DE2252132A1

DE2252132A1 - Decodierer fuer eine 4-2-4 matrixwiedergabeanordnung

Info

Publication number: DE2252132A1
Application number: DE19722252132
Authority: DE
Inventors: Ryosuke Ito; Susumu Takahashi
Original assignee: Sansui Electric Co Ltd
Current assignee: Sansui Electric Co Ltd
Priority date: 1972-10-24
Filing date: 1972-10-24
Publication date: 1973-05-10
Also published as: DE2252132C3; DE2252132B2

Description

Decodierer für eine "4-2-4" Matrix-Wiedergabeanordnung Die Erfindung betrifft eine Anordnung mit Richtungston, bei welcher wenigstens vier gerichtete Toneingangssignale zu Zweikanalsignalen codiert und die Zweikanalsignale zu wenigstens vier Tonsignalen decodiert werden, die den gerichteten Toneingangssignalen entsprechen.
Im Handel befinden sich bereits die sogenannten "4-2-4"-Natrix-Wiedergabeanordnungen. Bei diesen Anordnungen werden gerichtete Vierkanal-Toneingangssignale, die in einem ursprünglichen Tonfeld erzeugt werden, durch einen Codierer in Zweikanalsignale transformiert, um dann auf Aufzeichnungseinrichtungeri1 wie Stereoschaliplatten, Magnetbänder und dergleichen, aufgezeichnet zu werden. Die Zweikanalsignale, die von den Aufzeichnungseinrichtungen reproduziert werden, werden mittels eines Decodierers in Vierkanaltonsignale decodiert,.wobei man eine Annäherung an die vier gerichteten Toneingangssignale zu erreichen sucht, die über geeignete Verstärker auf vier Lautsprecher gegeben werden, diexum die Zuhörer herum in dem Wiedergabetonfeld angeordnet sind. Da die vier gerichteten Toneingångssignale in Zweikanalsignale durch die Codiereinrichtung umgeformt werden, ist es wie vorstehend beschrieben bei dieser Art der "4-2-4"-!tatrix-Wiedergabeanordnung nicht möglich, daß der Decoderer Signale wiedergibt, die zu den ursprünglichen vier gerichteten Toneingangssignalen genau identisch sind. Dies führt dazu, daß das Übersprechen bzw.
der Cross-talk zwischen benachbarten Kanälen bei dem reproduzierten-Tonsignal stark zunimmt, so daß man eine Richtungswirkung, die zu der in dem ursprünglichen Tonfeld identisch ist, nicht erhalten kann und ein optimaler Bereich für das Zuhören in einem Zuhörraum auf eine sehr kleine Fläche beschrankt ist.
Das Ziel der Erfindung besteht deshalb darin, einen verbesserten Decodierer für die "4-2-4"-blatrix-Wiedergabeanordnung zu schaffen, der in der Lage ist, die Trennungen zwischen entsprechenden reproduzierten Signalen zwischen dem vorderen und dem hinteren Kanal sowie zwischen dem linken und dem rechten Kanal vorn oder hinen stark zu verbessern.
Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, den Decodierer so auszubildenN daß er ein Übersprechen zwischen den jeweiligen Kanälen ausschließt, so daß die Qualität des Tonfeldes verbessert und der Zuhörbereich stark ausgeweitet werden kann.
Erfindungsgemä wird dafür ein Decodiererfür eine R£chtungstjonanordnung geschaffen, in der wenigstens vier gerichtete Toneingangssignale zu Zweilcanals:ignalen codiert und die Zweikanalsignale zu wenigstens vier Tonsignalen entsprechend den Toneingangssignalen decodiert werden. Dieser Decodierer zeichnet sich dadurch aus, daß er eine Steuereinheit, die auf die Phasenbeziehung zwischen den Zweikanalsignalen für das Erzeugen von ersten und zweiten Steuersignalen anspricht, eine erste Elatrixeinrichtung, die für die Aufnahme der Zweikanalsignale für das Erzeugen von wenigstens zwei Tonausgangssignalen entsprechend wenigstens zwei gerichteten Toneingangssignalen geschaltet ist, wobei die Matrixeinrichtung variable Matrixkoeffizienten. hat, die von den ersten Steuersignalen gesteuert werden1 und zweite Matrixeinrichtungen umfaßt, die. für die Aufnahme von Zweikanalsignalen zur Erzeugung von wenigstens zwei Tonausgangssignalen entsprechend den zwei restlichen Toneingangssignalen geschaltet ist, wobei die zweite Matrixeinrichtung variable Matrixkoeffizienten hat, die von den zweiten Steuersignalen gesteuert werden.
Anhand der beiliegenden Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert.
Fig. 1 zeigt in einem Blockschaltbild das Prinzip des "4-2-4"-Matrix-Systems.
Fig. 2 zeigt einen Schaltplan eines Codierers.
Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Decodierers.
Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild eines zweiten, gegenüber der ersten Ausführungsform modifizierten Decodierers.
Fig. 5 zeigt einen Schaltplan eines als Steuereinheit verwendeten Phasendiskriminators.
Fig. 6 zeigt in einem Diagramm die Ausgangskennlinien des in Fig. 5 gezeigten Phasendislcriminators.
Fig. 7 zeigt in einem Diagramm eine Phasenbeziehung zwischen Zweikanalsignalen.
Fig. 8 ist ein Schaltplan eines als Steuereinheit verwendeten Komparators bzw. einer Vergleichsschaltung.
Fig. 9 zeigt das Schaltbild einer dritten modifizierten Ausführungsform eines Decodierer.s.
Fig. 1o zeigt ein Blockschaltbild einer vierten modifizierten Ausführungsform eines Decodierers.
Fig. 11 zeigt den Schaltplan des modifizierten Decodierers von Fig. lo.
Fig. 12 zeigt eine Modifikation eines Teils des Decodierers von Fig. 11.
Fig. 13 zeigt ein Blockschaltbild einer fünften modifizierten Ausführungsform eines Decodierers, der die Signale unabhängig in den Kanälen vorn links und vorn rechts sowie hinten links und hinten rechts steuern kann.
Fig. 14 zeigt die Beziehung zwischen dem Phasenwinkel zwischen Signalen und der Anordnung der Tonquelle.
Fig. 15 zeigt in einem Diagramm die Art und Weise, wie sichder Verstärkungsgrad verschiedener variabler Verstärker ändert, die in der in Fig. 12 gezeigten Schaltung verwendet werden.
Fig. 16 bis 23 sind Diagramms die die Verschiebungen des Demodulationsvektors für einen bestimmten Kanal unter verschiedenen Betriebsbedingungen des in Fig. 13 gezeigten Decodierers zeigen.
Fig. 24A und 2413 zeigen ein Schaltbild der variablen Natrixschaltung geniäfs lig. 13.
Fig. 25 zeigt eine Modifizierung des in Fig. 13 gezeigten Decodierers.
Zum besseren Verständnis der Erfindung sollen zuerst die Grundlagen des "4-2-4"-Matrix-Wiedergabesystems sowie ein Codierer unter Bezugnahme auf die Figuren 1 und 2 beschrieben werden.
Bei. der in Fig. 1 gezeigten Anordnung sind vier Mikrophone MFL, NFR, MRL und NRR in einem ursprünglichen Tonfeld 1 installiert, um gerichtete Vierkanal-Tonsignale FL (vorn links), FR (vorn rechts), RL (hinten links) und RR (hinten rechts) zu erzeugen. Diese Vierkanalsignale werden einem Codierer 2 zugeführt, wo sie in zwei Signale Grund R umgeformt werden. Die Ausgangssignale L und aus dem Codierer 2 werden über zwei Kanäle 3 und 4 einem Decodierer 5 zugeführt, wo sie zu den Vierkanal-Signalen FL', FR' RR' und RL' reproduziert pferden, die angenähert den ursprünglichen Vierkanalsignalen FL, FR, RR und RL entsprechen. Die wiedergegebenen Vierkanalsignale werden über nicht gezeigte Verstärker vier Lautsprechern SFL, SFR, SRL und SRR zugeführt, die um einen Zuhörer 6 in einem Zuhörerraum 7 herum so angeordnet sind, daß man eine Stereowiedergabe erhält, deren Originaltreue besser ist als die der bekannten Zweikanalstereowiedergabealllagen.
Es gibt viele Arten von Zweikanalsystemen, welche die Ausgangssignale L und R von dem Codierer 2 zu dem Decodierer 5 koppeln.
Gemäß einem solchen System werden die zwei Ausgangssignale L und R von dem Codierer 2 auf einem Aufzeichnungsmedium aufgezeichnet, wie beispielsweise auf einer Stereoschallplatte oder auf einem Magnetband. Die Ausgänge von dem Aufzeichnungsmedium werden den Decodierer 5 zugeführt. Gemäß einem anderen System werden die beiden Ausgangssignale von dem Codierer 2 oder die von dem Aufzeichnungsmedium reproduzierten Ausgangssignale dem Decodierer 5 über ein frequenzmoduliertes stereophones Rundfunksystem übermittelt.
Der in Fig. 1 geneigte Codierer hat eincn in Fig. 2 gezeigten AuSbau. Dabei werden insbesondere gerichtete Tonsignale FL und FR, die von den Mikrophonen NFL uncl MFR erzeugt werden, welche an er Vorderseite des ursprünglichen Tonfeldes 1 angeordnet sind, einer ersten Widerstandsmatrixschaltung lo zugeführt, welche in Reihe geschaltote Widerstände 11, 12 und 13 hat. Die gerichteten Tonsignale RL und RR an der Rückseite des ursprünglichen Tonfeldes 1 werden einer zweiten Widerstandsmatrixschaltung 14 zugeführt, die in Reihe geschaltete Widerstände 15, 16 und 17 hat. Ein Signal von der oberen Klemme des mittleren Widerstandes 12 der ersten Matrixschaltung lo und ein Signal, das von der oberen Klenime des mittleren Widerstandes 16 der zweiten Matrixschaltung 14 hergeleitet und durch einen +90° (+j)-Phasenschieber 18 phasenverschoben wird, werden von einem Addierer 19 kombiniert, um ein erstes Kanalsignal bzw. das linke Signal L zu erzeugen.
Ein von der unteren Klemme des mittleren Widerstandes 12 der ersten Matrixschaltung 10 und ein von der unteren Klemme des mittleren Widerstandes 16 der zweiten Matrixschaltung 14 abgeleitetes und durch einen -90° (-j)-Phasenschieber 20 phasenverschobenes Signal werden von einem Addierer 21 kombiniert, um ein zweites Kanalsignal bzw. das rechte Signal ist zu erzeugen. Selbstverständlich sind die Phasenschieber 18 und ko so gebaut, dan über das ganze hörbare Frequenzband eine im wesentlichen gleiche Phasenverschiebung geschaffen wird.
Somit können die L und R-Signale folgendermaßen ausgedrückt werden: L = FL + #FR + jRL + j#RR R = FR + #FL - jRR - j#RL Darin bedeutet # eine Umformungskonstante oder eine Matrixkonstante, die im allgemeinen einen Wert von etwa 0,414 hat.
Die wiedergegebenen Vierkanalsignale FL', FR', RL' und RR' werden:auf folgende Weise von einem gewöhnlichen Decodierer erzeugt, der die gleiche f-este Matrixkonstante # hin: FL' = L +#R = FL(1+#²) + FR(2#) + jRL(1-#²) FR' = R +#L = FR(1+#²) + FL(2#) - jRR(1-#²) RL' = -j(L-#R) = RL(1+#²) + RR(2#) - jFL(1-#²) RR' = +j(R-#L) = RR(1+#²) + RL(2#) - jFR(1-#²) Es soll nun die Trennung zwischen den jeweiligen Kanälen in dem Wiedergabetonfeld betrachtet werden.
Es soll davon ausgegangen werden, daß nur das Signal FL aus dem Mikrophon MFL in dem ursprünglichen Tonfeld 1 vorliegt.
Dann können die wiedergegebenen Vierkanalsignale in dem Wiedergabetonfeld folgendermaßen ausgedrückt werden: FL' = FL(1+#²) FR' = FL(2#) RL' = -jFL(1-#²) RR' = 0 Da L = o,414, sind die Trennungen zwischen dem Kanal FL' und den benachbarten Kanälen FR' und RL' 3eweils gleich -3dB.
Die Trennung zwischen den Kanälen FL' und RR' in einer Diagonalrichtung ist gleich -=dB, was für den Fachmann leicht verständlich ist. Da, wie oben beschrieben, die Trennung zwischen benachbarten Kanälen gleich -3dB ist, ist es unmöglich, die Stereowiedergabe von vier Kanälen mit einer genügend großen Richtungsauflösung zu hören.
Fig. 3 zeigt in einem Blockschaltbild einen gemäß der Erfindung verbesserten Dekodierer mit einer variablen Matrix scha1tung, die einen Platrjskoef Lizient en hat1 dessen Größe emtsprechend dem Phasenunterschied zwischen den Zweikanalsignalen L und R gesteuert bzw. geregelt bzw. eingestellt wird.
