DE2256273A1

DE2256273A1 - Allpass-phasenschieber

Info

Publication number: DE2256273A1
Application number: DE2256273A
Authority: DE
Inventors: Mitsuo Ohsawa
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1971-11-19
Filing date: 1972-11-16
Publication date: 1973-05-24
Also published as: NL7215697A; JPS4857603A; DE2256273C2; GB1382078A; JPS549464B2; FR2161728A5; CA982242A; IT971011B; CA970048A; US3784934A

Description

It 2313

SONY CORPORATION, Tokyo, Japan

Allpass-Phasenschieber

Die Erfindung bezieht sich auf einen Allpass-Phasenschieber, insbesondere auf einen solchen mit verbesserten Amplituden- und Phasencharakteristika.

In einem Vierkanal-Stereowiedergabe ge rät und in einem Pseudo-Vier kanal Stereowiedergabegerät beispielsweise wird, wenn es ein sogenanntes Matrixsystem ist, ein Tonsignal in beispielsweise zwei Siggale Sa und Sb aufgeteilt und eine vorbestimmte Phasendifferenz von beispielsweise 90 wird zwischen den Signalen Sa und Sb über band (beispielsweise 30 Hz ~20 KHz) verlangt.

90 wird zwischen den Signalen Sa und Sb über nahezu ihr ganzes Frequenz·

In der Praxis ist es jedoch unmöglich, dass eines der Signale Sa und Sb so bleibt wie es ist. und das andere Signal nur um 90 über sein ganzes Frequenzband verschoben wird, so dass im allgemeinen beide Signale Sa und Sb einem Phasenschieber zugeführt werden und eine Phasendifferenz von 90 zwischen den Signalen von dem Phasenschieber erzeugt wird.

In einer typischen Phasenschieberschaltung bekannter Art, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist, ist ein Transistor Q vorgesehen, zwischen dessen

et

Kollektor und Emitter in Reihe geschaltet eine Kapazität C und ein Widerstand R vorgesehen sind. Ein Eingangskontaktpunkt 1 ist verbunden mit

el

der Basis des Transistors Q , während ein Ausgangskontaktpunkt 2 mit dem Verbindungspunkt zwischen der Kapazität C und dem Widerstand R

a a.

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verbunden ist. Bei der in Fig. 1 gezeigten Phasenschieberschaltung wird entsprechend den Werten der Kapazität C und des Widerstandes R von

el 9.

einem dem Eingangskontaktpunkt 1 zugeführten Signal am Ausgangskontaktpunkt 2 ein Signal mit einer vorbestimmten Frequenzcharakteristik abgeleitet. Bei der Schaltung, die den einzigen Transistor Q und die Kapazität

el

C und den Widerstand R damit verbunden aufweist und die als Phasena a

schieber dient, wird jedoch nicht eine Phasenschiebercharakteristik mit genügender Linearität über einen weiten Frequenzbereich erhalten.

Um den Nachteil der in Fig. 1 gezeigten Schaltung zu vermeiden, wurde eine Phasenschieberschaltung gemäss Fig. 2 vorgeschlagen, in der vier Schaltungen, von denen jede einzelne die gleiche wie in Fig. 1 ist, kaskadenförmig verbunden sind und die eine verbesserte Phasenschiebercharakteristik erzielt. In diesem Fall sind vier Transistoren Q , Q, , Q und

a D c

Q, vorgesehen und Reihenschaltungen aus Kapazitäten C , C_K, C und C ,

Q a D C Cl

und Widerstände R , R, , R und R, sind zwischen Kollektor und Emitter

abc. d

der entsprechenden Transistoren Q , Q, , Q und Q, geschaltet. Ein

a D c ei

Endstufentransistor Q in Fig. 2 ist ein solcher zur Impedanzumwandlung, und ein Ausgangskontaktpunkt ist mit seinem Emitter verbunden.

Die in fFig. 2 gezeigte Schaltung hat jedoch den folgenden Nachteil: Da

die Kapazitäten C bis D . und die Widerstände R bis R, die Phasen-^K ad ad

charakteristik der Schaltung bestimmen, ist es notwendig, dass jede der Kapazitäten und jeder der Widerstände mit hoher Genauigkeit hergestellt sein muss und dass die Kapazitäten C bis C, hohe Werte haben müssen, weil ein Eingangssignal für die Schaltung im Höhrfrequenzbereich liegt. Aus diesem Grund ist es, wenn die Phasenschieberschaltuig in Fig. 2 eine einzige Halbleiterschicht oder ein Substrat wie ein integriertes Schaltungsplättchen integriert ist, ziemlich schwierig, die Kapazitäten C bis C und die Widerstände R bis R , auf dem Halbleitersubstrat zu bilden. Dem-

a d

gemäss werden solche Elemente mit dem Substrat von aussen unabhängig verbunden. Wenn die in Fig. 2 geschaltete Schaltung als eine integrierte Schaltung gebildet ist, bestehen 16 - 17 Kontaktpunkte für die äussere Ver-

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bindung. Als Ergebnis wird der Vorteil einer integrierten Schaltung wesentlich verkleinert, wenn die in Fig. 2 gezeigte Schaltung als integriertes Schaltungsplättchen ausgebildet ist*

Eine weitere Allpass-Phasenschieberschaltung ist beschrieben in ¹¹RC-Allpass", Proc. IEEE, Seiten 1752-1753, Oktober 1967 von P. Allemandou, Gemäss der in dem Artikel von P. Allemandou beschriebenen Schaltung besteht ein Phasenschieber aus einem einzigen Transistor und einer Mehrzahl von Kapazitäten und Widerständen, die zwischen den Kollektor und den Emitter des Transistors geschaltet sind, und deren Impedanz geeignet gewählt ist. Der dort beschriebene Phasenschieber besitzt eine lineare Phasenschiebercharakteri.stik, hat jedoch den Nachteil, dass seine Verstärkungscharakteristik schwierig zu kompensieren ist für eine bestimmte Frequenz, mit dem Ergebnis, dass eine Amplitudenvariation hervorgerufen wird. Die Amplitudenvariation bewirkt eine Niveauvari'ation des Ausgangssignale s, was nicht förderlich ist für die Schaltung.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Allpass-Phasenschieber zu schaffen, der die Phase eines Eingangssignales über einen weiten Frequenzbereich linear variiert. Der Phasenschieber soll auch eine lineare Verstärkungscharakteristik besitzen.

