DE2256273C2

DE2256273C2 - Allpass-Phasenschieber

Info

Publication number: DE2256273C2
Application number: DE2256273A
Authority: DE
Inventors: Mitsuo Fujisawa Kanagawa Ohsawa
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1971-11-19
Filing date: 1972-11-16
Publication date: 1983-09-15
Also published as: JPS549464B2; IT971011B; GB1382078A; CA982242A; DE2256273A1; NL7215697A; JPS4857603A; US3784934A; CA970048A; FR2161728A5

Description

Die Erfindung betrifft einen Allpaß-Phasenschieber nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein solcher Phasenschieber ist in Proc. IEEE, S. 1752 bis 1753, Oktober 1967 von P. Allemandou beschrieben. Dieser bekannte Phasenschieber enthält einen einzigen Transistor und eine Anzahl von Kapazitäten und Widerständen, welche zwischen Kollektor und Emitter des Transistors geschaltet sind und deren Impedanz geeignet gewählt ist Die Charakteristik des Phasen-Schiebers ist linear. Es ist jedoch schwierig, die Verstärkungscharakteristik für eine bestimmte Frequenz zu kompensieren. Dieser Nachteil führt zu einer Amplitudenvariation, weiche eine Änderung in der Höhe des Ausgangssignals bewirkt

In Funk-Technik Nr. 16, S. 599,1964 ist eine weitere Phasenschieberschaltung beschrieben (Fig. 1). Zwischen Kollektor und Emitter eines Transistors Q₁ sind eine Kapazität C₁ und ein Widerstand R₁ in Reihe geschaltet Ein Eingangskontaktpunkt 1 ist mit der Basis des

!5 Transistors Q₁ verbunden, und ein Ausgangskontaktpunkt 2 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Kapazität C₁ und dem Widerstand R₁ verbunden. Wird bei dieser Phasenschieberschaltung dem Eingangskontaktpunkt 1 ein Signal zugeführt, so wird am Ausgangskontaktpunkt 2 ein Signal mit einer vorbestimmten Frequenzcharakteristik abgegeben, entsprechend den Wenen der Kapazität C₁ und des Widerstandes R₁. Ein Nachteil der bekannten Phasenschieberschaltung ist jedoch, daß ihre Phasenschiebercharakteristik keine ausreichende Linearität über einen großen Frequenzbereich aufweist

Zur Behebung dies<^ Nachteiles wurde eine Phasenschieberschaltung gemäß Fig.2 vorgeschlagen, in welcher vier Schaltungen, die jeweils der Schaltung der F i g. 1 entsprechen, kaskadenförmig verbunden sind und weiche eine verbesserte Phasenschiebercharakteristik aufweist Diese bekannte Schaltung umfaßt vier Transistoren Q₁, Qb, (?_cund φ/sowie Reihenschaltungen aus den Kapazitäten C Ci, Cc und Cd und den Widerständen R₁, Rb, R_c und R& welche zwischen Kollektor und Emitter der entsprechenden Transistoren Qi, Qb, Qc und Qd geschaltet sind. Ein Endstufentransistor Q_e dient zur Impedanzwandlung. Mit seinem Emitter verbunden ist ein Außenkonuktpunkt.

Die in F i g. 2 gezeigte Schaltung weist jedoch folgenden Nachteil auf: Da die Kapazitäten C₁ bis Cd und die Widerstände Ä_abis Rd die Phasencharakteristik der Schaltung bestimmen, müssen die Kapazitäten und Widerstände jeweils mit hoher Genauigkeit hergestellt werden, und die Kapazitäten C₁ bis Cd müssen groß sein, weil ein Eingangssignal für die Schaltung im Hörfrequenzbereich liegt Wenn die Phasenschieberschaltung der F i g. 2 in eine einzige Halbleiterschicht oder ein Substrat integriert wird, ist es daher ziemlich schwierig, die Kapazitäten C₁ bis Q und die Widerstände R₁ bis Rd auf dem Halbleitersubstrat auszubilden. Diese Elemente müssen daher einzeln von außen mit dem Substrat verDunden werden. Es müssen 16 bis 17 Kontaktpunkte für die äußere Verbindung vorgesehen werden.

Hierdurch werden höhere Fertigungskosten, insbesondere bei der Montage, verursacht, die sich bei der Massenproduktion stark auswirken. Außerdem sind die Vorteile der integrierten Schaltungsanordnung weitgehend aufgehoben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Allpaß-Phasensehieber zu schaffen, der die Phase eines Eingangssignals über einen weiten Frequenzbereich variiert, eine lineare Verstärkungscharakteristik aufweis¹; und als integrierte Schaltung ausgeführt werden kann.

