DE1576289C - Steuereinrichtung zum Betrieb der Em Spritzanlage einer Brennkraftmaschine - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Steuereinrich-^: tung zum Betrieb der mindestens ein elektromagnetisches Einspritzventil umfassenden Einspritzanlage einer Brennkraftmaschine mit einem einen Eingangstransistor und einen Ausgangstransistor enthaltenden monostabilen Multivibrator zur Erzeugung vori rechteckförmigen, die Öffnungsdauer des Einspritzventils bestimmenden Schaltimpulsen, deren jeweilige Dauer drehzahlabhängig durch eine sich periodisch kurvenförmig ändernde Steuerspannung veränderbar ist, die durch eine Steuerschaltung erzeugt wird, die wenigstens einen mit zeitlicher Verzögerung gegenüber dem jeweiligen Ende des vorausgehenden Schaltimpulses wirksam werdenden Schalttransistor und. einen mit diesem zusammenarbeitenden Speicherkondensator enthält.

In Einspritzanlagen dieser Art erfolgt die Zumessung des für jeden nachfolgenden Arbeitstakt in eine Brennkraftmaschine gelangenden Kraftstoffs durch die jeweilige Öffnungsdauer des zugehörigen Einspritzventils, dem der Kraftstoff unter praktisch konstantem Druck zugeführt wird. Zur Veränderung der Dauer der Schaltimpulse enthält der Rückkopplungskreis des monostabilen Multivibrators einen elektrischen Energiespeicher, bestehend aus einer Eisendrossel, deren Größe durch den im Ansaugrohr hinter der Drosselklappe herrschenden Druck verstellt wird. Um zusätzliche drehzahlabhängige Korrekturen der Impulsdauer zu erzielen, kann man eine bei sonst unveränderten Rückkopplungsbedingungen die Dauer des instabilen Kippzustandes verkürzende oder verlängernde, zeitabhängig sich ändernde Steuerspannung vorsehen, die jeweils am Ende eines Schaltimpulses ausgelöst und durch eine Steuerschalteinrichtung erzeugt wird, die einen oder mehrere wie eingangs angegeben arbeitende Schalttransistoren enthält.

Bei einer aus der deutschen Patentschrift 1231954 bekannten Steuereinrichtung dieser Art sind zwei über Widerstände zu einer Kette verbundene Speicherkondensatoren vorgesehen, und die am Ende der Kette sich einstellende Spannung ist in den Emitter-Basis-Kreis des zum monostabilen Multivibrator gehörenden Eingangstransistors über einen Widerstand eingekoppelt. Infolge dieser Art der Einkopplung ist es notwendig, verhältnismäßig große Speicherkondensatoren zu verwenden, da die mit ihnen zusammenarbeitenden Widerstände nur kleine Werte haben dürfen. Außerdem tritt bei der Anpassung dieser bekannten Steuereinrichtung an einen durch die Bauart der Brennkraftmaschine festgelegten drehzahlabhängigen Verlauf der Öffnungsdauer die Schwierigkeit auf, daß bei der Änderung einzelner Widerstandswerte sich ziemlich komplexe und daher nur schwer überschaubare Auswirkungen auf die Kurvenform der Steuerspannung und die Dauer der Öffnungsirtipulse einstellen.

Um diese Schwierigkeiten zu umgehen, wird bei ■ einer Steuereinrichtung der eingangs beschriebenen Art erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß wenigstens zwei periodisch sich ändernde Teilspannungen erzeugt werden, die zur Steuerspannung zusammengefaßt und am Eingangstransistor des Multivibrators zur Wirkung gebracht werden.

Weiterbildungen und zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen in Verbindung mit den nachstehend be-■ schriebenen und in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen. Es zeigt

F i g. 1 eine elektrisch gesteuerte Saugrohr-Einspritzanlage für eine Brennkraftmaschine in ihrem elektrischen.Schaltbild und teilweise in schematischer Darstellung,.,.,. ·

Fig. 2 eine Kennlinie für. die mit einer Anlage nach F i g. 1 erzielbare Drehzahlabhängigkeit der Öffnungsdauer der Einspritzventile und
ίο Fig. 3 zur Erläuterung der Wirkungsweise vier untereinander wiedergegebene Schaubilder einzelner, in der Anlage nach F i g. 1 auftretender elektrischer Spannungen,

F i g. 4 eine abgewandelte Steuerschalteinrichtung, F i g. 5 die zugehörige Kennlinie und

F i g. 6 drei Spannungsschaubilder für die Einrich-. tung nach F i g. 4,

F i g. 7 als drittes Ausführungsbeispiel eine weitere Steuerschalteinrichtung,

Fig. 8 eine mit dieser Einrichtung erzielbare Kennlinie t_t j(ri) und
F i g. 9 fünf Spannungsschaubilder. In
Fig. 10 ist eine weitere, aus Teilen der Steuerschal teinrichtung nach Fig. 4 und Fig. 7 zusama5 mengesetze Schalteinrichtung in ihrem Schaltschema, in

Fig. 11 ihre zugehörige Kennlinie t_t /(«) und in Fig. 12 verschiedene, für die Wirkungsweise wichtige elektrische Spannungen in ihrem zeitlichen Ablauf wiedergegeben.

