.

Der an die Impulsformerstufe 21 angeschlossene Frequenzteiler 22 ist als bistabiler Multivibrator ausgebildet und enthält zwei Transistoren 61 und 62 vom npn-Typ, die beide mit ihren Emittern »n die Minusleitung 36 angeschlossen sind und an ihrem Kollektor über je einen Arbeitswiderstand 63 bzw. 64 mit der Plusleitung 35 in Verbindung stehen. Ihre Basen sind über Kreuz durch je einen Rückkopplungswiderstand 65 bzw. 66 mit dem Kollektor des anderen Transistors verbunden und außerdem über je einen Basisableitwiderstand 67 bzw. 68 an die Minusleitung 36 angeschlossen. Darüberhinaus sind die Basen der Transistoren jeweils mit der Anode einer Diode 69 bzw. 70 verbunden, deren Kathoden über je einen Koppelkondensator 71 bzw. 72 an den Kollektor des Ausgangstransistors 56 der Impulsformerstufe 21 angeschlossen sind. Zur rückwirkungsfreien Auskopplung der an den Kollektorwiderständen 63 und 64

jn entstehenden, zueinander gegenphasigen Schaltspannungen 80 und 81 sind zwei Emitterfolger-Transistoren 73 bzw. 74 jeweils mit ihrer Basis an den Kollektor der beiden Transistoren 61 und 62 angeschlossen, wobei ihre Emitter-Basis-Strecke durch jeweils eine in der Gegenrichtung leitfähige Diode 75 bzw. 76 überbrückt ist. Vom Emitter des Transistors 73 und der Anode der Diode 75 führt ein Widerstand 77 zum Verbindungspunkt der Diode 69 und des Koppelkondensators 71 wohingegen an den Emitter des die Schaltspannung 81

«ο liefernden Transistors 74 ein mit der Diode 70 und dem Koppelkondensator 72 verbundener Widerstand 78 sowie ein Widerstand 79 angeschlossen ist, der über eine Diode 82 diese Schaltspannung dem weiter unten beschriebenen Steuermultivibrator 23 zuführt

Die beiden Transistoren 61 und 62 befinden sich jeweils in zueinander entgegengesetztem Leitungszustand. Bei jedem Öffnungsvorgang des Unterbrechers 30, 32 wird der Ausgangstransistor 56 des Impulsformers 21 stromleitend. Dies hat zur Folge, daß derjenige der beiden Transistoren 61 u. 62, welcher bishet stromleitend war, nunmehr in seinen Sperrzustanc übergeht, wohingegen der andere, seither gesperrte Transistor stromleitend wird. Auf diese Weise wire erreicht daß jeweils einer der Zündvorgänge den einer der beiden Transistoren 61 und 62 stromleitend macht und der nächste Zündvorgang dann den anderer Transistor in seinen stromleitenden Zustand bringt Dabei entsteht am Kollektor des Transistors 61 unc demzufolge auch am Emitter des Transistors 73 die angedeutete mäanderförmige Schaltspannung 80. Die Zuordnung der Schaltspannung zu den einzelner Zündvorgängen ist in F i g. 3 dargestellt in welcher die einzelnen Ansaugtakte für die Zylinder ZX-ZA füi eine Zündfolge 1-4-3-2 mit schraffierten Rechteckflä chen dargestellt sind. Die Frequenz der Schaltspannung 80 ist nur halb so groß wie diejenige der beim Schließer und öffnen des Unterbrechers 30, 32 entstehender Spannung.

Das bei dem Steuermultivibrator 23 verwendete Prinzip beruht darauf, daß der als Zeitglied dienende Kondensator C über einen festgelegten, konstant bleibenden Drehwinkel der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine hinweg aus einer Konstantstrom-Quelle aufgeladen und anschließend über eine zweite Konstantstrom-Quelle entladen wird, wobei während des Entladevorgangs ein Steuerimpuls Jo der in F i g. 1 angedeuteten Art entsteht. Damit dieser Steuerimpuls eine Impulsdauer To aufweist, welche zu der bei einem Ansaughub in einen der Zylinder gelangenden Luftmenge proportional ist, kann der Aufladestrom von dem mit der Stauklappe 15 ermittelten zeitlichen Mittelwert der Ansaugluftmenge abhängig gemacht werden und dem Kondensator Cein zur Steuerspannung am Potentiometer 17 proportionaler Ladestrom zugeführt werden und der Endladevorgang unabhängig von der Ansaugluftmenge mit einem fest eingestellten Entladestrom erfolgen. Beim dargestellten Ausführungsbeispiel ist von der zweiten Alternative Gebrauch gemacht. Hier wird nämlich dem Kondensator C aus einer Aufladestromquelle A ein konstanter, von der Ansaugluftmenge unabhängiger Ladestrom la zugeführt, während der Entladevorgang mit einem Entladestrom Ie erfolgt, welcher von der Entladestromquelle E geliefert und in seiner jeweiligen Stromstärke umgekehrt proportional zur Ansaugluftmenge eingestellt wird. Diese zweite Alternative bietet den Vorteil, daß auch noch während des Entladevorgangs eintretende Änderungen der Ansaugluftmenge die Impulsdauer To beeinflussen können.

Der Steuermultivibrator 23 enthält über den Speicherkondensator C hinaus zwei Transistoren Ti und TI vom pnp-Typ, die beide mit ihren Emittern an die Plusleitung 35 angeschlossen sind und mit je einem von zwei weiteren Transistoren 7"11 und T12 in Lin-Schaltung betrieben werden. Der Transistor TX ist an seiner Basis über einen Widerstand 85 mit der Plusleitung 35 verbunden und er wird dadurch im Ruhezustand des Multivibrators gesperrt gehalten. Außerdem ist seine Basis über einen Koppelwiderstand 86 und einen Koppelkondensator 87 mit der die Schaltspannung 80 führenden Leitung 84 verbunden, sowie über einen Widerstand 88 mit dem Kollektor eines Transistors Γ4 verbunden, der mit seinem Emitter an der Minusleitung 36 liegt und an seiner Basis mit zwei Widerständen 90 und 91 verbunden ist. Der eine Widerstand 90 liegt an der Minusleitung 36, der andere Widerstand 91 führt zum Kollektor eines Vortransistors Γ3 und über einer, weiteren Widerstand 92 zur Plusleitung 35. Der Vortransistor 7"3 liegt mit seiner Basis am Verbindungspunkt von zwei im Kollektorstromkreis der Lin-Schaltung Ti, Tn angeordneten Widerständen 93 und 94 und ist über einen Widerstand 95 mit der Leitung 84 und deren Schaltspannung 80 verbunden. An den Kollektor des Transistors T3 ist außerdem die Basis eines Transistors T5 über einen Koppelwiderstand 96 angeschlossen und über einen Widerstand 97 mit der Minusleitung 36 verbunden. Vom Transistor 7"5 wird ein weiterer Transistor Γ6 gesteuert, an dessen Kollektor die luftmengenabhängigen Steuerimpulse Jo abgenommen werden können.