Diese Aufgabe ist durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Ein wesentliches Merkmal der Erfindung ist die

Anordnung des ÄC-Netzwerkes zwischen einem Eingangs- und einem Ausgangstransistor, ferner die Anordnung der Schaltung für die Verstärkungskompensation. Das .RC-Netzwerk ist überraschend einfach ausgebildet, weist lediglich eine Brückenschaltung auf und besteht aus der Kombination von drei Kondensatoren und drei Widerständen, die mit der Schaltung für die Verstärkungskompensation kombiniert ist, welche aus einer Parallelschaltung eines vierten Kondensators und eines vierter Widerstandes besteht Du^1-Ch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung entsteht ein Phasenschieber, dessen Verstärkung im Bereich zwischen £0=0 und oo im wesentlichen konstant ist

Mit dem erfindungsgemäßen Allpaß-Phasenschieber ist es möglich, zwischen zwei Signalen eine konstante Phasendifferenz zu erzielen. Diese Schahung weist den Vorteil einer im wesentlichen flachen Verstärkungscharakteristik und einer in ihrem linearen Teil ausreichend langen Phasencharakteristik auf.

Die erfindungsgemäße Schaltung weist ferner den Vorteil auf, daß für den Phasenschieber und die Kompensationsschaltung lediglich drei äußere Anschlußpunkte benötigt werden, selbst wein die Widerstände und Kapazitäten für die Phasenschiebung von außen angeschlossen werden. Die Zahl dieser Anschlußpunkte wird auch nicht erhöht, wenn eine Reihe von Widerständen und Kapazitäten für die Phasenschiebung in Mehrfachstufe angeschlossen werden. Daher ist die Zahl der Widerstände und Kapazitäten für die Phasenschiebung bei Ausführung der erfindungsgemäßen Schaltung als integrierte Schaltung nicht beschränkt Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ist es einfach, von außen anzuschließende Elemente anzuschließen, insbesondere, weil diese Elemente in einem Bereich zusammengefaßt werden können. Die erfindungsgemäße Schaltung ist somit insbesondere zur Ausführung als integrierte Schaltung geeignet und bietet wesentliche Vorteile für die Massenproduktion. Insbesondere vorteilhaft ist der Einsatz in einem Vierkanal-Stereo-Kodier- und/oder Wiedergabegerät.

Des weiteren kann bei der erfindungsgemäßen Schaltung die Brückenschaltung infolge der Transistoren mit kleiner Impedanz betrieben werden, während das Ausgangssignal durch die Transistoren mit ausreichend hoher Impedanz empfangen wird, so daß andere, mit dem erfindungsgemäßen Phasenschieber verbundene Schaltungen auf diese keinen störenden Einfluß ausüben können.

Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen in Verbindung mit der Beschreibung und der Zeichnung hervor. In dieser zeigen

F i g. 1 und 2 Schaltungen für typische bekannte Phasenschieber-Schaltungen,

F i g. 3 eine Schaltung zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Lehre,

F i g. 4 ein Diagramm, in dem die Übertragungsfunktion der in Fig.3 gezeigten Schaltung durch einen Ortsvektor (Vektorort) dargestellt ist,

F i g. 5 eine zweite Schaltung zur Erläuterung der Erfindung,

Fig.6 ein Diagramm, in dem die Übertragungsfunktion der in Fig. 5 gezeigten Schaltung als Ortsvektor dargestellt ist,

Fig. 7 eine dritte Schaltung zur Erläuterung der Erfindung,

Fig. 8 ein Diagramm, in dem die Übertragungsfunktion der in F i g. 7 gezeigten Schaltung als Ortsvektor dargestellt ist,

F i g. 9A und 9B Diagramme, in denen die Phasenverschiebungs- und Verstärkungscharakteristika der in F ϊ g. 7 gezeigten Schaltung dargestellt sind,
Fig. 10 ein Diagramm für das Verhältnis zwischen einer Dämpfung und einer Konstanten K der in F i g. 7 gezeigten Schaltung,

F i g. 11 eine Schaltung eines AUpaß-Phasenschiebeis zur Erläuterung der Theorie der Erfindung,
ίο _ Fig. 12 ein Diagramm, welches den Ortsvektor der Übertragungsfunktion der in F i g. 11 gezeigten Schaltung wiedergibt,

Fig. 13A und 13B Diagramme zur Darstellung der Phasenverschiebungs- und Verstärkungscharakteristika der in F i g. 11 gezeigten Schaltung,

Fig. 14 eine andere Schaltung eines Allpaß-Phasenschiebers zur Erläuterung der Theorie der Erfindung,

Fig. 15 ein Diagramm, welches den Ortsvektor der Übertragungsfunktion der in Fig. 14 gezeigten Schaltung wiedergibt,

Fig. 16 eine Schaltung eines eisten Ausführungsbeispiels eines Allpaß-Phasenschieotfr_S gemäß der Erfindung,

Fig. 17 ein Diagramm, in dem der Ortsvektor der Übertragungsfunktion der in Fig. 16 gezeigten Schaltung dargestellt ist,

F ig. 18 ein Diagramm, welches die Phasenverschiebungs- und Verstärkungscharakteristika der in F i g. 16 gezeigten Schaltung wiedergibt und
Fig. 19 eine Schaltung eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung und

Fig.20 und 21 Schaltpläne zur Erläuterung anderer Beispiele der Erfindung.