Die Kraftstoffeinspritzanlage nach Fig. 1 ist zum Betrieb einer Vierzylinderbrennkraftmaschine 1 bestimmt, deren Zündkerzen! an eine nicht dargestellte Hochspannungszündanlage angeschlossen sind. In unmittelbarer Nähe der nicht dargestellten Einlaßventile der Brennkraftmaschine sitzt auf den zu den einzelnen Zylindern führenden Verzweigungsstutzen des Ansaugrohres 3 je ein elektromagnetisch betätigbares Einspritzventil 4. Jedem Ventil wird über eine der bei 5 angedeuteten Kraftstoffleitungen aus einem . Verteiler 6 Kraftstoff zugeführt. Der Kraftstoff wird im Verteiler und in den Leitungen 5 durch eine elektromotorisch angetriebene Pumpe 7 unter annähernd gleichbleibendem Druck von etwa 2 Atmosphären (2 atü) gehalten.

Jedes der Einspritzventile 4 enthält eine nicht dargestellte Magnetisierungswicklung, deren eines Ende an Masse liegt, während das andere Ende jeder der Wicklungen über Anschlußleitungen 8 mit einem von vier Widerständen 9 verbunden ist. Jeweils zwei der Widerstände 9 sind zusammen an den Kollektor eines der beiden bei 10 und 11 dargestellten Leistungstransistoren angeschlossen, die zu einem im folgenden näher beschriebenen elektronischen Regel- und Steuergerät gehören. ·..-■■■■

Dieses Regel- und Steuergerät enthält außer den Leistungstransistoren 10 und 11 einen zur Erzeugung von elektrischen Impulsen dienenden, mit einem gestrichelten Linienzug umrandeten monostabilen Transistor-Multivibrator 12, zu dem ein Finganpstransistor Tl und ein Ausgangstransistor Γ 2 sowie als zeitbestimmendes Glied eine Eisendrossel 13 gehören.

Die Eisendrossel 13 ist als Transformator ausgebildet und weist einen verstellbaren Anker 14 auf. Dieser sitzt an einer Stellstange 15, die mit der nicht dargestellten Membran einer Druckdose 16 verbunden ist. Die Druckdose ist mit ihrer Saugseite an

den Ansaugkanal 3 der Brennkraftmaschine unmittelbar hinter der mit einem Fußhebel 17 verstellbaren Drosselklappe 18 der Brennkraftmaschine angeschlossen und hebt bei abfallendem Druck den Anker 14 in der mit einem Pfeil bezeichneten Richtung so an, daß ein sich dann vergrößernder Luftspalt in dem nicht dargestellten Eisenkern die Induktivität der Primärwicklung 19 des Transformators um so mehr verkleinert, je niedriger der Druck im Ansaugrohr 3 wird.

Die Sekundärwicklung 20 der Eisendrossel 13 ist mit einem ihrer beiden Wicklungsenden an die Basis des Eingangstransistors Tl und einen mit einer gemeinsamen Plusleitung 21 verbundenen Widerstand R3 angeschlossen, während das andere Wicklungsende an einem Verbindungspunkt H liegt. Vom Punkt H führt ein Widerstand R 2 zu der Plusleitung 21 und ein Widerstand R1 zur gemeinsamen Minusleitung 30, die an Masse und an den Minuspol einer nicht dargestellten 12-Volt-Batterie angeschlossen ist. Die Transistoren Tl und T 2, die beide vom npn-Typ sind, liegen mit ihren Emittern direkt an der Minusleitung 30. Der Kollektor des Eingangstransistors Tl ist über einen Widerstand R 4 und der Kollektor des Transistors T 2 über die Primärwicklung 10 der Eisen drossel 13 und über einen zu dieser in Reihe liegenden Widerstand R 6 an die Plusleitung 21 angeschlossen. Die Basis des Transistors Γ2 ist über einen Kopplungswiderstand R 5 mit dem Kollektor des Eingangstransistors Π verbunden. Von der Basis dieses Transistors führt eine Steuerleitung über einen Differenzierkondensator C1 zum feststehenden Kontakt 23 eines Schalters, dessen Schaltarm 24 an die Minusleitung 30 angeschlossen ist und durch einen zweihöckrigen, über die nicht dargestellte Nockenwelle mit der Kurbelwelle 27 der Brennkraftmaschine gekuppelten Nocken 28 bei jeder Kurbelwellenumdrehung einmal geschlossen wird und dabei den Transistor Tl sperrt. Zur Auf- und Entladung des Kondensators Cl ist seine mit dem Kontakt 23 verbundene Elektrode über einen Widerstand 29 an die Plusleitung 21 angeschlossen, während seine andere Elektrode über den Widerstand R 3 an der Plusleitung 21 und über die Sekundärwicklung 20 am Abgriff H liegt.