Es ist auch Aufgabe der Erfindung, einen solchen Allpass-Phasenschieber zu schaffen, der als integriertes Schaltungsplättchen ausgebildet werden kann.

Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, einen Allpass-Phasenschieber zu schaffen, der für ein Vierkanal-Kodier- und /oder "Wiedergabegerät angepasst ist. Der Allpass - Phasenschieber soll für die Massenproduktion geeignet" sein.

Diese Aufgabe wird durch einen Allpass-Phasenschieber mit einem Eingangstransistor mit Basis, Kollektor und Emitter, einer mit der Basis des Eingangstransistors verbundenen Eingangsschaltung, einer ersten Kapa-

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zität und einem ersten Widerstand in Reihe geschaltet zwischen Kollektor und Emitter des Eingangstransistors, einem zweiten mit der ersten Kapazität und dem ersten Widerstand in Reihe geschalteten zweiten Widerstand, einer parallel zu dem ersten Widerstand geschalteten zweiten Kapazität, einer parallel zu dem zweiten Widerstand geschalteten dritten Kapazität und einem zwischen der zweiten Kapazität und dem zweiten Widerstand in Reihe geschalteten dritten Widerstand gelöst, der sich gemäss der Erfindung dadurch kennzeichnet, dass ein Ausgangstransistor mit Basis-, Kollektor- und Emitterelektroden vorgesehen ist, dass die Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen der dritten Kapazität und dem dritten Widerstand verbunden ist, und dass eine mit wenigstens einer der Kollektor- und Emitterelektroden des Ausgangstransistors verbundene Ausgangsschaltung und eine zwischen der Basis des Ausgangstransistors und dem Erdpotential liegende Parallelschaltung aus einer Kapazität und einem Widerstand vorgesehen sind.

Weitere Merkmale und Zweckmässigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 Schaltungen für typische bekannte Phasenschieber-Schaltungen; und 2

Fig. 3 eine Schaltung zur Erklärung der erfindungsgemässen Lehre;

Fig. 4 ein Diagramm, in dem die Übertragungsfunktion der, in Fig. 3 gezeigten Schaltung durch einen Ortsvektor (Vektorort) dargestellt ist;

Fig. 5 eine zweite Schaltung zur Erklärung der Erfindung;

Fig. 6 ein Diagramm, in dem die Übertragungsfunktion der in Fig. 5 gezeigten Schaltung als Ortsvektor dargestellt ist;

Fig. 7 eine dritte Schaltung zur Erklärung der Erfindung;

Fig. 8 ein Diagramm, in dem die Übertragungsfunktion der in Fig. 7 gezeigten Schaltung als Ortsvektor dargestellt ist;

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Fig. 9-A Diagramme, in denen die Phasenverschiebungs- und

Verstärkungscharakteristika der in Fig.. 7 gezeigten Schalimtung dargestellt sind;

Fig. 10 ein Diagramm für das Verhältnis zwischen einer Dämpfung

und einer Konstanten K der in Fig. 7 gezeigten Schaltung;

Fig. 11 eine Schaltung eines Allpass-Phasenschiebers gemäss der

Erfindung;

Fig. 12 ein Diagramm, welches den Ortsvektor der Übertragungsfunktion der in Fig. 11 gezeigten Schaltung wiedergibt;

Fig. 13A Diagramme zur Darstellung der Phasenverschiebungs- und Verstärkungscharakteristika der in Fig. 11 gezeigten Schaltung;

Fig. 14 eine eine zweite Ausführungsform eines Allpass-Phasenschiebers zeigende Schaltung;

Fig. 15 ein Diagramm, welches den Ortsvektor der Übertragungsfunktion der in Fig. 14 gezeigten Schaltung wiedergibt;

Fig. 16 eine Schaltung eines dritten Ausführungsbeispieles eines

Allpass-Phasenschiebers;

Fig. 17 . ein Diagramm, indem der Ortsvektor der Übertragungsfunktion der in Fig. 16 gezeigten Schaltung dargestellt ist;

Fig. 18 ein Diagramm, welches die Phasenverschiebungs- und Verstärkungscharakteristika der in IF ig. 16 gezeigten Schaltung wiedergibt; und

Fig. 19 Schaltungen weiterer Ausführungsbeispiele,

Zunächst wird eine Allpass-Phasenschieber schaltung gemäss der Erfinduno· beschrieben.

Ist gemäss Fig. 3 eine Brückenschaltung 6 gebildet aus Widerständen R, r, r und einer Kapazität c und wird ein Wechselstrom 2ei (dessen Kreisfrequenz als u> bezeichnet wird,) an die Brückenschaltung 6 an deren

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Diagonale angelegt und zwar an die gegenüberliegenden Verbindungspunkte zwischen Kapazität c und Widerstand r und zwischen Widerstand R und r, wobei an dem ersten Verbindungspunkt -ei und an dem zweiten Verbindungspunkt +ei beispielsweise anliegen sollen, dann ergibt sich für den durch den Widerstand R und die Kapazität c in Reihe fliessenden Strom der folgende Ausdruck:

• J2UJC ./

¹ " 1 + ju;CR ^X

wobei C die Kapazität c und R der Widerstandswert des Widerstandes R ist.