Bei dem in Fig. 3 gezeigten Decodierer werden die Zweianalsignale L und R zu den Eingangsklemmen 23 und 24 des Decodierers über Zweikanal-Medien geführt und von dort aus zu den Eingangsklemmen 26-1 und 26-2 der variablen ittrixschaltung 25, die so arbeitet, daß die Zweikanalsignale L und R decodiert bzw. die Matrix aufgelöst wird, um Vierkanalsignale an ihren Ausgangsklemmen 27-1, 27-2, 27-3 und 27-4 zu erzeugen. Die Ausgangsklemmen 27-1 und 27-2 der variablen Matrixschaltung 25 sind mit den Ausgangsklemmen 28-1 und 28-2 des Decodierers gekoppelt, während die Ausgangsklemmen 27-3 und 27-4 der variablen Matrixschaltung 25 mit den Ausgangsklemmen 28-3 und 28-4 des Decodierers jeweils über +900 Phasenschieber 29. bzw. 30 gekoppelt sind. Die variable Matrixschaltung 25 ist weiterhin mit Steuereingangsklemmen 31-1 und 31-2 versehen denen die Steuerausgangssignale EC1 und EC2 der Steuereinheit 32 zugeführt werden. Die Steuereinheit 32 erzeugt diese Steuerausgangssignale EC1 und EC2 entsprechend der Phasendifferenz zwischen den Zweikanalsignalen L und R. Die Größe der ersten und zweiten Steuerausgangssignale EC1 und EC2 aus der Steuereinheit 32 variiert in entgegengesetzten Richtungen proportional zur Pllasendifferenz zwischen den Signalen L und R. Das erste Steuerausgangssignal EC1 wird dazu verwendet, den Hatrixkoeffizienten, der sich auf die vorderen Kanäle bezieht, zu steuern, während das zweite Steuerausgangssignal EC2 dazu verwendet wird, den Matrixkoeffizienten zu steuern, der sich auf die hinteren Kanäle bezieht. Wo die Phasendifferenz zwischen den Signalen L und R beispielsweise nahezu null ist, wirkt das erste Steuerausgangssignal EC1 so, daß der Matrix koeffizient bezogen auf die vorderen Kanäle abnimmt, so daß die Trennung zwischen den vorderen Kanälen vergrößert wird.
Andererseits wirkt das zweite Steuerausgangssignal EC2 so, daß der Elatrixkoeffizient bezogen auf die hinteren Kanal zunimmt, wodurch die Trennung zwischen den hinteren Kanälen verringert wird. Gleichlaufexld damit werden die Signalhöhen der vorderen Kanäle erhöht und die der hinteren Kanäle verringert, wodurch die Trennung zwischen den vorderen und hinteren Kanälen verbessert wird.
Die Steuereinheit 32 kann von einem Phasendiskriminator, welcher den Phasenunterschied zwischen den Signalen L und R 'direkt feststellt, oder von einem Komparator bzw. einer Vergleichseinheit gebildet werden, die die Phasenbeziehung zwischen den Signalen L und R in Termen der Differenz der Höhen eines Summensignals (L+R) und eines Differenzsignals (L-R) feststellt. Erfindungsgemäß liegt der Grund für die Steuerung bzw. Regulierung des Matrixkoeffizienten, der den vorderen und hinteren Kanälen zugeordnet ist, durch Messen bzw. Feststellen der Phasenbeziehung zwischen den Signalen L und R im folgenden: Obwohl der Mensch die richtung eines starken bzw. lauten Tones gut feststellen kann; ist seine Empfindlichkeit hinsichtlich eines leisen Tons, wenn dieser zusammen mit einem lauten Ton vorkommt, sehr gering. Aus diesem Grund ist es bei der Wiedergabe von Vierkanalsignalen möglich, wenn ein starker Ton auf der Vorderseite und ein schwacher Ton auf der Hinterseite vorliegt, die Vierkanalwiedergabe wirksamer zu gestalten, indem die Trennung zwischen den vorderen Kanälen erhöht und die Trennung zwischen den hinteren Kanälen erniedrigt wird. Wenn im Gegensatz dazu auf der Vorderseite ein leiser Ton und auf der Hinterseite ein starker Ton vorliegt, kann die Vierkanalwiedergabe wirksamer gestaltet werden, wenn die Trennung zwischen den. hinteren Kanälen erhöht und die Trennung zwischen den vorderen Kanälen verringert wird.
Wenn ein starker Ton vorn und ein schwacher Ton hinten vorliegt, d. h. wenn FL, FRRL, SRL, RR, haben L und 1t im wesentlichen die gleicne Phase. Dies bedeutet, daß die höhe bzw. der PegeL eines Summensignais ( + R) höher ist als der eines Differenzsignals (L - R).
Wenn umgekehrt hinten ein starker Ton und vorn ein schwacher Ton vorliegt, d. h. FL, FR « RL, RR, haben die Signale L und R eine entgegengesetzte Phase. In diesem Fall ist der Pegel des Summensignals (L + R) niedriger als der Pegel des Differenzsignals (L - R). Aus diesem Grund ist es möglich, die Phasenbeziehung zwischen den Signalen L und R entweder mittels eines Phasendiskriminators oder eines Komparators zu bestimmen.
Fig. 4 zeigt einen Schaltplan eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Decodierers. Die variable Matrixschaltung 25 ist zwischen Eingangsklernmen 26/1 und 26-2 geschaltet und hat eine erste Widerstandsmatrixschaltung 34 mit in Serie geschalteten Widerständen 35, 36 und 37, weiterhin eine zweite Widerstandsmatrixschaltung 38 mit in Serie geschalteten Widerständen 39, 4o und 41 sowie eine Umkehrstufe bzw. einen Inverter 42.
Die erste Matrixschaltung 34 ist den vorderen Kanälen zugeordnet. Ihr mittlerer Widerstand 36 hat ein photoleitendes Element, beispielsweise ein CdS-Element, dessen entgegengesetzte bzw. ungleichnamige Klemmen mit den Ausgangssignalklemmen 27-1 und 27-2 verbunden sind. Die zweite hatrixschaltung 38 ist den hinteren Kanälen zugeordnet und hat einen mittleren Widerstand 40, der ebenfalls ein photoleitendes Element, beispielsweise ein CdS-Element, hat. Die obere Klemme des Widerstands 40 ist mit einer Ausgangsklemme 37-3 verbunden, während die untere Klemme mit einer Ausgangsklemme 37-4 über einen Inverter bzw. eine Umkehrstufe 43 verbunden ist. Nit den Steuereingangsklemmen 31-1 und 31-2 der variablen Matrixschaltung 25 sind Glühlampen 44 und 45 zum Beleuchten der Widderstände 36 und 40 sowie Lampensteuerschaltungen 46 und 47 verbinden, um die Helligkeit der Lampen entsprechend den Steuerausgangssignalen EC1 und EC2 zu regulieren.
Bevor näher auf die Arbeitsweise der in Fog. 4 gezeigten Decodiereinrichtung eingegangen wird, soll der Aufbau der Steuerschaltung 32 erläutert werden, die eine wichtige, zur Erfindung gehörende Komponente ist.
Fig. 5 zeigt ein Schaltbild eines Phasendiskriminators, der einen ersten-Begrenzer 5o mit Transistoren 51 und 52, der für die Aufnahme des L-Signals geschaltet ist, und einen zweiten Begrenzer 53 mit Transistoren 54 und 55 hat, der für die Aufnahme des R-Signals geschaltet ist. Der erste und der zweite Begrenzer 50 bzw. 53 haben jeweils einen hohen Verstärkungsgrad und arbeiten so, daß die L- und R-Signale in Rechteckswellensignale umgewandelt werden. Zwei Ausgangssignale von ungleicher Polarität, die von dem zweiten-Begrenzer 53 erzeugt werden, werden von einem ersten und einem zweiten Verstärker 56 bzw. 58 verstärkt, die Transistoren 57 bzw. 59 haben. Die Ausgänge von dem ersten und dem zweiten Verstärker 56 bzw. 58 werden einer ersten Schaltschaltung 60 bzw. einer zweiten Schaltschaltung 61 zugeführt, von denen jede zu einer Brücke geschaltete Dioden D1 bis D4 bzw. D 5 bis D8 hat, wodurch diese Schaltschaltungen abwechselnd ein-und ausschalten. Das Ausgangssignal von dem ersten Begrenzer 50 ist mit dem gemeinsamen Eingang der ersten und der zweiten Schaltschaltung 60 bzw. 61 gekoppelt, während die Ausgangsklemmen dieser Schaltschaltungen 60 und 61 über Kapazitäten 62 bzw. mit Masse und mit der Stelle einer Bezugsspannung (in diesem Fall +B/2 V) über Potentiometer 64 bzw. 65 verbunden sind. Die Schieber der Potentiometer 64 und 65 sind mit dem ersten und dem zweiten Steuerausgang EC1 bzw. EC2 verbunden.
Der wie vorstehend beschriebene Phasendiskriminator arbeitet so, daß das linke Signal L dadurch geschaltet wird, daß abwechselnd die erste und die zweite Schaltschaltung 60 bzw.
61 abhängig von dem rechten Signal R in den einge-schalteten und abgeschalteten Zustand gebracht wird, wodurch die Phasendifferenz zwischen dem rechten und dem linken Signal R bzw.
L bestimmt wird. Fig. 6 zeigt die Arbeitskennlinie des Phasendiskriminators. Man sieht daß sich das erste und das zweite Steuerausgangssignal EC1 und EC2 symmetrisch, jedoch in entgegengesetzter Richtung um den Bezugspegel andere, der etwa +B/2 V bei dem in Fig. 5 gezeigten Phasendiskriminator ist.
Der Fall, bei dem die Phasendifferenz zwischen dem linken und dem rechten Signal L bzw. R gleich null Grad wird, entspricht einem Fall, wo der Ton nur vorn vorliegt, d. .
L = FL + AFR und R = FR +#FL. Der Fall, in welchem die Phasendifferenz zwischen dem linken und dem rechten Signal L bzw. R 180° ist, entspricht ds Fall, bei welchem der Ton nur rückwärts existiert-, d. h. L = +jRL + j#RR und R -jRR - j j#RL.
Der Fall, bei welchem die Phasendifferenz zwischen den Signalen L und R gleich 90° ist, entspricht dem Fall, bei welchem Töne des gleichen Pegels auf der linken und auf der rechten Seite vorn sowie auf der linken und rechten Seite hinten vorhanden sind, d. h. L = 1 + j und R = 1 - j. Fig. 7 zeigt die Beziehung zwischen dem linken Signal L und dem rechten Signal R. Die ausgezogenen Linien zeigen den Fall, bei welchem die Signale FL und FR allein vorliegen. Somit sind die Signale L und R in Phase. Die gestrichelten Linien zeigen den Fall, bei welchem RL und RR allein vorliegen, so daß die Signale L und R um 1800 außer Phase sind. Wenn dieSignale RL und lE zugeführt sind, ändert sich die Phasenbeziehung zwischen den Zweikanalsignalen L und R, wie es durch die Pfeile a und b gezeigt ist.
Fig. 6 zeigt das Schaltbild einer Vergleichseinheit bzw. eines Komparators, der eine modifizierte Ausführungsform der Steuereinheit darstellt. Bei dieser Ausführungsform werden die Zweikanalsignale L und R zueinander addiert und voneinander subtrahiert, bevor sie in den Komparator eintreten, so daß ein Summensignal (l + R) und ein Differenzsignal (L - R) gebildet wird. Das Summensignal (L + R) wird einem logarithmischen Verstärker 70 zugeführt, der einen Transistor 71 sowie Dioden D9 und D10 hat. Das Differenzsignal (L - R) wird einem logarithmischen Verstärker 72 zugeführt, der einen Transistor 73 und Dioden D und D 2 hat. Das Ausgangssignal aus dem Verstärker 70, das proportional log (L t R) ist, wird mit einer Bootstrap-Schaltung 74 gekoppelt, die einen Transistor 75 hat und deren Ausgänge mit entgegengesetzten Phasen an eine Gleichrichterschaltung 78 angelegt werden. In gleicher Weise wird der Ausgang des Verstärkers 72, der proportional log (L - R) ist, einer zweiten Bootstrap-Schaltung 76 zugeführt, die einen Transistor 77 hat und deren Ausgänge, die entgegengesetzte Polaritäten haben, einer Gleichrichterschaltung 79 zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Gleiche richters 78, das proportional log L+R ist, und das Ausgangssig nal des Gleichrichters 79, welches proportional log L-R ist, werden der Basis der Transistoren 80 und 81 zugeführt, welche einen Differenzverstärker 82 bilden. Mit dem Emitter der Transistoren 80 und 81 ist ein Transistor 83 verbunden, damit der Verstärker 82 richtig wirkt. Der Differenzverstärker 82 wirkt so, daß Werte log | L+R|/|L-R| und log | L-R|/|L+R| verarbeitet werden. Der erste Steuerausgang EC1, der von dem Kollektor des Transistors 8o hergeleitet wird, entspricht log|L+R|/|L-R|,während der zweite Steuerausgang EC2, der von dem Kollektor des Transistors 8i hergeleitet wird, log|L-R|/|L+R| entspricht. Diese Ausgangssignale EC1 und EC2 ändern sich symmetrisch mit entgegengesetzten Richtungen um den Bezugswert in im wesentlichen in gleicher Weise wie die Ausgangssignale des Phasendiskriminators, wie er in Fig. 6 gezeigt wurde.