Bevor auf die weiteren Schaltelemente des Steuergeräts eingegangen wird, soll im folgenden zunächst beschrieben werden, wie sich die bei jeder Schließung der Schaltkontakte 23, 24 entstehenden, die Öffnungsdauer der Einspritzventile 4 bestimmenden Impulsströme / ändern, wenn sich der Druck im Ansaugrohr 3 und damit die Induktivität der Primärwicklung 19 ändert.

Unmittelbar vor den einzelnen Schließungszeitpunkten des Schaltarms 24 ist der Eingangstransistor Tl stromleitend und hält den Ausgangstransistor T 2 in seinem Sperrzustand. Sobald der Schaltarm 24 durch den Nocken 28 gegen den Kontakt 23 gedrückt wird, senkt die im Kondensator C 2 gespeicherte Ladung das Basispotential des Eingangstransistors Tl unter das Potential der Minusleitung 30 hinaus ins Negative ab. Dadurch wird der Transistor Tl gesperrt, und der Multivibrator 12 kippt in seinen instabilen Betriebszustand, bei welchem der Transistor T 2 stromleitend ist. Der Transistor Γ 2 vermag dann einen exDonentiell ansteigenden Kollektorstrom zu führen, welcher die Primärwicklung 19 durchfließt und in dem nicht dargestellten Eisenkern und in dem Anker 14 des Transformators ein ebenfalls wachsendes magnetisches Feld erzeugt. Der Anstieg des Stromes erfolgt um so rascher, je größer der Luftspalt und je kleiner die mit wachsendem Luftspalt abfallende Induktivität der Primärwicklung 19 ist. Bei diesem Stromanstieg wird in der Sekundärwicklung 20 eine Rückkopplungsspannung induziert, die mit einer durch die Größe der Induktivität festgelegten Geschwindigkeit von ihrem im Schließungsaugenblick der Schaltkontakte 23, 24 entstehenden Höchstwert exponentiell abnimmt und so gepolt ist, daß sie den Eingangstransistor Tl gesperrt zu halten versucht und dabei der durch den Widerstand R 3 eingestellten, positiven Basisvorspannung entgegenwirkt, die bestrebt ist, den Eingangstransistor Π in seinen stabilen, stromleitenden Betriebszustand zurückzuführen. Dies tritt dann ein, wenn die in der Sekundärwicklung 20 induzierte Rückkopplungsspannung ihrem Betrage nach kleiner als die Basis-

ao vorspannung wird.

Solange der Transistor Tl gesperrt ist, hält der stromleitende Transistor Γ 2 die über einen Verstärker 32 angeschlossenen Leistungstransistoren 10 bzw. 11 ebenfalls in stromleitendem Zustand. Sobald jedoch der Transistor Tl in seinen stabilen, stromleitenden Betriebszustand zurückkehrt, werden die Transistoren T 2,10 und 11 wieder gesperrt. Die Dauer der die Ventile 4 in ihre Öffnungsstellung bringenden Impulse / reicht daher von dem Schließungszeitpunkt des Schalters 24 bis zu demjenigen Zeitpunkt, in welchem der Ausgangstransistor T 2 gesperrt und der Eingangstransistor Tl wieder stromleitend wird. Wenn die Induktivität der Primärwicklung 19 bei abfallendem Druck im Ansaugrohr 3 kleiner wird und demzufolge der Kollektorstrom des Transistors Γ 2 rascher ansteigen kann, fällt die in der Sekundärwicklung 20 induzierte Rückkopplungsspannung ebenfalls rascher ab, und der Eingangs transistor Tl kehrt bereits zu einem früher liegenden Zeitpunkt wieder in seinem stromleitenden Zustand zurück. Die Ventile 4 werden in diesem Fall wesentlich früher geschlossen als in dem vorher geschilderten Fall großer Induktivität und großen Drucks.

Durch die beschriebene Änderung der Induktivität der Primärwicklung 19 wird zwar die Länge der Öffnungsimpulse 7 der Einspritzventile an den jeweiligen Druck der Brennkraftmaschine angepaßt. Versuche im Fahrbetrieb und auf dem Prüfstand haben jedoch ergeben, daß die einzuspritzenden Kraftstoffmengen außer von dem Unterdruck auch noch in Abhängigkeit von der Drehzahl geändert werden müssen. Da die durch den jeweiligen Druck eingestellten Impulslängen für jeden Wert des Drucks eine von der Drehzahl unabhängige gleiche Größe haben, enthält das Regel- und Steuergerät nach Fig. 1 zusätzlich eine Steuerschalteinrichtung A, mit welcher die zwischen dem Punkt H und der Minusleitung 30 anstehende Spannung periodisch im Takt der Einspritzvorgänge geändert wird. Hierzu wird von der Steuerschalteinrichtung eine in F i g. 3 d in ihrem zeitlichen Verlauf wiedergegebene Steuerspannung U_s erzeugt.