Entsprechend wird der Ausgangswert e_, der an der anderen Diagonalen am Ausgangskontaktpunkt T der Brückenschaltung 6 erhalten wird, dargestellt durch

e₀ = ei - iR

, ei

1 +juCR ' '

Entsprechend ist bei Erfüllung der Bedingung U) = 1/CR die Übertragungs funktion G„ (juJ) der Brückenschaltung 6 ausgedrückt durch

G_fi (j ) =

6 ^VJ ' 1 +j (ω/ω)

Folglich gilt für die Verstärkung A_fi und die Phase φ der Brückenschaltung 6:

= -2 tan"

Entsprechend ergibt sich für die Darstellung der Übertragungsfunktion G_fi (j«>) der in Fig. 3 gezeigten Schaltung der in Fig. 4 dargestellte Orts vektor. Wie aus dem Diagramm in Fig. 4 ersichtlich ist, ist der Ortsvektor der Übertragungsfunktion G„ (ju;) ein Halbkreis im zweiten und

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dritten Quadranten des koordinaten Feldes mit dem Ursprungs- oder Nullpunkt 0 des Diagramms in seinem Schnittpunkt (koordinaten Nullpunkt) und einem Einheitsradius. In diesem Fall beginnt der Ortsvektor von der positiven Abszisse und endet auf der negativen Abszisse über die negative Ordinate im Uhrzeigersinn gemäss Fig. 4. Mit anderen Worten ist bei Variation der Winkelfrequenz u)von Null (α»= 0) bis unendlich (u; =ao) die Verstärkung A₁ gleich 1 ohne Änderung, aber die Phase ji variiert von Null (^₆ = 0) bis -Κ(Φ₆ = -*¹).

Fig. 5 zeigt eine weitere Schaltung, in der die Brücke 7 gebildet wird durch Vertauschen von Kapazität c und Widerstand R in der in Fig. 3 gezeigten Brückenschaltung 6. Die Übertragungsfunktion G„ (jw) der Brücken schaltung 7 wird ausgedrückt durch:

Der Ortsvektor der Übertragungsfunktion G₇ kann dargestellt werden wie in Fig. 6, in der der Ortsvektor ein Halbkreis im vierten und ersten Quadranten des Koordinaten-Systerns ist mit dem Nullpunkt 0 des Diagramms im Koordinaten-Ur sprung und einem Einheitsradius. In diesem Fall startet der Vektor von der negativen Abszisse und endet auf der positiven Abszisse über die positive Ordinate im Uhrzeigersinn, wie es durch den Pfeil in Fig. 6 angedeutet ist. Mit anderen Worten ist bei Änderung der Winkelfrequenz "-'von Null (&= 0) bis unendlich {w= a?)_i die Verstärkung A₇ 1 ohne Änderung, aber die Phase φ- ändert sich von -ίΐ (^₇ = -Tt) bis -2Γΐ(φ = -2n).

Daher lässt sich sagen, dass bei Verbinden der beiden in den Fig. 3 und 5 gezeigten Brückenschaltungen 6 und 7 zu zwei Stufen ohne Beeinflussung zwischen denselben die Phase variiert werden kann von 0 bis -2/tüber -n. durch geeignete Auswahl der Kapazitäten und Widerstände, wenn die Kreis-

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- B-

frequenz ^. von 0 bis c>o variiert.

Fig. 7 zeigt eine Brückenschaltung 8, welche aus einer Reihenschaltung einer Kapaziiät C₁ und einem Widerstand R , einer Parallelschaltung aus einer Kapazität c und einem Widerstand R₁ und zwei Widerständen r, r besteht und die in der in der Figur gezeigten Weise verbunden sind. Die Übertragungsfunktion G„ (jctJ) der BrUckenschaltung 8 wird durch gleichartige Berechnung ausgedrückt durch

- ι ) + j H^_c - *_c M ^G8 ^{(jvü) =}

^C2 ^ci

worin C₁ und c die Kapazitäten C₁ und C darstellen und die Beziehungen ^R2 ^C2 1 1 ., 1

ir ⁼ c ⁼ : · "-" ⁼c~Rr ^{und 4}V=CTrT"

entsprechend erfüllt sind. In diesem Fall stellen R₁ und R die Widerstandswerte der Widerstände R und R dar.

Der Ortsvektor der Übertragungsfunktion G„ (JuJ) ist in Fig. 8 dargestellt. Wie aus Fig. 8 zu entnehmen ist, dreht sich der Ortsvektor um den Ursprungspunkt 0 der Koordinate und beschreibt einen Kreis mit dem Einheitsradius, wenn die Kreisfrequenz ujvon 0 bis oovariiert, im Uhrzeigersinn, was durch den Pfeil in der Figur angedeutet ist. In diesem Fall wird bei der Kreisfrequenz iv - Ju> . _tf , bei der der komplexe Wert Null wird,

0 |f C₁ c₂

die Phase φ - 7\(φ_η = -/T), und es wird eine Resonanz erzeugt bei der Kreisfrequenz uj zur Dämpfung der Verstärkung A durch L = (2 - /κ)/(2 + YK), wie es in der Figur go/.pigl isl. Die Charakteristika der Phase <f>„ und der Verstärkung A für die KrHsfrrquonz te¹ sind in den Fig. 9A und 9B gezeigt, und das Vorliiiltnis /wiKchcn I und L· (Dämpfungswert) ist in Fig, 10 go-/ <n)»t. Wie aus Fig. 10 ersichtlich ist, wird bei grosseni K der Diinipfunpn- \vor1 L kloin.

Ά 0 iJ 8 2 1 / 0 8 4 V

Fig. 11 zeigt eine weitere Schaltung gemäss der Erfindung, in der eine Brückenschaltung 14 η Kapazitäten C₁ bis c und η Widerstände R^ bis R_n aufweist (wobei η eine ungerade Zahl grosser als 3 darstellt). Der Ortsvektor der nbertragungsfunktion der Brückenschaltung 14 ist in Fig. 12 dargestellt; seine Berechnung ist hier weggelassen. Der Ortsvektor ändert

sich von einer Kurve a.. zu einer Kurve a über Kurven a a ,

wenn die Kreisfrequenz :o die Werte von 0 bis oa durchläuft, während die Phase ^₁ der Brückenschaltung 14 sich zwischen 0 und -2 /l in einem sägezahnwellenförmigen Verlauf ändert, wie es in Fig. 13A gezeigt ist; und die Verstärkung A₀ der Brückenschaltung 14 wird gedämpft an den

Resonanzpunkten infolge der Kapazitäten C₁ bis c und der Widerstände R₁ bis R , während die Dämpfung im wesentlichen konstant ist in den Zwischenbereichen, wie es in Fig. 13B zu sehen ist. In Fig. 11 bezeichnet das Bezugszeichen T einen Ausgangskontaktpunkt.

Fig. 14 zeigt eine weitere Schaltung, in der eine Brückenschaltung 15 eine Anzahl von η Kapazitäten C₁ bis c und von η Widerständen R₁ bis R

* I η In

aufweist und wobei η eine gerade Zahl grosser als 4 ist. Der Ortsvektor der Übertragungsfunktion der Brückenschaltung 15 ist in Fig. 15 gezeigt. Wie aus der Figur ersichtlich ist, wechselt der Ortsvektor von einer Kurve b₁ zu einer Kurve b über Kurven b₉, b„, . . . . , wenn die Kreisfrequenz «*> die Werte von 0 bis oödurchläuft. In Fig. 14 bezeichnet das Bezugszeichen T einen Ausgangskontaktpunkt.

Ein Allpass-Phasenschieber gemäss der Erfindung ist gemäss der obigen Lehre ausgebildet und passend dafür gemacht, dass er eine vorbestimmte Phasendifferenz zwischen beispielsweise zwei Signalen erzeugt.

Die in Fig. 7 gezeigte Brückerischaltung 8 entspricht dem Fall, in den.· die Zahl η = 2 in dem im Zusammenhang mit Fig. 11 oder 14 beschriebenen Beispiel gesetzt ist. Ei ei der Brückenschaltung 8 ist die Phase φ im Verhältnis zum Logarithmus der Kreisfrequenz ⁴^ im wesentlichen linear, aber sein linearer Teil ist klein, wie es aus Fig. 9A ersichtlich ist, aber

30 9 82 1 /08 A 7-

2 2 5 β ? 7 3

seine Verstärkung A besitzt an der i\ev Krei sfrequenz .υ. entsprechenden Stelle eine Mulde, wie es in Fig. i)R gezeigt ist. In diesem Fall sind die Neigung oder der Gradient der linken und rechten geneigten Teile davon nicht 6 dB pro Oktave sondern wechseln gemäss der Frequenz, so dass die Brückenschaltung 8 nicht tauglich ist für eine Phasenschieberschaltung. Ist jedoch die E?edingung η = 3 erfüllt in der Brückenschaltung 14 oder 15 der Fig. Il oder 14, dann wechselt die [»hase f>. z. E5. im Verhältnis zum Logarithmus der Kreisfrequenz W im wesentlichen linear, wenn auch sägezahnförmig, und sein linearer 'Teil ist lang genug, was aus Fig. 13A ersichtlich ist, und die Verstärkung a. z. B. schwächt den mittleren Teil, wie es in Fig. 13R gezeigt ist, aber die Neigung oder der Gradient der charakteristischen Kurve wird in ihrem niedrigen und hohen Bereich 6 dB pro Oktave wegen der Tatsache, dass die Dämpfung sich zusammensetzt aus den Dämpfungen, die durch die Resonanzen der Kapazitäten C₁ bis c und die Widerstände R₁ bis R hervorgerufen werden. Entsprechend kann die Neigung oder der Gradient durch eine in ihrem Aufbau einfache Schaltung kompensiert werden, um eine Verstärkung A. , mit einer flachen Charakteristik zu bekommen.

In anbetracht dessen wird gemiiss der fOrfindung eine Eh'ückenschaltung mit der Bedingung gebildet, dass ti gleich oder grosser aLs 'λ gewählt wird, und eine in ihrem Aufbau einfache Kompensationsschaltung wird mit dem Ausgangskontaktpunkt dm' Brückenschaltung verbunden zur Bildung eines Allpass- f 'Ii a se η schiebt· rs.

Fig. Ifi zeigt ein Beispiel eiiu's Allpass-1 'haseuschiebers gemäss der I¹Irfindung, in dem Transistoren O und (> in dft' Art einer Darlingtonschaltung verbunden sind und bei der dft· Ba.-iis dos Transistors O ein von einer Signalquelle S kommendes Signal mit dvv Spannung 2ei über einen Eingangskontaktpunl;t T. zugeführt wird, welches phasenverschoben werden soll !!in im Emitter des Transistors O. auftretendes Ausgangssignal wird einem Kontaktpunkt 'IV_n,, zugeführt, wahrend der Ausgang ties Kollektors de·; i rarisi stot·;; f.) der Ba-iis ; 1 -■ ; Tt .in.ⁱ;i stors f) . zugeführt wird,

Ίί' ■· ¹I/ [I H .'♦ 7

BAD ORIGINAL

der mit einem Transistor Q₁ nach der Art einer inversen Darlingtonschaltung verbunden ist. Das an dem Kollektor des Transistors O-_„ er·

104

haltene Ausgangssignal wird einem Kontaktpurikt T_1n- zugeführt.

In diesem Fall wird die Eingangsimpedanz des Allpass-Phasenschiebers vergrössert durch die Transistoren Q_{1 n1} und Q_1nQJ das Signal von der

J. Ul i Uu

Signalquelle S wird den Kontaktpunkten T₁ und T₁ mit umgekehrten

U JU^ J. U ο

Phasen zugeführt durch die Transistoren Q₁ ₁, Q₁ und Q₁ , Q₁ im

JUJ. J Uü J.UO J. U~l

Gleichgewichtszustand. Mit anderen Worten wird die Spannung 2ei über die Kontaktpunkte T_{1 n9} und T₁ angelegt. Weiter entsprechen ein Widerstand r für den Emitter des Transistors Q₁ und ein Widerstand r für

ώ I U 4

den Kollektor des Transistors Q₁ _. den Widerständen r und r der oben beschriebenen Brückenschaltungen 14 und 15.

In dem !Beispiel in Fig. 16 ist eine Brückenschaltung 19 aus drei Stufen mit den Widerständen r und r an seinen Zweigen gebildet. Eine Kapazität C₁ tind Widerstände R und R_1n1 sind in Reihe geschaltet zwischen

JUJ J-U^ J.UJ.

Kontaktpunkten T₁ und T₁ , und eine Kapazität C_1n- ist parallel ge-

J Uo JUa JUo

schaltet zu dem Widerstand R₁ . Ein Widerstand R₁ und eine dazu in Reihe geschaltete Kapazität C₁ „„ sind parallel geschaltet zu dem Widerstand R -. Die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen R₁ und H₁₀₁ und zwischen dem Widerstand R₁ und der Kapazität C₁ sind zus am men verbunden mit einem Kontaktpunkt T₁ . Eine Kompensationsschaltung 200 zur Verstärkung aus einer Parallelschaltung von einer Kapazität C und einem Widerstand R_onn ist zwischen Kontaktpunkt T₁ . und Erde

ijlJU üUL) LU4

ge schall ei.

Der J on1ak1punl,t T₁... entspricht dem Ausgangskontaktpunkt T der obigen BrüekonschaHungen 1 4 und 15, die in den Fig. 11 und 14 gezeigt sind, und ist verbunden mil einer Darlingtonverbindung der Transistoren Q-, _nr und ο ... lOin phaspnvorschobnnes Signal von der Brückenschaltung 19 wird onipfniu'on durcli dio in Darlingtonschaltung verbundenen Transistoren Ö uri'] ^f) _1(H. mil linher Impedanz und dann konvertiert in niedrige Impedanz,

3 O 9 H Ί 1 / (J 8 4 7 ...■ . — . ORIGINAL INSPECTED

um einem Ausgangskontaktpunkt T zugeführt zu werden.

Ci UU

In diesem Fall werden die Widerstandswerte R. (i = 101.-103) der Wider

stände R - R der Brückenschaltung 19, die Werte C. (i = 101 ~ 103)

XUIlUo 1

der Kapazitäten C_1n1~C der Brückenschaltung 19 und die Zeitkonstante T. (i = 1 ~3), die durch die Kapazitäten C. . ^C. und die Widerstände ^1 ni ~ ^R1 n9 b^esti^nirr|t ist, gewählt nach dem folgenden Beispiel:

T₁ = 20T₂	= 400 T	1	1
^R102	^R103	1	20 1
^R101 ^C102	^R102 ^C103	/K	20
^C101	^C102

Die theoretisclie Bestiinmung der gemäss obigen Ausführungen gebildeten Allpass-Phasenschieberschaltung kann in derselben Weise durchgeführt werden wie oben ausgeführt, so dass diese Bestimmung weggelassen ist; aber der Ortsvektor der Übertragungsfunktion der Allpass-Phasenschieberschaltung ist in Fig. 17 gezeigt. Wie aus Fig. 17 hervorgeht, wechselt der Ortsvektor, wenn nur die Brückenschaltung 19 vorgesehen ist und die Kompensationsschaltung 200 nicht damit verbunden ist, von einer Kurve d₁ zu einer Kurve d über eine Kurve g wenn die Kreisfrequenz >.c die Werte von 0 bi s oo durchläuft wie im Fall von Fig. 12, um seine Verstärkung zu ändern. Für den Fall jedoch, dass die Kompensationsschaltung 200 in der in Fig. IH gezeigten Weise verbunden ist, wechselt der Ortsvektor von der Kurve d₁ zu einer Kurve g₁ für ein niedriges Frequenzband des Eingangssignales mit einer von dom Widerstand R_9nn herrührenden Dämpfung,

c* UU

während es von der Kurve d„ zu einer Kurve g wechselt für ein hohes Frequenzband des Kingnngssignales mit einer von der Kapazität C„_ff herrührenden Dämpfung. I¹InIsprechend wechselt der Ortsvekior des AllpasK-Phasensehiebers in Fig. HS von der Kurve g.. noch g über die Kurve π , während die¹ Kreisfrequenz <u die Werte von 0 bis OO durchläuft und die

;.·$ ο η H 71 / η B 4 7

Phase von 0 bis -3 κ (-η) über -2 Ji (0) wechselt, während die Verstärkung konstant abnimmt.

Fig. 18 ist ein Diagramm, welches Messergebnisse der Phasencharakteristik ^ und der Verstärkungscharakteristik A₁ „ des in Fig. 16 gezeigten Allpass-Phasenschiebers wiedergibt. In diesem Fall ist K als ungefähr 23 (K Ti 23) gewählt. In Fig. 18 ist zum besseren Verständnis der Linearität der Phasencharakteristik φ auf der Ordinate die Skala abgetragen in 0, -2ft(0), -3Λ(-π).

Wie aus den in Fig. 18 gezeigten Messergebnis sen hervorgeht, ist die Verstärkungscharakteristik A₁ des Allpass-Phasenschiebers gemäss der Erfindung im wesentlichen flach obgleich mit derselben Dämpfung, und die Phasencharakteristik φ~ _ ist in ihrem linearen Teil lang genug. Obwohl die Phasencharakteristik ^_{1 q} zwischen 0 und -2 /t sägezahnförmig ist, kann eine konstante Phasendifferenz zwischen zwei Signalen erhalten werden. Entsprechend kann die Phasencharakteristik.äquivalent als eine liäeare genommen werden.

Ist diö in Fig. 16 gezeigte Allpass-Phasenschieberschaltung in einem einzigen Halbleitersubstrat vereint, dann reicht es aus, den durch die strichpunktierte Linie in Fig. 16 umrandeten Teil auf dem Halbleitersubstrat zu bilden. In diesem Fall bestehen für den Phasenschieber und die Kompensationsschaltung 200 nur drei äussere Verbindungspunkte zur Verbindung der Widerstände R₁ _M~* R und der Kapazitäten C₁ _M ~ C₁ ,

XUJ. 1 ΐ)ώ XUX XUo

nämlich die Kontaktpunkte T₁ , T_1n und T₁ ^₄; und die anderen für die Bildung des Phasenschiebers notwendigen Kontaktpunkte sind der Eingangskontaktpunkt T_{1 n} , der Ausgangskontaktpunkt Τ_οηΑ, ein Kontaktpunkt für

IUU Δ\}Ό

die .Spannungsquelle T _n1, ein gemeinsamer auf Erde liegender Kontakt-

^Ul .

punkt T' . und ein Vorspannungskontaktpunkt T^s. „ Die Allpass-Phasen-Schieberschaltung gemäss der Erfindung kann also leicht in Form eines Plättchen einer integrierten Schaltung hergestellt werden, weil nur acht äussere Kontaktpunkte notwendig sind,

30982170847

Fig. 19 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, welches gegenüber dem in Fig. 16 weiter verbessert ist. In dem in Fig. 19 gezeigten Beispiel ist ein Transistor Qo_nn vorgesehen, dessen Basis mit einem Eingangskontaktpunkt T verbunden ist. Zwischen Kollektor und Emitter des Transistors

O v/U

Q sind in Reihe geschaltet eine Kapazität C₁ und Widerstände R und

UvU OU i OUώ

R , während eine Kapazität C parallel zu dem Widerstand R„_n0 geschal

öl/i oU j ti U Ui

tet ist. Parallel zu dem Widerstand R„_n1 ist ein Widerstand R_QnQ und eine dazu in Reihe geschaltete Kapazität C vorgesehen. Die Verbindüngspunkte zwischen den Widerständen R„_no und R„_m und zwischen dem Widerstand R

Z O U X '

und der Kapazität C„_n„ sind gemeinsam mit der Basis eines Transistors Q verbunden. Auf diese Weise ist ein RC-Netz 300 gebildet.

Zwischen den Kollektor und den Emitter des Transistors Qq_nn ^si^nc* ferner

*J \J U

in Reihe geschaltet eine Kapazität C₁ und Widerstände R_4n? und Eine Kapazität C_An_ ist parallel zu dem Widerstand R._no geschaltet, wäh-

Uo TtU ο

rend ein Widerstand R._n„ und eine dazu in Reihe geschaltete Kapazität C ._ parallel zu dem Widerstand R_4n-, geschaltet sind. Die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen B. und R_4n, und zwischen der Kapazität C . und dem Widerstand R._n„ sind gemeinsam mit der Basis eines Transistors

4Uo

Q verbunden. Auf diese Weise ist eine zweite RC-Netzschaltung 400 gebildet, die parallel zur ersten RC-Netzschaltung 300 geschaltet ist. In diesem Fall arbeiten die Transistoren Q,_in, und Q,_m jeweils als Zwischenkreis (Buffer) und auch als Phasenschieber.

Ferner ist eine Parallelschaltung aus einem Widerstand R„_n. und einer

UUTt

Kapazität C_n zwischen die Basis des Transistors Q„_n1 und Erde geschal-

O U ~r »J U I

tet zur Verstärkungskompensation, während eine Parallelschaltung aus einem Widerstand R,_n4 und einer Kapazität C in ähnlicher Weise zwischen der Basis des Transistors Q_1n, und Erde zur Verstärkurigskompensation geschaltet ist. Aus diesem Grunde können die Parallelschaltungen als Teile der ersten und zweiten RC -Netzschaltungen 300 und -100 entsprechend betrachtet werden. Widerstände Et__nf und R_1n,. mit dem gleichen Widerstandswert sind verbunden mit den Emittern und Kollektoren der Transistoren Q,._nl

30 9 821/084 7

und Q₄₀₁, und Ausgangskontaktpunkte T₃₀₁, T₃₀₃, T₄₀₁ und T₄₀₃ stehen mit den Foliektoren und Emittern der Transistoren Q „. und Q_4n-, in Verbindung. In diesem Fall ist angenommen, dass die Werte der Widerstände und Kapazitäten der die zweite RC-Netzschaltung 400 bildenden Elemente das Zweifache der Werte der entsprechenden Elemente der ersten RC-Netz schaltung 300 haben.

Ist die in Fig. 19 gezeigte Ausführungsform als integriertes Schaltungsplättehen ausgebildet, dann ist der durch die gestrichelte Linie umrandete Block in der Figur auf einem Halbleitersubstrat gebildet, d. h. also die

Transistoren Q Q<?ni ^und Q4.nl^{3 un<}^ ^^re Vorspannungswiderstände

R , R_qnn, R_4nfv R .,_nn sind in demselben Halbleitersubstrat integriert;

uUU uUU lUU illU

In dem in Fig. 19 gezeigten Ausführungsbeispiel werden von den Ausgangskontaktpunkten T , T , T und T phasenverschobene Signale (if+ Ό, -(V⁺O), - (if + ~T~ ¹I ) ^und - ( 4 + H?~ ) erhalten. Entsprechend erhält man bei tatsächlicher Verwendung der Ausgangskontaktpunkte T

und T zwei in der Phase um 90 gegeneinander verschobene Signale in bezug auf ein an dem Eingangskontaktpunkt T angelegtes Eingangssignal.

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Werden alle Ausgangskontaktpunkte verwendet, dann werden unterschiedlich phasenverschobene Signale von diesen erhalten.

Fig. 20 und 21 zeigen andere Ausführungsbeispiele der Erfindung. Das in Fig. 20 gezeigte Auslührungsbeispiel entspricht dem Fall, in dem eine ungerade Stufenzahl einer Brückenschaltung verwendet wird (n ist eine ungerade Zahl), während die in Fig. 21 gezeigte Schaltung eine solche ist, bei der eine gerade. Stufenzahl einer Brückeiisehalümg verwendet wird (n ist eine gerade Zahl).

In diesen Fällen wird vorausgesetzt, dass die Widerstände R., die Kapazitäten C. und die durch die Kapazitäten C. und die Widerstände R. be stimm ten Zeit konstanten T. die folgenden Beziehungen erfüllen, wobei „n - 1 ~ η ist,

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₁ = κ' T₂ = K²T₂ = K³T₄ = = K¹^¹

R R R R

I & 4 η

1 ^K2 ^K3 ¹Vi Vk

^C2 ^C3 ^C4 ^C„

^Ul ^U2 ^U3 Vl /κ"

Falls η konstant ist, werden, weil K klein wird, die Resonanzfrequenzen als Folge der Kapazitäten C₁ ^C und der Widerstände R₁ ~»R sehr dicht, um die Krümmung des Dämpfungsteiles der Verstärkung im Mittelbereich flach zu machen, aber der flache Teil wird eng. Entsprechend wird es im allgemeinen gewünscht, dass die Bedingung K ~20 erfüllt wird.

Wie oben ausgeführt wurde, ist die Verstärkungschar^kteristik der Allpass-Phasenschieberschaltung gemäss der Erfindung konstant und die Verschiebung des Ausgangs signale s in der Phase linear zum Logarithmus der Frequenz. Soll der Allpass-Phasenschieber als integriertes Schaltungsplättchen ausgebildet sein, dann werden nur drei aus sere Kontaktpunkte benötigt, selbst wenn die Widerstände und Kapazitäten für die Phasenschiebung daran von aussen verbunden werden. Entsprechend kann die Schaltung leicht mit verschiedenen Vorteilen als ein integriertes Schaltungsplättchen integriert werden. Da die äusseren Kontaktpunkte zahlenmässig sogar)mehr werden, wenn eine Anzahl von Widerständen und Kapazitäten für die Phasenschiebung in Mehrfachstufe verbunden sind, besteht keine Begrenzung für die Zahl der Widerstände und Kapazitäten für die Phasenschiebung durch Herstellung der Schaltung als integriertes Schaltungsplättchen. Entsprechend kann ein Allpass-Phasenschieber mit den notwendigen Eigenschaften gemäss der Erfindung geschaffen werden.

Gemäss der Erfindung werden die Widerstände und Kapazitäten für einen Phasenschieber, die von aussen mit einem Allpass-Phasenschieber verbunden werden, wenn dieser als integriertes Schaltungsplättchen ausgeführt ist, daran in einem vorbestimmten einfachen Muster verbunden, wie es aus den

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Fig. 20 und 21 ersichtlich ist, so dass für den Fall, dass sie als gedruckte Schaltungsplatte ausgebildet sind, diese leicht gemacht werden können und alle von aussen verbundenen Elemente in einem Bereich zusammengefasst sind.

Weiter kann bei der Erfindung die Brückenschaltung genügend betrieben werden in kleiner Impedanz durch die Transistoren, während ihr Ausgangssignal genügend empfangen wird in hoher Impedanz, so dass die Schaltung frei von Einfluss auf andere damit verbundene Schaltungen ist.

In den obigen Beispielen kann es möglich sein, dass die Widerstände und Kapazitäten für den Phasenschieber gegeneinander ausgetauscht sind und die Kapazitäten durch Spulen ersetzt sind. Weiter äkönnen Signale, die phasenverschoben werden, Kontaktpunkten Ta und Tb (Fig. 20 und 21) beispielsweise durch einen Differentialverstärker zugeführt werden.

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Claims

Patentansprüche

1.'Allpass-Phasenschieber mit einem Eingangstransistor mit Basis, Kollektor und Emitter,

einer mit der Basis des Eingangstransistors verbundenen Eingangsschalt ung,

einer ersten Kapazität und einem ersten Widerstand in Reihe geschaltet zwischen Kollektor und Emitter des Eingangstransistors, einem zweiten mit der ersten Kapazität und dem ersten Widerstand in Reihe geschalteten zweiten Widerstand,

einer parallel zu dem ersten Widerstand geschalteten zweiten Kapazität, einer parallel zu dem zweiten Widerstand geschalteten dritten Kapazität und

einem zwischen der zweiten Kapazität und dem zweiten Widerstand in Reihe geschalteten dritten Widerstand, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ausgangstransistor mit Basis-, Kollektor- und Emitterelektroden vorgesehen ist, dass die Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen der dritten Kapazität und dem dritten Widerstand verbunden ist, und dass eine mit wenigstens einer der Kollektor- und Emitterelektroden des Ausgangstransistors verbundene Ausgangsschaltung und eine zwischen der Basis des Ausgangstransistors und dem Erdpotential liegende Parallelschaltung aus einer Kapazität und einem Widerstand vorgesehen sind.

2. Allpass-Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens die Eingangs- und Ausgangstransistoren auf einem Halbleitersubstrat als integriertes Schaltungsplättchen ausgebildet sind.

3. Allpass-Phasenschieber mit einem Eingangstransistor mit Basis,-, Kollektor und Emitter, einer mit der Basis des Eingangstransistors verbundenen Eingangsschaltung, ersten und zweiten Ausgangstransistoren mit jeweils Basis, Kollektor und Emitter, einer ersten RC-Netzwerkschaltung,

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die zwischen den Eingangstransistor und den ersten Ausgangstransistor geschaltet ist und die aus einer zwischen Kollektor und Emitter des Eingangstransistors in Reihe geschalteten ersten Kapazität und einem ersten Widerstand/ einem zwischen die erste Kapazität und den ersten Widerstand in Reihe geschalteten zweiten Widerstand, einer parallel zu dem ersten Widerstand geschalteten zweiten Kapazität, einer parallel zu dem zweiten Widerstand geschalteten dritten Kapazität und einem zwischen die zweite Kapazität und den zweiten Widerstand in Reihe geschalteten dritten Widerstand besteht und deren Verbindungspunkt zwischen der dritten Kapazität und dem dritten Widerstand mit der Basis des ersten Ausgangstransistors verbunden ist,

mit einer zweiten RC-Netzwerkschaltung, die zwischen den Eingangstransistor und den zweiten Ausgangstransistor geschaltet ist und die eine fünfte Kapazität und einen fünften Widerstand in Reihe geschaltet zwischen Kollektor und Emitter des Eingangstransistors, einen sechsten Widerstand in Reihe geschaltet zwischen der fünften Kapazität und dem fünften Widerstand, eine parallel zu dem ^; fünften Widerstand geschaltete sechste Kapazität, eine parallel zu dem sechsten Widerstand geschaltete siebente Kapazität und einen zwischen die sechst^¹ Kapazität und den sechsten Widerstand geschalteten siebenten Widerstand besitzt und deren Verbindungspunkt zwischen der siebenten Kapazität und dem siebenten Widerstand mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors verbunden ist und jedes Element der zweiten RC-Netzwerkschaltung andere Werte als das jeweils entspre- · chende Element der ersten RC-Netzwerkschaltung liefert, dadurch gekennzeichnet, dass

eine mit wenigstens einer der Kollektor- und Emitterelektroden des ersten Ausgangstransistors verbundene erste Ausgangsschaltung, eine erste Parallelschaltung^us einer vierten Kapazität und einem vierten Widerstand, die zwischen die Basis des ersten Ausgangstransistors und Erdpotential geschaltet ist,

eine mit wenigstens einer der Kollektor- und Emitterelektroden des zweiten Ausgangstransistors verbundene zweite Ausgangsschaltung und eine zweite Parallelschaltung aus einer achten Kapazität und einem achten Widerstand, die zwischen die Basis des zweiten Ausgangstransistors und

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Erdpotential geschaltet ist, vorgesehen sind.

4. Allpass-Phasenschieber nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangstransistor und die ersten und zweiten Ausgangstransistoren auf demselben Halbleitersubstrat als integriertes Schaltungsplättchen ausgebildet sind.

5. Allpass-Phasenschieber nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Werte des fünften, sechsten und siebenten Widerstandes und der fünften, sechsten und siebenten Kapazität so gewählt sind, dass sie etwa das Zweifache der Werte des ersten, zweiten und dritten Widerstandes und der ersten, zweiten und dritten Kapazität betragen.

6. Allpass-Phasenschieber mit einer Eingangsschaltung, die einen Eingangskontaktpunkt und erste und zweite Ausgangskontaktpunkte aufweist und die denn ersten und zweiten Ausgangskontaktpunkt ein Signal liefert, das dem Eingangskontaktpunkt in umgekehrter Phase zugeführt wurde, dadurch gekennzeichnet, dass

eine erste Gruppe von η Kapazitäten mit η als einer positiven ganzen Zahl grosser als 3 in Reihe geschaltet mit dem ersten Ausgangskontaktpunkt, eine zweite Gruppe von n-1 Kapazitäten in Reihe geschaltet mit dem zweiten Ausgangskontaktpunkt,

eine Mehrzahl Gruppen von Widerständen, von denen jede Gruppe zwischen die Verbindungspunkte von benachbarten zwei Kapazitäten der ersten und der zweiten Gruppe der Kapazitäten geschaltet ist und aus einem ersten und einem zweiten in Reihe geschalteten Widerstand besteht, eine Reihenschaltung aus ersten und zweiten Widerständen in Reihe geschaltet zwischen dem Verbindungspunkt der ersten und zweiten Kapazitäten der ersten Gruppe der Kapazitäten und dem Verbindungspunkt der ersten und zweiten Kapazitäten der zweiten Gruppe der Kapazitäten, erste Verbindungsmittel zum Verbinden einer η-ten Kapazität in der ersten Gruppe der Kapazitäten mit einer (n+l)-ten Kapazität der zweiten Gruppe der Kapazitäten über einen Widerstand,

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zweite Verbindungsmittel zur Verbindung des Verbindungspunktes zwischen den ersten und zweiten Widerständen jeder der Widerstandsgruppen, dem Verbindungspunkt zwischen den ersten und zweiten Widerständen der Reihenschaltung und dem Widerstand der ersten Verbindungsmittel und

eine Schaltung aus einem Widerstand und einer Kapazität, die zueinander parallel und zwischen die zweiten Verbindungsmittel und Erdpötential geschaltet sind, vorgesehen sind.

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