Zunächst werden Schaltungen zur Erläuterung der Erfindung beschrieben.

Ist gemäß Fig.3 eine Brückenschaltung 6 gebildet aus Widerständen R, r. rund einer Kapazität cund wird ein Wechselstrom 2e/ (dessen Kreisfrequenz als ω bezeichnet wird) an die Brückenschaltung 6· an deren Diagonale angelegt, und zwar an die gegenüberliegenden Verbindungspunkte zwischen Kapazität c und Widerstand r und zwischen Widerstand R und r, wobei an dem ersten Verbindungspunkt — ei und an dem zweiten Verbindungspunkt +e/beispielweise anliegen 4> sollen, dann ergibt sich für den durch den Widerstand R und die Kapazität c in Reihe fließenden Strom der folgende Ausdruck:

j2<üC
1

ei.

wobei C die Kapazität c und R der Widerstandswert des Widerstandes R ist.

Entsprechend wird der Ausgangswert e₀, der an der anderen Diagonalen am Ausgangskontaktpunkt Γ der Brückenschaltvng 6 erhalten wird, dargestellt durch

e₀ = ei - iR

. f\ -j ^el Vl +J

-jo>CR

Entsprechend ist bei Erfüllung dsr Bedingung o>_r = MCR die Übertragungsfunktion G₆ Ο'ω) der Brückenschaltung 6 ausgedrückt durch

Folglich gilt Tür die Verstärkung A_k und die Phase Φ₆ der Brückenschaltung 6:

A₆ = 1

Φ₆ = -2 tan"¹ (ω/ω,).

Entsprechend ergibt sich für die Darstellung der Übertragungsfunktion Gt (ja>) der in F i g. 3 gezeigten Schaltung der in F i g. 4 dargestellte Ortsvektor. Wie aus dem Diagramm in Fig. 4 ersichtlich ist, ist der Crtsvektor der Übertragungsfunktion Ge (pi) ein Halbkreis im zweiten und dritten Quadranten des Koordinaten-Systems mit dem Ursprungs- oder Nullpunkt 0 des Diagramms in seinem Schnittpunkt (Koordinaten-Nullpunkt) und einem Einheitsradius. In diesem Fall beginnt der Ortsvektor von der positiven Abszisse und endet auf der negativen Abszisse über die negative Ordinate im Uhrzeigersinn gemäß Fig.4. Mit anderen Worten ist bei Variation der Winkelfrequenz ω von Null (ω = 0) bis unendlich (to= 00) die Verstärkung A_t gleich I ohne Änderung, aber die Phase Φ₆ variiert von Null (Φ₆ = 0) bis --ττ (Φ₆ = - π).

F i g. 5 zeigt eine weitere Schaltung, in der die Brücke 7 gebildet wird durch Vertauschen von Kapazität cund Widerstand R in der in Fig.3 gezeigten Brückenschaltung 6. Die Übertragungsfunktion d (ju>) der Brückenschaltung 7 wird ausgedrückt durch:

L·

und ω₁₂ =

C₂R₂

(2/vT+

worin C₁ und c₂ die Kapazitäten C₁ und C₂ darstellen und die Beziehungen

entsprechend erfüllt sind. In diesem Fall steilen R\ und /?jdie Widerstandswerte der Widerstände R₁ und Ri dar. Der Ortsvektor der Übertragungsfunktion Gg (flo) ist in Fig.8 dargestellt. Wie aus Fig. 8 zu entnehmen ist, dreht sich der Ortsvektor um den Ursprungspunkt 0 der Koordinate und beschreibt einen Kreis mit dem Einheitsradius, wenn die Kreisfrequenz ω von 0 bis 00 variiert, im Uhrzeigersinn, was durch den Pfeil in der Figur angedeutet ist. In diesem Fall wird bei der Kreisfrequenz ωο = \/ω_η ■ Mc₂ . bei der der komplexe Wert Null wird, die Phase Φ«= — n. und es wird eine Resonanz erzeugt bei der Kreisfrequenz ωο zur Dämpfung der Verstärkung A» durch

G₆

Der Ortsvektor der Übertragungsfunktion G₇ kann dargestellt werden wie in Fig.6, in der der Ortsvektor ein Halbkreis im vierten und ersten Quadranten des Koordinaten-Systems ist mit dem Nullpunkt 0 des Diagramms im Koordinaten-Ursprung und einem Einheitsradius. In diesem Fall startet der Vektor von der negativen Abszisse und endet auf der positiven Abszisse über die positive Ordinate im Uhrzeigersinn, wie es durch den Pfeil in Fig.6 angedeutet ist. Mit anderen Worten ist bei Änderung der Winkelfrequenz ω von Null (ω = 0) bis unendlich (ω= co), die Verstärkung A₇ 1 ohne Änderung, aber die Phase Φ7 ändert sich von —π (Φι = - π) bis - 2.τ (Φ? = - 2π).