Die Impulsdauer t_t des jeweils nächsten Impulses J wird bestimmt durch den Augenblickswert der Steuerspannung U_s beim jeweils nächsten Impulsende. Es liegt demnach im eingeschwungenen Zustand zwischen dem Zeitpunkt der Auslösung der Steuerspannung und dem Zeitpunkt, an welchem die Steuerspannung mit ihrem Augenblickswert die Impulsdauer bestimmt,

die Periodendauer t„. Dadurch ergibt sich eine feste Zuordnung zwischen der Impulsdauer I₁ und der Periodendauer t_p bzw. der Drehzahl der Brennkraftmaschine.

Die Steuerschalteinrichtung A in F i g. 1 dient zur Verwirklichung der in F i g. 2 dargestellten Drehzahlabhängigkeit der Dauer t_t der ÖSnungsimpulse. Danach sollen die Öffnungsimpulse mit steigender Motordrehzahl η bis zum Wert H₁ = 1000 U/min eine praktisch konstante Dauer haben, dann eine zunächst rascher und mit zunehmender Annäherung an einen Wert von n₂ = 4000 U/min in dem nur als Beispiel zu wertenden Verlauf nach F i g. 2 langsamer wachsende Länge haben und von n₂ ab praktisch konstant bleiben.

Die Steuerschalteinrichtung A enthält hierzu einen ersten Schalttransistor Γ3, dessen Basis im Punkt G über einen eine konstante Verzögerungszeit t₃ ergebenden Koppelkondensator C 2 und einen Vorwiderstand Rl an den mit dem Kollektor des Eingangstransistors Π verbundenen Arbeitswiderstand R 4 angeschlossen ist. Der erste Schalttransistor T 3 liegt mit seinem Emitter ebenso wie zwei weitere Schalttransistoren Γ 4 und T5 an der Minusleitung, mit der Basis hingegen über einen Basiswiderstand R 8 an der Plusleitung 21. Die Basis des zweiten Schalttransistors Γ 4, der über seinen Basiswiderstand R10 ebenso wie der Transistor Γ 3 im Ruhezustand stromleitend gehalten wird, liegt über einen ebenfalls eine konstante Verzögerungszeit t_i ergebenden Koppelkondensator C 3 am Kollektor des Transistors T 3, wohingegen der nachfolgende, mit seiner Basis über einen Widerstand R12 an den Kollektor des Transistors Γ 4 angeschlossene Schalttransistor T 5 im Ruhezustand gesperrt ist und in leitendem Zustand über eine Diode D1 eine rasche Aufladung des Speicherkondensators C 4 bewirkt, der zusammen mit seinem parallelgeschalteten Entladewiderstand jR15 in einem zum Kollektorwiderstand .R14 des Transistors Γ 5 parallelen Stromkreis liegt. Die bei den Auflade- und Entladevorgängen entstehende Spannung am Speicherkondensator C 4 wird zur Bildung der Steuerspannung benutzt, jedoch nicht unmittelbar, sondern unter Zwischenschaltung des Emitterfolger-Transistors Γ 6, dessen Kollektor direkt mit der Plusleitung 21 und dessen Basis an den Speicherkondensator C 4 angeschlossen ist. Durch den Transistor T 6 ist es möglich, mit einem verhältnismäßig kleinen Kondensator C 4 und einem großen Widerstand R15 ausreichend lange Entladevorgänge zu erzielen und jede gegenseitige Beeinflussung zwischen dem Widerstand R15 und dem Spannungsteilerverhältnis der Widerstände Rl und R 2 zu vermeiden, wenn zur Einstellung des gewünschten Drehzahleinflusses einer dieser Widerstände geändert wird.

Im einzelnen arbeitet die Steuerschalteinrichtung A folgendermaßen:

Am Ende der Standzeit i_; des Multivibrators 12 tritt am Kollektor des Transistors Tl ein negativer Spannungssprung auf, der über den Widerstand R 7 und den Kondensator C 2 den im Ruhezustand leitenden Transistor Γ3 sperrt. Der an der Basis des Transistors Γ 3 auftretende negative Spannungssprung klingt nach einer e-Funktion über den Widerstand R8 ab, bis nach der durch die Größe des Kondensators C 2 voreingestellten Zeit t₃ der Transistor Γ 3 wieder leitend wird. Dabei tritt am Kollektor des Schalttransistors Γ 3 ein negativer Spannungssprung auf, der über den Kondensator C 3 an die Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors Γ 4 gelangt. Der Transistor T 4 sperrt nun, und zwar so lange, bis das Potential an seiner Basis über den Widerstand R10 so weit abgeklungen ist, daß die Basis positiv gegenüber dem Emitter wird. Der Potentialverlauf an den Kollektoren der Transistoren Γ 2, Γ 3 und Γ 4 ist auf den in Fig. 10a bis 10c dargestellten Impulsbildern ersichtlich. Durch den Transistor Γ 5 werden

ίο die am Kollektor des Transistors T 4 auftretenden Impulse negiert, d. h., solange der Transistor T 4 leitet, ist der Transistor Γ 5 gesperrt, und umgekehrt. ■Wenn der Transistor TS leitet, wird der Kondensator C 4 über die Diode Dl und den Widerstand R13 auf ein Potential aufgeladen, das durch den Spannungsteiler R13/R14 bestimmt ist. Wenn der Transistor Γ 5 sperrt, entlädt sich der Kondensator C 4 mit großer Zeitkonstante über den Widerstand R15 und den sehr hochohmigen Eingangswiderstand des Transistors T 6.