Bei der Erzeugung dieser Steuerimpulse Jo arbeitet der Steuermultivibrator folgendermaßen:

Zunächst wird der Speicherkondensator Cüber einen festgelegten Kurbelwellen-Drehwinkel KW mit konstantem Aufladestrom Ia aufgeladen; die jeweiligen Aufladeperioden erstrecken sich beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 jeweils über einen Kurbelwellen-Drehwinkel von 180°. In der Darstellung nach Fig. 3 erstreckt sich der Aufladevorgang über den Bereich von 180° KWbh 360° K Wund von 540° bis zur Vollendung der zweiten Kurbelwellenumdrehung bei 720° KW. Während dieser Aufladeperioden hat die in F i g. 3 eingetragene Schaltspannung 80 positive Werte, wohingegen die zur Steuerung der Aufladestromquelle A dienende Schaltspannung 81 während der Aufladeperiöden Null-Potential hat. Der während der Aufladeperiode vom Zeitpunkt 11 bis zum Zeitpunkt 12 fließende Ladestrom Ia erzeugt am Speicherkondensator C eine linear ansteigende Spannung Uc, deren Endwert im Zeitpunkt f2 bei 360° bzw. 720° erreicht wird und umgekehrt proportional zur jeweiligen Drehzahl der Brennkraftmaschine ist. Während einer solchen Aufladeperiode sind die Transistoren Ti und TIl gesperrt, die Transistoren T2, 7"12 hingegen leitend und halten über den dann stromleitenden Transistor Γ3 den zu dem Transistor Ti komplementären Transistor TA ebenfalls gesperrt. Dieser Zustand wird außerdem durch die Zwangssteuerung des Transistors Γ3 mit Hilfe der Schaltspannung 80 sichergestellt und dabei verhindert, daß irgendwelche auf der Plusleitung 35 entstehende Spannungseinbrüche dazu führen könnten, den Ladevorgang vorzeitig zu beenden.

Der Ladevorgang wird erst dann beendet, wenn im Zeitpunkt / 2 bei 360° oder 720° die Schaltspannung 80 von den seitherigen Pluswerten auf Null-Potential zurückspringt. Dann überträgt der Differenzierkondensator 87 einen negativen Trigger-Impuls K auf die Basis des Transistors TX und macht diesen leitend. Gleichzeitig sperrt die zweite Schaltspannung 81 die Ladestromquelle A. Durch die auf dem Speicherkondensator C sitzende Ladung werden die seither stromleitenden Transistoren Γ2 und Γ12 gesperrt, so daß auch der Transistor Γ3 in den Sperrzustand übergeht und der Transistor Γ4 stromleitend wird. Während des hierbei beginnenden Entladevorgangs liefert die Entladestromquelle E einen konstanten Entladestrom Ie, welcher bewirkt, daß die Spannung Uc am Speicherkondensator C linear abfällt. Sobald diese Spannung einen festgelegten nahe bei Null liegenden Wert erreicht, vermag diese den Transistor 7"2 nicht mehr weiter gesperrt zu halten.

Dieser geht vielmehr in stromleitenden Zustand über und bringt trotz der noch vorherrschenden Null-Werte der Schaltspannung 80 mit Hilfe seines über den Widerstand 94 fließenden Kollektorstromes den Transistor T3 in stromleitenden Zustand, der dann den

so Rückkopplungskreis zur Wirkung bringt und den Transistor T4 sperrt. In diesem in Fig.3 bei i3 angedeuteten Zeitpunkt ist somit der seither laufende Steuerimpuls Jo beendigt

In Fig.4 ist eine Konstantstrom-Quelle dargestellt weiche im Prinzip sowohl als Aufladestromquelle A als auch als Entladeeinrichtung ^Verwendung finden kann. Diese Stromquelle enthält als wesentliche Teile einen Operationsverstärker PX, dessen positiver, nichtinvertierender Eingang über einen Kompensationswiderstand 101 an den Abgriff eines aus rwei Widerständen 102 und 103 gebildeten, zwischen der gemeinsamen Plusleitung 35 und der Minusleitung 36 liegenden Spannungsteilers angeschlossen ist An den Ausgang des Operationsverstärkers P X sind zwei npn-Transistoren T8 und T9 angeschlossen, die als Darlington-Stufe arbeiten. Die mit dem Ausgang des Operationsverstärkers direkt verbundene Basis des Transistors TS steht über einen Widerstand 104 mit der Plusleitung 35 in

Verbindung. Der Emitter des Transistors 7g ist über einen einstellbaren Widerstand 105 an die Minusleitung 36 angeschlossen und direkt mit dem Minus-Eingang des Operationsverstärkers verbunden. Im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers liegt ein Integrationskondensator 107. Der Operationsverstärker Pl arbeitet als Spannungsfolger und bewirkt, daß die beiden Darlington-Transistoren TS und Γ9 am gemeinsamen Emitterwiderstand 105 eine Spannung reproduzieren, die derjenigen am Spannungsteilerwiderstand 103 entspricht. Hierbei führen die Darlington-Transistoren TS und 79 einen Kollektorstrom, dessen jeweiliger Stromwert genau konstant ist.

In der Ausführungsform nach Fig.4 ist vorgesehen, daß der dort dargestellte Operationsverstärker im Schaltbetrieb arbeitet und als Aufladestromquelle A verwendet ist.

Für diesen Schaltbetrieb ist der Operationsverstärker P1 in der in F i g. 4 angedeuteten Weise über die Diode 82 und den Widerstand 79 mit dem Emitter des zum Frequenzteiler 22 gehörenden Transistors 74 verbunden und wird somit durch die Schaltspannung 81 gesteuert. Beim Schaltbetrieb von Operationsverstärkern gibt es in der Regel Schaltverzögerungen infolge des im Rückkopplungszweig liegenden Integrationskondensators 107. Derartige Verzögerungen, die eine mit steigender Drehzahl abnehmende Ladung des Speicherkondensators C bewirken könnten, sind beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 dadurch weitgehend vermieden, daß ein weiterer Transistor Γ10 vorgesehen ist, der mit seinem Emitter an den Emitter des Darlington-Transistors Γ9 angeschlossen und an seiner Basis mit dem Widerstand 102 und einem weiteren Widerstand 108 verbunden ist, welcher zu den Widerständen 101 und 103 führt. Mit dem Transistor 710 wird erreicht, daß sich die auf dem Kondensator 107 sitzende Ladung beim Schaltvorgang nur sehr wenig zu verändern braucht. Wenn während der Einschaltperiode der Aufladestromquelle die Schaltspannung 81 Null-Potential hat und daher der eingezeichnete Steuerstrom Is = 0 ist, liegen Basis und Emitter des Transistors Γ10 näherungsweise auf dem gleichen Potential. Dadurch ist der Transistor Γ10 gesperrt und zunächst ohne Wirkung. Der Anschlußpunkt Λ/des Kondensators 107 liegt dann auf einem durch die innere Schaltung des Operationsverstärkers bestimmten, festen Potential. Gleichzeitig ist das Potential am Anschlußpunkt M der zweiten Kondensatorelektrode durch die am Spannungsteilerwiderstand 103 entstehende Teilspannung festgelegt. Dadurch ist die am Kondensator 107 herrschende Spannung bestimmt