Daher läßt sich sagen, daß bei Verbinden der beiden in den F i g. 3 und 5 gezeigten Brückenschaltungen 6 und 7 zu zwei Stufen ohne Beeinflussung zwischen denselben die Phase variiert werden kann von 0 bis -2,T über —π durch geeignete Auswahl der Kapazitäten und Widerstände, wenn die Kreisfrequenz ω von 0 bis 00 variiert

Fig.7 zeigt eine Brückenschaltung 8, welche aus einer Reihenschaltung einer Kapazität C\ und einem Widerstand R₁. einer Parallelschaltung aus einer Kapazität C₂ und einem Widerstand R\ und zwei Widerständen r, r besteht und die in der in der Figur gezeigten Weise verbunden sind. Die Übertragungsfunktion G₈ (ja)) der Brückenschaltung 8 wird durch gleichartige Berechnung ausgedrückt durch

(2/Vk-

2η wie es in der Figur gezeigt ist. Die Charakteristika der Phase Φ* und der Verstärkung At für die Kreisfrequenz oj sind in den F i g. 9A und 9B gezeigt, und das Verhältnis zwischen K und L (Dämpfungswert) ist in Fig. IO gezeigt. Wie aus Fig. 10 ersichtlich ist, wird bei großem K der Dämpfungswert L klein.

Fig. 11 zeigt eine weitere Schaltung, in der eine Brückenschaltung 14 η Kapazitäten ο bis c„ und η Widerstärde Rt bis R_n aufweist (wobei η eine ungerade Zahl größer als 3 darstellt). Der Ortsvektor der

Übertragungsfunktion der Brückenschaltung 14 ist in F i g. 12 dargestellt; seine Berechnung ist hier weggelassen. Der Ortsvektor ändert sich von einer Kurve at zu einer Kurve a_n über Kurven a₂, a*. ..., wenn die Kreisfrequenz ω die Werte von 0 bis <» durchläuft, während die Phase Φη der Brückenschaltung 14 sich zwischen 0 und — 2π in einem sägezahnwellenförmigen Verlauf ändert, wie es in Fig. 13A gezeigt ist; und die Verstärkung As der Brückenschaltung 14 wird gedämpft an den Resonanzpunkten infolge der Kapazitäten ei bis C_n und der Widerstände Rt bis R_n, während die Dämpfung im wesentlichen konstant ist in den Zwischenbereichen, wie es in Fig. 13B zu sehen ist. In F i g. 11 bezeichnet das Bezugszeichen T einen Ausgangskontaktpunkt.

Fig. 14 zeigt eine weitere Schaltung, in der eine Brückenschaltung 15 eine Anzahl von η Kapazitäten ei bis C_n und von η Widerständen Rt bis R_n aufweist und wobei π eine gerade Zahl größer als 4 ist. Der Ortsvektor der Übertragungsfunktion der Brückenschaltung 15 ist in Fig. 15 gezeigt. Wie aus der Figur ersichtlich ist, wechselt der Ortsvektor von einer Ku. ve

bt zu einer Kurve b„ über Kurven O₂, fo wenn die

Kreisfrequenz ω die Werte von 0 bis <» durchläuft In F i g. 14 bezeichnet das Bezugszeichen T einen Ausgangskontaktpunkt

Die in F i g. 7 gezeigte Brückenschaltung 8 entspricht dem Fall, in dem die Zahl η=2 in dem im Zusammenhang mit Fig. 11 oder 14 beschriebenen Beispiel gesetzt ist Bei der Brückenschaltung 8 ist die Phase Φ& im Verhältnis zum Logarithmus der Kreisfrequenz ω im wesentlichen linear, aber sein linearer Teil ist klein, wie es aus F i g. 9A ersichtlich ist, aber seine Verstärkung Aa besitzt an der der Kreisfrequenz ωο entsprechenden Stelle eine Mulde, wie es in Fig.9B gezeigt ist In diesem Fall sind die Neigung oder der Gradient der linken und rechten geneigten Teile davon nicht 6 dB pro Oktave, sondern wechseln gemäß der Frequenz, so daß die Brückenschaltune 8 nicht tauelich

ist für eine Phasenschieberschaltung. Ist jedoch die Bedingung /7S3 erfüllt in der Brückenschaltung 14 oder 15 der F i g. 11 oder 14, dann wechselt die Phase Φπ ζ. Β. im Verhältnis zum Logarithmus der Kreisfrequenz ω im wesentlichen linear, wenn auch sägezahnförmig, und sein linearer Teil ist lang genug, was aus Fig. 13A ersichtlich ist, und die Verstärkung au z. B. schwächt den mittleren Teil, wie es in Fig. 13B gezeigt ist, aber die Neigung oder der Gradient der charakteristischen Kurve wird in ihrem niedrigen und hohen 3ereich 6 dB pro Oktave wegen der Tatsache, daß die Dämpfung sich zusammensetzt aus den Dämpfungen, die durch die Resonanzen der Kapazitäten c\ bis c„ und die Widerstände Λ, bis R_n hervorgerufen werden. Entsprechend kann die Neigung oder der Gradient durch eine in ihrem Aufbau einfache Schaltung kompensiert werden, um eine Verstärkung A\a mit einer flachen Charakteristik zu bekommen.