Es wird nun anhand von Fig-. 4 die Wirkungs-weise dieses Decodierers beschrieben. Wenn die Phasendifferenz zwischen dem linken Signal L und dem rechten Signal R etwa null Gra<t beträgt, <1. h. wenn ein starker Ton vorn und ein schwacher Ton hinten vorliegt, ist das erste Steuerausgangssignal EC1 aus der Steuereinizeit 32 groß, während das zweite Steuerausgangssignal EC2 klein ist. Dies führt dazu, daß die Lampensteuerschaltungen 46 und 47 s;) arbeiten, daß e ein grol3er Strom durch die Lampe 45, j jedoch ein kleiner Strom durch die Lampe 44 fließt, was zum Ergebnis hat, daß das Photoelement 40 einen kleinen Widerstandswert zeigt, während das Photoelement 36 einen großen Widerstandswert zeigt. Entsprechend wird der Pegel des linken Signals L, das in leni Ausgangssignal l FL' dos Decodierers enthalten ist, erhöht, der Pegel des rechten Signals R jedoch, der zum Übersprechen beiträgt, verringert. Andererseits wird der Pegel des rechten Signals R, das in detii Ausgangssignal FR' enthalten ist, erhöht, während der Pegel des linken Signals L, das zum Übersprechen beiträgt, verringert eird.
Dies bedeutet eine Verbesserung der Trennung zwischen den vorderen Kanälen. Der Pegel des linken Signals L, das in dem Decodiererausgangssignal RL' enthalten ist, welches zu den hinteren Kanälen gehört, wird verringert, während der Pegel des rechten Signals R, welches zum Übersprechen beiträgt, erhöht wird.
Andererseits wird der Pegel des rechten Signals R in dem Ausgangssignal RR' verringert, während der Pegel des linken Signals I, das zum Übersprechen beiträgt, vergrößert wird. Das bedeutet eine herabsetzung der Trennung zwischen den hinteren Kanälen.
Gleichlaufend damit wird, wenn der Pegel der Signale der vorderen Kanäle erhöht wird uiid der Pegel der' signale der hinteren Kanäle absinkt, die Trennung zwischen den vorderen und hinteren Kanälen verbessert.
Wenn die Phasendifferenz zwischen dem linken Signal L und dem rechten Signal R etwa 180° beträgt, ist die Trennung zwischen den hinteren Kanälen verbessert und die zwischen den vorderen Kanälen herabgesetzt, was genau ZU dem vorstehend beschriebenen Zusammenhang entgegengesetzt ist.
Wenn die Phasendifferenz zwischen dem linken Signal L und dem rechetn Signal R nahezu 90° ist, d. h. wenn Töne des gleichen Niveaus vorn und hinten vorliegen, haben die Steuerausgangssignale ETC 1 und EC2 der Steuereinheit den gleichen Pegel. Es kann dabei von der Betrachtungsweise ausgegangen werden, daß die variable Matrixschaltung genau so arbeitet wie eine gewöhnliche nicht variable Matrixschaltung.
Wie vorstehend beschrieben, können die Decodiererausgangssignale FL', FR', RL' und RR' folgendermaßen ausgedruckt werden: FL' = mL + FR' = nL + mR RL' = j(pL - qR) RR' = +j(qL -PR) Dabei sind m, n, p und q die variablen Matrixkoeffizienten, die von den Steuerausgangssignajon EC1 und EC2 von der Steuereinheit derart gesteuert werden, daIJ die Größen der Koeffizienten m und n in entgegengesetzten Richtungen ebenso wie die Koeffizienten p und q gesteuert werden.
Fig. 9 zeigt eine variable Natrixschaltung gemäß einer weiteren Ausfiihrungsform der Erfindung. Bei dieser Schaltung hat eine erste Matrixschaltung 9o, die den vorderen Kanälen zugeordnet ist, einen ersten Differenzverstärker 91 mit Transistoren 92 und 93. Das linke Signal L ist mit der Basis des Transistors 92 gekoppelt, während das rechte Signal R mit der Basis des Transistors 93 über eine Umkehrstufe bzw.
einen Inverter 94 mit einem Transistor 95 gekoppelt ist. Der Kollektor des Transistors 92 ist mit der ersten Ausgangsklemme 27-1 der Matrixschaltung verbunden, während der Kollektor des Transistors 93 mit der zweiten Ausgangsklemme 27-2 der Matrixschaltung über einen Inverter 96 verbunden ist, der einen Transistor 97 aufweist. Eine erste Steuerschaltung 99 mit einem Feldeffekttransistor loo ist kapazitiv parallel zu einem gemeinsamen Emitterwiderstand 98 der Transistoren 92 und 93 geschaltet, die den Differentverstärker 92 bilden. Das Tor des Feldeffekttransistors 100 ist mit einer Steuereingangsklemme 31-1 so verbunden, daß es als variabler Widerstand wirkt. Die erste Steuerschaltung 99 arbeitet 50, daß die Wechselstromimpedanz der Emitterschaltungen der Transistoren 92 und 93 der Größe des Steuereingangssignals ECI entspricht, so daß der Verstärkungsgrad des Differenzverstärkers-91 gesteuert wird.
Die zweite Matrixschaltung 105, die den hinteren Kanälen zugeordnet ist, hat einen zweiten Differenzverstärker 1o6 mit Transistoren 107 und 108. Das linke Signal L wird mit der Basis des Transistors 107 gekoppelt, während das rechte Signal R mit der Basis des Transistors 1o8 gekoppelt ist. Der Kollektor- der Transistoren 107 bzw. 108 ist mit der dritten bzw. vierten Ausgangsklemme 27-3 bzw. 27-4 der Matrixschaltung verbunden. Eine zweite Steuerschaltung 11o mit einem Feldeffekttransistor 111 ist kapazitiv parallel zu einem gemeinsamen Emitterwiderstan log für die Transistoren 107 und 108 geschaltet. Das Tor des Feldeffekttransistors 111 ist mit einer Steuereingangssignalklemme 31-2 verbunden. Die zweite Steuerschaltung 11o arbeitet genauso wie die erste Steuerschaltung 99, so daß der Verstärkungsgrad des zweiten Differenzverstärkers entsprechend der Größe des Steuereingangssignals EC2 gesteuert wird.
Die in Fig. 9 gezeigt variable Matrixschaltung arbeitet folgendermaßen: Wenn das linke Signal L und das rechte Signal R im wesentlichen in Phase sind, ist das Steuereingangssignal EC1 groß und das Steuereingangssignal EC2 klein. Demzufolge wird die Wechselstromimpedanz der Emitterschaltungen der Transistoren 92 und 93 verringert, wodurch der Verstärkungsgrad des ersten Differenzverstärkers 9o zunimmt während die des zweiten Differenzverstärkers io6 åbnimmt. Die Zunahme des Verstärkungsgrad des ersten Differenzverstärkers 91 führt zu einer Erhöhung des Pegels des linken Signals L, das von dem Kollektor des Transistors 92 hergeleitet wird, sowie zu einer Abnahme des Pegels des rechten Signals R, das zur Erhöhung des Übersprechens beiträgt. Andererseits erhöht sich der Pegel des rechten Signals It, das von dem Kollektor des Transistors 93 hergeleitet wird, und der Pegel des linken Signals L, der zur Zunahme des Ubersprechens beiträgt, wird verringert. Dementsprechend ist die Trennung zwischen den vorderen Kanälen verbessert, wobei sich der Signalpegel erhöht. In den rückwärtigen Kanälen ist die Trennung, da der Verstärkungsgrad des zweiten Differenzverstärkers 106 abgesenkt ist, herabgesetzt, was zu einem Absinken des Signal pegels führt.
Die wiedergegebenen Vierkanal Ausgangssignale FL', FR', RL' und RR' dieses modifizierten Decodierers können auch durch im wesentlichen die gleichen Gleichungen ausgedrückt werden, wie sie bei der ersten Ausführungsform des in Fig. 4 gezeigten Decodierers verwendet werden.
Fig. 1o zeigt in einem Blockschaltbild einen Decodierer gemäß einer wei'teren Ausführungsform der Erfindung. Für die vorderen Kanäle ist eine erste Matrixschaltung i20 für die Erzeugung von Summensignalen(L + R) und -(L+R) entgegengesetzter Polarität sowie eine zweite Matrixschaltung 121 für die Erzeugung eines Differenzsignals (L - R) vorgesehen. Das Differenzsignal (L - R) wird einer dritten Matrixschaltung 123 über einen Verstärker mit variabler Verstärkung 122zugeführt, damit es darin zu den Ausgangssignalen. aus der ersten Matrix schaltung 120 addiert wird. Der erste yariable Verstärker 122 wird von dem ersten Steuerausgangssignal EC1 aus der Steuereinheit 32 gesteuert und hat einen Verstärkungsgrad f, der zwischen null bis 2,41 bezogen auf den Verstärkungsgrad der ersten Matrixschaltung 12o variiert. Die dritte Matrixschaltung 123 wirkt so, daß ein erstes Ausga'ngssignal, das durch (l+f)L + (1-f)R ausge1drückt wird und mit einer Klemme 27-1 gekoppelt ist, und ein zweites Ausgangssignal erzeugt wird, das durch -(1-f)t - (1+f)R ausgedrückt wird und mit einer Klemme 27-2 über einen Inverter bzw. eine Umkehrstufe 124 gekoppelt ist.
Den hinteren Kanälen ist eine vierte Matrixschaltung 125 für die Erzeugung von Differenzsignalen (L-R) und -(L-R) von entgegengesetzten Polaritäten sowie eine fünfte Matrixschaltung 126 für die Erzeugung eines Summensignals (L+R) zugeordnet. Das Summensignal (L+R) wird über einen zweiten Verstärker mit variabler Verstärkung 127 einer sechsten Matrixschaltung 128 zugeführt, wo es zu den Ausgangssignalen (L-R) und -(L-R) von der vierten Matrixschaltung 125 hinzuaddiert wird.
Der zweite variable Verstärker,127 hat einen Verstärkungsgrad b, der zwischen null und 2,41 bezogen auf den Verstärkungsgrad der vierten Matrixschaltung 125 variiert. Dementsprechend erzeugt die sechste Matrixschaltung 128 ein drittes Ausgangssignal, das durch (1+b)L - (1-b)R ausgedrückt werden kann, sowie ein viertes Ausgangssignal, das durch (1-b)R - (1-b)L ausgedrückt werden kann. Die Verstärkungsgrade des ersten und des zweiten variablen Verstärkers 122 bzw. 127 werden in entgegengesetzten Richtungen durch die Steuerausgangssignale EC1 und EC2 von der Steuereinheit 32 verändert.
Fig. 11 zeigt das Schaltbild einer variablen Matrixschaltung, wie sie in Fig. 1o gezeigt ist. Das linke Signal L wird .einem ersten Phasenspalter 130 mit einem Transistor 131 und das rechte Signal R einem zweiten Phasenspalter 132 mit einem Transistor 133' zugeführt. Das Ausgangssignal +L aus dem ersten Phasenspalter 131 und das Ausgangs signal +R aus dem zweiten Phasenspalter 132 werden durch Widerstände 133 und 134 miteinander addiert, während das Ausgangssignal -L aus dem ersten Phasenspalter 130 und das Ausgangssignal -R aus dem zweiten Phasenspalter 132 durch die Widerstände 135 und 136 miteinander addiert werden. Die Widerstände 133, 134, 135 und 136 sind zur Bildung der ersten Matrixschaltung 120 geschaltet Die Ausgangssignale -L und +R aus dem ersten-bzw. zweiten Phasenspalter 130 bzw. 132 werden miteinander durch Widerstände 137 und 138 addiert, welche die zweite Matrixschaltung 121 bilden. Das Ausgangssignal (R-L) aus der Matrixschaltung 121 wird mit dem variablen Verstärker 122 mit einem Transistor 139 über einen Kondensa'tor'~Cl~gekoppelt. Um den Verstärkungsgrad-des Transistors 139 zu variieren, wird ein Feldeffekttransistor 141 vorgesehen, dessen Leitfähigkeit zwischen der Quelle und der Senke von dem ersten Steuerausgangssignal EC1 von der Steuereinheit 32 gesteuert wird, die auf das Tor des Transistors gegeben wird. Der Feldeffekttransistor 141 ist kapazitiv mit einem Emitterwiderstand 140 des Transistors 139 verbunden. Das Ausgangssignal aus dem variablen Verstärker 122 wird zu den beiden Ausgangssignalen aus der ersten Matrixschaltung 12c über die dritte Matrixschaltung 123 mit den Widerständen 142 und 143 addiert. Ein Ausgangssignal aus der dritten Matrixschaltung 123 wird der ersten Ausgangsklemme 27-1 zugeführt, während das andere Ausgangssignal der zweiten Ausgangsklemme 27-2 über die Umkehrstufe bzw. den Inverter 124 zugeführt wird.
Das Ausganssignal +L aus dem ersten Phasenspalter 130 und das Ausgangssignal -R aus dem zweiten Phasenspalter 132 werden miteinander durch die Widerstände 144 und 145 addiert. Das Ausgangssignal -L aus dem ersten Phasenspalter 130 und das Ausgangssignal +R aus dem zweiten Phasenspalter 132 werden miteinander durch die Widerstände 146 und 147 addiert.