Wenn im Zeitpunkt Tl bei 360° oder 720° K W die zweite Schaltspannung 81 auf positive Potentialwerte hochspringt und dabei den Aufladevorgang durch Sperren der Aufladestromquelle A beendet, wird bei N zwar ein Strom Is von endlichem Wert in den Operationsverstärker P1 eingespeist, das Potential des Punktes N ändert sich dabei jedoch nicht Der mit B angedeutete Ausgang des Operationsverstärkers nimmt dabei nämlich ein so niedriges Potential an, daß die beiden Darlington-Transistoren TS und T9 gesperrt werden und somit auch der Aufladestrom Ia ausgeschaltet wird. Wenn der Transistor T10 nicht vorhanden wäre, so würde der Punkt M hierbei Null-Potential annehmen, was zur Folge hätte, daß die Ladung auf dem Kondensator 107 stark verändert würde, wodurch sich beim anschließenden Wiedereinschalten des Aufladestromes die oben erwähnte Verzögerung ergeben würde. Der als Emitterfolger arbeitende Transistor Γ10 sorgt nun anstelle der gesperrten Darlington-Transistoren TS und Γ9 dafür, daß das Potential des Punktes M näherungsweise auf dem durch die Spannungsteilerwiderstände 108 und 103 eingestellten Wert gehalten wird und sich demzufolge die auf dem Kondensator 107 sitzende Ladung nur sehr wenig ändern kann. Beim Einschalten des Aufladestromes la braucht der Punkt M sofern der Widerstand 108 gleich Null ist nur einen Potentialhub von der Größe der Emitter-Basis-Schwellspannung des Transistors TlO zu durchlaufen, bis der Aufladestrom den vollen Wert erreicht. Daher geht der Einschaltvorgang sehr schnell vor sich. Durch den Widerstand 108 wird zudem die durch den Kondensator 107 verursachte Verzögerung noch weiter verringert.

Zur Verwirklichung der oben genannten zweiten Alternative, bei welcher der Entladestrom Ie im umgekehrten Verhältnis zu der vom Luftmengenmesser festgestellten Ansaugluftmenge eingestellt wird, ist die in F i g. 2 bei E angedeutete Entladestromquelle in integrierter Schaltung nach F i g. 5 vorgesehen. Im einzelnen enthält die Entladestromquelle nach F i g. 5 einen ersten Operationsverstärker P2 und einen zweiten Operationsverstärker P3, von denen der erste Operationsverstärker P2 wie der Operationsverstärker PX der Ladestromquelle nach Fig.4 aufgebaut ist, jedoch keine Einrichtung zur taktweisen Steuerung enthält. Er ist an seinem Plus-Eingang über einen Begrenzungswiderstand 121 an den Verbindungspunkt zweier Spannungsteilerwiderstände 123 angeschlossen. An seinem bei B angedeuteten Ausgang liegt die Basis eines Transistors Γ18, der zusammen mit einem Transistor Γ19 eine Darlington-Schaltung bildet und den eingeprägten Entladestrom Ie für den Speicherkondensator C nach F i g. 2 liefert. Im Punkt M ist an den Emitter des Transistors Γ19 eine Elektrode des im Rückkopplungszweig angeordneten integrations-Kondensators 127 angeschlossen. Vom Ausgang des Operationsverstärkers P 2 zur Plusleitung 35 führt ein Widerstand 124. Der Minus-Eingang des Operationsverstärkers P2 liegt am Verbindungspunkt M.

Der zweite Operationsverstärker P3 ist mit seinem Plus-Eingang an den verstellbaren Abgriff 16 des mit der Stauklappe 15 zusammenarbeitenden Potentiometers 17 verbunden, das in Reihe mit einem Widerstand 126 sowie einem Widerstand 129 als Spannungsteiler zwischen die Plusleitung 35 und die Minusleitung 36 gelegt ist

Vom Verbindungspunkt des Potentiometers 17 mit dem Teilerwiderstand 126 führt ein Widerstand 128 zu dem am Plus-Eingang des ersten Operationsverstärkers P2 liegenden Spannungsteiler 122, 123 und dem Kompensationswiderstand 121 und außerdem ein weiterer Widerstand 130 zum Pluseingang des zweiten Operationsverstärkers P3. Dessen Minus-Eingang ist mit seinem Ausgang verbunden, an welchem ein weiterer Integrationskondensator 131 und ein Widerstand 132 angeschlossen ist welcher zum Verbindungspunkt M und zum Minus-Eingang des ersten Opera- tionsverstärkers P 2 führt

Die Widerstände 121 und 128 dienen zur Kompensation und sind im Idealfall stromlos. Das Potential am Verbindungspunkt H der beiden Widerstände 128 und 130 liegt somit auch am Plus-Eingang des Operations-Verstärkers P 2. Dieser arbeitet als Spannungsfolger und erzwingt das gleiche Potential an dem Verbindungspunkt M, an welchem auch der die Höhe des Entladestromes Ie bestimmende Widerstand 132 ange-

schlossen ist. Der zweite Operationsverstärker PZ arbeitet ebenfalls als Spannungsfolger bzw. als Impedanzwandler. Er überträgt das Potential des nur wenig belastbaren Spannungsteiler-Abgriffs 16 an das mit dem Kondensator 131 verbundene Ende des Widerstandes 132, so daß an diesem praktisch die zwischen dem Potentiometer-Abgriff 16 und dem Anschlußpunkt H entstehende Steuerspannung U_s entsteht Daher wird der Emitterstrom des Darlington-Transistors allein durch die Steuerspannung Us und den Widerstand 132 bestimmt. Im Kollektorzweig der Darlington-Transistoren 7*18 und 7*19 ergibt sich somit ein eingeprägter Entladestrom Ie für den Speicherkondensator, welcher umgekehrt proportional zur gemessenen Ansaugluftmenge ist