Der Kondensator C 4 kann sich allerdings nicht ganz entladen, sondern wird über die Diode D 2 auf einem Potential festgehalten, das durch den Spannungsteiler R16/R17 bestimmt wird. Am Ausgang der Steuerschalteinrichtung A tritt die Steuerspannung U_s auf, die durch den Transistor Γ 6 verstärkt wird, über den Widerstand R18 im Punkt H an den Spannungsteiler R l/R 2 gelangt und die Impulszeit des Steuermultivibrators bestimmt. In F i g. 3 d ist der Verlauf der Steuerspannung U_s, die zwischen dem Emitter von Transistor Γ 6 und der Plusleitung 21 auftritt, aufgezeichnet. Am Ende der vom zweiten Zeitglied C3, .RIO, T4 nach Fig. 1 erzielten Verzögerungszeit i₄ beginnt die Steuerspannung U_s bei großen negativen Werten; ihr Betrag nimmt dann nach einer e-Funktion ab. Die Diode D 2, die zu Beginn in Sperrichtung betrieben wurde, wird leitend, wenn die Steuerspannung positiv gegenüber der vom Spannungsteiler R 16/R 17 vorgegebenen Spannung U₀ wird und hält die Steuerspannung bei diesem als Schwelle wirkenden Wert. Am Ende der Verzögerungszeit t_s nach F i g. 3 b bzw. bei Impulsbeginn des zweiten Zeitgliedes nach F i g. 3 c wird der Kondensator C 4 mit kleiner Zeitkonstante aufgeladen, und die Steuerspannung U_s nähert sich schnell großen negativen Werten, die bis zum Ende der zweiten Verzögerungszeit i₄ erhalten bleiben.

Der Verlauf der Einspritzdauer t_t über der Drehzahl η nach F i g. 2 ergibt sich nun folgendermaßen:

Der unmittelbar vor dem Impulsende vorhandene Augenblickswert der Steuerspannung U_s bestimmt die Impulsdauer t_t. Bei Drehzahlen <ji_x liegt die Steuerspannung, wie in F i g. 3 skizziert, auf dem Wert U₀ der Schwelle, d. h., die Impulsdauer t_t ist

konstant. Die Periodendauer t_p ist umgekehrt proportional zur Drehzahl, d. h., mit steigender Drehzahl η wird t_p kleiner. Zwischen den Drehzahlen n_t und n₂ fällt das Ende der Impulszeit t_± in denjenigen Bereich,, in welchem dem Betrag nach die Steuerspannung U_s größer wird. Deshalb wird t_t mit steigender Drehzahl η größer. Bei der Drehzahl n₂ ist die Periodendauer t_p gerade so groß wie die Verzögerungszeit t₃ des ersten Zeitglieds nach Fig. 3b plus der Verzögerungszeit i₄ des zweiten Zeitglieds nach Fig. 3c,

d. h., das Ende der Impulszeit i,- fällt zeitlich mit dem Ende der Verzögerungszeit i₄ des zweiten Zeitglieds zusammen. Bei Drehzahlen >«₂ kann die zweite Verzögerungszeit nicht mehr ganz ablaufen, da mit

Ende der Impulszeit ί,- das erste Zeitglied C2, Γ3, R8 erneut angestoßen wird, d.h., Transistor Γ3 wird gesperrt, und gleichzeitig wird Transistor T 4 durch den positiven Spannungssprung, der über den Kondensator C 3 übertragen wird, wieder leitend.

Dann befindet sich die Steuerspannung U_s immer bei großen negativen Werten, und die Impulszeit wird für Drehzahlen >«₂ konstant. Es ergibt sich somit der in F i g. 2 skizzierte Verlauf der Impulszeit I₁ über der Drehzahl. Die Drehzahl n_x läßt sich durch Ändern der Schwellenspannung U₀ variieren, indem der Spannungsteiler R16/R17 verändert wird; die Drehzahl n₂ läßt sich durch Ändern der Gesamtzeit der beiden von den Schalttransistoren Γ 3 und Γ 4 sowie ihren Koppelkondensatoren C 2 und C 3 gebildeten Zeitglieder verschieben.

Die Steuerschalteinrichtung nach Fig. 4 dient dazu, die in Fig. 5 skizzierte Kurve der Drehzahlabhängigkeit der Impulsdauer t_t von der Drehzahl η zu erzielen. Dies wird erreicht durch Überlagerung zweier Steuerspannungen, wobei die eine für den Anstieg und die andere für den Abfall der Impulszeit t_t maßgebend ist.