Diese Widerstände 144, 145, 146 und 147 werden so geschaltet, daß sie die vierte Matrixschaltung 125 bilden.~Die Ausgangssignale -L und -R aus dem- ersten und dem zweiten Phasenspalt er 130 bzw. 132 werden miteinander durch die fünfte Natrixschaltung 126 addiert, welche Widerstände 148 und 149 hat. Das sich ergebende Summenausgangssignal ist mit der Basis eines Transistors 150 gekoppelt, der den zweiten variablen Verstärker 127 über einen Kondensator C2 bildet. Um den Verstärkungsgrad des Transistors 150 zu variieren, ist ein Feldeffekttransistor 152 kapazitiv parallel zu einem Emitterwiderstand 151 geschaltet, wobei die Leitfähigkeit zwischen der Quelle und der Senke des Feldeffekttransistors von dem zweiten Steuerausgangssignal EC2 der Steuereinheit 32 gesteuert wird, das an das Tor dieses Transistors gelegt wird. Das Ausgangssignal aus dem zweiten variablen Verstärker 127 wird mit den beiden Ausgangssignalen aus der vierten blatrixschaltung 125 durch die Wirkung der sechsten Matrixschaltung 124 addiert, welche Widerstände 153 und 154 hat. Die Ausgangssignale aus der sechsten Matrixschaltung 128 werden zu der dritten und vierten Ausgangsklemme 27-3 bzw. 27-4 der variablen Matrixschaltung geführt. Die Werte für alle in Fig. 11 dargestellten Kondensatoren sind in Mikrofarad ausgeführt.
Die Ausgangssignal FL', FR', RL', und RR' an den Ausgangsklemmen 28-1, 28-2, 28-3 und 28-4 des in Fig, lo gezeigten Decodierers werden jeweils durch folgende Gleichungen ausgedrückt: FL' = (L+R) + f(L-R) = (1 f)L + (l-f)R = (1+#)FL + (l+A)FR + j(l-ß)RL - j(l-A)RR + f{(1-#)FL - (1-#)FR + j(1+#)FL + j(1+#)RR} FR' = -{-(L+R) + f(L-R)J = (l-f)L + (l+f)R = (1+#)FL + (1+#)FR +j(1-#)RL - j(1-#)RR + f{- (1-#)FL + (1+#)FR - j(1+#)RL - j(1+#)RR} RL' = -j{(L-R) + b(1+R)} = -j{(1+b)L - (1-b)R} = -j((1-#)FL + j(l-L)FR + (1+#)RL + (l+)RR + b{-j(1+#)FL - j(1+#)FR + (1-#)RL - (1-#)RR} RR' = j{-(1-R) + b(L+R)} = j{(1+b)R - (1-b)L} = -j(1-#)FL + j(1-#)FR + (1+#)RL + (1+#)RR + b{j(1+#)FR - (1-#)RL + (1-#)RR} Wenn die Phasendifferenz zwischen den linken und rechten Signalen L und R gleich null Grad ist, hat das erste Steuerausgangssignal EC1 aus der Steuereinheit 32 ein Maximum, während das zweite Steuerausgangssignal EC2 ein Minimum hat. Unter diesen Bedingungen hat der Verstärkungsgrad f des ersten variablen Verstärkers 122 einen Maximalwert von etwa 2,41, während der Verstärkungsgrad b des zweiten variablen Verstärkers 127 einen Minimalwert von etwa null hat. Dementsprechend können die oben beschriebenen wiedergegebenen Vierkanalsignale folgendermaßen ausgedrückt werden: FL' = (L+R) + 2,41(L-R) = 3,41L - 1,41R = 2,83FL + j3,99RL + j2,82RR FR' = --(L+R) + 2,41(L-R)6 = 324in - 1§41L = 2,83FR - j2,82RL - j3,99RR RL' = -j(L-R) = -jo,58FL + jo,58FR + 1,41RL + 1,41RR RR' = je (L-R) = -jo,58FL + jo,58FR + 1,41RL + 1,41RR Wo also die linken und rechten Signale L und R in Phase sind, ist das unerwünschte Übersprechen zwischen den Signalen FL' und FR' der vorderen Kanäle auf im wesentlichen null reduziert und der Signalpegel erhöht. Andererseits hat das Übersprechen zwischen den Signalen RL' und RR' der hinteren Kanäle zugenommen und der Signalpegel abgenommen.
Wenn die Phasendifferenz zwischen den linken und rechten Signalen L und R gleich i80 ist, hat das erste Steuerausgangssignal EC1 der Steuereinheit 32-ein Minimum und das zweite Steuerausgangssignal EC2 ein Maximum. Unter diesen Bedingungen hat der Verstärkungsgrad f des ersten variablen Verstärkers 122 einen Minimalwert von etwa null und der Verstärkungsgrad b des zweiten variablen Verstärkers 127 einen Maximalwert von etwa 2,41. Dementsprechend können die vorstehend wiedergegebenen Vierkanalsignale folgendermaßen beschrieben werden: FL' = L+R = 1,41FL + 1,41FR + jo,58RL - jo,58RR FR' = -t-(I,+R)3 = 1,41FL + 1,41FR + jo,58RL - jo,58RR RL' = -j{(L-R) + 2,41(L+R)i = -j(3,41L + 1,41R) = -j(+j2,83RL + 3,99FL + 2,82FR) RR' = (L-R) + 2,41(L+R)) = j(3,41R + 1,41L) = j(-j2,83RR + 2,82FL + 3,99RR) Wenn also die Phasen der linken und rechten Signale L und R entgegengesetzt sind, ist es möglich, das unerwünschte Übersprechen zwischen den Signalen RL' wid RR' der hinteren Kanäle auf im wesentlichen null zu reduzieren'und den Signalpegel zu erhöhen. Im Gegensatz dazu hat sich das Übersprechen zwischen den Signalen FL' und FR' der vorderen Kanäle erhöht und der Signalpegel verringert.
Wenn der erste und der zweite variable Verstärker 122 bzw.
127 der variablen Matrixschaltungen gemäß Fig. lo und 11 eine flache Kennlinie über dem ganzen Hörfrequenzbereich haben, ergibt sich folgendes Problem: Das Gehör eines Menschen ist für gerichtete Töne höherer Frequenzen stark empfindlich, für gerichtete Töne niedriger Frequenzen jedoch weniger empfindlich. Mit den vorstehend beschriebenen variablen Matrixschaltungen, bei welchen der Ton höherer Frequenzen auf der Seite der hinteren Kanäle liegt, kann der Ton der höheren Frequenzen zur Seite der vorderen Kanäle durch einen Ton von Zwischenfrequenzen hin verschoben werden, der auf der Seite der. vorderen Kanäle untergebracht werden kann. Das bedeutet, daß beispielsweise das Verschieben der Geräusche von hoher Frequenz zwischen den vorderen und hinteren Kanälen den Zuhörern ein äußerst unangenehmes Gefühl gibt, wenn diese, wie vorstehend beschrieben, tonempfindlich sind. In bestimmten Fällen kann der niederfrequente Ton, der sich auf der Seite der vorderen Kanäle befindet, zur- Seite der hinteren Kanäle durch den hochfrequenten Ton verschoben werden, der auf der Seite der hinteren Kanäle erscheint. So werden beispielsweise die Töne von niederfrequenten Musikinstrumenten, beispielsweise eines Basses oder einer Trommel, die vorn angeordnet werden sollen, zu einem Verschieben nach hintern durch die Töne der hochfrequenten Musikinstrumente gebracht, beispielsweise einer Trompete, und umgekehrt. Dieses Problem'kanndadurch gelöst werden, daß man den variablen Verstärkern 122 und 127 eine Frequenzkennlinie gibt, welche die niederfrequenten Signalkomponenten in die Mitte der vorderen und hinteren Kanäle und die hochfrequenten Signalkomponenten nach links und rechts von den vorderen oder hinteren Kanälen setzt.
Für diesen Zweck sind die variablen Verstärker 122 und 127 so ausgelegt, daß sie einen niedrigen Verstärkungsgrad für Signale haben, deren Frequenzen niedriger als eine vorher festgelegte Frenquenz ist, beispielsweise -2ooHz, und einen hohen Verstärkungsgrad für Signale haben, deren Frequenzen höher als eine vorher festgelegte Frequenz ist, beispielsweise 5 kHz. Außerdem wird der Verstärkungsgrad für Signale ein'es Zwischenfrequenzbandes, das von 200 Hz bis 5 kHz reicht, eingestellt bzw. gesteuert.
Um dieses Ziel zu erreichen, sind Koppelkondensatoren Cl und C2, von denen jeder eine Kapazität von beispielsweise o,o22 MF hat, wodurch sich eine relativ hohe Impedanz für niederfequente Signale einstellt, zwischen dem ersten und zweiten' variablen Verstärker 122 und 127 und die zweite und fünfte Matrixschaltung 121, 126, wie in Fig. 11 gezeigt ist, geschaltet. Dadurch wird der Verstärkungsgrad der variablen Verstärker 122 und 127 für niederfrequente Signale verringert.
Um den Verstärkungsgrad der variablen Verstärker 122 und 127 für hoc>ifrequente Signale zu erhöhen, werden Impedanzschaltungen 155 bzw. 156 mit einem Widerstand R1 und einem Kondenator C3 bzw. einem Widerstand R2 und einem Xondensator C4, die niedrige Impedanzen für hohe Frequenzen über 5 kllz zeigen, kapazitiv parallel zu Emitterwiderständen 140 bzw. 151 von Transistoren 139 und 150 geschaltet.
Wenn die variable Matrixschaltung wie oben beschrieben gebaut ist, erniedrigen die Kondensatoren C1 und C2 für die Blockierung der niedrigen Frequenz die niederfrequenten Ausgangssignale aus den variablen Verstärkern 122 und 127 auf im wesentlichen null. Da das niederfrequente Signal von der Steuereinheit 32 nicht gesteuert wird, wird die Trennung zwischen den niederfrequenten Signalen in den vorderen und hinteren Kanälen herabgesetzt. Das heißt mit anderen Worten, daß die niedrigen Tonklänge in der Mitte der vorderen oder hinteren Kanäle untergebracht sind. Da andererseits die variablen Verstärker 122 und 127 einen hohen Verstärkungsgrad für hochfrequente Signale durch die Impedanzschaltungen 155 und 156 haben, wird die Trennung zwischen den Signalen in den vorderen Kanälen und zwischen den Signalen in den hinteren Kanälen für hochfrequente Signale verbessert. Dementsprechend sind die hohen Tonklänge an den linken und rechten Seiten der vorderen oder hinteren Kanäle untergebracht.
Da die Verstärkungsgrade der variablen Verstärker 122 und 127 für Signale von Zwischenfrequenzen von den Steuerausgangssignalen ECl bzw. EC2 der Steuereinheit 32 gesteuert werden, wird die Trennung der Zwischenfrequenzsignale entsprechend der Phasenbeziehung zwischen den linken und den rechten Signalen L und R gesteuert.
Fig. 12 zeigt eine Modifikation des in Fig. 11 gezeigten Verst6'rkers mit variabler Verstärkung; Hinsichtlich der vorderen Kanäle ist der variable Verstärker 122 so geschaltet daß er das Signal von der dritten Matrixschaltung 121 über ein Band filter 160 empfängt, das nur die Signale in einem vorher festgelegten Zwischenfrequenzband durchlvßt, wodurch der variable Verstärker 122.nur mit den Zwischenfrequenzsignalen weiterarbeitet. Weiterhin ist eine Serienschaltung mit einem Hochpaßfilter 161 und einem nicht variablen Ver-' stärker 162 parallel zu dem Bandfilter 160 und dem variablen Verstärker 122 geschaltet. In gleicher Weise sind den hinteren Kanälen ein Bandfilter 163, ein Hochpaßfilter 164 und einnicht variabler Verstärker 165 zugeordnet. Man sieht, daß mit dieser Modifizierung das gleiche Ziel wie mit der vorher beschriebenen Ausführungsform erreicht werden kann.
Obwohl bei den vorstehenden Ausführungsformen die vorderen und hinteren Kanäle gesteuert worden sind, ist es auch möglich, die Kanäle vorn links und rechts und hinten links und rechts unabhängig zu steuern. Fig. 13 zeigt ein Blockschaltbild eines modifizierten Decodierers für diesen Zweck. Der Unterschied zwischen Fig. lo und Fig. 13 besteht darin, daß bei der Ausführungsform von Fig. 13 die folgenden Schaltungskomponenten eingefügt sind: Es sind ein 0 %Phasenschieber. 170 und ein 450 Phasenschieber 171 vorgesehen, welche eine Phasendifferenz von 450 zwischen dem linken Signal L und dem rechten Signal R einführen. Ansprechend auf die Ausgangssignale von den Phasenschiebern 170 und 171 gibt ein Addierer 172 ein Ausgangssignal (L+R450), während ein Subtrahierer 173 ein Signal (L-R }+45 ) schafft. Ein Phasendiskriminator 174 zum Steuern der linken und rechten Kanäle arbeitet so, daß die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen (L+R4-45°) und (L-R 4-45°) bestimmt wird, um Steuerausgangssignale Er und El zu erzeugen. Eine Matrixschaltung 175 ist so geschaltet, daß sie das linketSignal L und das rechte Signal R über einen variablen Verstärker 176 empfängt und so Ausgangssignale FL3(=L+lR) und RL3(=L-lR) erzeugt. In gleicher Weise ist eine Matrixschaltung 177 so geschaltet, daß das linke Signal L über einen variablen Verstärker 178 sowie das rechte Signal R empfangen wird, um Ausgangssignale FR3(=R+rL) und RR3(=R-rL) erzeugt wird, wobei 1 und r die Verstärkungsgrade der variablen Verstärker 176 bzw. 178 sind. Diese Verstärkungsgrade werden in entgegengesetzten Richtungen in einem Bereich von 0 bis 3,414 von den Ausgangssignalen Er und El von dem Phasendiskriminator 174 gesteuert. Die Verstärkungsgrade der variablen Verstärker 122 und 127 werden in entgegengesetzten Richtungen in einem Bereich von 0 bis 3,414 durch die Ausgangssignale Ef und Eb des Phasendiskriminators als Steuereinheit 32 zum Steuern der hinteren und vorderen Kanäle durch Bestimmen der Phasendifferenz zwischen den linken und rechten Signalen L und R gesteuert. Der Ausgang FLl von der Matrixschaltung 123 ist mit dem einen Eingang eines Addierers 179 über ein 1/<5 Dämpfungsglied 180 gekoppelt. Das Ausgangssignal FL3 von der Matrixschaltung 175 wird dem anderen Eingang des Addierers 179 zugeführt. In gleicher Weise wird das Ausgangssignal FR1 von der Matrixschaltung 123 dem einen Eingang eines Addierers 181 über ein 1/#2 Dämpfungsglied 182 zugeführt, während der Ausgang FR3 von der Matrixschaltung 177 mit dem anderen Eingang des Addierers 181 gekoppelt ist.
In gleicher Weise wird das Ausgangssignal 1tL1 der Matrixschaltung 128 dem einen Eingang eines Addierers 183 über ein 1#2 Dämpfungsglied 184 zugeführt, während das Ausgangssignal RL3 der Matrixschaltung 175 dem anderen Eingang des Addierers 183 zugeführt wird. Der Ausgang RR1 der Matrixschaltung 128 ost mit dem einen Eingang des Addierers 185 über ein 1/#2 Dämpfungsglied 186 gekoppelt und das Ausgangs signal RR3 der Matrixschaltung 177 wird dem anderen Eingang des Addierers 185 zugeführt.
Wie in Fig. 14 gezeigt ist, ändert sich die Phasendifferenz zwischen den linken und rechten Signalen L und R von Oo bis 180 , wenn die Tonquelle sich von vorn nach hinten verschiebt, während die Phasendifferenz zwischen dem Sumnensignal (L+R # -45°) und das Differenzsignal (L-R # -45°) sich kontinuierlich von Oo bis 1800 ändert, wenn die Tonquelle sich von links nach rechts verschiebt. Demzufolge ändern sich die Verstärkungsgrade f, b, 1 und r der variablen Verstärker 122, 127, 176 und 178, wie in Fig. 15 gezeigt ist.
Aus Fig. 13 ersieht man, daß die Vierkanalsignale FL4, FR4, RL4 und RR4, die an den Ausgangsklemmen 28-1, 28-2, 28-3 und 28-4 des Decodierers erscheinen, durch folgende Gleichungen ausgedrückt werden können: FL4 = FL2+FL3 = 1/#2{(1+f+#2)L + (1-f+#21)R} = 1/#2 {(1+#2)L + R f(L-R) + #21R} FR4 = FR2 + FR3 = 1/#2{(1+f+#2)R + (1-f+#2r)L} = 1/#2{(1+#2)R + L - f(L-R) + #2rL} RL = -j(RL2+RL3) = -jl/#2{(1+b+#2)L - (1-b+#21)R} = -jl/#2{(1+#2)L - R + b(L+R) - #21R} RR4 = j(RR2-RR3) = jl/#2{(1+b+#2)R - (1-b+#2r)L} = jl/#2 (1+#2)R - L + b(R+L) - #2rL} Die in Fig. 13 gezeigte variable Matrixschaltung arbeitet folgendermaßen, wobei als Beispiel die Arbeitsweise des vorderen linken Kanals FL beschrieben werden soll. Um diese Beschreibung zu vereinfachen, wird das Ausgangs signal FL4 des Decodierers .durch folgende Gleichung ausgedrückt: FL4 = (1-#2+f)L + (1-f+#21)R Wenn alle Kanäle gleiche Eingänge haben, sind die jeweiligen Koeffizienten f, b, 1 und r so eingestellt, daß sie Eins sind. Das Signal FL4 läßt sich dann durch folgende Gleichung ausdrücken: FL4 = 3,414(L+0,414R) Fig. 16 zeigt ein Demodulationsvektordiagramm der blatrixschaltung. Hier wird davon ausgegangen, daß der Wert 3,414(L+0,414R) einen Bezu'gspegel von 0 dB darstellt. Wenn die Eingangssignale gleich sind, kann die gleiche Betrachtungsweise für die anderen drei Kanäle angewendet werden. Dementsprechend sind in dem Fall, wo alle Eingangssignale gleich sind, die Demodulationsvektorenifür die jeweiligen Kanäle auf die jeweiligen Kanäle gerichtet.
Wenn das Signal FR auf den vorderen rechten Kanal FRO gegeben wird, arbeitet der erste Phasendiskriminator 32 in Phase, während der zweite Diskriminator 174 in der entgegengesetzten Phase (1800) arbeitet. Das bedeutet, daß die Signale L und R in Phase sind, während die Signale (L+R4 w45°) und (L-R L +450) um 1800 außer Phase sind. Dementsprechend sind die variablen Koeffizienten f = 3,414, b = 0, 1 = 0 und r = 3,414. Dadurch erhält man das Signal FL4 durch: FL4 = (1+«S+3,414)L + (1-3,414)R = 5,828(L-0,414R) Wenn das vordere rechte Signal FR zugeführt wird, wird die Richtung des Demodulationsvektors für das Signal FL4 in den Kanal FLO vorn links, der dem Kanal FRO benachbart ist, von dem vorderen linken Kanal FLO zur Seite des hinteren linken Kanals RLO verschoben, der diagonal von dem Kanal FRO versetzt ist, wobei irgendeine FR-Signalkomponente als Übersprecher, wie in Fig. 17 gezeigt ist, nicht enthalten ist.
Demzufolge ist die Signalkomponente FR, die in den benachbarten Kanal FLO als Übersprechkomponente einzubringen ist, stark verringert. Der Pegel des vorderen linken Kanalsignals FL4 ist um etwa 4 dB angehoben, um zu verhindern, daß sich der Signalpegel dieses Kanals infolge der Verschiebung der Richtung des Demodulationsvektors für den vorderen linken Kanal FLO absenkt (im vorliegenden Fall um etwa -3 dB).
Beim Vorliegen des hinteren linken Signals RL arbeitet der erste Phasendiskriminator 32 in entgegengesetzter Phase, während der zweite Phasendiskriminator 174 in Phase arbeitet.
Dementsprechend hat man folgende verschiedenen variablen Koeffizienten f = O, b = 3,414; 1 = 3,414 und r = 0.
Somit ist FL4 = 5,828(0,414L+R). Unter diesen Bedingungen wird, wie in Fig. 18 gezeigt ist, die Richtung des Demodulationsvektors für das vordere linke Signal FL4 zu der Seite des vorderen rechten Kanals FRO hin verschoben und der Verstärkungsgrad für den vorderen linken Kanal FLO steigt an.
Beim Vorliegen des vorderen linken Signals FL arbeiten sowohl der erste als auch der zweite Phasendiskriminator 32 bzw. 174 in Phase, so daß die verschiedenen variablen Koeffizienten lauten: f = 3,414, b = 0, 1 = 3,414 und r t O. Dies führt zu FL4 = 5,828(L+0,414R).
Wie in Fig. 19 gezeigt ist, ändert sich unter diesen Bedingungen der Demodulationsvektor des Signals'FL4 nicht. Die Richtungen der Demodulationsvektoren der Signale in den benachbarten Kanälen FRO und RLO verschieben sich jedoch zu der Seite des hinteren rechten Kanals RRO. Unter diesen Bedingungen steigen die Verstärkungsgrade für die benachbarten Kanäle sowie der terstärkungsgrad für den Kanal FLO an.
Wenn das vordere rechte Signal FR und das hintere rechte Signal RR den gleichen Pegel haben, d. h. wenn das Signal RC rechts in der Mitte zugeführt wird, arbeitet der erste Phasendiskriminator 32 um go0 außer Phase, während der zweite Phasendiskriminator 174 um 1800 außer Phase arbeitet. Dementsprechend werden die verschiedenen Koeffizienten f = 1, b = 1, 1 - O, r = 3,414, so daß FL4 = 3,414L.
Wie in Fig. 20 gezeigt ist, verschiebt sich die Richtung des Demodulationsvektors für däs vordere linke Signal FL4 in die Richtung, in welcher das rechte mittige Signal RC nicht als Übersprecher enthalten ist, d. h. zu der Seite der linken Mitte.
Unter diesen Bedingungen wird der Verstärkungsgrad für das vordere linke Signal FL4 um etwa -o,7 dB für die Stereo-Wiedergabe rechts vorn und hinten verringert.
Wenn das linke mittige Signal LC zugeführt wird, arbeitet der erste Phasendiskriminator 32 um 900 außer Phase, während der zweite Phasendiskriminator 174 in Phase arbeitet. Dementsprechend betragen die verSchiedenen variablen Koeffizienten f = 1, b = 1, 1 = 3,414, r = O, so daß FL4 = 4,828 (o,707L+R) = 5,914(Lsin35,2°+Rcos39,2°). Unter diesen Bedingungen wird, wie in Fig. 21 gezeigt ist, der Verstärkungsgrad für das Signal FL4. für die Stereowiedergabe links vorn und hinten erhöht.
Wenn das rechte mittige Signal CR zugeführt wird, arbeitet der erste Diskriminator 32 in Phase, während der zweite Diskriminator 172 um 90° außer Phase arbeitet. Dies hat zur Folge, daß man die verschiedenen variablen Koeffizienten zu f = 0, b = 3,414, 1 = 1 und r = 1 erhält, so daß FL4 = 2,414(L+R>'= 3i 414(Lsin450+Rcos45 0) Unter diesen Bedingungen verschiebt sich, wie in Fig. 22 gezeigt ist, die Richtung des Demodulationsvektors des Signals FL4 zu der Seite des vorderen mittigen Kanals. Für die Stereowiedergabe hinten links und rechts werden die Verstärkungsgrade für die hinteren Kanäle RLO und RRO erhöht, während der Verstärkungsgrad für das Signal FL4 verringert wird.
Wenn das vordere mittige Signal eF zugeführt wird, arbeitet der erste Phasendiskriminator in Phase, während der zweite Phasendiskriminator um go0 außer Phase arbeitet. Dementsprechend betragen die verschiedenen variablen Koeffizienten: f = 3,414, b. = O, 1 = 1, r = 1, so daß FL4 = 5,838(L-R)-= 5,914(Lcos9,7 -Rsin9,7 ); Wie aus Fig. 23 zu ersehen ist,. sind für die Stereowiedergabe vorn links und rechts die Verstärkungsgrade für die vorderen Kanäle FLO und FRO erhöht.
Obwohl sich die vorstehende Beschreibung nur auf den vorderen linken Kanal FLO bezieht, läßt sich das Funktionieren der anderen Kanäle leicht aus dieser Beschreibung herleiten Fig. 24A und 24B zeigen ein Schaltbild der in Fig. 13 gezeigten variablen Matrixschaltung. In Fig. 24A wirkt eine erste Widerstandsmatrix 200 S0 wie die Matrizes 120, 123 und 175 sowie der Addierer 179 gemäß Fig. 13, während eine zweite Widerstandsmatrix 2o1 wirkt wie die Matrizes 120, 123 und 127 sowie der Addierer 181. Eine dritte Widerstandsmatrix 202 wirkt wie die Matrizes 125, 128 und 175 sowie der Addierer 183, während eine vierte Matrix 203 wie die Matrizes 125, 128 und 177 sowie der Addierer 185 wirkt. Beispielsweise kombiniert die Matrix 200 die Signal +L, +R, f(L-R) und lR mit einem relativen Amplitudenverhältnis von (1+#2) : 1 : 1 : Die Signale +L und +R haben dann das relative Amplitudenver-Hältnis von (1+#2): 1 durch Widerstände von 49,7 k# und 120 kil, Andererseits haben die Signale f(L-R) und lR das relative Amplitudenverhältnis von 1 : te durch die Einstellung des Eingangssignalpegels der variablen Verstärker 122 und 176.
Da diese Schaltung ähnlich der in Fig. lo gezeigten ist, erübrigt sich eine weitere Beschreibung.
Fig. 25 zeigt ein Blockschaltbild einer Modifizierung des in Fig. 13 gezeigten Decodierers. Die variablen Verstärker 122 und 127 werden gemäß Fig. 25 jeweils von den Ausgangssignalen Ef und Eb von einem Komparator als erste Steuereinheit 32 für die Steuerung vorn und hinten gesteuert. Diese Einheit stellt den Unterschied in den Pegeln des Summensignals (L+R) und des Differenzsignals (L-R) fest. Die variablen Verstärker 176 und 178 werden jeweils von den Ausgangssignalen El und Er von einem Komparator 19o als zweite Steuereinheit für die linke und rechte Steuerung gesteuert, wobei die Einheit die Differenz der Pegel des linken Signals L und des rechten Signals R feststellt. Dadurch ist es möglich, die gleiche Wirkung wie bei dem in Fig. 13 gezeigten Decodierer durch Bestimmen der Differenz der Signalpegel zu erhalten.
Erfindungsgemäß ist es somit möglich, die Trennung zwischen den jeweiligen Kanälen sehr stark zu verbessern, um die Töne aus den jeweiligen Kanälen unabhängig wiederzugeben, ohne daß die darin enthaltene notwendige Information verschlechtert bzw. beeinträchtigt wird. Da es darüber hinaus möglich ist, unerwünschte Übersprechsignale im wesentlichen zu beseitigen, die in den meisten Fällen von dem Hauptsignal verschiedene Phasen haben, ist die Qualität des wiedergegebenen Tonfeldes stark verbessert und der Fläche für das optimale Höhren stark vergrößert.
Weitere Modifizierungen des Anmeldungsgegenstandes bestehen darin1 daß beispielsweise die Zweikanalsignale jeweils in eine Vielzahl von Frequenzbändern aufgeteilt werden können, so daß für die jeweiligen Frequenzbänder Kontrollsignale erzeugt werden, um variable Matrizes zu steuern, die Zweikanalsignalen in den entsprechenden Frequenzbändern zugeordnet sind.

Claims

PATENANSPRÜCHE

1. Decodierung für eine Richttonanordnung, bei welcher wenigstens vier gerichtete Toneingangssignale zu Zweikanalsignalen codiert werden und die Zweikanalsignale zu wenigstens vier Tonausgangssignalen decodiert werden, die den Toneingangssignalen entsprechen, gekennzeichnet durch wenigstens eine Steuereinheit, die auf die Phasenbeziehung zwischen den Zweikanalsignalen für die Erzeugung erster und zweiter Steuersignale entspricht, durch erste Matrixeinrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zweikanalsignale für die Erzeugung von wenigstens zwei Tonausgangssignalen empfangen, die wenigstens zwei gerichteten Toneingangssignalen entsprechen, wobei die Matrixeinrichtungen variable Matrixkoeffizienten haben, die von dem ersten Steuersignal gesteuert werden, und durch zweite Matrixeinrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zweikanalsignale für die Erzeugung von wenigstens zwei Tonausgangssignalen empfangen, die den zweirestlichen gerichteten Toneingangssignalen entsprechen, wobei die zweiten Matrixeinrichtungen variable Matrixkoeffizienten haben, die von dem zweiten Steuersignal gesteuert werden.

2. Decodierer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede der ersten und zweiten Matrixeinrichtungen eine Widerstandsmatrixschaltung mit wenigstens einem variablen Widerstand hat, wobei die beiden Tonausgangssignale von den gegenüberliegenden Klemmen des variablen Widerstandes abgenommen werden und die variablen Widerstände der ersten und zweiten Matrixeinrichtungen von den ersten und zweiten Steuersignalen gesteuert werden, um die Matrixkoeffizienten zu variieren, die den ersten und zweiten Matrixeinrichtungen zugeordnet sind.

3. Decodierer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die variablen Widerstände in den ersten und zweiten Matrixeinrichtungen photoleitfähige Elemente aufweisen und erste und zweite Lichtquellen zum Beleuchten der photoleitfähigen Elemente sowie erste und weite Steuerschaltungen vorgesehen sind, die auf die ersten und zweiten Steuersignale ansprechen; um die Helligkeit der ersten und zweiten Lichtquelle zu steuern.

4. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Matrixeinrichtung einen ersten Differenzverstärker mit ersten und zweiten Eingangsklemmen, wobei die erste Eingangsklemme so geschaltet ist, daß sie ein Kanalsignal empfängt, Einrichtungen zur Umkehrung der Phase des anderen Kanalsignals, Einrichtungen zum Koppeln des Ausgangs aus der Phasenumkehreinrichtung mit der zweiten Eingangsklemme des ersten Differenzverstärkers sowie Einrichtungen hat, die auf das erste Steuersignal ansprechen, um den Verstärkungsgrad des ersten Differenzverstärkers zu steuern, wobei die zweite Matrixeinrichtung einen zweiten Differenzverstärker mit einer ersten und zweiten EiAgangsklemme, die für die Aufnahme jeweils der Zweikanalsignale geschaltet sind, und Einrichtungen aufweist, die auf das.

zweite Steuersignal zum Steuern des Verstärkungsgrades des zweiten Differenzverstärkers ansprechen.

5. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Matrixeinrichtung eine erste Einrichtung, die so geschaltet ist, daß sie die Zweikanalsignale zur Erzeugung eines Summenausgangssignals der Zweikanalsignale empfangt, eine zweite Einrichtung, die so geschaltet ist, daß sie die Zweikanalsignale zur Erzeugung eines Summenausgangssignals der Zweikanalsignale empfängt, deren Polarität entgegengesetzt zu der der Ausgangssignale der.ersten Einrichtung ist, eine dritte Einrichtung, die so geschaltet ist, daß sie die Zweikanalsignale zum Erzeugen eines Differenzausgangssignals der Zweikanalsignale empfängt, eine erste variable Verstärkereinrichtung, die so geschaltet ist, daß sie das Ausgangssignal der dritten Einrichtung empfängt, wobei der variable Verstärker hinsichtlich seines Verstärkungsgrades ansprechend auf das erste Steuersignal gesteuert wird, eine vierte Einrichtung zum Kombinieren des Ausgangssignals aus der ersten variablen Verstärkereinrichtung und des Ausgangssignals aus der ersten Einrichtung sowie eine fünfte Einrichtung zum Kombinieren des Ausgangssignals aus der ersten variablen Verstärkereinrichtung und des Ausgangssignals aus der zweiten Einrichtung aufweist, und daß die zweite Matrixeinrichtung eine sechste Einrichtung, die so geschaltet ist, daß sie die Zweikanalsignale zum Erzeugen eines Differenzausgangssignals der Zweikanalsignale empfängt, eine siebte Einrichtung, die so geschaltet ist, daß sie die Zweikanalsignale zum Erzeugen eines zweiten Differenzausgangssignals der Zweikanalsignale empfängt, deren Polarität entgegengesetzt zu der des Ausgangssignals aus der sechsten Einrichtung ist, eine achte Einrichtung, die so geschaltet ist, daß sie die Zweikanalsignale zum Erzeugen eines Summensignals der Zweikanalsignale empfängt, eine zweite variable Verstärkereinrichtung, die so geschaltet ist, daß sie das Ausgangssignal aus der achten Einrichtung empfängt, wobei der variable Verstärker hinsichtlich seines Verstärkungsgrades ansprechend auf das zweite Steuersignal gesteuert wird, eine neunte Einrichtung zum Kombinieren des Ausgangssignals aus der zweiten variablen Verstärkereinrichtung und des Ausgangssignals aus der sechsten Einrichtung sowie eine zehnte Einrichtung zum Kombinieren des Ausgangssignals aus der zweiten variablen Verstärkereinrichtung und des Ausgangssignals aus der siebten Einrichtung aufweist.

6. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Zweikanalsignale durch L = FL + AFR + jRL + jbRR und R = FR + tEL - jRR - jARL ausdrückbar sind, wobei FL, FR, RL und ER gerichtet.

Toneingangssignale und A eine Konstante von etwa o,414 sind, daß der Verstärkungsgrad der ersten variablen Verstärkereinrichtung zwischen etwa 0 und 2,41 ansprechend auf das erste Steuersignal variiert und daß der Verstär kungsgrad der zweiten variablen Verstärkereinrichtung von etwa 0 bis 2,41 in entgegengesetzter Richtung zum VerstXrkungsgrad der ersten variablen Verstärkereinrichtung ansprechend auf das zweite Steuersignal variiert.

7. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit ein Phasendiskriminator zur Feststellung der Phasendifferenz zwischen den Zweikanalsignalen ist.

8. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator eine erste Einrichtung, die so geschaltet ist, daß sie ein Kanalsignal zum Erzeugen eines Rechteckquellenausgangs empfängt, eine zweite Einrichtung, die so geschaltet ist, daß sie das andere Kanalsignal zum Erzeugen eines Rechteckquellenausgangssignals empfängt, eine dritte und eine vierte Einrichtung1 die so geschaltet sind, daß sie den Ausgang von den ersten Einrichtungen zur Erzeugung von Ausgangssignalen entgegengesetzter Polaritäten empfangen, und erste und zweite Schalteinrichtungen aufweist, die abwechselnd in den eingeschalteten und ausgeschalteten Zustand ansprechend auf die Ausgangssignale aus der dritten und vierten Einrichtung bringbar sind, wobei die Eingangsseiten der ersten und zweiten Schalteinrichtung so geschaltet sind, daß sie das Ausgangssignal der zweiten Einrichtung empfangen, um dadurch erste und zweite Steuersignale von den Ausgangsseiten der ersten und zweiten Schalteinrichtung zu erzeugen, und die Größen der ersten und zweiten Steuersignale in entgegengesetzten Richtungen entsprechend der Phasendifferenz zwischen ideen zwei Kanalsignalen variieren.

9. Decodierer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit ein Komparator zur Feststellung der Phasenbeziehung zwischen den Zweikanalsignalen entsprechend der Pegeldifferenz zwischen den Summen- und Differenzsignalen der Zweikanalsignale ist.

Io. Decodierer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator einen ersten logarithmischen Verstärker, der so geschaltet ist, daß er ein Summensignal der Zweikanalsignale empfängt, einen zweiten logarithmischen Verstärker, der so geschaltet ist, daß er ein Differenzsignal der Zweikanalsignale empfängt, eine erste Einrichtung zum Gleichrichten des Ausgangssignals es ersten logarithmischen Verstärkers, eine zweite Einrichtung zum Gleichrichten des Ausgangssignals des zweiten logarithmischen Verstärkers, und einen Differenzverstärker umfaßt, der so geschaltet ist, daß er die Ausgangssignale aus der ersten und zweiten Einrichtung zur Erzeugung von ersten und zweiten Ausgangssignalen empfängt, wobei sich die Größen in entgegengeset-zten Richtungen entsprechend der Phasenbeziehung zwischen den-Zweikanalsignalen ändert.

11. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl der erste als auch der zweite variable Verstärker eine Frequenskennlinie hat, die einen relativ niedrigen Verstårkungsgrad für Signale, deren Frequenzen kleiner sind als eine vorher festgelegte Frequenz, ünd einen relativ hohen Verstärkerungs grad für Signale aufweist, deren Frequenzen kleiner sind als eine zweite festgelegte Frequenz ohne Rücksicht auf die Größen des ersten und zweiten Steuersignals.

12. Decodierer nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste vorher festgelegte Frequenz etwa 200 Hz und die zweite vorher festgelegte Frequenz etwa 5000 Hz beträgt.

13. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl der erste als auch der zweite Verstärker Einrichtungen, um im wesentlichen zu verhindern, daß Signale, diesen den Eingangssignalen enthalten sind und niedrigere Frequenzen als die vorher festgelegte Frequenz haben, dem Verstärker zugeführt werden, und Einrichtungen aufweist, um den Verstärker mit einem hohen Verstärkungsgrad für Signale zu betreiben, die in dem Eingangssignal enthalten sind und Frequenzen haben, die höher als eine vorher festgelegte Frequenz sind, die höher ist als die erste vorher festgelegte Frequenz ohne Rücksicht auf die Größen des ersten-und zweiten Steuersignals.

14. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die erste als auch die zweite variable Verstärkereinrichtung einen variablen Verstärker, der so geschaltet ist, daß hauptsächlich die Eingangssignale empfangen werden, die Zwischenfrequenzen in dem ganzen höhrbaren Frequenzband aufweisen, und einen nicht variablen Verstärker hat, der so geschaltet ist, daß hauptsächlich Eingangssignale empfangen werden, deren Frequenzen höher sind als die Zwischenfrequenzen.

15. Decodierer nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch ein Bandfilter, das mit dem Eingang des variablen Verstärkers verbunden ist, und durch ein Hochpaßfilter das mit dem Eingang des nicht variablen Vorstärkers verbunden ist.

16. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine zweite Steuereinheit zum Erzeugen von dritten und vierten Steuersignalen ansprechend auf die Zweikanalsignale, durch eine dritte variable Verstärkereinrichtung, die so geschaltet ist, daß sie ein erstes Kanalsignal empfängt, wobei die variable Verstärkereinrichtung hinsichtlich ihres Verstärkungsgrades von dem drittentSteuersignal gesteuert wird, durch eine elfte Einrichtung zum Erzeugen eines Summenausgangssignals aus dem Ausgangssignal der dritten variablen Verstärkereinrichtung und einem zweiten Kanalsignal, durch eine zwölfte Einri.chtung zum Erzeugen eines Differenzausgangssignals aus dem Ausgangs signal des dritten variablen Verstärkers und dem zweiten Kanalsignal, durch eine vierte variable Verstärkereinrichtung, die so geschaltet ist, daß sie das zweite Kanalsignal empfängt, wobei die vierte variable Verstärkereinrichtung hinsichtlich ihres Verstärkungsgrades durch das vierte Steuersignal gesteuert wird, durch eine dreizehnte Einrichtung zum Erzeugen eines Summenausgangssignals .aus dem Ausgangssignal des vierten variablen Verstärkers und dem ersten Kanalsignal, durch eine vierzehnte Einrichtung zum Erzeugen eines Differenzausgangssignals aus dem Ausgangssignal des vierten variablen Verstärkers und dem ersten Kanalsignal, eine fünfzehnte Einrichtung zum Kombinieren des Ausgangssignals der vierten Einrichtung und des Ausgangssignals der elften Einrichtung, durch eine sechszehnte Einrichtung zum Kombinieren des Ausgangssignals der fünften Einrichtung und des Ausgangssignals der dreizehnten Einrichtung, durch eine siebzehnte Einrichtung zum Kombinieren des Ausgangssignals der neunten Einrichtung und des Ausgangssignals der zwölften Einrichtung, sowie durch eine. achtzehnte Einrichtung zum Kombinieren des Ausgangssignals der zehnten Einrichtung und des Ausgangssignals der vierzehnten Einrichtung.

17. Decodierer nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch Phasen schieber für die Phasenverschiebung des ersten Kanalsignals um etwa 450, durch Addiereinrichtungen zum Addieren des Ausgangssignals des ersten Phasenschiebers und des zweiten Kanalsignals und durch eine Subtrahiereinrichtung zum Erzeugen eines Differenzausgangssignals aus dem Ausgangssignal des Phasenschiebers und siem zweiten Kanalsignal, wobei die zweite Steuereinheit ein Phasendiskriminator zum Bestimmen der Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen der Addiereinrichtung und der Subtrahiereinrichtung ist.

18. Decodierer nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Steuereinheit ein Komparator zum Bestimmen der Pegeldifferenz zwischen dem ersten und zweiten Kanalsignal ist.

19. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit das erste Steuersignal mit maximalem Pegel und das zweite Steuersignal mit minimalem Pegel, wenn die Phasendifferenz zwischen den Zweikanalsignalen etwa 0° ist, wobei das erste und das zweite Steuersignal einen identischen Pegel haben, wenn die Phasendifferenz etwa 90° ist, und das erste Steuersignal mit minimalem Pegel und das zweite Steuersignal mit maximalem Pegel erzeugt, wenn die Phasendifferenz etwa 180° beträgt.

20. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Decodieren von Zweikanalsignalen L und R, von denen jedes wenigstens drei oder vier gerichtete Tonsignale FR, FL RL und RR enthält, zu Wiedergabe-Vierkanalsignalen FR' , FL', RL' und RR' entsprechend den gerichteten Tonsignalen FR, FL, RL und RIL , gekennzeichnet durch eine Steuereinheit, die auf die Phasenbeziehung zwischen den Zweikanalsignalen L und R zum Erzeugen von ersten und zweiten Steuerausgangssignalen anspricht, die sich symmetrisch in entgegengesetzten Richtungen bezüglich eines vorher festgelegten Bezugspegels ändern, eine erste Matrixeinrichtung, die so geschaltet ist, daß sie die Zweikanalsignale L und R zum Erzeugen der Wiedergabesignale FL' und FR' empfängt, die durch mL + nR bzw. nL + mR ausdrückbar sind, wobei m und-n variable Matrixkoeffizienten sind-, die'in entgegengesetzten Richtungen entsprechend dem ersten Steuerausgangssignal variieren, und durch zweite Matrixeinrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zweikanalsignale L und R zum Erzeugen von Wiedergabesignalen pL - qR und qL - pR empfangen, die den Signalen RL' bzw. RR' entsprechen, wobei p und q variable Matrixkoeffizienten sind, die sich in entgegengesetzten Richtungen in Übereinstimmung mit dem zweiten Steuerausgangssignal ändernm und die Koeffizienten m und p sich in entgegengesetzte Richtungen durch das erste und das zweite Steuerausgangssignal ändern.

21. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Decodieren von Zweikanalsignalen L und R, von denen jedes wenigstens drei oder vier gerichtete Tonsignale FR, FL, RL und RR enthält, zuWiedergabe-Vierkanalsignalen FR', FL', RL' und RR' entsprechend den gerich'teten Tonsignalen FR, FL, RL und RR, gekennzeichnet durch eine Steuereinheit, die auf die Phasenbeziehung zwischen den Zweikanalsignalen L und R zum Erzeugen erster und zweiter Steuerausgangssignale anspricht, die sich symmetrisch in entgegengesetzten Richtungen bezüglich eines vorher festgelegten Bezugpegels ändern, durch erste Matrixeinrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zwe.ikanalsignale L und R zur Bildung der Wiedergabesignale FL' und FR' empfangen, die durch (1+f)L + (1-f)R bzw. (1+f)R + (1-f)L ausdrückbar sind, entsprechend dem. ersten Steuerausgangssignal, | wobei f ein variabler Matrqixkoeffizient ist, der von dem ersten Steuerausgangssignal gesteuert wird, durch zweite Matrixeinrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zweikanalsignale L und R zur Bildung von Wiedergabesignalen empfangen, die durch (1+b)L - (I-b)R bzw.

(1+b)R -(1-b)L ausdrückbar sind, die den Signalen RL' und RR' in Übereinstimmung mit dem zweitenlSteuerausgangssignal entsprechen, wobei b ein variabler Matrixkoeffizient ist, der von dem zweiten Ausgangssteuersignal gesteuert wird und die Koeffizienten b und f sich in entgegengesetzten Richtungen ändern.

22. Decodierer nach Anspruch 217 dadurch gekennzeichnet, daß die Zweikanalsignaie L und R durch FL + #FR + jRL + j#RR bzw. FR + #FL - jRR - j#RL ausdrückbar sind, wobei etwa o,414 ist und die variable Matrixkoeffizienten f und b sich in entgegengesetzten Richtungen zwischen etwa 0 und 2,41 ansprechend auf das erste und zweite Steuerausgangssignal ändern.

23. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Decodieren von Zweikanalsignalen L und R, von denen jedes wenigstens drei oder vier gerichtete Toneingangssignale FL und FR, die den Kanälen vorn links und rechts zugeordnet sind, und RL und St enthalten, die den Kanälen hinten links und rechts zugeordnet sind, zu Wiedergabevierkanal-Ausgangssignalen, gekennzeichnet durch eine erste Steuereinheit, die auf die Phasenbeziehung zwischen den vorderen und hinteren Kanälen zur Erzeugung von ersten und zweiten Steuersignalen anspricht, wobei sich deren Größen in entgegengesetzten Richtungen ändern; durch eine zweite Steuereinheit, die auf die Phasenbeziehung zwischen den linken und rechten Kanälen zur Erzeugung von dritten und vierten Steuersignalen anspricht, wobei sich die Größen in entgegengesetzten Richtungen ändern, durch erste Einrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zweikanalsignale L und R empfangen, um ein Ausgangssignal proportional zu einem.Signal (1+f-#2)L + (1-f+#21)R zu erzeugen, wobei f und 1 Koeffizienten sind, die sich in einem vorher. festgelegten Bereich ändern; durch zweite Einrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zweikanalsignale L und R zur Erzeugung eines Ausgangssignals proportional zu einem Signal (l+f+8i)R + (1-f+,K2r)L empfangen; durch dritte Einrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zweikanalsignale L und R zur Erzeugung eines Ausgangssignals proportional zu einem Signal (1+b+Ji)L - (1-b+#21)R empfangen, wobei b und 1 Koeffizienten sind, die sich in einem vorher festgelegten Bereich ändern; durch vierte Einrichtungen, die so geschaltet sind, daß sie die Zweikanalsignale L und R zum Erzeugen eines Ausgangssignals proportional zu einem Signal (1+b+#2)R - (1-b+W2r)L empfangen; durch fünfte Einrichtungen, die auf das erste Steuersignal zum Ändern des Koeffizienten f ansprechen; durch sechste Einrichtungen, die auf das zweite Steuersignal zum Ändern des Koeffizienten b ansprechen durch siebte Einrichtungen, die auf das dritte Steuersignal zum Ändern des Koeffizienten r ansprechen; und durch achte Einrichtungen, die auf das vierte Steuersignal zum Ändern des Koeffizienten 1 ansprechen.

24; Decodierer nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Zweikanalsignale L und R durch FL + #FR + jRL + ERR bzw. FR + ARL - jRR - jARL ausdrücken lassen, wobei # etwa o,414 und die Koeffizienten f, b, r bzw.l zwischen etwa 0 und 3,414 variieren.

25. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Decodieren von ersten und zweiten Kanalsignalen, von denen jedes wenigstens drei oder vier Tonsignale enthält, die den Kanälen vorn links und rechts bzw. hinten links und rechts zugeordnet sind, zu Vierkanalsignalen, gekennzeichnet durch erste Einrichtungen, die auf die Phas.enbeziehung zwischen den vorderen und hinteren Kanälen zur Erzeugung von ersten und zweiten Steuersignalen ansprechen, wobei die Größen sich in entgegengesetzten Richtungen ändern; durch zweite Einrichtungen, die auf die Phasenbeziehung zwischen den linken und rechten Kanälen zur Erzeugung von dritten und vierten Steuersignalen ansprechen, wobei sich die Größen in entgegengesetzten Richtungen ändern; durch dritte Einrichtungen zum Erzeugen eines Differenzsignals der ersten und zweiten Kanalsignale; durch vierte Einrichtungen, die auf das erste Steuersignal zum Ändern der Amplitude des Ausgangssignals von den dritten Einrichtungen ansprechen, durch fünfte Einrichtungen zum Erzeugen eines Summensignals der ersten und zweiten Kanalsignale ; durch sechste Einrichtungen, die auf das zweite Steuersignal zum Ändern der Amplitude des Ausgangssignals von den fünften Einrichtungen ansprechen; durch siebte Einrichtungen, die auf das dritte Steuersignal zum Andern der Amplitude des ersten Kanalsignals ansprechen; durch achte Einrichtungen, die auf das vierte Steuersignal zum Ändern der Amplitude des zweiten Kanalsignals ansprechen; durch neunte Einrichtungen zum Kombinieren der ersten und zweiten Kanalsignale, des Ausgangssignals von den vierten Einrichtungen und des Ausgangssignals von den achten Einrichtungen mit den gleichen Polaritäten und einem ersten vorher festgelegten relativen Amplitudenverhältnis; durch zehnte Einrichtungen zum Kombinieren der ersten und zweiten Kanalsignale, des Ausgangssignals aus den vierten Einrichtungen und des Ausgangssignals aus den siebten Einrichtungen mit einer Phasenbeziehung, bei welcher das Ausgangssignal von den vierten Einrichtungen in der Polarität entgegengesetzt zu den übrigen drei Signalen ist, und mit einem zweiten vorher festgelegten relativen Amplitudenverhältnis; durch elfte Einrichtungen zum Kombinieren der ersten und zweiten Kanalsignale, des Ausgangssignals aus den sechsten Einrichtungen und des Ausgangssignals aus den achten Einrichtungen mit einer Phasenbeziehung, bei welcher das erste Kanalsignal und das Ausgangssignal aus den sechsten Einrichtungen in der Polarität entgegengesetzt zu den übrigen zwei Signalen sind, und mit einem zweiten vorher festgelegten relativen Amplitudenverhältnis; und durch zwölfte Einrichtungen zum Kombinieren der ersten und zweiten Kanalsignale, des Ausgangssignals aus den sechsten Einrichtungen und des Ausgangssignals aus den siebten Einrichtungen mit einer Beziehung, bei welcher das zweite Kanalsignal und das Ausgangssignal aus den sechsten Einrichtungen in der Polarität entgegengesetzt zu den übrigen zwei Signalen sind, und mit einem vierten vorher festgelegten relativen Amplitudenverhältnis.

26. Decodierer nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Amplitudenverhältnis (1+ ) ; 1 : 1 : #2, daszweite Amplitudenverhältnis 1 : (1+#2) : 1 : #2, das dritte Amplitudenverhältnis (1+) ) : 1 : 1 : W2 und-das vierte Amplitudenverhältnis 1 : (1+ffi2) : 1 : i ist.

27. Decodierer nach Anspruch 25 oder 26, dadurch gekennzeichnet, daß die vierten und sechsten Einrichtungen die Amplituden der Eingangssignale dafür in entgegengesetzten Richtungen über einem Bereich von 0 bis 3,414 ändern und daß die siebten und achten Einrichtungen die Amplituden der Eingangssignale dafür in entgegengesetzten Richtungen über einen Bereich von etwa 0 bis 3,414 ändern.

28. Decodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Decodieren von ersten und zweiten Kanalsignalen, von denen jedes wenigsten drei oder vier Tonsignale enthält, die den Kanälen vorn links und rechts und hinten links und rechts zugeordnet sind, zu Vierkanalsignalen, gekennzeichnet durch erste Einrichtungen, die auf die Phasenbeziehung zwischen den vorderen und hinteren Kanälen zur Erzeugung von ersten und zweiten Steuersignalen ansprechen, wobei deren Größen in entgegengesetzten Richtungen variieren; durch zweite Einrichtungen zum Erzeugen eines Differenzsignals der ersten und zweiten Kanalsignale; durch dritte Einrichtungen, die auf das erste Steuersignal zum Variieren der Amplitude, des Ausgangssignals von den zweiten Einrichtungen ansprechen; durch vierte Einrichtungen zum Erzeugen eines Summensignals der ersten und zweiten Kanalsignale; durch fünfte Einrichtungen, die auf das zweite Steuersignal zum Ändern der Amplitude des Ausgangssignals von den vierten Einrichtungen ansprechen; durch sechste Einrichtungen zum Kombinieren der ersten und zweiten Kanalsignale und des Ausgangssignals von den dritten Einrichtungen mit den gleichen Polaritäten; durch siebte Einrichtungen zum Kombinieren der ersten und zweiten Kanalsignale und des Ausgangssignals von den dritten Einrichtungen mit einer Beziehung, bei welcher die ersten und zweiten Kanalsignal.e in der Polarität entgegengesetzt zu dem Ausgangssignal aus den dritten Einrichtungen sind; durch achte Einrichtungen zum Kombinieren der ersten und zweiten Kanalsignale und des Ausgangssignals von den fünften Einrichtungen mit einer Beziehung, bei welcher das zweite Kanalsignal in der Polarität entgegengesetzt zu den übrigen zwei Signalen ist; und durch neunte Einrichtungen zum Kombinieren der ersten und zweiten Kanalsignale und des Ausgangssignals aus den fünften Einrichtungen mit einer Beziehung, bei welcher das erste Kanalsignal in der Polarität entgegengesetzt zu den übrigen zwei Signalen ist.

29. Decodierer nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten und fünften Einrichtungen die Amplituden der Eingangssignale dafür in entgegengesetzten Richtungen über einem Bereich von etwa 0 bis 2,414 ändern.