In Anbetracht dessen wird gemäß der Erfindung eine Brückenschaltung mit der Bedingung gebildet, daß η gleich oder größer als 3 gewählt wird, und eine in ihrem Aufbau einfache Kompensationsschaltung wird mit dem Ausgangskontaktpunkt der Brückenschaltung verbunden zur Bildung eines Allpaß-Phasenschiebers.

Fig. 16 zeigt ein Beispiel eines Allpaß-Phasenschiebers gemäß der Erfindung, in dem Transistoren Q_m und <Jio2 in der Art einer Darlingtonschaltung verbunden sind und bei der der Basis des Transistors Qm ein von einer Signalquelle Sb kommendes Signal mit der Spannung 2e/ über einen Eingangskontaktpunkt Tioo zugeführt wird, welches phasenverschoben werden soll. Ein am Emitter des Transistors Qm auftretendes Ausgangssignal wird einem Kontaktpunkt 7ϊο2 zugeführt, während der Ausgang des Kollektors des Transistors Q\m der Basis des Transistors Qm zugeführt wird, der mit einem Transistor ζ>ιοι nach der Art einer inversen Darlingtonschaltung verbunden ist. Das an dem Kollektor des TratisisiOrs viw erhaltene Ausgangssignal wird einem Kontaktpunkt T103 zugeführt.

In diesem Fall wird die Eingangsimpedanz des Allpaß-Phasenschiebers vergrößert durch die Transistoren C?io) und (?io2. das Signal von der Signalquelle 5ό wird den Kontaktpunkten T102 und Tioj mit umgekehrten Phasen zugeführt durch die Transistoren <?,oi, <?io2 und <?io3, QiW im Gleichgewichtszustand. Mit anderen Worten wird die Spannung 2e/über die Kontaktpunkte 7"io2 und Tio3 angelegt. Weiter entsprechen ein Widerstand Γι für den Emitter des Transistors Φ02 und ein Widerstand u für den Kollektor des Transistors Qw den Widerständen r und r der oben beschriebenen Brückenschaltungen 14 und 15.

In dem Beispiel in Fig. 16 ist eine Brückenschaltung 19 aus drei Stufen mit den Widerständen Γ2 und r* an seinen Zweigen gebildet Eine Kapazität doi und Widerstände Ä102 und R\<s\ sind in Reihe geschaltet zwischen Kontaktpunkten T103 und T102, und eine Kapazität C103 ist parallel geschaltet zu dem Widerstand Ä102· Ein Widerstand i?io3 und eine dazu in Reihe geschaltete Kapazität Q02 sind parallel geschaltet zu dem Widerstand Rm- Die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen Äio2 und Ä101 und zwischen dem Widerstand Ä103 und der Kapazität Ckb sind zusammen verbunden mit einem Kontaktpunkt Ti«. Eine Kompensationsschaltung 200 zur Verstärkung aus einer Parallelschaltung von einer Kapazität Gwo und einem Widerstand Ä200 ist zwischen Kontaktpunkt Ti« und Erde geschaltet

Der Kontaktpunkt Ti« entspricht dem Ausgangskontaktpunkt Tder obigen Brückenschaltungen 14 und 15, die in den F i g. 11 und 14 gezeigt sind, und ist verbunden mit einer Darlingtonverbindung der Transistoren Q\_Os und φ«*. Ein phasenverschobenes Signal von der

ί Brückenschaltung 19 wird empfangen durch die in Darlingtonschaltung verbundenen Transistoren Q105 und Q\ot mit hoher Impedanz und dann konvertiert in niedrige Impedanz, um einem Ausgangskontaktpunkt 7"2οο zugeführt zu werden.