Die Steuerschalteinrichtung B ist in ähnlicher Weise wie in Fig. 1 an den im übrigen nicht veränderten Multivibrator 12 am Punkt H über eine den Emitterfolger-Transistor T 6 enthaltende Trennstufe E angeschlossen und umfaßt einen ersten Schalttransistor Tl und einen mit seiner Basis über einen Koppelwiderstand R22 an dessen Kollektor angeschlossenen zweiten Schalttransistor Γ 8. Der erste Schalttransistor Γ 7 ist an den Spannungsteilerabgriff G über einen Widerstand R19 und einen eine konstante Verzögerungszeit ergebenden Kondensator C 5 angeschlossen und wird im Ruhezustand durch einen mit der Plusleitung 21 verbundenen Basiswiderstand -R20 stromleitend gehalten. Er arbeitet über eine Diode D 3, die mit ihrer Anode an seinen Kollektor angeschlossen ist, auf einen ersten Speicherkondensator C 6 und einen Parallelwiderstand R 23, die beide zusammen mit der Diode D 3 in einem zu seiner Emitter-Kollektor-Strecke parallel verlaufenden Stromkreis liegen. Der zweite Schalttransistor Γ 8 arbeitet zwar auch auf einen Speicherkondensator, nämlich den Kondensator C 7, und einen zu diesem parallelgeschalteten Entladewiderstand R26. Diese beiden Bauelemente bilden jedoch mit der Serienanordnung aus einer Diode DS und einem Ladewiderstand R 25 einen Parallelstromkreis zum Kollektorwiderstand R 24 des zweiten Schalttransistors Γ8, der ebenso wie der erste Schalttransistor Γ7 mit seinem Emitter unmittelbar an die Minusleitung 30 angeschlossen ist. Jeder der beiden Speicherkondensatoren C 6 und C 7 ist über eine zugehörige Diode D 4 bzw. D 6 mit der Basis des Emitterf olger-Transistors Γ 6 und mit einem zur Minusleitung 30 führenden Widerstand R 44 verbunden.

Im einzelnen funktioniert die Schalteinrichtung folgendermaßen: Mit der rückwärtigen Flanke des Öffnungsimpulses nach F i g. 6 a wird am Ende der Impulsdauer i,- ein Zeitglied angestoßen, dessen Standzeit bestimmt wird durch den Kondensator C 5 und den Widerstand R 20. Während dieser Zeit ist der im Ruhezustand leitende Transistor Γ 7 gesperrt (s. F i g. 6 b), und der Kondensator C 6 wird über die Diode D 3 und den Widerstand R 21 mit kleiner Zeitkonstante auf ein positives Potential aufgeladen. Nach Ablauf dieser Verzögerungszeit t_v d. h., wenn der Transistor Γ 7 wieder leitend wird, sperrt die Diode D 3, und der Kondensator C 6 entlädt sich über den hochohmigen Widerstand .R 23 mit großer Zeitkonstante. Der Entladestrom über die Diode D 4 und den sehr hochohmigen Widerstand R 44 kann praktisch vernachlässigt werden., Am Kondensator C 6 ergibt sich somit der in Fig. 6c skizzierte Spannungsverlauf I. Der Transistor Γ 8 ist ein Teil einer Umkehrstufe, die das am Kollektor des Transistors

ίο Γ 7 auftretende Signal negiert. Während der Standzeit^ des Zeitgliedes ist der Transistor Γ 7 gesperrt und der Transistor Γ 8 leitend, so daß sich der Kondensator C 7 über die Diode D 5 und den Widerstand R25 mit kleiner Zeitkonstante auf ein negatives Potential aufladen kann. Wenn der Transistor Γ 8 wieder sperrt, wird auch die Diode D 5 gesperrt, und der Kondensator C 7 entlädt sich über den Widerstand R 26 mit großer Zeitkonstante. Am Kondensator C 7 ergibt sich somit der in F i g. 6 c skizzierte Kurvenverlauf II. Am Ausgang der Steuerschalteinrichtung B tritt die Spannung U_s auf, die sich aus den beiden Kurven I und II zusammensetzt, und zwar so, daß entweder die Diode D 4 oder die Diode D 6 die jeweils dem Betrag nach kleinere Spannung durchläßt, so daß sich die in F i g. 6 c ausgezogene Kurve ergibt. Die Spannung U_s wird noch durch den Transistor Γ 6 verstärkt und gelangt über den Widerstand i?18 an den Spannungsteiler R l/R 2 und beeinflußt somit die Impulsdauer i_;. Die Impulsdiagramme in F i g. 6 sind für eine Drehzahl > n_x gezeichnet, da die rückwärtige Flanke der Impulszeit f,- mit der dem Betrag nach ansteigenden Steuerspannung zusammenfällt. Für Drehzahlen <Cn_x ist die Steuerspannung dem Betrag nach Null und demzufolge die Impulsdauer i,· konstant. Es kann auch ähnlich wie in der Schaltung nach F i g. 1 eine Schwelle eingebaut werden. Bei der Drehzahl n₂ erreicht die Impulsdauer ihr Maximum und fällt dann wieder ab, da die Steuerspannung dem Betrag nach kleiner wird. Das Zeitglied in F i g. 6 b wird erfmdungsgemäß so eingestellt, daß die Standzeit i₇ kleiner ist als die bei- der Höchstdrehzahl auftretende Periodendauer i_p.

