DE2208099A1 - Decodierer fur quadrophomsche Signale - Google Patents

Description

8643 - 71 Ks/Sö

CBS C - 1081

U.S. Serial No: 118 271

Filed: February 24, 1971

Columbia Broadcasting System Inc. Stamford, Connecticut, V. St. A.

Decodierer für quadrophonisehe Signale

Die Erfindung bezieht sich auf Anordnungen, wie sie Gegenstand der U.S.-Patentanmeldung Nr. 40,510 vom 26. Hai 1970 ^, der U.S.Patentanmeldung Nr. 44,196 vom 8. Juni 1970¹^der U.S.-Patentanmeldung Nr. 44,224 vom 8. Juni 1970'^ der U.S.-Patentanmeldung ^iJr. 01 858 vom 19. Oktober 1970%nd der U.S -Patentanmeldung Ur. 112,168 vom 3. 2. 1971%ind, d.h. die Erfindung bezieht sich auf Anordnungen zur Aufnahme und Wiedergabe vier getrennter Informationskanäle über ein Medium, welches nur zwei unabhängige Spuren oder Kanäle aufweist.

Die vorliegende Erfindung betrifft speziell, eine Einrichtung zur Wiedergabe derartiger Informationen und zu ihrer Darstellung über vier Lautsprecher in einer Form, die beim Zuhörer den Eindruck erweckt, als käme der gehörte Klang aus einer entsprechenden Anzahl von getrennten Schallquellen. Gegenstand der Erfindung ist genauer gesagt ein verbesserter Decodierer für vierkanaligen Klang_s

der auch als "quadrophonischer Klang" bezeichnet wird und einem zweispurigen oder zweikanaligen Medium mittels einer Technik aufgeprägt worden ist, ähnlich wie sie in der oben erwähnten U.S.Patentanmeldung Nr. 44,224 beschrieben ist.

Die Aulnahmetechnik geraäss dieser letztgenannten Patentanmeldung basiert auf einer Codierungsweise, bei welcher

¹) entspr. dt. Pat.-Anm. P 21 25 952.9

²) " » " p 21 26 480.2 ⁵) " " » P 21 2b 432.4

⁴) " ·· " P 21 39 098.7

5) it ii ι· üysfcem zur Verschlüsselung und jint-

schlÜHselung quadrophonischer üignale" (bisher ohne Aktenzeichen)

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die vier den vier Tonkanälen zugeordneten Signale(die zweckmässigerweise die Bezeichnungen L~, L, , R„ und R, für "links vorne", "links hinten", "rechts vorne" und "rechts hinten" tragen) durch sechs Allpaß-Phasenschieber geleitet werden und anschließend in bestimmten Verhältnis derart kombiniert werden, daß zwei Signalgemische Lrn und Rn, entstehen. Diese beiden Signalgemische können dann über zwei Leitungen übertragen werden oder sie können mittels eines zweikanaligen Aufzeichnungsmediums wie einer Stereo-Schallplatte zunächst aufgezeichnet und später abgetastet werden. Die übertragenen bzw. abgetasteten Signalgemische können zur Wiedergewinnung vier simulierter Tonkanäle dann einer geeigneten Decodiereinrichtung zugeführt werden, von der eine Ausführungsform in der vorgenannten U.S.-Patentanmeldung Mr. 44,224 beschrieben ist. Aul" die Einzelheiten einer verwendbaren Codiereinrichtung soll an dieser Stelle nicht eingegangen werden, es genügt die Feststellung, daß die einzelnen Komponenten (Vektoren) der beiden Signalgemische L₁A und R_T die Beziehungen zueinander haben, wie sie aus den Vektordiagrammen 10 und 12 in Figur 1 A der Zeichnungen hervorgehen. Die Signalgeraische Lrj, und Rm enthalten jeweils eine dominante Signall^omponente L~ bzw. R- und zwei schwächere Signalkomponenten L, und R , die zueinander um 90° phasenverschoben sind. Dabei eilt im Signalgemisch L-, die Komponente L, der Komponente L~ vor, während im Signalgemisch R_T die Komponente R^ der Komponente R, voreilt. Die Signale L~, L,, R~ und R^ sind gewöhnlich inkohärent, weil sie von verschiedenen Instrumenten- oder Stimmengruppen kommen. Die Vektordiagramme 10 und 12 (sowiedie weiteren im Zuge der Beschreibung später noch behandelten Vektordiagramme)zeigen daher die Phasenbeziehungen von solchen Komponenten der Originalsignale, denen die Frequenz geraeinsam ist und die bei den Originalsignalen in Phase sind.

Es sei noch bemerkt, daß die Signale L_f und R_f gewöhnlich denjenigen Lautsprechern zugeordnet sind, die sich in einem Vorführraum in der linken vorderen bzw. rechten vorderen Ecke

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befinden, während die Signale L^ und R-^ den Lautsprechern zugeordnet sind, die sich in der linken hinteren bzw. der rechten hinteren F.cke des Vorführraums befinden.

Die in der Figur 1 A dargestellten Signalgeraische L^ und Rm werden zu ihrer Decodierung einem Decodierer zugeführt. Die Signalgemische v/erden typischerweise von einem Tonband oder von einer Schallplatte mittels der herkömmlichen Wiedergabetechnik wiedergewonnen und dem Decodierer entweder direkt 'oder nach Ausstrahlung und Empfang über ein zweikanaliges Rundfunksystem zugeführt. Im Decodierer laufen die Signalgemische zunächst durch zugehörige Allpaß-Phasenschieber, welche die Phasenwinkel als Funktion der Frequenz ohne wesentliche Änderung der Signalamplituden um die Werte (f + 90 ) bzw. ( /^! + 0 ) verschieben. Die Klammerausdrücke bedeuten jeweils den Winkel gegen die Frequenzfunktion jedes Phasenschiebers. Der Bezugswinkel "ψ ist willkürlich gewählt, wobei die einzige Bedingung ist, daß er für alle im Decodierer vorhandenen Phasenschieber gleich ist. Obwohl man übereingekommen ist, Phasenverzögerungen einzuführen, können voreilende Phasenverschiebungen ebenso herangezogen v/erden, solange nur die gleiche Übereinkunft für den ganzen Decodierer gilt. Die- beschriebene Phasenverschiebung, die auch beim vorliegenden Decodierer durchgeführt wird, hat zur Folge, daß die an den Ausgangsklemmen A und B der Phasenschieber erscheinenden Vektorkomponenten die in den Vektordiagrammen 14 und 16 dargestellte Lage haben. Di^ in den Diagrammen gezeigten Beträge und gegenseitigen Phasr-iibeZiehungen der Komponenten cind für die verschiedenen Frequenzen jeweils dir gleichen, nur daß sie gegenüber den Vektorgruppen 10 und 12 jeweils insgesamt um den Bp;.ugswinkel 'V verschoben sind, der oine Funktion der Frequenz ist. Um die erfolgten rejLotiven Π 3 ar enver Schiebungen zu kennzeichnen, sind die Symbole dor jr den Diagrammen 14 und 16 gezeigten Vektoren mil. j owe .11 κ ei.uom apostrophähnlichon Strich versehen, und >'■ im ο in Signal in pinem Phasenschieber ein-" Pharvn-

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verschiebung erfährt, wird das entsprechende Symbol in der nachstehenden Beschreibung mit einem weiteren solchen Strich versehen. Die Vektorgruppe 14 enthält somit als dominante Komponente das Signal L,. und ferner Signalkomponenten 0,707 L^ und 0,707 R^, während die Vektorgruppe als dominante Komponente das Signal llj und weiterhin die Komponenten 0,707 R^¹ und 0,707 L^ enthält. Die gegenseitige Lage der Komponenten innerhalb der Vektorgruppen 14 und ist dabei die gleiche wie in den Vektorgruppen 10 bzw. 12. Wegen ihrer um 90 voneinander abweichenden Phasenverschiebungen liegen die Vektorgruppen 14 und 16 phasenmässig so zueinander, daß sich aus ihnen durch lineare Addition und Subtraktion zwei weitere Signale an den Klemmen C und D gewinnen lassen, wie sie durch die Vektorgruppen 18 und 19 dargestellt sind. Das Signal 10 enthält als dominante Komponente das Signal L·¹ , und das Signal 20 enthält als dominante Komponente das Signal R-Λ und beide Signale 1J· und 20 enthalten jeweils die beiden Komponenten 0,707 LJ und 0,707 RJ wobei die relativen Phasenlagen der Komponenten aus der Anordnung der entsprechend bezeichneten Vektoren ersichtlich sind. Es ist zu erkennen, daß mit dem verhältnismässig einfachen Decodierverfahren nach der vorerwähnten Patentanmeldung (welches in der hier beschriebenen Ausführungsform des Decodierers ebenfalls herangezogen wird) vier Signale 14, 16, ti und 20 erzeugt werden, in denen jeweils eines der Originalsignale L,., R~, L· und R-. dominant ist. Diese decodiorten Signaip sind jedoch nicht die "reinen" oder abgesonderten Originalsignale, sondern sie sind jeweils von zwei anderen Signalen überlagert oder "verunreinigt". \Ienn jedoch all ο vier .Kanäle des Originalprogramms I-Iusiktö'ne in harmoniscliev Übereinstimmung enthalten und die vier decodierten Signale über entsprechende in den Ecken eines Vorführraums angeordnete Lautsprecher wiedergegeben werden, dann erfolgt im Kaum eine für das Empfinden des"Zuhöre: ρ ausreichende "V^rmischunr" von Klängen, um bei ihm einen Cccamteindruck r.u erwecken, der dem von den ursprünglichen vier getrennten ι nn;Tl en hervorgerufenen ί und ruck r-ehr "Um—

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lieh ist, sodaß das ursprüngliche vierkanalige Programm glaubhaft simuliert wird.

Es gibt jedoch Fälle, in denen man einen Eindruck noch größerer Unabhängigkeit oder Reinheit der decodierten Signale erwecken möchte. Wenn der Originalton beispielsweise nur in einem oder in zwei Kanälen vorhanden ist, dann ist es wünschenswert, die Verstärkung der ursprünglich inaktiven Kanäle automatisch zu dämpfen und dadurch die Trennung der aktiven Kanäle zu verbessern. Zwei verschiedene logische Steuereinrichtungen zur Verbesserung "des räumlichen Hörens in dieser Richtung sind in den U.S.-Patentanmeldungen Nr. 44,224 und Nr. 81,853 beschrieben. Es ist eine wichtige Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Wirklichkeitstreue einer quadrophonischen Wiedergabe im Vergleich zu den oben beschriebenen Verfahren zu erhöhen und gleichzeitig den erforderlichen Schaltungsaufwand zu vereinfachen.

Kurz zusammengefaßt wird eine Vereinfachung und eine Verringerung der Kosten des Decodierers gemäss einem Merkmal der Erfindung dadurch erreicht, daß man am Eingang des Decodierers zwei Phasenschieberpaare vorsieht, anstelle der zwei Phasenschieber, wie sie bei den Decodierern nach den vorerwähnten Patentanmeldungen verwendet werden, wobei jedes Phasenschieberpaar die Phasen der ihnen angelegten Signale um 90° zueinander verschiebt. Jedes der beiden Eingangs-Signalgemische wird einem gesonderten Phasenschieberpaar parallel zugeführt, sodaß vier Ausgangssignale mit derartigen gegenseitigen Phasenfreziehungen entstehen, daß sich auc ihnen durch geeignete Addition und Subtraktion vier Signale erzeugen lassen, in denen jeweils eine der Informationen für "links vorne", "links hinten", "rechts vorne" und "rechts hinten" vorherrscht und die zueinander eine derartige Phasenlage haben, daß sie ohne weitere Phasenverschiebung den zugeordneten Lautsprechersystemen zugeführt werden können, um eine brauchbare Wiedergabe zu erhalten. Somit wird eine wirksame Decodierung mit nur vier Phasenschiebern erreicht, während man bei den Decodierern mit zwei Phaeenschiebern am Eingang noch vier zusätzliche

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Phasenschieber, also insgesamt 6 Phasenschieber benötigt, um dieselbe günstige relative Phasenlage der den vier Lautsprechern zugeführten Signale zu erhalten.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist eine verbesserte logische Schaltungsanordnung zur Steuerung der Verstärkungsfaktoren der den vier Lautsprechern zugeordneten Verstärker, um die Wirklichkeitstreue der Vierkanal-Simulation zu erhöhen. Hierzu werden erfindungsgemäss vier im Decodierer erzeugte Signale, die den am Ende den Lautsprechern zugeführten Signalen ähnlich sind, getrennt gleichgerichtet, und die resultierenden Spannungssignale werden verglichen und so zugeformt, daß man zwei Verstärkungssteuersignale erhält, die zur Steuerung der Verstärkungsfaktoren der in den ,jeweiligen Lautsprecherkreisen vorhandenen Verstärker herangezogen werden. Eines dieser beiden Signale steuert im Gleichgang die Verstärkungsfaktoren der zu den beiden "vorderen" Lautsprechern gehörenden Verstärker, und das andere Signal steuert im Gleichgang die beiden "hinteren" Lautsprecher. Die relativen Phasen der die unabhängigen Kanäle darstellenden Signale sowie die Eigenart der durch Signalabgleich gewonnenen Steuersignale verbessern gemeinsam die Trennung zwischen den "vorderen" und "hinteren" Tönen, um die Wirklichkeitstreue der Vierkanal-Simulation zu erhöhen.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus nachstehender Beschreibung hervor, mit welcher der Aufbau und die Wirkungsweise der Erfindung an einem Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnungen erläutert wird.

Die Figur 1 A, auf die bereits Bezug genommen wurde, zeigt gemeinsam mit der Figru 1 B das Schaltschema einer Ausführungsform der erfindunfisgemässen Decodiereinrichtung;

Figur 1 C zeigt eine Reihe von Vektordiagrammen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Erfindung;

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Figur 2 zeigt die Steuerkennlinie eines Teils der in Figur 1 dargestellten Schaltung;

die Figuren 3 A und 3 B veranschaulichen durch Kurven die Arbeitsweise der in Figur 1 gezeigten Schaltung;

die Figuren 4 A und 4 B ergeben zusammen das Schaltschema einer anderen Aus führung s form der ""Erfindung.

Der erfindungsgemässe Decodierer gleicht in mancher Hinsicht dem in der vorerwähnten U.S.-Patentanmeldung ITr. 44,244 'beschriebenen Decodierer, von dem wiederum gewisse Einzelheiten in der U.S.-Patentanmeldung 44,196 beschrieben sind. In mancher Hinsicht gleicht der erfindungsgemässe Decodierer auch dem in der U.S.-Patentanmeldung Kr. 81,358 beschriebenen Decodierer. Auf die Offenbarungen dieser Patentanmeldungen wird im folgenden soweit Bezug genommen, wie es für das Verständnis der Wirkungsweise einiger Merkmale des hier beschriebenen Decodierers nötig ist. Die nachstehende Beschreibung ist jedoch vollständig genug, sodaß ein Durchschnittsfachmann die ¥irkungsweise der Erfindung auch ohne Nachlesen in den erwähnten Patentanmeldungen verstehen kann.

Der in den Figuren 1 A und 1 B dargestellte Decodierer hat mit den in den vorerwähnten Patentanmeldungen beschriebenen D-.codierern gemeinsam, daß die Signalgemische Lm und Rm entsprechenden ^ingaiigsklemmen 22 und 24 zugeführt werden, dann von zwei Phasenschiebern 26 und 2ü um 90° zueinander phasenverschoben werden, um an den Klemmen A und B Signale entsprechend den Vektordiagrammen 14 und 16 zu erzeugen, und daß schließlich die Signale 14 und 16 in zwei Summierschaltungen 30 und 32, deren jede eine einfache Widerstandsmatrix sein kann, addiert und subtrahiert v/erden, um an den Klommen C und D Signale zu gewinnen, wie sie mit den Vektordiagrammen 18 und 20 veranschaulicht sind. Die vorliegende Schaltungsanordnung unterscheidet sich jedoch von denjenigen nach den erwähnten Patentanmeldungen darin, daß sie eine

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verbesserte, logische Steuerschaltung enthält, mit der sich eine bessere IJirklichkeitstreue der quadrophonisehen Wiedergabe erreichen läßt.

Erfindungsgemäss werden die Augenblicksamplituden der den vier Lautsprechern zugeführten Signale in einer noch zu beschreibenden Weise von der innerhalb der gestrichelten Umrahmung 34 gezeigten logischen Schaltung derart gesteuert, daß ein Zuhörer die Illusion von vier getrennten Schallquellen hat (natürlich vorausgesetzt, daß vier Quellen vorhanden sind), und daß eine verhältnismäßig gute Trennung der Kanäle erfolgt, wenn in den Eingangs-Signalgemischen Lm und R„ weniger als vier Originalsignale vorhanden sind. Dies erreicht man durch Zuführung der an den Klemmen A, B, C und D erscheinenden und durch die Vektorgruppen 14, 16, 18 und 20 dargestellten Signale zu entsprechenden Gleichrichtern 36, 36, 40 und 42 (vorzugsweise Vollweggleichrichtern) und Glättung der gleichgerichteten Signale in verlust-behafteten Integratoren, die jeweils aus einem Kondensator 44 bzw. 46 bzw. 48 bzw. 50 mit einem parallel geschalteten Widerstand 52 bzw. 54 bzw. 56 bzw. 50 bestehen. Die Abklingzeiten der vier Gleichrichter-Integratoren sind im wesentlichen gleich, ihre Anklingzeit ist verhältnismässig kurz und liege in der Größenordnung von einer Millisekunde, während die Abklingzeit langer, in der Größenordnung von 20 IUlliSekunden, sein sollte. Diese Zeiten sind allerdings innerhalb eines größeren Bereichs wählbar.

In einer Subtrahierschaltung 60, die einfach ein Summierwiderstand oder ein Summierpunkt sein kann, wird die vom Gleichrichter 3β erzeugte Spannung von der vom Gleichrichter 36 erzeugten Spannung subtrahiert. In einer ähnlichen Subtrahierschaltung 62 wird die vom Gleichrichter 42 erzeugte Spannung in ähnlicher V/eise von der vom Gleichriclri er 40 gelieferten Spannung subtrahiert. Die resultierenden ^ gangssignale der Subtrahierschaltungen 60 und 62 werden

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wiederum jeweils durch einen Gleichrichter 64 bzw. 66, der ebenfalls vorzugsweise ein VoILweggleichrichter ist, gleichgerichtet und in einer jeweiligen RC-Schaltung 63 bzw. 70 integriert. Die Anklingzeit dieser im wesentlichen gleichen Schaltungen liegt in der Größenordnung von 10 Millisekunden, während eine Abklingzeit in der Größenordnung von 400 Millisekunden ausreicht. Es ist jedoch durch Versuche nachgewiesen worden, daß man diese Werte innerhalb eines ziemlich großen Bereichs ändern kann, ohne daß sich die Leistungsfähigkeit wesentlich verschlechtert.

Die an den Verbindungspunkten 72 und 74 auftretenden Spannungsverlaufe werden dann in zwei signalformenden Netzwerken 76 und 78 mit jeweils einer logarithmischen Übertragungscharakteristik zugeformt und dann in zueinander vertauschter Weise jeweils zwei Subtrahierschaltungen 80 und 82 zugeführt. Das heißt, der Ausgang deis Netzwerks 76 liegt am Subtrahendeneingang (negative Klemme) der Subtrahierschaltung 80 und am Minuendeneingang (positive Klemme) der Schaltung 82, während der Ausgang des Netzwerks 78 am Subtrahendeneingang der Schaltung 82 und am Minuendeneingang der Schaltung 80 liegt. In manchen Fällen sind die signalformenden Netzwerke 76 und 73 nicht notwendig, sodaß die an den Punkten 72 und 74 auftretenden Spannungen in solchen Fällen direkt in der oben beschriebenen Zuordnung an die Subtrahierschaltungen 80 und 32- gelegt werden können. Andererseits können die signalformenden Netzwerke 76 und 78 auch zwischen die Subtrahierschaltungen 60 bzw. 62 und ihre jeweiligen Gleichrichter 64 und 66 geschaltet werden. Sie sollen dafür sorgen, daß die relativen Amplituden der Steuersignale eine Funktion der Phasenlage und relativen Beträge der Signale L~, L, , R^ und R, bleiben, ungeachtet de· durch sie gebildeten Gesamtamplituden. In allen diesen Fällen liefern die Subtrahierschaltungen 80 und 82 Steuerspannungen E- und E^, deren Eigenart später noch beschrieben wird. Das Signal E~ steuert den Verstärkungsfaktor der Laut-

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Sprecherschaltungen für die "vorderen" Lautsprechersignale, und das Signal E^ steuert den Verstärkungsfaktor der "hinteren" Lautsprecherkreise.

Die an dsn Klemmen A, B, C und D auftretenden Signale, die den ursprünglichen quadrophonisehen Signalen L«, L, , R, und R_f entsprechen, können zwar direkt den jeweiligen Lautsprecherkreisen zugeführt werden, womit der Decodierer und die Steuerschaltung 34 in gewisser Hinsicht zufriedenstellend arbeiten. Es ist jedoch vorzuziehen, die an den Klemmen A, B, C und D auftretenden Signale durch vier weitere Phasenschieber 84, 86, 88 und 90 zu senden, die zusätzliche differentielle Phasenverschiebungen bewirken, sodaß die entstehenden Vektorgruppen 92, 94, 96 und 98 zueinander eine Phasenbeziehung haben, die für ein möglichst unverfälschtes Bild an den benachbarten Lautsprecherpaaren günstiger ist. Jedoch erreicht man auch ohne die Phasenschieber 84 bis 90 eine zufriedenstellende, wenn auch nicht ideale Wiedergabequalität. In einer anderen Ausgestaltung kann man auch die Eingangssignale für den linken vorderen und den rechten vorderen Lautsprecher von den Klemmen A und B abnehmen (d.h. an den Eingängen der Phasenschieber 26 und 28), um bei fehlenden Phasenschiebern 84 bis 90 unverfälschte Phasenbeziehungen an den vorderen Lautsprechern zu erhalten.

Die von den Phasenschiebern 84, 86, 88 und 90 gelieferten Signale gelangen zu den Eingängen der steuerbaren Verstärker 100, 102, 104 und 106, deren Ausgänge die Lautsprecher 108, 110, 112 und 114 beaufschlagen. Diese Lautsprecher befinden sich in der dargestellten Anordnung in entsprechenden Ecken eines Vorführraums 116 und führen phasenverschobene Nachbildungen der Signale L_f, L^, R^ und R_f, die mit den Symbolen L_f", L^", R_b" und R_f" bezeichnet sind.

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Jeder der steuerbaren Verstärker 100 bis 106 hat einen Steuereingang 113 bzw. 120 bzw. 122 bzw. 124, über den durch Anlegen einer Steuerspannung der Verstärkungsfaktor des Verstärkers geändert werden kann. Die steuerbaren Verstärker können aus Vakuumröhren rai't veränderlichem Verstärkungsfaktor oder aus geeigneten Transistoren mit veränderlichem Verstärkungsfaktor oder aus geeigneten Variolosser-Schaltungen bestehen oder durch irgendwelche andei-en bekannten Mittel gebildet werden, mit denen sich ein Verstärkungsfaktor durch eine angelegte Spannung äh-t dern läßt. Aus noch zu erläuternden Gründen wird die von der Subtrahierschaltung 82 gelieferte Steuerspannung E^ parallel den beiden Steuereingängen 118 und 124 der Verstärker 100 und 106 zugeführt um die Verstärkungsfaktoren für die "vorderen" Lautsprecher zu beeinflussen. Das Steuersignal E, gelangt parallel zu den Steuereingängen 120 und 122, um die Verstärkung der Signale für die "hinteren" Lautsprecher zu beeinflussen. Eine für die Verstärker bis 106 brauchbare Beziehung zwischen dem Verstärkungsfaktor und der an den Steuereingang angelegten Spannung ist durch die Kurve 128 in Figur 2 veranschaulicht. Bei diesem Beispiel ist zu erkennen, daß der Verstärkungsfaktor etwa 80 So des Maximums ist, wenn die Steuerspannung Hull ist. Wenn die angelegte Steuerspannung E^ oder E^ stärkt positiv ist, dann erreicht der Verstärkungsfaktor den 100 ^f;o-igen Wert, und wenn die Steuerspannung negativ ist, dann sinkt der Verstärkungsfaktor, bis bei einer Steuerspannung -12 der Verstärker ausgeschaltet wird und das Signal im zugehörigen Lautsprecher verschwindet. Die Schaltung ist so aisgelegt, daß die Steuerspannungen E, und E~ gleich oder nahezu gleich Null sind, wenn kein Eingangssignal vorhanden ist oder wenn alle Signale gleichzeitig mit gleicher Stärke vorhanden sind, sodaß in diesen Fällen alle Lautsprecherkreise eine etwa oO S-'-ige Verstärkung liefern.

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Diese Charakteristik läßt sich ,jedoch innerhalb eines angemessenen Bereichs ändern, und natürlich kann auch die Form der Kurve 128 in gewissen Grenzen geändert werden, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen.

Die steuerbaren Verstärker 100 bis 106 sind mit derart bemessenen Zeitkonstantenschaltungen ausgestattet, daß ein rasches Ansteigen der Steuerspannung und somit ein schnelles Anwachsen des Verstärkungsfaktors möglich ist, daß jedoch andererseits die Steuerspannung nur verhältnismässig langsam absinken kann (gemäß einer langsamen Entladung eines Kondensators), um ein allzuschnelles Absinken oder "Ausschalten" des Verstärkungsfaktors zu verhindern. Es hat sich gezeigt, daß man mit einer einer Anstiegszeit von etwa 0,02 Sekunden und einer Abschaltzeit von etwa 0,8 Sekunden zufriedenstellende Ergebnisse erzielt. Natürlich können auch diese Werte in weiten Grenzen verändert \tferden, ohne den Betrieb der Einrichtung ernsthaft zu beeinträchtigen.

Das Arbeitsprinzip des Decodierers und der logischen Schaltung, wie sie in Figur 1 dargestellt sind, beruht auf der Phasenbeziehung der durch die Vektordiagramme 14, 16, 13 und 20 dargestellten Signale, die zur besseren Veranschaulichung der Wirkung der logischen Schaltung in der Figur 1 C in vergrößertem Maßstab wiedergegeben sind. Wenn beispielsweise an der Klemme A nur ein linkes vorderes Signal L₁-* vorhanden ist, dann erscheint an der Klemme B kein Signal, was man an der Vektorgruppe 16 für "rechts vorne" erkennen kann. Das Signal L J erscheint jedoch in den beiden Voktorgruppen 18 und 20, und zwar jeweils als gleicher Vektor 0,707 L^ . Andererseits erscheint ein in der Vektorgruppe 16 enthaltenes "rechtes vorderes" Signal R-* nicht in der Vektorgruppe 14, aber es erscheint in jeweils gleichem Betrag,jedoch in unterschiedlicher Phasenlage, in den Vektorgruppen 1 < und 20. Menn beide Signale L^ und R ' gleichzeitig vorhanden sind, dann sind s.io, weil es sich bei ihnen

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um verschiedene Töne handelt, an den Klemmen A und B unkorreliert, sie erscheinen jedoch einmal in positiver und einmal in negativer Korrelation an den Klemmen C und D. In ähnlicher ¥eise läßt sich zeigen, daß beim Vorhandensein nur eines oder beider Signale L, ' und R-, "* diase Signale an den Klemmen C und D nicht korreliert sind, während sie jedoch an den Klemmen A und B direkt bzw. invers korreliert sind. Ein wichtiges Merkmal der Erfindung ist die Anwendung eines neuen Prinzips zur Erkennung dieser korrelierten oder unkorrelierten Verhältnisse, ohne daß man hierzu übliche Multiplizier- und Integrierschaltung-en verwenden muß. Die Erkennung des Vorhandenseins oder des Nichtvorhandenseins einer Korrelation geschieht vielmehr durch momentanen Vergleich der Wellenformen der Signale, wie sie im Decodierer erscheinen.

Anhand der Figur 1 C sei der Fall betrachtet, daß nur ein linkes vorderes Signal L- vorhanden ist, welches nach Durchlaufen des Phasenschiebers 26 als Vektor LJ erscheint, der als kräftig ausgezogener Pfeil gezeichnet ist. Nach seiner Gleichrichtung mittels des Gleichrichters 36 erzeugt dieses Signal eine Spannung, die der positiven Klemme der Subtrahierschaltung 60 angelegt· wird. Da an der Klemme B kein Signal erscheint, wird auch vom Gleichrichter 38 keine Spannung erzeugt, und somit erscheint am Ausgang der Subtrahier schaltung 60 ein lediglich vom Signal L_f* abhängiger Strom, der sein-rseits am Punkt 72 der Integriertschaltung 6<, eine Spannung erzeugt.

In den Vektorgruppen 1ü und 20 hat das jeweils mit einem kräftig ausgezogenen Pfeil dargestellte Signal 0,707 LJ dieselbe Phase und denselben Betrag. Die von diesen beiden Signalen herrührenden Spannungen an den Ausgängen der Vollweggleichrichter· 40 und 42 sind somit im Betrag und ihrer Wellenform einander gleich, sodaß ihre Subtrah-ierung in

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der Schaltung 62 einen Nullstrom und daher eine Nullspannung am Punkt 74 zur Folge hat. Nachdem die an den Punkten 72 und 74 auftretenden Signale in dem jeweiligen wellenformenden Netzwerk 76 bzw. 78 zugeformt worden sind und anschließend in den Subtrahierschaltungen 80 bzw. 82 subtrahiert worden sind, erscheint am Ausgang der Subtrahierschaltung QO eine negative Spannung E^. Diese Spannung wird in Steuereingängen 120 und 122 der Verstärker 102 und 104 parallel zugeführt, sodaß diese Verstärker, welche die "hinteren" Lautsprecher 110 und 112 beaufschlagen, teilweise oder ganz abgeschaltet werden, während gleichzeitig die die "vorderen" Lautsprecher 108 und 114 speisenden Verstärker 100 und 106 mit voller Verstärkung arbeiten. Das Signal LJ kommt daher hauptsächlich aus dem Lautsprecher 108.

In ähnlicher Weise kann nachgewiesen werden, daß bei alleinigem Vorhandensein des Signals R^ , welches in der Vektorgruppe 16 mit einem kräftigen gestrichelten Pfeil bezeichnet ist, nur zwei andere Vektoren in der Einrichtung erscheinen, nämlich der Vektor 0,707 R_f an der Klemme C und ein entsprechender Vektor 0,707 Rj an der Klemme D in der entgegengesetzten Richtung. Für diesen Fall ist der Ausgang des Gleichrichters 36 Null, während das Ausgangssignal des Gleichrichters 38 einen Maximalwert entsprechend dem Vektor RJ hat. Die Subtraktion dieser beiden Signale in der Subtrahierschaltung 60 erzeugt einen in die Subtrahierschaltung fließenden Strom, da jedoch der Gleichrichter 64 ein Vollweggleichrichter ist, ist die am Punkt 72 auftretende Spannung positiv wie zuvor. Anhand der Vektorgruppen 18 und 20 ist zu erkennen, daß die Vektoren 0,707 R^ an den Klemmen C und D entgegengesetzt gerichtet sind. Weil jedoch die Gleichrichter 40 und 42 Vollweggleichrichter sind, haben die an ihren Ausgängen erzeugten Spannungen dieselbe Polarität und sind nahezu identisch. Dies macht die Figur 3 deutlich, wo als Beispiel die Verhältnisse für einen Impuls dargestellt sind, der als Bestand-

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teil des Signals R^¹ zugeführt wird und in Form von zwei Signalen entgegengesetzter Phase an den Klemmen C und D erscheint. Das an der Klemme C erscheinende positiv gerichtete Signal ist in Figur 3 A als abklingende Sinuswelle 130 dargestellt. Bei der Gleichrichtung werden die Teile der Welle unterhalb der Zeitachse umgekehrt und erscheinen oberhalb der Zeitachse, wie es mit den gestrichelten Kurvenstücken dargestellt ist. Nach Glättung in der aus dem Kondensator 43 und dem Widerstand 56 bestehenden Integrierschaltung hat die resultierende Spannung eine Form, die in den kräftig gestrichelten Linien dargestellt und mit e^₀ bezeichnet ist. Gemäß der Figur 3 B hat der ursprüngliche Impuls an der Klemme D die gleiche Amplitude wie der entsprechende in Figur 3 A gezeigte Impuls, jedoch entgegengesetzte Phase. Auch hier erscheint nach Vollweggleichrichtung und Glättung durch den Kondensator 50 und den Widerstand 53 am Ausgang des Gleichrichters 42 eine Spannung, welche den gleichen Betrag und das gleiche Vorzeichen wie die Spannung am Ausgang des Gleichrichters 40 hat. Die Subtraktion der einen Spannung von der anderen in der Subtrahier schaltung ξ>2. ergibt einen Nullwert am Ausgang und somit, wie im vorangegangenen Fall, eine Nullspannung am Punkt 74. Wenn also entweder ein Signal L_f' oder ein Signal R_f' allein wirkt, dann erscheint eine positive Spannung am Punkt 72 und eine Nullspannung am Punkt 74, wodurch die vorderen Lautsprecher 105 und 114 eingeschaltet und die hinteren Lautsprecher 110 und 112 abgeschaltet werden.

Wenn beide Signale L-,¹ und R,,¹ vorhanden sind, fallen ihre augenblicklichen Spitzenwerte als Funktion der Zeit nicht zusammen, denn die beiden Signale sind inkohärent, selbst wenn sie harmonisch zusammenpassen. Daher fließt nach ihrer Gleichrichtung mittels der Gleichrichter 36 und 3^ und der Subtraktion mittels der Subtrahierschaltung 60 ein Reststrom

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durch den Gleichrichter 64, der eine Rest spannung air Punkt 72 zur Folge hat. Andererseits sind die von den Gleichrichtern 40 und 42 erzeugten Spannungen nach wie vor, wie es oben beschrieben wurde, sodaß die Gesamtausgangsspannung am Punkt 74 Null ist. Dies bedeutet, daß selbst dann, wenn der Schaltung gleichzeitig zwei getrennte und verschiedene Signale L_f' und R ' zugeführt werden, nur die "vorderen" Lautsprecher mit erhöhter Verstärkung betrieben werden, während die "hinteren" Lautsprecher gedämpft sind.

Die Verhältnisse sind genau umgekehrt, wenn entweder nur eines oder beide der Signale L, ' und R^¹ dem Decodierer zugeführt werden. In diesem Fall entsteht am Punkt 74 eine Steuerspannung und am Punkt 72 eine Nullspannung, was ein negatives Steuersignal E- und ein positives Steuersignal E, zur Folge hat. Hierdurch werden die hinteren Lautsprecher 110 und 112 "aufgedreht" und die vorderen Lautsprecher 108 und 114 "zurückgedreht". Daraus folgt, daß mit dem Erscheinen und Verschwinden der verschiedenen Signale die zugehörigen steuerbaren ^verstärker eingeschaltet bzw. ausgeschaltet werden.

Die Figuren 4 A und 4 B zeigen in schematischer Darstellung eine andere Ausführungsform der Decodiermatrix, bei welcher ein vereinfachter Schaltungsaufbau nicht zu einer Verschlechterung der Qualität führt. Ausserdem ist bei dieser Ausführungsform die gerade beschriebene logische Schaltung anders ausgeführt. Es sei daran erinnert, daß es bei der Schaltung nach Figur 1 zum Zwecke der Decodierung notwendig ist, zunächst mittels der Phasenschieber 26 und eine relative Phasenverschiebung von 90° einzuführen, um die Signale L.,' und R-¹ um 90° zueinander zu versetzen. Diese Phasenbeziehung ist an sich nicht ungünstig, ausgenommen für den Fall, daß die beiden genannten Vektoren ein gemeinsames "mittleres" Signal enthalten. Um im Zwi-

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schenraum zwischen den beiden vorderen Lautsprechern ein virtuelles Bild dieses mittleren Signals herzustellen, ist es vrünschenswert, die beiden vorderen Signale in Phase zu halten. Dies läßt sich durch verschiedene Kunstgriffe erreichen, von denen einer bei der Anordnung nach Figur 1 angewandt wurde, indem man die vier zusätzlichen Phasenschieber 84, 86, 88 und 90 einfügte. Wie an früherer Stelle bereits angedeutet, kann man bei einem Decodierer, der nicht unbedingt die höchste Wiedergabequalität bringen muß, die Phasenschieber 84 bis 90 weglassen und statt dessen die beiden vorderen Lautsprecher (d.h. 108 und 114) mit den Klemmen A^!'und B' und nicht mit den Klemmen A und B verbinden, sodaß die beiden vorderen Lautsprecher die vollständigen unveränderten Signal Lm und R~ empfangen, in denen die dominanten Komponenten L^ und R^ die richtige Phasenlage zueinander haben. Wenn man auf diese Weise vorgeht, erscheint jedoch ein der ψ -Funktion entsprechender Phasenv/inkel zv/ischen den beiden vorderen und den beiden hinteren Lautsprechern, wodurch das Klangbild seitlich und hinten in gewissem Maß verwischt wird und unsymmetrisch wird. Dieser letztere Effekt schadet der Qualität des quadrophonischen Klangbildes nicht so wesentlich, als daß er nicht als Kompromiß für die niedrigeren Kosten der Anlage in Kauf genommen werden könnte. Für hochwertige Anlagen, die professionell genutzt werden, ist es jedoch wichtig, daß die Vektorgruppen in der günstigsten Phasenbeziehung zueinander stehen.

Dieses Ziel erreicht man mit einer Ausführungsform des DecodJarers, wie sie in Figur 4 A gezeigt ist. Dieser Decodierer liefert die gleiche relative Phasenbeziehung der den Lautsprechern zugeführten Komponenten, wie sie mit der Ausführungsform nach Figur 1 A erreicht wurde, jedoch werden hierbei zv/ei Phasenschieber eingespart. Das heißt die in Figur 4 A dargestellte Einrichtung benötigt nur 4 anstatt 6 Phasenschieber.

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Dem Decodierer nach Figur 4 A werden an seinen Eingangsklemmen 150 und 152 zwei quadrophonische Signalgemische L_T und R₁J, zugeführt, die von einem zweikanaligen Medium abgenommen werden und durch die Vektorgruppen 10 und 12 dargestellt sind. Diese Signale gleichen in jeder Hinsicht den entsprechenden Eingangssignalen des Decodierers nach Figur 1 A. Im Unterschied zu dieser weiter oben behandelten Einrichtung, in welcher zwei Phasenschieber zur richtigen Phaseneinstellung der zwei Signale für die anschließende Behandlung herangezogen wurden, enthält der Decodierer nach Figur 4 A vier solcher Phasenschieber 154, 156, 150 und 160, von denen zwei eine Phasenverschiebung von ( y +0 Grad) und die anderen beiden eine Phasenverschiebung von (V+ 90' Grad) bewirken. Das Signal L„ wird den Phasenschiebern 154 und 156 parallel zugeführt, und das Signal Rm wird den Phasenschiebern 158 und 160 parallel zugeführt. Wegen der relativen Phasenverschiebung von sind die an den Ausgängen der Phasenschieber 153 und 1CO erscheinenden und dem Signal Lm entsprechenden Vektorgruppen 162 und 164 um 90° zueinander versetzt, und in gleicher Weise sind die an den Ausgängen der Phasenschieber 158 und 16O erscheinenden und dem Signal Rm entspre* chenden Vektorgruppen 166 und 168 um 90 zueinander versetzt. Weil sich der Phasenwinkel Ψ im allgemeinen mit der Frequenz ändert, haben die Vektorgruppen 162, 164, und 168 keine feste Winkelbeziehung zu den Vektorgruppen 10 und 12; da jedoch der Bezugsphasenwinkel ψ für alle Phasenschieber der gleiche ist, kann man die gegenseitigen Beziehungen so behandeln, als ob sie fest wären. Es sei daran erinnert, daß die Signale L_f·, L^', R^¹ und R_f' als Signale eines Hörprogramms aus vielen Teilen zusammengesetzt sind, und daher zeigt jede dargestellte Vektorgruppe in sich nur die Phasenbeziehung von Komponenten ein- und derselben Frequenz. Der Decodierer soll ebenso wie dir Schaltung nach Figur 1 A aus den ankommenden Sig-

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nalen Lp und R_rp vier getrennte Signale gewinnen, in denen jeweils eines der Signale L^¹, L^', Rf₃' und R^¹ dominant ist und die über vier zugehörige Lautsprecher 170, 172, 174 und Y⁷G jeweils gesondert wiederzugeben sind. Zu diesen Zweck werden die durch die Vektorgruppen 162 und I6w dargestellten Signale ohne weitere .änderung gesonderten steuerbaren Verstärkern 17£ und 160 zugeführt, deren Ausgänge die Lautsprecher 170 und 176 beaufschlagen. Ein Signal mit der dominanten komponente L, ' erhält man durch Addition eines Teilbetrags von 0,^r/07 des Ausgangssignals des Phasenschiebers 156 mit einem Teilbetrag von 0,707 des Ausgangssignals des Phasenschiebers 160 in einer Summier schaltung 1ö2. Der Ausgang dieser Summierschaltung ist mit der Vektorgruppe 184 dargestellt, in welcher die Komponente L,' vorherrscht und in v/elcher die Komponenten L_f' und R~' ebenfalls vorhanden sind, jedoch mit einem um 3 db niedrigerem Pegel. Dieses Signal wird im steuerbaren Verstärker 186 verstärkt und dem Lautsprecher 172 zugeführt. Ein Signal mit der dominanten Komponente P« ' erhält man durch Addition eines Teilbetrags von 0,707 der beiden Ausgangssignale der Phasenschieber 154 und 153 in der Summierschaltung 138, und das mit der Vektorgruppe 190 dargestellte resultierende Signal wird einem zugehörigen steuerbaren Verstärker 192 zur Speisung des Lautsprechers 174 zugeführt. Die Lautsprecher 170, 172, 174 und 176 führen somit Signale, in deren jedem eine andere Information vorherrschend bzw. dominant ist, d.h. im Lautsprecher 170 überwiegt die Information aus dem linken vorderen Kanal, im Lautsprecher 172 überv/iegt die Information aus dem linken hinteren Signal, im Lautsprecher 174 überv/iegt die Information aus dem rechten hinteren Kanal und im Lautsprecher 176 überwiegt die Information aus dem rechten vorderen Kanal. Ebenso wie bei dem Decodierer nach Figur 1 A ist jedes dieser Lautsprechersignale "verunreinigt""mit Informationen aus zwei anderen Signalen. Da diese zusätzlichen Signale jedoch Teil

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desselben Originalprogramms sind, werden sie nicht als störend empfunden und verbessern sogar häufig die "Geräumigkeit" der Musikvorführung.

Die Vektorgruppen 162, 184, 190 und 168 haben die gleiche gegenseitige Phasenlage wie die entsprechenden Vektorgruppen der Figur 1 A, und diese gewünschte Phasenbeziehung wurde im vorliegenden Fall mit nur vier Phasenschiebern erreicht, während man bei der Einrichtung nach Figur 1 A für das gleiche Ergebnis sechs Phasenschieber benötigt. Der in Figur 4 A gezeigte Decodierer ist daher einfacher und somit billiger. Die aus den vier Phasenschiebern und den beiden Summierschaltungen bestehende:. Anordnung bildet einen brauchbaren Decodierer, mit dem sich über geeignete Verstärker und Lautsprecher das ursprüngliche quadrophonische Programm sehr Wirklichkeitstreu und zufriedenstellend wiedergeben läßt.

Ebenso wie beim Decodierer nach der Figur 1 A kann es zur Vermittlung eines Eindrucks größerer Unabhängigkeit oder "Reinheit" der decodierten Signale wünschenswert sein, eine logische Steuerschaltung vorzusehen, welche die einzelnen dominanten Signale besser hervorhebt. Man kann zu diesem Zweck die logische Steuerschaltung 34 nach Figur 1 B verwenden, oder eine andere Steuereinrichtung heranziehen, die innerhalb des gestrichelten Blocks 200 in Figur 4 B dargestellt ist. Die beiden mit den Vektordiagrammen 168 und 164 dargestellten Ausgangssignale der Phasenschieber 16O und 156 werden gesondert zwei steuerbaren Verstärkern 202 und 204 zugeführt, während Verstärkungsfaktoren im Gleichgang durch Anlegen eines gemeinsamen Steuersignals an die jeweiligen Steuereingänge 206 und 208 geregelt werden. Die Ausgangssignale dieser beiden Verstärker (dargestellt durch die Vektorgruppen 168' und 164') unterscheiden sich zwar in ihrer Amplitude von den Ausgangssignalen

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der Phasenschieber 16O und 156, die gegenseitige Phasenlage ihrer gleichbezeichneten Komponenten ist jedoch gleichgeblieben. Die beiden Vektorgruppen enthalten als dominanten Anteil jeweils ein Signal als L^.¹ bzw. R„' aus dem linken vorderen bzw. rechten vorderen Kanal und zusätzlich jeweils einen Teilbetrag von 0,707 der beiden Signale L^' und R^'.

Durch Addition eine Anteils von 0,707 des Ausgangssignals des Verstärkers 202 und eines Anteils von 0,707 des Ausgangssignals des Verstärkers 204 in einer Summierschaltung 210 entsteht ein neues Signal, welches als dominante Komponente das linke hintere Signal L-' enthält. Ebenso entsteht durch algebraische Addition eines Teilbetrags von 0,707 des Ausgangssignals des Verstärkers 204 und eines Teilsbetrags von -0,707 des Ausgangssignals des Verstärkers 202 in der Summierschaltung 212 ein weiteres Signal, welches als dominante Komponente das Signal R^¹ enthält. Es ist zu erkennen, daß innerhalb der beiden letztgenannten Signale die einzelnen Komponenten dieselbe relative Phasenlage haben wie innerhalb der im Decodierer auftretenden Signale 184 und 190, weswegen sie mit 184' und 190' bezeichnet sind. Was die relativen Amplituden- und Phasenlagen ihrer einzelnen Komponenten anbetrifft, entsprechen die Vektorgruppen 168', 184', 190' und 164' den Vektorgruppen 16, 18, 20 und 14 der Figur 1 A, sodaß die in Verbindung mit Figur 1 B beschriebene auf "Wellenvergleich" beruhende Erkennungsweise auch hier anwendbar ist. Hierzu v/erden die Signale 168' und 164' mit den Gleichrichtern 214 und 216 (vorzugsweise Vollweggleichrichter) gleichgerichtet und anschließend mittels der I.C-Integrierschaltungen 218 und 220 geglättet. Die Ausgangs spannungen an den Klemmen 222 und 224 dieser Integratoren 218 und 220 werden dann in einer Subtrahierschaltung ?.?C voneinander subtrahiert, und das Differenzsignal

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wird in einem Entzerrernetzwerk 228 (mit der abgebildeten Übertragungsfunktion) in eine bestimmte Form gebracht, dann mittels des Vollv/eggleichrichters 230 gleichgerichtet und anschließend in einem Integrator integriert, der aus einem Kondensator 232, einem Widerstand 234 zur Festlegung der Anklingzeit und einem Widerstand 236 zur Festlegung der Abklingzeit besteht. In entsprechender V/eise werden die Signale 184' und 190* mittels der Gleichrichter 240 und 242 vollweg-gleichgerichtet und anschließend in den jeweiligen RC-Schaltungen 244 und 246 integriert. Die an den jeweiligen Ausgangsklemmen 243 und 250 auftretenden Ausgangsspannungen werden in der Subtrahierschaltung 252 voneinander subtrahiert. Das Differenzsignal wird im Entzerrernetzwerk 254, welches die gleiche Übertragungsfunktion wie das Netzwerk 220 hat, zugeformt und begrenzt, dann durch den Gleichrichter 256 vollweggleichgerichtet und in einer Ingetrierschaltung integriert, welche die Widerstände 258 und 260 und den Kondensator 262 enthält. Die Abklingzeiten (Entladezeiten) der Integratoren 218, 220, 224 und 246,die durch das Produkt des jeweiligen Kapazitätswerts mit dem jeweiligen Widerstandswert bestimmt ist, liegen vorzugsweise in der Größenordnung von 20 Millisekunden, wobei dieser Wert jedoch nicht kritisch ist.

Die Ladezeiten der Kondensatoren 232 und 262, die durch die Widerstände 236 bzw. 260 bestimmt sind, liegen vorzugsweise in der Größenordnung von 20 Millisekunden, während die Abklingzeiten, die durch die Widerstände 234 und 258 bestimmt sind, etwa bei 250 Millisekunden liegen. Diese Werte können jedoch ebenfalls innerhalb eines beträchtlichen Bereichs geändert werden, ohne daß sich die Qualität der Einrichtung verschlechtert.

Die an den Klemmen 264 und 266 erscheinenden Ausgangssignale der Integratoren werden in den Subtrahiorschal-

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tungen 2bü und 270 voneinander subtrahiert, -wobei Minuend und Subtrahend jeweils vertauscht sind. An den Ausgängen der beiden Subtrahiersehaltungen 263 und 270 erscheinen die beiden Steuersignale E_f und E^. Das Steuersignal 3^ wird parallel an die Steuereingänge der "beiden Verstärker 17 · und 1SC gelegt und steuert somit die Signale für die vorderen Lautsprecher 170 176, und das Steuersignal E^ wird an die Steuereingänge der beiden Verstärker 1G6 und 192 gelegt und steuert somit die Signalamplitudeii für die hinteren Lautsprecher 172 und 174. Die steuerbaren Verstärker sind ähnlich ausgelegt wie die in Verbindung mit Figur 1 A beschriebenen Verstärker und haben eine der Figur 2 ähnliche Verstärkungssteuerkennlinie. Natürlich ist dies nur ein Beispiel unter mehreren möglichen Ausführungsformen. Wie bei der Einrichtung nach Figur 1 ist die Verstärkungssteuerfunktion so, daß der Verstärkungsfaktor auf eine sich positiv ändernde Steuerspannung hin relativ schnell anwachsen kann (z.B. in etwa 20 Millisekunden) , jedoch bei abnehmender Steuerspannung langsam absinkt (z.B. in etwa 800 Millisekunden). Ebenso wie die anderen Zeitfunktionen können auch diese Werte beträchtlich schwanken, ohne daß das Arbeitsprinzip darunter leidet, ihre Einstellung erfolgt im wesentlichen nach dem Geschmack des durchschnittlichen Zuhörers.

Es ist günstig, die St euer spannungen E~ und E-, innerhalb der in Figur 2 angegebenen Grenzen zu halten, nämlich zwischen dem Wert ~E_ für die Ausschaltung der Verstärkung und dem Wert E für maximale Verstärkung, weil Steuerspannungen ausserhalb dieser Grenzen wenig sinnvoll sind. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel erhält man die Amplitude der ,Steuersignale durch Summierung der an den Ausgangsklemmen 222, 224, 248 und 250 erscheinenden Ausgangssignale in einer Summierschaltung 272 und parallele Zuführung dieses Summensignals zu den Steuereingängen 206 und 208 der steuerbaren V rstärker 202 und 204. Hiermit

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werden die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 202 und 204 automatisch so geregelt, daß Amplitudenänderungen der Eingangssignale ausgeglichen werden. Wenn beispielsweise die Amplitude der den Eingangsklemmen 10 und 12 zugeführten Signale L™ und Rm klein ist, dann ist das Summensignal so gerichtet, daß es den Verstärkungsfaktor der Verstärker vergrößert, während bei hohem Eingangspegel der Verstärkungsfaktor der Verstärker schnell vermindert wird, sodaß die Summe der an den Klemmen 222, 224, 228 und 250 erscheinenden Signale "relativ konstant gehalten wird.

Die Grenzen der Steuersignale E_f und E, werden ferner durch die signalformenden Netzwerke 228 und 254 festgelegt, deren Übertragungskennlinien experimentell so ausgewählt werden, daß sich die angenehmste Wirkung ergibt. Eine brauchbare Regel für diese Einstellung besagt, daß beim Anlegen eines einzigen Signals L~ an die Eingangsklemmen 150 oder 152 der Verstärkungsfaktor der die vorderen Lautsprecher speisenden Verstärker 173 und 180 maximal und der Verstärkungsfaktor der die hinteren Lautsprecher speisenden Verstärker 186 und 192 gerade eben Null sein soll. Zur Erleichterung dieser Einstellung wird vorzugsweise ein Justierknopf zur Justierung der Übertragungsfunktion der Netzwerke 228 und 254 vorgesehen. Natürlich müssen sich diese Netzwerke nicht unbedingt an den in der Zeichnung angegebenen Orten befinden, sie können statt dessen auch im Zuge der Ausgangsleitungen der Subtrahierschaltungen 268 und 270 liegen.

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Claims (1)

1. fis·

   Patentansprüche

   Decodierer zur Entschlüsselung zweier Signalgemische L_T und R_T mit jeweils einer dominanten Komponente L_£ bzw. R^ und jeweils zwei Subdominanten Komponenten Lj₃ und R-v , wobei die Komponente L. in beiden Signalgemischen im wesentlichen den gleichen Betrag hat und in einem Signalgemisch gegenüber derjenigen im anderen Signalgemisch um einen Phasenwinkel von im wesentlichen 90° voreilt, und wobei die Komponente R, in beiden Signalgemischen im wesentlichen den gleichen Betrag hat und in dem besagten einen Signalgemisch gegenüber derjenigen im besagten anderen Signalgemisch um einen Phasenwinkel von im wesentlichen 90° nacheilt, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

   a) mindestens zwei Phasenschieber (26, 28), welche die beiden Signalgemische L™ und Rm um 90° derart zueinander phasenverschieben, daß an ihren Ausgängen ein drittes und ein viertes Signalgemisch (14, 16) erscheint, wobei die Komponenten L, und R^ im einen Signalgemisch zu den entsprechenden Komponenten im anderen Signalgemisch phasengleich oder gegenphasig sind;

   b) Kombinatorschaltungen (30, 32), die aus dem dritten und vierten Signalgemiscli ein fünftes und sechstes Signalgemisch (13, 20) mit jeweils einer dominanten Komponente L-^ bzw. R·^ und jeweils zwei Subdominanten Komponenten L_f und R_f gewinnen, wobei die Komponente L« in diesen beiden Signalgemischen im wesentlichen den gleichen Betrag und dieselbe oder entgegengesetzte Phase hat, und wobei die komponente R^. in den beiden Signalgemischen im wesentlichen den gleichen Betrag

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   und dieselbe oder entgegengesetzte Phase hat;

   c) vier in ihrer Verstärkung steuerbare Verstärker (100, 102, 104, 106), deren erstem ein Signalgemisch mit dominanter Komponente L~ und deren zweitem ein Signalgemisch mit dominanter Komponente .

   R^ und deren drittem ein Signalgemisch mit dominanter Komponente L, und deren vierten ein Signalgemisch mit dominanter Komponente R- zur getrennten Wiedergabe über vier entsprechende Lautsprecher (108, 110, 112, 11A) zuführbar ist;

   d) eine Steuerschaltung (34) zur Erhöhung der Wirklichkeitstreue des über die via* Lautsprecher wiedergegebenen vierkanaligen Klangs mit einer ersten Vergleichseinrichtung (36, 38, 44, 46, 52, 54, 60, 64, 68), die das dritte und das vierte Signalgemisch (14, 16) empfängt und ein kennzeichnendes Signal dafür erzeugt, ob in diesen Signalgemischen Signale von im wesentlichen gleicher Amplitude phasengleich oder gegenphasig enthalten sind, und mit einer zweiten Ver-. gleichseinrichtung (40, 42, 48, 50, 56, 58, 62, 66, 70), die das fünfte und das sechste Signalgemisch (18, 20) empfängt und ein kennzeichnendes Signal dafür erzeugt, ob in diesen Signalgemischen Signale von im wesentlichen gleicher Amplitude phasengleich oder gegenphasig enthalten sind, sowie mit einer Verknüpfungsschaltung (80, 82), welche die kennzeichnenden Signale aus den beiden Vergleichseinrichtungen empfängt und die Verstärkung des ersten und des ersten und zweiten Verstärkers (100, 102) gegenüber der Verstärkung des dritten und vierten Verstärkers (104, 106) erhöht, wenn im dritten und vierten Signalgemisch die Komponenten Lj₃ und R^ fehlen, und die Verstärkung des dritten und vierten Verstärkers gegenüber der Verstärkung des ersten und zweiten Verstärkers erhöht,

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   wenn im fünften und sechsten Signalgemisch die Komponenten L_f und R^ fehlen.

   Decodierer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vergleichseinrichtung einen ersten und zweiten Gleichrichter (36, 3S) zur getrennten . Gleichrichtung des dritten und vierten Signalgemischs (14j 16) enthält, die mit den gleichgerichteten Signalen eine erste Subtrahierschaltung (6o) "beaufschlagen, welche daraus ein erstes Differenzsignal gewinnt, und daß die zweite Vergleichseinrichtung einen dritten und einen vierten Gleichrichter (40, 42) zur getrennten Gleichrichtung des fünften und sechsten Signalgemischs (13, 20) enthält, die mit den gleichgerichteten Signalen eine zweite Subtrahierschaltung (62) beaufschlagen, welche daraus ein zweites Differenzsignal gewinnt.

   3. Decodierer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichter (36, 38, 40, 42) Vollweggleichrichter sind und daß jeder Gleichrichter eine sein Ausgangssignal integrierende Schaltung (44, 52; 46, 54; 48, 56; 50, 58) enthält.

   4. Decodierer nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen fünften und einen sechsten Gleichrichter (64, 66) welche die beiden Differenzsignale getrennt gleichrichten.

   5. Decodierer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet; daß der fünfte und der sechste Gleichrichter (64, 66) jeweils ein Vollweggleichrichter ist und eine sein Ausgangssignal integrierende Schaltung (6S, 70) ent-

   . hält.

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   6. Decodierer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungsschaltung aus z\m± Subtrahierschaltungen (80, 82) besteht, denen die beiden Differenzsignale jeweils vertauscht zuführbar sind und deren jede ein gesondertes Steuersignal (E„, E, ) erzeugt".

   7. Decodierer nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (34) ferner zwei signalformende Netzwerke (76, 78) mit im wesentlichen gleichen Ubertragungsfunktionen enthält, welche die beiden Differenzsignale getrennt zuformen.

   8. Decodierer nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einen fünften und sechsten Gleichrichter (64, 66) zur getrennten Gleichrichtung der beiden zugeformten Differenzsignale.

   9. Decodierer zur Umsetzung zweier Signalgemische L^ und FL, mit jeweils einer dominanten Komponente L~ bzw. R~ und jeweils zwei Subdominanten Komponenten L, und R,, wobei die Komponente L, in beiden Signalgemischen im wesentlichen den gleichen Betrag hat und in einem Signalgemisch gegenüber derjenigen im anderen Signalgemisch um einen Phasenwinkel von im wesentlichen 90° voreilt, und wobei die Komponente R^ in beiden Signalgemischen im wesentlichen den gleichen Betrag hat und in dem besagten einen Signalgemisch gegenüber derjenigen im besagten anderen Signalgemisch um einen Phasenwinkel von im wesentlichen 90° nacheilt, in vier getrennte Ausgangssignale, deren jedes eine andere der Komponenten L_f, R^., L, und R, als dominante Komponente enthält, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

   a) zwei Eingangsschaltungen mit jeweils einem Paar von Allpaß-Phasenschiebern (154, 156; 158, 160),

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   wobei dem einen Phasenschieberpaar das eine Signalgemisch und dem anderen Phasenschieberpaar das andere Signalgemisch parallel zuführbar ist und jedes Phasenschieberpaar daraufhin ein erstes und ein zweites Ausgangssignal (162, 164; 166, 16S) in derartiger Phasenlage liefert, daß die ersten Ausgangssignare (162, 163) die gleiche relative Phasenlage wie die jeweiligen Eingangssignale (10,12) haben und daß die zweiten Ausgangssignale (164, 166) hierzu um im wesentlichen 90° versetzt sind;

   b) eine erste Summierschaltung (132), welche gleiche Teile des ersten Ausgangssignals (168) des einen Phasenschieberpaars (153, 16O) und des zweiten Ausgangssignals (164) des anderen Phasenschieberpaars (154, 156) addiert und daraus ein drittes Signalgemisch (184) gewinnt, in welchem die Komponente L^ dominant ist;

   c) eine zweite Summierschaltung (188), welche gleiche Teile des zweiten Ausgangssignals (166) des einen Phasenschieberpaars und des ersten Ausgangssignals (162) des anderen'Phasenschieberpaars addiert und daraus ein viertes Signalgemisch (190) gewinnt, in welchem die Komponente R^ dominant ist.

   10. Decodierer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein Phasenschieber (154, 160) jedes Phasenschieberpaars die Phase der ihm zugeführten Signale um einen vorgegebenen Bezugswinkel (ψ ) verschiebt und daß der andere Phasenschieber (156, 153) jedes Phasenschieberpaars die Phase der ihm zugeführten Signale um den Bezugswinkel plus 90° verschiebt.

   11. Decodierer zur Umsetzung zweier Signalgemische L_m und

   mit jeweils einer dominanten Komponente L« bzw. R«

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   und jeweils zwei Subdominanten Komponenten L, und R, , wobei die Komponente L^ in beiden Signalgemischen im wesentlichen den gleichen Betrag hat und in einem Signalgemisch gegenüber derjenigen im anderen Signalgemisch um einen Phasenwinkel von im wesentlichen 90° voreilt, und wobei die Komponente R^ in beiden Signalgemischen im wesentlichen den gleichen Betrag hat und in dem besagten einen Signalgemisch gegenüber derjenigen im besagten anderen Signalgemisch um einen Phasenwinkel von im v/esentlichen 90° nacheilt, in vier getrennte Ausgangssignale, deren jedes eine andere der Komponenten L_fi 1"U, L. und R, als dominante Komponente enthält, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

   a) zwei Paare von Allpaß-Phasenschiebern (15'4, 156; 158, 16O) in denen jeweils der erste (154, 16O) die Phase eines ihm zugeführten Signals um einen vorgegebenen Bezugswinkel {ψ ) und jeweils der zweite (156, 15s) die Phase eines ihm zugeführten Signals um den Bezugswinkel plus 90° verschiebt;

   b) Verbindung einer das erste Signalgemisch empfangenden Eingangsklemme (150) mit den Eingängen des ersten Phasenschieberpaars (154, 156);

   c) Verbindung einer das zweite Signalgemisch empfangenden Eingangsklemme (152) mit den Eingängen des zweiten Phasenschieberpaars (158, I60);

   d) eine mit dem Ausgang des zweiten Phasenschiebers (156) des ersten Phasenschieberpaars und mit dem Ausgang des ersten Phasenschiebers (I60) des zweiten Phasenschieberpaars verbundene erste Summier-

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   schaltung (182), die gleiche Teile der ihr zugeführten Signale addiert und ein drittes Signalgemisch erzeugt, in dem die Komponente L dominant ist;

   e) eine mit dem Ausgang des ersten Phasenschiebers (154) des ersten·Phasenschieberpaars und mit dem Ausgang des zweiten'Phasenschiebers (153) des zweiten Phasenschieberpaars verbundene zweite Summierschaltung (186), die gleiche Teile der ihr zugeführten Signale addiert und ein viertes Signalgemisch erzeugt, in dem die Komponente R-^ dominant ist.

   12. Decodierer nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Teile der in den Summierschaltungen (132, 188) addierten Signale Bruchteile vom Wert 0,707 sind.

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