Die beiden Widerstände 126 und 129 können zusammen mit dem Potentiometer 17 als bauliche Einheit ausgebildet werden, die im Luftmengenmesser untergebracht und unabhängig von der elektronischen Steuereinrichtung abgeglichen werden kann. Mit den beiden Widerständen 126 und 129 kann der Potentialbereich, innerhalb dessen die Punkte H und M liegen können, so festgelegt werden, daß auch bei niedrigen Batteriespannungen an keinem der beiden Operationsverstärker P2 und P3 der Eingangs-Gleichtaktbereich überschritten wird. Dies ist besonders angesichts der großen Luftmengenvariation von 1 :40 zwischen Leerlauf und Höchstlast besonders wichtig. Durch die Hochlegung des Potentials am Verbindungspunkt H wird außerdem erreicht, daß der Scheitelwert der Kollektor-Emitter-Spannung an den Darlington-Transistoren 7*18, 7*19 nicht zu hoch wird. Die beiden Kondensatoren 127 und 131 unterdrücken wirkungsvoll die Schwingneigung der beiden Operationsverstärker. Der Widerstand 121 sorgt in Verbindung mit den übrigen Widerständen für die Ausschaltung des Einflusses der Eingangsströme des ersten Operationsverstärkers PI auf den Entladestrom la Näherungsweise gilt daß die Größe des Widerstandes 121 der Größe des Widerstandes 132 vermindert um die Größe des Widerstandes 128 und weiterhin vermindert um die Größe des Vorwiderstandes 126 entspricht Mit den Widerständen 122 und 123 können die Offset-Spannungen der beiden Operationsverstärker ausgeglichen werden, indem aus diesem Spannungsteiler gerade so viel Strom über den Widerstand 128 in den Punkt H eingespeist wird, daß an der Reihenschaltung aus dem Widerstand 128 und dem Innenwiderstand der aus den Widerständen 126, 129 und dem Potentiometer 17 bestehenden Anordnung eine Spannung abfallt welche so der Differenz beider Offset-Spannungen der Operationsverstärker entspricht Wenn diese Bedingung erfüllt ist und wenn außerdem der Wert des Widerstandes 121 richtig gewählt ist, so fließt im Emitter des Darlington-Transistors 7"19 der gewünschte Entladestrom Ie, welcher dem Quotienten aus der Steuerspannung Us und dem Widerstand 132 entspricht

Durch die dem Steuermultivibrator 23 in der Anordnung nach Fig. 1 nachgeschaltete Impulsverlängerungsstufe 24 ergibt sich die Möglichkeit mehrere, von den jeweiligen Betriebsbedingungen der Brennkraftmaschine abhängende Korrekturen in einfacher Weise anzubringen, wie weiter unten noch näher dargelegt werden wird. Aus Kennfeldmessungen hat sich ergeben, daß bei einer von einer Stauklappe 15 gesteuerten Benzin-Einspritzanlage eine Drehzahlkorrektur vorgesehen werden muß, die jeodeh nur dann wirksam sein soll, wenn die Drosselklappe 14 über einen bestimmten Winkel hinaus geöffnei ist, vorzugsweise mehr als 30° geöffnet ist. Eine solche Drehzahlkorrektur bei Vollast wird zweckmäßig nicht erst in der Impulsverlängerungsstufe 24, sondern bereits in dem Steuermultivibrator 23 durchgeführt, weil die im Steuermultivibrator 23 durchgeführte Beeinflussung der Steuerimpulse sich multiplikativ infolge der Verlängerung in der Impulsverlängerungsstufe 24 auf die Öffnungsimpulse Jv auswirkt.

Für die nachstehend anhand der F i g. 6 und der F i g. 9 näher erläuterte Drehzahlkorrektur bei Vollast ist folgender Funktionsverlauf als erwünscht unterstellt:

Bei Drehzahlen π über etwa 2000 U/min soll keine Beeinflussung der Einspritzdauer erfolgen. Hingegen soll bei Drehzahlen unter 2000 U/min eine Abmagerung erfolgen, die mit fallender Drehzahl stetig zunimmt und bei 600 U/min einen Wert von 20% erreicht und demzufolge die Einspritzzeit nur 80% derjenigen beträgt, die sie ohne diese Korrektur bei der gleichen Ansaugluftmenge haben würde. Die Drehzahlkorrektur wird dadurch erreicht, daß im Steuermultivibrator 23 der dem Speicherkondensator C zufließende Aufladestrom la während der Aufladephase zeitabhängig dadurch beeinflußt wird, daß er nach Ablauf einer festgelegten Zeitspanne Tz auf einen kleineren Wert umschaltet und demzufolge die weitere Aufladung des Speicherkondensators langsamer erfolgt. Wie im Zeitschaubild nach F i g. 9 deutlicher erkennbar ist, wird die Drehzahlkorrektur im Prinzip in der Weise durchgeführt, daß mit Beginn der vom Frequenzteiler 22 gesteuerten, im Zeitpunkt 11 ausgelösten Aufladung des Speicherkondensators gleichzeitig eine monostabile Kippstufe getriggert wird, die während der fest eingestellten Verzögerungs-Zeitspanne Tz im metastabilen Zustand bleibt. Der Aufladestrom fließt dann zunächst in der unkorrigierten Größe Ia 1 und lädt den Speicherkondensator auf eine linear ansteigende Spannung L/cauf. Nach Ablauf der Verzögerungszeit Tz fällt die monostabile Kippstufe in den ursprünglichen, stabilen Zustand zurück und verringert dabei den Aufladestrom auf eine Stärke la 2, die wie in Fig. 9 angegeben, nur einen Bruchteil des anfänglichen Wertes la 1 beträgt.

In Fig.6 ist ein Schaltbild für eine nach Fig.4 aufgebaute Aufladestromquelle wiedergegeben, welches eine von mehreren Möglichkeiten zur Realisierung der beschriebenen Korrekturfunktion enthält. Dort ist ein mit der Drosselklappe 14 gekoppelter Schalter 140 vorgesehen, der sich in der dargestellten Schließlage befindet so lange die Drosselklappe geschlossen ist und erst dann geöffnet wird, wenn durch Niedertreten des Gaspedals der öffnungswinkel der Drosselklappe größer als 30° gemacht und die Drehzahlkorrektur zur Wirkung gebracht wird. Als Kippstufe dient ein Transistor 7*14 vom npn-Typ, dessen Emitter an der Minusleitung 36 liegt Er ist mit seiner Basis über eine Diode 141 mit der Schaltspannung 81 unter Zwischenschaltung eines Widerstandes 142 und eines Kondensators 143 verbunden. Dieser Kondensator kann nur dann wirksam werden, wenn der Schalter 140 geöffnet ist Dann kann er sich nämlich bei positiven Werten der Schaltspannung 81 über den Widerstand 142, die Diode und den von der Basis des Transistors 7" 14 zur Minusleitung führenden Basisableitwiderstand 144 aufladen. Sobald die Schaltspannung 81 beim Beginn des Ladungsvorgangs für den Speicherkondensator C im Zeitpunkt /1 auf Null-Potential zurückspringt sperrt die auf dem Kondensator 143 sitzende Ladung den

Transistor 14 so lange, bis sich diese Ladung über den Widerstand 142 und den an die Plusleitung angeschlossenen Widerstand 145 ausgeglichen hat Der an seinem Kollektor über einen Arbeitswiderstand 146 mit der Plusleitung 35 verbundene Transistor T14 läßt dann für die Dauer seiner Sperrung einen nachgeschalteten Transistor Γ15 in den stromleitenden Zustand gelangen, der in diesem Zustand — gleichgültig ob er bei geschlossenem Drosselklappenschalter dauernd stromleitend gehalten wird oder nur während der Verzögerungszeit Tz bei geöffnetem Drosselklappenschalter sich in diesem Zustand befindet — über einen mit seinem Kollektor verbundenen Arbeitswiderstand 147 einen Parallelstrom zum Widerstand 105 führt Es stellt »ich somit ein hoher Wert la 1 des Aufladestromes la ein. Wenn nach Ablauf dieser Verzögerungszeit der Transistor 7Ί4 — bei geöffnetem Drosselklappenschalter 140 — erneut stromleitend wird, sperrt er den Transistor T15, so daß der Aufladestrom la für den Speicherkondensator C in der in F i g. 9 angedeuteten Weise auf einen wesentlich geringeren Wert la 2 reduziert wird und demzufolge die Spannung Uc am Speicherkondensator C nur entsprechend langsamer ansteigt. Die Spannung Uc erreicht demzufolge nach der ausgezogenen Linie in Fig.9 am Ende des Aufladevorgangs im Zeitpunkt 12 einen Wert welcher wesentlich niedriger liegt als derjenige, der bei unwirksamer Drehzahlkorrektur, d. h. bei geschlossenem Drosselklappenschalter 140 erreicht würde. Für den in F i g. 9 verwendeten Zeitmaßstab ist unterstellt, daß die Brennkraftmaschine mit einer Drehzahl η = 1250 U/min läuft und daß demzufolge die für die Aufladung zur Verfügung stehende Periode Tp= '/2 π=2·ίθ Millisekunden (msec) beträgt. Wenn die Drehzahlkorrektur oberhalb von 2000 U/min unwirksam sein soll, muß die Verzögerungszeit Tz 15 Millisekunden betragen.

Während beim vorher beschriebenen Ausführungsbeispiel der Aufladestrom la nach Ablauf der Verzögerungszeit Tz dadurch reduziert wird, daß der mit der Minusleitung 36 verbundene npn-Transistor 15 gesperrt wird, kann man den gleichen Erfolg auch mit einer Schaltungsanordnung nach Fi g. 7 erzielen.

Dort ist der Operationsverstärker Pl zusammen mit den beiden, den Aufladestrom la liefernden Darlington-Transistoren TS und T9 im wesentlichen gleich aufgebaut wie in F i g. 4. In der Anordnung nach F i g. 7 kann der als monostabile Kippstufe wirkende Transistor Γ14 wie in Fig.6 mit seinem Emitter an die Minusleitung 36 angeschlossen sein und dann mit dem bei stark geöffneter Drosselklappe offenen Drosselklappenschalter 140 in der beim Ausführungsbeispiel nach Fig.6 angegebenen Weise zusammenarbeiten. Abweichend vom vorigen Ausführungsbeispiel ist der Kollektor dieses Transistors über einen Widerstand 152 mit dem Kollektor eines Transistors Γ16 verbunden, dessen Emitter für die hier zunächst behandelte Verwendung des Drosselklappenschalters 140 als fest verbunden mit der Plusleitung 35 zu denken ist. Die Basis dieses Transistors soll mit der Plusleitung 35 über «> einen Widerstand 153 verbunden und der hier zunächst nicht weiter interessierende Schalter 160 geöffnet oder nicht vorhanden sein. Mit dem Kollektor des Transistors Γ16 ist ein einstellbarer Widerstand 155 verbunden. Der Transistor Γ16 ist immer dann gesperrt, wenn der t>5 Transistor 7" 14 gesperrt ist, d.h. bei geöffnetem Drosselklappenschalter 140 während der Verzögerungszeit Tz. Wenn der Transistor 7~16 jedoch leitend ist speist er Ober den Widerstand 155 an dem Verbindungspunkt M einen zusätzlichen Strom ein, um welchen sich der von den beiden Darlington-Transistoren TS und T9 gelieferte Aufladestrom la in seinem Wert verringert.

Die gleiche Korrekturfunktion bei an seinem Emitter mit der Minusleitung 36 verbundenem Transistor 7Ί4 läßt sich erzielen, wenn anstelle des Drosselklappenschalters l-iO ein ebenfalls bei geöffneter Drosselklappenstellung in seiner Offenstellung befindlicher anderer Drosselklappenschalter 160 verwendet wird, welcher parallel zu dem Basisableitwiderstand 153 liegt Dieser hält unabhängig von den durch die Schaltspannung 81 vom Transistor 7Ί4 bewirkten Schaltvorgängen den Transistor T16 gesperrt und bewirkt dadurch den vollen Wert la 1 des Aufladestroms la, solange er sich infolge einer unterhalb von 30° liegenden öffnung der Drosselklappe 14 in seiner Schließstellung befindet

Ansteife der beiden beim Offnen der Drosselklappe in die Offenstellung gelangenden Drosselklappenschalter 140 oder 160 kann man einen Drosselklappenschalter der bei 161 oder 162 angedeuteten Art verwenden. Beide Schalter gehen in ihre Schließstellung, wenn die Drosselklappe 14 über 30° hinaus geöffnet wird. Von den beiden Schaltern 161 ist jeweils nur der mit dem Emitter des Transistors T14 in Reihe liegende Schalter 161 oder der mit dem Emitter des Transistors 7Ί6 in Reihe liegende und an die Plusleitung 35 angeschlossene Drosselklappenschalter 162 erforderlich.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig.8 stellt eine Abwandlung der Drehzahlkorrektur-Schaltung nach F i g. 6 dar, bei welcher bei fehlendem Drosselklappenschalter 140 der gleich wirkende Drosselklappenschalter 160 in der Verbindungsleitung zwischen der Plusleitung 35 und dem Widerstand 163 angeordnet ist. Darüberhinaus ist als eine von zwei weiteren Alternativen vorgesehen, daß bei festem Anschluß des Widerstandes 163 an die Plusleitung 35 in der Emitterzuleitung des Transistors Γ14 der Schließerschalter 161 angeordnet ist Als dritte Alternative ist bei fest mit der Minusleitung 36 verbundenem Emitter des Transistors 7" 14 vorgesehen, daß zwischen dem Widerstand 145 und der Plusleitung 35 der Drosselklappenschalter 162 angeordnet ist welcher dann in seine Schließlage gelangt wenn die Drosselklappe 14 über 30° geöffnet wird.

Der am Kollektor des Transistors 7*6 zur Verfügung stehende Steuerimpuls Jo wird in der nachfolgenden Impulsverlängerungsstufe 24 um einen konstanten Faktor /"verlängert, wobei dieser Faktor etwa bei f = 2 ist. Die Impulsverlängerungsstufe erlaubt es in einfacher Weise weitere Korrekturen anzubringen, beispielsweise eine Startanhebung der Einspritzmenge oder eine temperaturabhängige Warmlaufanreicherung oder eine lastabhängige Korrektur, mit welcher die Luftzahl Λ lastabhängig verändert werden kann.

Die Impulsverlängerungsstufe (Multiplizierstufe) 24 ist im Prinzip aufgebaut wie der Steuermultivibrator 23 nach F i g. 2. In F i g. 10 sind deshalb diejenigen Bauteile, die mit F i g. 2 fibereinstimmen, mit gleichen Bezugszeichen wie dort versehen. Ein wesentlicher Unterschied gegenüber dem Steuermultivibrator nach F i g. 2 besteht jedoch bei der Impulsverlängerungsstufe 24 darin, daß der Kondensator C nicht während der drehzahlabhängigen Periode Tp = '/₂ n, sondern während der kürzeren, luftmengenabhängigen und drehzahlabhängigen Dauer To der Steuerimpulse Jo mit konstantem Ladestrom la aus der Aufladestromquelle A geladen wird. Unmittel-

bar an den Steuerimpuls Jo schließt sich der Entladevorgang des Kondensators Can, der mit einem ebenfalls konstanten, von der Entladestromquelle E gelieferten Entladestrom I? erfolgt

Beide Stromquelien können im Prinzip nach Fig.4 oder nach F i g. 5 ausgebildet sein. Um die prinzipielle Funktion der Korrekturen in der dargestellten Form z.B. mit der Stromquelle nach Fig.4 zu erzielen, müßten die Α-Korrektur sowie die Start- und Nachstartanhebung (26 u. 27) auf den Verbindungspunkt der Widerstände 101 und 103 wirken, während die Warmlaufkorrektur 28 auf den Emitter von T9 (Punkt M) wirken müßte. Im Falle der Verwendung als Entladestromquelle könnten in F i g. 4 der Widerstand 108 und der Transistor 7"10 sowie dessen Kollektorwiderstand entfallen.

Der Steuerimpuls wird der Impulsverlängerungsstufe an der Klemme 165 zugeführt An dieser Klemme liegt die Anode einer Diode 166, welche die positiven Steuerimpulse Jo auf eine Leitung 167 weitergibt welcher auch die von der Impulsverlängerungsstufe gelieferten Verlängerungsimpulse über eine zweite Diode 168 zugeführt und zu einem Summenimpuls Js zusammengesetzt werden.

Zusätzlich zu den bereits im Steuermultivibrator nach F i g. 2 bzw. den F i g. 4 und 5 vorgesehenen Bauelementen ist zum Schutz gegen Spannungsdurchbrüche eine Stufe vorgesehen, welche zwei in ihrer Durchlaßrichtung als Dioden betriebene Transistoren Γ21 und 7*22 enthält, die hintereinander geschaltet sind und dabei in Reihe mit einem Widerstand 170 liegen, der an die Minusleitung angeschlossen ist Mit dem Emitter des Transistors Γ22, der ebenso wie der Transistor Γ21 eine kurzgeschlossene Basis-Kollektor-Strecke aufweist, ist ein Transistor T23 verbunden, welcher zusammen mit einem ebenfalls zum npn-Typ gehörenden Transistor Γ24 in Darlington-Schaltung betrieben wird, wobei die beiden Kollektoren der Transistoren T23 und Γ24 mit der Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors T2 und einer der beiden «> Elektroden des Speicherkondensators C verbunden sind, während der Emitter des Transistors T24 zur Entladestromquelle E in Reihe geschaltet ist Durch diese Stufe wird erreicht, daß beim Umschalten auf den Entladevorgang, bei welchem die beiden Transistoren T\ und TIl stromleitend werden, die Spannung zwischen Kollektor und Emitter der Transistoren 7*24 und Γ23, sowie die Spannung an der Entladestromquelle E die Batteriespannung der Plusleitung 35 nicht überschreiten kann und demzufolge die als integrierte Schaltung ausgeführte Entladestromquelle keiner zu hohen Spannung ausgesetzt wird.

In der Anordnung nach F i g. 10 ist ein lastabhängiger Geber 26 vorgesehen, der einen mit der Drosselklappe gekuppelten, dreistufigen Schalter hat, dessen Schaltarm 171 über einen Widerstand 172 mit einem Steuereingang der Aufladestromquelle A verbunden ist. Der Schaltarm 171 ist für Leerlaufstellung der Drosselklappe wiedergegeben; er nimmt im Teillastgebiet die Mittelstellung ein, bei welcher er den ^6<> Widerstand 172 mit einem Abgleichwiderstand 173 verbindet, der an die Plusleitung 35 angeschlossen und derart bemessen ist, daß dann der Aufladestrom la auf geringste Abgasmenge festgelegt ist In der am weitesten rechts liegenden Schalterstellung wird Vollast signalisiert und der Aufladestrom la zur Erzielung eines überfetteten Gemisches beträchtlich angehoben.

An den gleichen Steuereingang der Aufladestrom

quelle A ist über einen Widerstand 175 und eine Diode 176 ein Geber 27 angeschlossen, der jeweils nur beim Starten der Brennkraftmaschine betätigt wird und nach dem Ende des Startvorgangs für eine Dauer von etwa 20 Sekunden den Aufladestrom la vergrößert Dieser Geber hat eine mit einem nicht dargestellten Anlaßschalter verbundene Eingangsklemme 177, von welcher ein Widerstand 178 zur Basis eines npn-Transistors 7"27 führt, dessen Emitter an die Minusleitung 36 angeschlossen ist An den Kollektor dieses Transistors ist über einen Widerstand die Basis eines pnp-Transisto^ T28 angeschlossen, der zusammen mit einem Transistor 7"29 des gleichen Typs, einem einstellbaren Widerstand 179 sowie einem Kondensator 180 einen Miller-Integrator bildet Beim Starten der Brennkraftmaschine gelangt die Klemme 177 an Pluspotential, der Transistor T27 wird stromleitend und macht dann auch die beiden Transistoren Γ28 und 729 stromleitend. Hierbei wird sichergestellt, daß ein den Aufladestrom Ia vergrößernder Steuerstrom über die Diode 176 und den Widerstand 175 zur Aufladestromquelle A fließt Außerdem wird erreicht, daß der Kondensator 180 praktisch vollkommen entladen wird. Nach Beendigung des Startvorgangs wird die Klemme 177 spannungslos und der Transistor 7"27 geht in seinen ursprünglichen gesperrten Zustand zurück. Hierbei setzt ein infolge der Gegenkopplung über die Transistoren relativ langsamer Aufladevorgang ein, bei dem das Potential der mit dem Kollektor des Transistors 7*29 verbundenen Elektrode des Kondensators 180 näherungsweise linear gegen das Potential der Minusleitung 36 absinkt.

Die Höhe des Aufladestromes hängt von dem zwischen der Plusleitung und der Basis des Transistors T28 angeordneten, einstellbaren Widerstand 179 ab und entspricht dem Quotienten aus der Summe der beiden Flußspannungen der Transistoren 7*28 und Γ29 und dem Wert des Widerstandes 179. Hierdurch ergibt sich eine sehr genaue Einstellbarkeit für die Dauer der Nachstartanhebung, die dann beendet ist, wenn das Potential der mit dem Widerstand 175 verbundenen Elektrode einen von der Aufladestromquelle A vorgegebenen Schwellwert unterschreitet, so daß die Diode 176 sperrt. Während dieser Zeitdauer nimmt die durch den Widerstand 175 einstellbare Nachstartanhebung kontinuierlich ab.

Die in Fig. 10 durch den Temperaturgeber 28 angedeutete Korrektur wird im Gegensatz zu den vorher beschriebenen an der Entladestufe E durchgeführt. Der Temperaturgeber 28 enthält einen mit dem Kühlwasser der Brennkraftmaschine in wärmeleitender Verbindung stehenden NTC-Widerstand 182, der zusammen mit einem einstellbaren Widerstand 183, einer Diode 184 und einem zweiten einstellbaren Widerstand einen zwischen der Plusleitung 35 und der Minusleitung 36 angeordneten Spannungsteiler bildet. Mit dem zweiten einstellbaren Widerstand 185 ist die Basis eines mit seinem Kollektor unmittelbar an die Plusleitung 35 angeschlossenen Transistors 7*30 vom npn-Typ verbunden. Von seinem mit der Minusleitung 36 über einen Widerstand 186 verbundenen Emitter führt ein einstellbarer dritter Widerstand 187 und eine Diode 188 zum Steuereingang der Entladestromquelle E. Der NTC-Widerstand 182 hat die Wirkung, daß mit steigender Betriebstemperatur der Brennkraftmaschine der zunächst verhältnismäßig kleine Entladestrom erhöht wird, wodurch sich die einzelnen Entladevorgänge schneller abspielen können, als im noch nicht betriebswarmen Zustand der Brennkraftmaschine. In-

folge der Beschleunigung der Entladevorgänge ergibt sich ein mit der Betriebstemperatur sinkender Verlängerungsfaktor f.

Bei konstanter Dauer der elektrischen Öffnungsimpulse ist die Öffnungsdauer der Einspritzventile von der jeweiligen Höhe der Batteriespannung abhängig. Durch die in F i g. 1 bei 25 angedeutete Spannungskorrekturstufe werden die an den Ventilen wirksamen Öffnungsimpulse derart gesteuert daß die Öffnungsdauer der Ventile und demzufolge auch die abgespritzte Benzinmenge sich mit der Batteriespannung nicht ändert Die Spannungskorrekturzeit muß additiv verlängernd auf die Öffnungsimpulse wirken, weil die Anzugszeit der Ventile langer als ihre Abfallzeit ist. Während die Abfallzeit der Ventile praktisch spannungsunabhängig ist steigt die Anzugszeit mit kleiner werdender Batteriespannung an. Demzufolge muß die Spannungskorrekturzeit ebenfalls ansteigen.

Im Blockschaltbild nach P i g. 1 ist parallel zu der Frequenzteilerstufe und dem nachgeschalteten Steuermultivibrator 23 eine Impulszeitbegrenzerstufe 29 vorgesehen, welche sicherstellt, daß bei etwa auftretenden mechanischen oder elektrischen Schäden, beispielsweise einem Massekurzschluß am Punkt H des Potentiometers 17 oder bei Unterbrechung der Verbindung zur Plusleitung 35, die Impulsdauer To der Steuerimpulse Jo 4,5 Millisekunden nicht überschreiten kann. Hierzu ist die Kippdauer der instabilen Kippvorgänge der Impulsformerstufe 21 auf die gleiche Dauer durch geeignete Wahl des vom Transistor 45 in den Kondensator 46 eingespeisten Stromes eingestellt. Hierdurch wird eine sonst, erforderliche Zeitstufe eingespart Die Impulszeitbegrenzung bewirkt ein Transistor Γ45, der mit seinem Kollektor an dem die Ausgangsklemme der Steuermultivibrators 23 bildenden Kollektor des Transistors T6 angeschlossen ist Der Begrenzertransistor T45 ist nur während der Kippdauer des zur Impulsformerstufe 21 gehörenden, aus den Transistoren 44 und 45 gebildeten, monostabilen Multivibrators gesperrt und schließt den Ausgang des Steuermultivibrators 23 kurz, sobald diese Kippdauer

ίο von 43 Millisekunden abgelaufen ist Hierdurch ergibt sich eine sehr einfache, aber wirkungsvolle Sicherung dagegen, daß in einem Schadensfalle wesentlich zu große Einspritzmengen in die Brennkraftmaschine gelangen können.

Bei der Schaltung nach Fig.5, die eine bevorzugte Ausführungsform für eine im Steuermultivibrator 23 vorzusehende Entladestromquelle darstellt weist der mit der Stauklappe 15 veränderbare Widerstand 17 drei über die Länge seiner Widerstandsbahn verteilt angeordnete, als Stützstellen wirkende Anschlüsse auf, die mit je zwei von insgesamt vier in Reihe liegenden Widerständen 148,149,150 und 151 verbunden sind. Die Widerstände sind so ausgewählt, daß sich ein exponentieller Verlauf des eingestellten Widerstandswertes in Abhängigkeit vom Verstellweg ergibt Zur besseren Approximation an den angestrebten Verlauf im Bereich zwischen jeweils zwei Stützstellen ist parallel zu dem eingestellten Teilwiderstand ein Belastungswiderstand 130 vorgesehen, der einerseits mit dem Verbindungs punkt Hund andererseits mit dem Abgriff 16 verbunden ist.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit wenigstens einem elektromagnetisch betätigbaren Einspritzventil — vorzugsweise mit mehreren Einspritzventilen, von denen je mindestens eines jeweils einem der Zylinder zugeordnet ist — und mit einem zur Magnetisierungswicklung des Ventils in Reihe liegenden Leistungstransistor sowie mit einem diesem vorgeschalteten Steuermultivibrator, der synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine durch die einen Ausgangsimpulse einer an die Zündanlage angeschlossenen, bistabilen Frequenzteilerstufe unter gleichzeitigem Öffnen des Einspritzventils eingeschaltet und für eine die jeweilige Einspritzmenge bestimmende, von der Ansaugluftmenge abhängige Zeitdauer in diesem Zustand während der Entladezeit eines elektrischen, als Zeitglied dienenden Kondensators gehalten wird, der vor jedem Entladevorgang auf die anderen Ausgangsimpulse der bistabilen Frequenzteilerstufe hin während eines festgelegten Kurbelwellendrehwinkels mit Hilfe einer Ladestromquelle geladen wird, dadurch gekennzeichnet, daß zur drehzahlabhängigcn Beeinflussung der vom Steuermultivibrator (23) erzeugten und der von der Ansaugluftmenge abhängigen Zeitdauer entsprechenden Steuerimpulse (Jo) eine mit dessen Ladestromquelle zusammenarbeitende Zeitstufe (T 14, 143) mit voreingestellter Kippdauer vorgesehen ist, die mit Beginn des Ladevorgangs für den Zeitglied-Kondensator (C) eingeschaltet wird und den L.adevorgang nach Ablauf ihrer Kippdauer mit fallender Drehzahl der Brennkraftmaschine, insbesondere im Bereich zwischen etwa 2500 U/min und der — vorzugsweise bei etwa 600 U/min liegenden — Leerlaufdrehzahl progressiv verzöger».

2. Einspritzeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitstufe aus einem Transistor (T 14) und einem die Basis dieses Transistors mit einer der Betriebsstromleitungen (35) verbindcnen Widerstand (145) sowie einem mit der Basis verbundenen Kondensator (143) besteht, der an demjenigen Ausgang der Frequenzteilerstufe (22) angeschlossen ist, dessen Impulse den Ladevorgang für den Zeitglied-Kondensator (Qeinleiten.

3. Einspritzeinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere, auf jeweils voneinander verschiedene Werte ihrer Kippdauer eingestellte, monostabile Zeitstufen vorgesehen sind, von denen wenigstens eine auf den Ladevorgang für den Zeitglied-Kondensator (C) beschleunigend und wenigstens eine verzögernd einwirkt.

Die Erfindung betrifft eine elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine Brennkraftmaschine mit wenigstens einem elektromagnetisch betätigbaren Einspritzventil — vorzugsweise mit mehreren Einspritzventilen, von denen je mindestens eines jeweils einem der Zylinder zugeordnet ist — und mit einem zur Magnetisierungswicklung des Ventils in Reihe liegenden Leistungstransistor sowie mit einem diesem vorgeschalteten Steuermultivibralor, der synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschi

ne durch die einen der Ausgangsimpulse einer an die Zündanlage angeschlossenen, bistabilen Frequenzteilerstufe unter gleichzeitigem öffnen des Einspritzventils eingeschaltet und für eine die jeweilige Einspritzmenge bestimmende, von der Ansaugluftmenge der Brennkraftmaschine abhängige Zeitdauer in diesem Zustand während der Entladezeit eines elektrischen, als Zeitglied dienenden Kondensators gehalten wird, der vor jedem Entladevorgang auf die anderen Ausgangsimpulse der bistabilen Frequenzteilerstufe hin während eines festgelegten Kurbelwellendrehwinkels mit Hilfe einer Ladestromquelle geladen wird.

Bei bekannten Einsprilzanlagen dieser Art wird ein die instabile Kippdauer des Steuermultivibrators bestimmender Zeitglied-Kondensator jeweils mit einem von einer Ladestromquelle gelieferten Ladestrom während einer halben Kurbelwellenumdrehung der Brennkraftmaschine geladen und anschließend während einer die Öffnungsdauer der Einspritzventile bestimmenden Zeit entladen. Aus der DE-OS 15 26 506 ist bereits eine Kraftstoffeinspritzanlage bekannt, bei welcher der Steuermultivibrator als Zeitglied eine in Abhängigkeit vom Unterdruck im Ansaugrohr der Brennkraftmaschine veränderbare Induktivität enthält. Dort ist an dem Steuermultivibrator eine Impulsverlängerungssiufe vorgesehen, welche einen Zeitglied-Kondensator enthält, der während der Dauer eines vom Steuermultivibrator gelieferten Steuerimpulses über einen als Konstantstromquelle dienenden Transistor aufgeladen wird. An dem Entladetransistor ist ein aus einem Kondensator und einem Entladewiderstand gebildetes Zeitglied angeschlossen, mit welchem über eine voreingestellte, mit dem Entladevorgang beginnende Zeit der Entladevorgang beschleunigt werden kann. Hierdurch ergibt sich ein Verlängerungsfaktor für die vom Steuermultivibrator erzeugten Steuerimpulse, der dann verhältnismäßig groß ist, wenn die Steuerimpulse sehr lang und die Drehzahl verhältnismäßig niedrig ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine bessere Drehzahlabhängigkeit der von den Einspritzventilen abgegebenen Kraftstoffmenge in Abhängigkeit von der angesaugten Luftmenge zu erreichen.

Hierzu wird gemäß der Erfindung zur drehzahlabhängigen Beeinflussung der vom Steuermultivibrator erzeugten und der von der Ansaugluftmenge abhängigen Zeitdauer entsprechenden Steuerimpulse eine mit dessen Ladestromquelle zusammenarbeitende Zeitstufe mit voreingestellter Kippdauer vorgesehen, die mit Beginn des Ladevorgangs für den Zeitglied-Kondensator eingeschaltet wird und den Ladevorgang nach Ablauf ihrer Kippdauer mit fallender Drehzahl der Brennkraftmaschine, insbesondere im Bereich zwischen etwa 2500 U/min und der — vorzugsweise bei etwa 600 U/min liegenden — Leerlaufdrehzahl progressiv verzögert.

Hierdurch läßt sich bei einer mit Luftmengenmessungen arbeitenden Einspritzanlage eine Abmagerung des Kraftstoff-Luft-Gemisches erzielen, die bei einem Abfall der Drehzahl unter 2500 U/min beginnt und mit fallender Drehzahl stetig zunimmt, bis sie bei etwa 600 U/min einen Wert von etwa 20% erreicht und demzufolge eine Einspritzdauer ergibt, welche nur 80% derjenigen beträgt, die sich ohne diese Korrektur bei Ίτ gleichen Ansauglauftmenge ergeben würde.

Die Erfindung weiterausbildende Einzelheiten und zweckmäßige Ausgestaltungen ergeben sich aus dem nachstehend beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiel. Es zeigt