Die Steuerschalteinrichtung nach F i g. 7 dient zur Verwirklichung der in F i g. 8 skizzierten Drehzahlkorrektur der Öffnungsimpulsdauer t_t. Bei dieser Kurve hat die Impulsdauer i,- bis zur Drehzahl n_s ihren Maximalwert, fällt bis zur Drehzahl n_t ab, steigt dann ähnlich wie die Kurve in Fig. 2 bis zur Drehzahl n₅ wieder an und bleibt dann praktisch konstant.

Die Steuerschalteinrichtung nach Fig. 7 setzt sich aus den Teilen A' und C zusammen, die zwei Spannungen U_A und U_c erzeugen, die dann überlagert werden und die Steuerspannung U_s ergeben. Der Teil A' der Schaltung unterscheidet sich vom Teil ^4 der F i g. 1 lediglich dadurch, daß hier kein Begrenzungsglied vorgesehen ist. Die an seinem Ausgang auftretende Spannung U_A ist in Fig. 9b nochmals skizziert. Sie dient zur Bestimmung der Impulsdauer i; für Drehzahlen >n_r Mit der rückwärtigen Flanke

des zweiten Zeitgliedes in Teil Λ' (d.h., wenn der Transistor Γ 4 wieder leitend wird) wird ein drittes Zeitglied, bestehend aus dem Kondensator C 8, dem Widerstand R 27 und dem Transistor Γ 9, angestoßen. Während dieser Zeit ist der im Ruhezustand leitende Transistor T 9 gesperrt, und der Kondensator C 9 lädt sich über den Widerstand R 28 und die Diode D 7 mit kleiner Zeitkonstante auf ein positives Potential auf. Wenn der Transistor T 9 wieder leitend wird

(s. auch F i g. 9 c), sperrt die Diode D 7, und der Kondensator C 9 entlädt sich mit großer Zeitkonstante über den Widerstand R 29. Die hierbei am Ausgang des Teils C auftretende Spannung U_c ist in F i g. 9 d skizziert. Die beiden Spannungen U_A und U_c werden zur Steuerspannung U_s zusammengefaßt. Über die Dioden D 8 und D 9 gelangt jeweils die dem Betrag nach größere Spannung an die Basis des Transistors Γ 6, so daß sich an seinem Emitter die verstärkte Steuerspannung U_s, die in F i g. 9 e ausgezeichnet ist, ergibt. Die Impulsdiagramme in F i g. 9 sind gezeichnet für eine Drehzahl zwischen n₃ und n₄. Wird die Drehzahl kleiner bzw. die Periodendauer größer, so wird die Steuerspannung am Ende der Impulsdauer f; dem Betrag nach größer, und t_t steigt mit fallender Drehzahl bis zur Drehzahl n₃ an und bleibt dann für η n₃ konstant, da die Steuerspannung ihren Maximalwert erreicht hat. Bei der Drehzahl n_i hat die Steuerspannung ihr Minimum erreicht und steigt nach größeren Drehzahlen hin wieder an. Dieses Minimum läßt sich durch Verändern der Standzeit des dritten Zeitgliedes nach F i g. 9 c weitgehend verschieben. Bei größeren Drehzahlen kann sich der Kondensator C 9 nicht mehr ganz entladen, d. h., die Spannung U₅ wird dem Betrag nach kleiner, und die Steuerspan- «5 nung ist identisch mit dem Verlauf der Spannung U_A, so daß sich der bereits im Zusammenhang mit F i g. 2 beschriebene Verlauf der Impulsdauer t_t ergibt.

In Fig. 11 ist eine Kurve dargestellt, die praktisch bis zur Drehzahl «₅ den gleichen Verlauf wie die in F i g. 8 skizzierte Kurve aufweist. Für größere Drehzahlen als H₃ fällt die Impulsdauer t_t wieder ab. Die zur Verwirklichung dieser Kurve vorgesehene Steuerschaltung ist in Fig. 10 gezeichnet. Diese Schaltung setzt sich im wesentlichen aus den Teilen B und C zusammen, die bereits beschrieben wurden. Die am Ausgang des Teils B auftretende Spannung U₈ ist nochmals in F i g. 12 b als ausgezogene Kurve wiedergegeben. Sie wird durch den Transistor TlO verstärkt und gelangt über die Diode D 9 an die Basis des Transistors T 6. Der Teil C ist folgendermaßen mit dem Teil B verbunden: Nach Ablauf der Verzögerungszeit des Teils B, d.h., wenn der Transistor T 7 wieder leitend wird, wird durch den Kondensator C 8 das Zeitglied im Teil C angestoßen. Die am Ausgang des Teils C auftretende Spannung U_c ist in F i g. 12 c skizziert. Die Dioden D 8 und D 9 sind so gepolt, daß jeweils die dem Betrag nach größere Spannung den Transistor T 6 aussteuert. Dadurch ergibt sich an seinem Emitter der in F i g. 12 c mit einer ausgezogenen Kurve dargestellte Verlauf der Steuerspannung U_s. Die Impulsdauer t_t in Abhängigkeit von der Steuerspannung U₅ bzw. von der Drehzahl ergibt sich wieder wie bereits beschrieben. Es muß nur darauf geachtet werden, daß die Standzeit U₁ des zum Teil B gehörenden Zeitgliedes C 5, Γ 7, .R 20 kleiner ist als die bei Höchstdrehzahlen auftretende Periodendauer t„.