In diesem Fall werden die Widerstandswerte /?, (i" 101-103) der Widerstände /?,oi ~ R\m der Brückenschaltung 19, die Werte C, (ϊ- 101 -103) der Kapazitäten Cioi ~ C103 der Brückenschaltung 19 und die Zeitkonstante T₁ (j= 1 -3) (wobei 71 die Zeitkonstante von Cioi und Λ102. 72 die Zeitkonstante von C102 und R_m und Tj die Zeitkonstante von C103 und R\_Oi ist), gewählt nach dem folgenden Beispiel:

= 400 7"₃,

llüL

!21

102

20' 1 _ 1

Tk ~ 20'

Die theoretische Bestimmung der gemäß obigen Ausführungen gebildeten Allpaß-Phasenschieberschaltung kann in derselben Weise durchgeführt werden wie oben ausgeführt, so daß diese Bestimmung weggelassen

ist; aber der Ortsvektor der Übertragungsfunktion der Allpaß-Phasenschieberschaltung ist in Fig. 17 gezeigt. Wie aus Fig. 17 hervorgeht, wechselt der Ortsvektor, wenn nur die Brückenschaltung 19 vorgesehen ist und die Kompensationsschaltung 200 nicht damit verbunden ist, von einer Kurve d\ zu einer Kurve dj über eine Kurve gi, wenn die Kreisfrequenz ω die Werte von 0 bis <» durchläuft wie im Fall von Fig. 12, um seine Verstärkung zu ändern. Für den FaI! jedoch, daß die Kompensationsschaltung 200 in der in Fig. 16 gezeigten Weise verbunden ist, wechselt der Ortsvektor von der Kurve d\ zu einer Kurve g\ für ein niedrige' Frequenzband des Eingangssignals mit einer von dem Widerstand Λ200 herrührenden Dämpfung, während es von der Kurve dz zu einer Kurve gi wechselt für ein hohes Frequenzband des Eingangssignals mit einer von der Kapazität C₂₀₀ herrührenden Dämpfung. Entsprechend wechselt der Ortsvektor des Allpaß-Phasenschiebers in F i g. 16 von der Kurve gt nach g₃ über die Kurve gi, während die Kreisfrequenz ω die Werte von 0 bis °o durchläuft und die Phase von 0 bis - 3sr (—π) über - 2π (0) wechselt, während die Verstärkung konstant abnimmt

Fig. 18 ist ein Diagramm, welches Meßergebnisse der Phasencharakteristik Φ\₉ und der Verstärkungscharakteristik Ai₉ des in F i g. 16 gezeigten Allpaß-Phasenschiebers wiedergibt In diesem Fall ist Kais ungefähr 23 (Κ=:. 23) gewählt In F i g. 18 ist zum besseren Verständnis der Linearität der Phasencharakteristik Φ19 auf der Ordinate die Skala abgetragen in 0, -2π(0), -3π(-π).

Wie aus den in Fig. 18 gezeigten Meßergebnissen hervorgeht, ist die Verstärkungscharakteristik A^ des Allpaß-Phasenschiebers gemäß der Erfindung im wesentlichen flach, obgleich mit derselben Dämpfung, und die Phasencharakteristik Φ_ί0 ist in ihrem linearen Teil lang genug. Obwohl die Phasencharakteristik Φ19 zwischen 0 und —7a sägezahnförmig ist, kann eine konstante Phasendifferenz zwischen zwei Signalen erhalten werden. Entsprechend kann die Phasencha-

rakteristik äquivalent als eine lineare genommen werden.

Ist die in Fig. 16 gezeigte Allpaß-Phasenschieberschaltung auf einem einzigen Halbleitersubstrat vereint, dann reicht es aus, den durch die strichpunktierte Linie in Fig. 16 umrandeten Teil auf dem Halbleitersubstrat zu bilden. In diesem Fall bestehen für den Phasenschieber und die Kompensationsschaltung 200 nur drei äußere Verbindungspunkte zur Verbindung der Widerstände /?ioi ~ Λ102 und der Kapazitäten C101 ~ C103. nämlich die Kontaktpunkte Γ102, ΤΊ03 und T·«; und die anderen für die Bildung des Phasenschiebers notwendigen Kontaktpunkte sind der Eingangskontaktpunkt Tioo, der Ausgangskontaktpunkt T200, ein Kontaktpunkt für die Spannungsquelle Γ»ι, ein gemeinsamer auf Erde liegender Kontaktpunkt T'm und ein Vorspannungskontaktpunkt T'wi. Die Allpaß-Phasenschieberschaltung gemäß der Erfindung kann also leicht in Form eines Plättchens einer integrierten Schaltung hergestellt werden, weil nur acht äußere Kontaktpunkte notwendig sind.

Fig. 19 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, welches gegenüber dem in Fig. 16 weiter verbessert ist. In dem in Fig. 19 gezeigten Beispiel ist ein Transistor Q300 vorgesehen, dessen Basis mit einem Eingangskontaktpunkt Γ300 verbunden ist. Zwischen Kollektor und Emitter des Transistors Qmo sind in Reihe geschaltet eine Kapazität C301 und Widerstände Λ302 und ami, während eine Kapazität C303 parallel zu dem Widerstand R₃₀₂ geschaltet ist. Parallel zu dem Widerstand Ä301 ist ein Widerstand R303 und eine dazu in Reihe geschaltete Kapazität C302 vorgesehen. Die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen R₁₀₂ und /?3oi und zwischen dem Widerstand Λ303 und der Kapazität C303 sind gemeinsam mit der Basis eines Transistors (J₃₀I verbunden. Auf diese Weise ist ein ÄC-Netz 300 gebildet.

Zwischen den Kollektor und den Emitter des Transistors C/300 sind ferner in Reihe geschaltet eine Kapazität Cm und Widerstände Λ402 und R_M- Eine Kapazität G03 ist parallel zu dem Widerstand Ä402 geschaltet, während ein Widerstand Λ403 und eine dazu in Reihe geschaltete Kapazität Q₀₂ parallel zu dem Widerstand Λ,οΐ geschaltet sind. Die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen /?₄₀₂ und Raoi und zwischen der Kapazität Q03 und dem Widerstand R403 sind gemeinsam mit der Basis eines Transistors (?₄oi verbunden. Auf diese Weise ist eine zweite KC-Netzschaltung 400 gebildet, die parallel zur ersten flC-Netzschaltung 300 geschaltet ist In diesem Fall arbeiten die Transistoren Qj₀₁ und Q_W\ jeweils als Zwischenkreis (Buffer) und auch als Phasenschieber.

Ferner ist eine Parallelschaltung aus einem Widerstand Ä3(m und einer Kapazität C304 zwischen die Basis des Transistors Qxt und Erde geschaltet zur Verstärkungskompensation, während eine Parallelschaltung aus einem Widerstand Ram und einer Kapazität Go* in ähnlicher Weise zwischen der Basis des Transistors <?40i und Erde zur Verstärkungskompensation geschaltet ist Aus diesem Grunde können die Parallelschaltungen als Teile der ersten und zweiten ÄC-Netzschaltungen 300 und 400 entsprechend betrachtet werden. Widerstände /?3oo und Λ100 mit dem gleichen Widerstandswert sind verbunden mit den Emittern und Kollektoren der Transistoren Qx_n und Qw, und Ausgangskontaktpunkie Täoi, T302, Tn\ und 7io2 stehen mit den Kollektoren und Emittern der Transistoren Q301 und C/toi in Verbindung. In diesem Fall ist angenommen, daß die Werte der

Widerstände und Kapazitäten der die zweite /?C-Netzschaltung 400 bili'inden Elemente das Zweifache der Werte der entsprechenden Elemente der ersten /?C-Netzschaltun3 300 haben.

Ist die in Fig. 19 gezeigte Ausführungsform als integriertes Schaltungsplättchen ausgebildet, dann ist der durch die gestrichelte Linie umrandete Block in der Figur auf einem Halbleitersubstrat gebildet, d. h. also die Transistoren Q300, Qsoi und Q101, und ihre Vorspannungswiderstände /?3oo, Λ300, Λ400, Λ400 sind in demselben Halbleitersubstrat integriert.

In dem in Fig. 19 gezeigten Ausführungsbeispiel werden von den Ausgangskontaktpunkten T301, 7302, Γ401 und 7«o2 phasenverschobene Signale

und

erhalten. Entsprechend erhält man bei tatsächlicher Verwendung der Ausgangskontaktpunkte Γ302 und Γ402 zwei in der Phase um 90° gegeneinander verschobene Signale in bezug auf ein an dem Eingangskontaktpunkt Γ300 angelegtes Eingangssignal. Werden alle Ausgangskontaktpunkte verwendet, dann werden unterschiedlich phasenverschobene Signale von diesen erhalten.

Fig. 20 und 21 zeigen Schaltpläne zur Erläuterung anderer Ausführungsbeispiele der Erfindung. Das in F i g. 20 gezeigte Beispiel entspricht dem Fall, in dem eine ungerade Stufenzahl einer Brückenschaltung verwendet wird (n ist eine ungerade Zahl), während bei der in Fig.21 gezeigten Schaltung eine gerade Stufenzahl einer Brückenschaltung verwendet wird (n ist eine gerade Zahl).

In diesen Fällen wird vorausgesetzt, daß die Widerstände /?/, die Kapazitäten Q und die durch die Kapazitäten Q und die Widerstände R,- bestimmten Zeitkonstanten Ti die folgenden Beziehungen erfüllen, wobein=! ~nist.

r, = K¹T₂ = K²T₇ =

A3	R₄	R_n	1
A₂ C₃	R₃ C₄	C_n	Yk 1
C₂	C,	C_n-,	Yk

Falis π konstant ist, werden, weil K klein wird, die Resonanzfrequenzen als Folge der Kapazitäten Q ~ C_n und der Widerstände R\ ~ R_n sehr dicht, um die Krümmung des Dämpfungsteiles der Verstärkung im Mittelbereich flach zu machen, aber der flache Teil wird eng. Entsprechend wird es im allgemeinen gewünscht daß die Bedingung K=20 erfüllt wird.

Wie oben ausgeführt wurde, ist die Verstärkungscharakteristik der Allpaß-Phasenschieberschaltung gemäß der Erfindung konstant und die Verschiebung des Ausgangssignals in der Phase linear zum Logarithmus der Frequenz. Soll der AHpaß-Phasenschieber als integriertes Schaltungsplättchen ausgebildet sein, dann werden nur drei äußere Kontaktpunkte benötigt selbst wenn die Widerstände und Kapazitäten für die

Phasenschiebung daran von außen verbunden werden. Entsprechend kann die Schaltung leicht mit verschiedenen Vorteilen als ein integriertes Schaltungsplättchen integriert v/erden. Da die äußeren Kontaktpunkte zahlenmäßig sogar nie mehr werden, wenn eine Anzahl von Widerständen und Kapazitäten für die Phasenschiebung in Mehrfachstufe verbunden sind, besteht keine Begrenzung für die Zahl der Widerstände und Kapazitäten für die Phasenschiebung durch Herstellung der Schaltung als integriertes Schaltungsplättchen. Entsprechend kann ein Allpaß-Phasenschieber mit den notwendigen Eigenschaften gemäß der Erfindung geschaffen werden.

Gemäß der Erfindung werden die Widerstände und Kapazitäten für einen Phasenschieber, die von außen

mit einem Allpaß-Phasenschieber verbunden werden, wenn dieser als integriertes Schaltungsplättchen ausgeführt ist, daran in einem vorbestimmten einfachen Muster verbunden, wie es ans den Fig.20 und 21 ersichtlich ist, so daß für den Fall, daß sie als gedruckte Schaltungsplatte ausgebildet sind, diese leicht gemacht werden können und alle von außen vtrbunaenen Elemente in einem Bereich zusammengefaßt sind.

In den obigen Beispielen kann es möglich sein, daß die

ίο Widerstände und Kapazitäten für den Phasenschieber gegeneinander ausgetauscht sind und die Kapazitäten durch Spulen ersetzt sind. Weiter können Signale, die phasenverschoben werden, Kontaktpunkten Ta und Tb (F i g. 20 und 21) beispielsweise durch einen Differentialverstärker zugeführt werden.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Allpaß-Phasenschieber mit einem Eingangstransistor, einer mit der Basis des Eingangstransistors verbundenen Eingangsschaltung, und mit einem an den Eingangstransistor angeschlossenen ÄC-Netzwerk, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgangstransistor (Qi₀₅, Qxi) und eine Ausgangsschaltung vorgesehen sind, daß das RC- Netzwerk an den Ausgangstransistor (Qios, Q301) angeschlossen ist, daß das ÄC-Netzwerk eine Brückenschaltung (19) aufweist, die eine erste, parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Eingangstransistors (Qioi, Q300) geschaltete Reihenschaltung mit einem ersten Kondensator (Cm, C301) und einem ersten und zweiten Widerstand (Rt₀₂, Rim; R302, R301), einem zweiten, zum ersten Widerstand parallel angeschlossenen Kondensator (C\te, Cm) und eine zweite, parallel zum zweiten Widerstand angeschlossene Reihenschaltung aus einem dritten Widerstand (R\t& Rm) und einem dritten Kondensator (Ci₀₂, C302) enthält und daß das ÄC-Netzwerk eine Schaltung für die Verstärkungskompensation aufweist, die aus einer Parallelschaltung eines vierten Kondensators (C200, C304) und eines vierten Widerstands (R₂Oa, fo*) besteht und an den Verbindungspunkt des zweiten Kondensators (C\<n, Cm) und des dritten Widerstands (Rim, Aj₀₃) angeschlossen ist

2. Allpaß-Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem /?C-Netzwerk (300) ein zweite. /?C-Netzwerk (400) angeschlossen ist, welches eine Brückenschaltung aufweist, die eine erste, parallel 7: ' Koilektor-Emitter-Strecke des Eingangstransistors geschaltete Reihenschaltung mit einem ersten Kondensator

und einem ersten und zweiten Widerstand Rm), einem zweiten, zum ersten Widerstand parallel angeschlossenen Kondensator (Cm) und eine zweite, parallel zum zweiten Widerstand angeschlossene Reihenschaltung aus einem dritten Widerstand (Rm) und einem dritten Kondensator CG₀₂) enthält, daß das zweite /?C-Netzwerk eine Schaltung für die Verstärkungskompensation aufweist, die aus einer Parallelschaltung eines vierten Kondensators (Qm) und eines vierten Widerstands (Ram) besteht und an den Verbindungspunkt des zweiten Kondensators und des dritten Widerstands angeschlossen ist. und daß der Verbindungspunkt des zweiten Kondensators (Q03) und des dritten Widerstands (R403) mit der Basis eines Ausgangstransistors f(?4oi) verbunden sind.

3. Allpaß-Phasenschieber nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß die Werte der Widerstände und Kapazitäten der das zweite ÄC-Netzwerk (400) bildenden Elemente doppelt so groß wie die Werte der entsprechenden Elemente des ÄC-Netzwerkes (300) sind.