Claims (9)

Patentansprüche: 60

1. Steuereinrichtung zum Betrieb der mindestens ein elektromagnetisches Einspritzventil umfassenden Einspritzanlage einer Brennkraftmaschine mit einem einen Eingangstransistor und einen Ausgangstransistor enthaltenden monostabilen Multivibrator zur Erzeugung von rechteckförmigen, die Öffnungsdauer des Einspritzventils bestimmenden Schaltimpulsen, deren jeweilige Dauer drehzahlabhängig durch eine sich periodisch kurvenförmig ändernde Steuerspannung veränderbar ist, die durch eine Steuerschaltung erzeugt wird, die wenigstens einen mit zeitlicher Verzögerung gegenüber dem jeweiligen Ende des vorausgehenden Schaltimpulses wirksam werdenden Schalttransistor und einen mit diesem zusammenarbeitenden Speicherkondensator enthält, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens zwei periodisch sich ändernde Teilspannungen erzeugt werden, die zur Steuerspannung (U_s) zusammengefaßt und am Eingangstransistor (Γ1) des Multivibrators (12) zur Wirkung gebracht werden.

2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Speicherkondensator (C 4) und dem Eingangstransistor (Tl) ein Emitterfolger-Transistor (Γ6) vorgesehen ist.

3. Steuereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens zwei Schaltstufen vorgesehen sind, von denen jede mit einem von zwei Speicherkondensatoren (C 6 und C7 in Fig. 4 bzw. C4 und C9 in Fig. 7 bzw. C6, C7 und C9 in Fig. 10) zusammenarbeitet.

4. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zu verschiedenen Schaltstufen gehörenden Speicherkondensatoren (C 6 und C7 in Fig. 4; C4 und C9 in Fig. 7 bzw. C6, Cl und C9 in Fig. 10) über Dioden (D4, D 6, D 8, D 9) und/oder einen Transistor (T 10) gegeneinander entkoppelt und gemeinsam an ein zum Eingangstransistor (Tl) des Multivibrators führendes Verbindungselement angeschlossen sind.

5. Steuereinrichtung nach Anspruch 4 mit einem als Verbindungselement dienenden Emitterfolger-Transistor, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitterf olger-Transistor (Γ6) mit seinem Emitter — vorzugsweise über einen Widerstand (R 18) — an den Abgriff (H) eines Spannungsteilers (Rl, R2) angeschlossen ist, an welchem außerdem ein Wicklungsende der an ihrem anderen Wicklungsende mit der Basis des Eingangstransistors (Γ1) verbundenen Sekundärwicklung (20) eines als Zeitglied des Multivibrators (12) dienenden Transformators (13) angeschlossen ist.

6. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß von den beiden je eine Schaltstufe bildenden Schalttransistoren der nachfolgende Schalttransistor (T 5 bzw. Γ 8) über eine Diode (D 1, D S) auf einen zu seinem Kollektorwiderstand (R 14, R 24) parallelen Speicherkondensator (C 4, C 7) sowie einen zu diesem parallelliegenden Widerstand (R15, R26) arbeitet, der im Basiskollektorkreis des Emitterf olger-Transistors (T 6) liegt.

7. Steuereinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der parallele Speicherkondensator (C 4) über eine Diode (D 2) mit dem Abgriff eines über der Betriebsspannung liegenden Spannungsteilers (R 16, R17) verbunden ist.

8. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, über einen Kondensator (C 5) an den Eingangstransistor (Γ1) angekoppelte Schalttransistor (Tl) über eine Diode (D 3) auf einen zu seiner Emitter-Kollektor-Strecke parallelen Speicherkon-

densator (C 6) und einen Parallelwiderstand (R 23) arbeitet und daß dieser Speicherkondensator über eine weitere Diode (D 4) an die Basis des Emitterfolger-Transistors (Γ6) angeschlossen ist.

9. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, gekennzeichnet durch einen zu-

sätzlichen Schaltungsteil (C), der einen über einen Kondensator (C 8) angekoppelten weiteren Schalttransistor (T 9) enthält, der über eine Diode (D 7) auf einen zu seiner Emitter-Kollektor-Strecke parallelen Speicherkondensator (C 9) und einen Parallelwiderstand (R 29) arbeitet.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen