DE2239994B2 - Vorrichtung zur Regelung von Frequenz und Phase eines Oszillators - Google Patents
Vorrichtung zur Regelung von Frequenz und Phase eines OszillatorsInfo
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Description
getrennt unä schwingungsmäßig sich selbst überlassen wird, wodurch bd 5?er»neter Schaltung Regelschwingungen
auftreten, die den Lokaloszillator wieder in den Regelbereich zurückbringen.
Zusammenfassend können die in der Technik bekannten Regelkreise in zwei Gruppen gegliedert
werden: eine Gruppe enthält die Kreise mit5 kleinem
Fangbereich, die dafür allgemein kleine Regelzeiten aufweisen; die andere Gruppe enthält die Kreise,
deren Fangbereich im Asynchronfall erweitert wird, die aber dadurch verhältnismäßig langsam arbeiten
und einen zusätzlichen Aufwand an Schaltmitteln erfordern.
Der begrenzte Fangbereich der Kreise der ersten Gruppe ist zumeist durch die Verwendung eines FiI-ters
verursacht, in dem das einlaufende Signal U1, mit einem apparativ vorgegebenen Kriterium verslichen
wird. Die lange Regelzeit der Kreise der zweiten Gruppe erklärt sich aus dem Zuschalten von zusatzlichen
elektronischen und/oder elektromechanischen Baugruppen mit eigenen, zumeist großen,
Zeitkonstanten.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Frequenz eines Lokaloszillators phasentreu mit der
Frequenz eines Mutteroszillators zu synchronisieren, wobei die Frequenzregelung schnell und über einen
weiten Bereich von Frequenzen z. B. über mehrere Oktaven erfolgen und die Frequenz des Lokaloszillators
vorzugsweise ein Vielfaches der Frequenz des Mutteroszillators betragen soll.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Regelkreis aus einer äußeren
und einer inneren Signalfluß-Schleife besteht, wobei die äußere einen Phasendiskriminator, einen
DifFerenzintegrator, einen spannungsgesteuerten Schwingkreis und einen Frequenzunterseizer enthält
und die innere nur aus dem Differenzintegrator, dem spannungsgesteuerten Schwingkreis und dem Frequenzuntersetzer
besteht, und die Wirkungen dieser Baugruppen aufeinander so abgestimmt sind, daß der
Phasendiskriminator aus dem ursprünglichen Steuersignal Us der Frequenz Fs und dem frequenzuntersetzten
Signal U1 der Frequenz F, des spannungsgesteuerten
Schwingkreises ein Signal U1, bildet, das die Information über die Phasendifferenz der beiden
Signale enthält, der Differenzintegrator mit nachgeschaltetem ÄC-Glied aus dem Signal Ue und dem
der inneren Signalfluß-Schleife entstammenden, ebenfalls mittels eines /?C-Gliedes geglättetem Signal
U1 das Integral der Differenz der beiden
Signale bildet, welches als Signal Ur den spannungsgesteuerten
Schwingkreis steuert, dessen Signal U0 der Frequenz F0 zugleich den Verbraucher und den
Frequenzuntersetzer speist, der das nun um den vorgegebenen Faktor η untersetzte Signal U0 als Signal
U1 der Frequenz F1 sowohl an den Phasendiskriminator
in der äußeren als auch an den Differenzintegrator in der inneren Signalfluß-Schleife
abgibt.
In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel des Erfindungsgegenstandes schematisch dargestellt. Es
zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild der Vorrichtung,
F i g. 2 ein ausführliches Schaltbild der Vorrichtung und
F i g. 3 a, 3 b einige Signalformen.
Im Blockdiagramm gemäß F i g. 1 ist der Signalfluß zwischen den verschiedenen Funktionsgruppen
des Regelkreises dargestellt. Ein Phasendiskriminator 1 vergleicht Frequenz und Phase der Signale Us
und U, mit den respektiven Frequenzen Fs und F1,
und gibt das aus dem Vergleich gebildete Signal Ue
an einem Differenzintegrator 2 weiter. Dieses wird an einem invertierenden Eingang 3 abgenommen, während
das Signal U, einem nichtinvertierenden Eingang 4 zugeleitet wird. Aus der Integration der Differenz
U, — Ue entsteht das Regelsignal Un das einen
ίο spannungsgesteuerten Schwingkreis 5 speist. Die der
anliegenden Spannung U1. entsprechende Frequenz F0
wird in einem Frequenzuntersetzer 6 um den apparativ vorgegebenen Faktor η untersetzt und wird damit
zur Frequenz F, des Signales U1, das den Phasendiskriminator
1 und den Differenzintegrator 2 speist. An Hand des ausführlichen Schaltbildes gemäß
Fig. 2 soll die Wirkungsweise der Schaltung noch genauer geschildert werden:
Die dem Phasendiskriminator 1 zugeführten Signale Us mit der Frequenz Fs und U, mit der Frequenz
F1 sind beide Rechteckpulsfolgen. Diese werden je an einem CR-Glied, bestehend aus einem Kondensator
7 und Widerständen 8, 9 bzw. einem Kondensator 10 und Widerständen 11, 12 differenziert.
Das nun differenzierte Signal Us speist einen Eingang
13 eines NAND-Gliedes 14, das differenzierte Signal U, einen Eingang eines NAND-Gliedes 16. Die
Eingänge 13 und 15 werden statisch auf einer Spannung gehalten, die dem logischen Zustand EINS entspricht.
Diese Spannung wird durch Spannungsteiler geliefert, die aus den Widerständen 8 und 9 bzw. 11
und 12 gebildet sind. Durch die wechselseitige Rückkopplung der NAND-Glieder 14, 16 entsteht ein bistabiles
Schaltelement, dessen Ausgang 17 wechselweise die den logischen Zuständen EINS und NULL
entsprechenden Spannungen abgibt, derart, daß eine Zustandsänderung nur dann eintritt, wenn auf eine
abfallende Flanke des Signales Us eine solche des
Signales U1 folgt und auf diese wieder eine des Signales
Us; folgen zwei abfallende Flanken desselben
Signales aufeinander, ohne daß eine des anderen erscheint, so bleibt der logische Zustand des Ausganges
17 erhalten. Das vom Ausgang 17 abgegebene Signal U1, ist also wiederum ein Rechteckpulszug, der
nun mit der Zeitkonstanten des aus einem Widerstand 18 und einem Kondensator 19 gebildeten RC-Gliedes
gemittelt wird. Durch ein identisch dimensioniertes, aus einem Widerstand 20 und einem Kondensator
21 bestehendes RC-GUed wird auch das Signal U1 gemittelt, das auf Grund seiner Entstehungsgeschichte
ein symmetrischer Rechteckpulszug ist, dergestalt, daß U1 im regelmäßigen Wechsel die logischen
Zustände EINS und NULL darstellt. Das mittels eines ftC-Gliedes geglättete Signal Ue speist
den invertierenden Eingang 3 eines Operationsverstärkers 22, das ebenfalls mittels eines RC-Gliedes
geglättete Signal U1 den nichtinvertierenden Eingang
4. Durch die Gegenkopplung über den Kondensator 19 wirkt der Operationsverstärker als echter
Integrator. Sein Ausgangssignal Ur beeinflußt über
einen Widerstand 24, zu welchem ein Kondensator 25 parallel geschaltet ist und die Widerstände 23 und 33,
wobei die Widerstände 24, 23, 32 einen Spannungsteiler bilden, die Spannung an einem Schaltpunkt 26.
Diese bestimmt die Entladezeit eines Kondensators 27 und damit die Frequenz F0 des spannungsgesteuerten
Schwingkreises 5. Letzterer besteht aus drei in Serie angeordneten Umkehrschaltungen 28, 29. 30.
einer Diode 31 und dem Kondensator 27. Befindet zwar in F i g. 3 a für den Synchronzustand und in
sich der Ausgang der Umkehrschaltung 28 auf der F i g. 3 b für den Asynchronzustand zwischen Us und
Sp .ing, die der logischen NULL entspricht, so U1. Es wurde die vereinfachende Annahme gemacht,
würde am Ausgang der Umkehrschaltung 29 das daß VSIV, = const., d. h., daß der Kreis offen ist und
Signal EINS liegen, wenn nicht der Ladestrom des 5 keine Regelung stattfindet.
Kondensators 27 der Umkehrschaltung 29 über eine In F i g. 3 a sind auf derselben Zeitachse ein Signal
große Ausgangsimpedanz und die in Durchlaßrich- 40 als Beispiel für Us und ein Signal 42 als Beispiel
tung betriebene Diode 31 entnommen werden müßte. für U1 dargestellt. Die Signale 41, 43 sind die mittels
Die Eingangsspannung der Umkehrschaltung 30 der ÄC-Glieder differenzierten Signale i/s40 und
steigt also nur langsam an, bed ngt durch die Zeit- io [7,42. Ein Zustandwechsel des Signales Ue, das als
konstante, die im wesentlichen aus der Kapazität des Signalform 44 dargestellt ist, findet dann statt, wenn
Kondensators 27 und der Ausgangsimpedanz der entweder Signal 41 oder Signal 43 eine von EINS auf
Umkehrschaltung 29 gebildet ist. Hat die erwähnte NULL gehende Spitze aufweisen, so daß sich der Zu-
Eingangsspannung der Umkehrschaltung 30 den stand des Signales 44 nur dann ändert, wenn die
Schwellwert erreicht, so kippt die Umkehrschaltung 15 Spitzen der Signale 41 und 43 im Wechsel erfolgen.
30, so daß ihr Ausgang nun auf NULL steht, was Ein Analogsignal 45 zeigt den Spannungsverlauf am
den Ausgang der Umkehrschaltung 28 auf EINS invertierenden Eingang 3 des Differenzintegrators 2,
springen läßt. Der Kondensator 27 wirkt nun als Kop- also das mittels /?C-Glied geglättete Signal t/,,44. Ein
pelung und beschleunigt das Kippen der Umkehr- Analogsignal 46 ist das mittels RC-Glied geglättete
schaltung 30. Die Diode 31 verhindert in diesem 20 Signal 42, daß den nichtinvertierenden Eingang 4 des
Spannungszustand das Abfließen der Kondensator- Differenzintegrators 2 speist. Aus der Konstruktion
ladung in die Umkehrschaltung 29. Der Zustand des des Phasendiskriminators 1 ergibt sich, daß im Syn-
Kreises ist stabil, bis über den Widerstand 32 ge- chronfall, der in F i g. 3 a dargestellt ist, die Signale
nügend Ladung abgeflossen ist, um die Eingangs- U1 42 und Uc 44 synchron und phasengleich sind, des-
spannung der Umkehrschaltung 30 unter den Schwell- 25 halb sind auch die Signale 45 und 46 identisch. Inte-
wert absinken zu lassen. Ist dieser Punkt erreicht, gration der Differenz der Signale 45 und 46 ergibt
so kippte die Umkehrschaltung 30, und der beschrie- eine Konstante, die in einem Signal 47 dargestellt ist.
bene Zyklus beginnt von neuem. Es ist deutlich sichtbar, daß im Synchronfall keine
Während die Ladezeit des Kondensators 27 prak- irgendwie geartete Amplituden- oder Frequenzmotisch
konstant ist, hängt die Entladezeit von der Span- 30 dulation des spannungsgesteuerten Schwingkreises 5
nung des Schaltpunktes 26 ab, die ja mit der Ein- durch die Signale U1 42 oder Ue 44 eintritt,
gangsspannung der Umkehrschaltung 30 identisch ist. In Fi g. 3b sind Signale 60, 61, 62, 63, 64, 65, 66, Für hohe Werte von U1. ist auch die Spannung am 67 dargestellt, die den Signalen 40, 41, 42, 43, 44, 45, Schaltpunkt 26 hoch, die Entladezeit des Kondensa- 46, 47 des Synchronfalles von Fig. 3a entsprechen, tors 27 also groß, die Frequenz F0 damit klein; für 35 Vereinfachend, um die Wirkungsweise des Differenzkleinere Werte von Ur die Frequenz F0 demnach integrators 2 zu illustrieren, wurde das Verhältnis groß. Das Ausgangssignal der Umkehrschalrung 30 Fs/F,=const, angenommen. Deutlich sichtbar ist die wird durch eine Umkehrschalrung 33 von Rückwir- Niveauverschiebung des Signales 65, das das mittels kungen nachgeschalteter Verbraucher (zum Teil nicht ÄC-Glied geglättete Signal Ue 64 darstellt. Diese gezeichnet) geschützt und vom Frequenzunter- 40 Niveauverschiebung ist jedoch als »virtuell« zu besetzer 6 und den (nicht gezeichneten) Verbrauchern trachten, da sie über den Kondensator 19 kompenals Signal U0 der Frequenz F0 übernommen. Im Fre- siert wird bis auf einen kleinen Rest, der durch das quenzuntersetzer 6, der in diesem Ausfiihrungsbei- durch die Verstärkung des Operationsverstärkers dispiel aus drei in Serie geschalteten, bistabilen Schalt- vidierte Signal U1. geliefert wird. Ein Signal 67 zeigt elementen 34, 35, 36 besteht, wird die Frequenz F0 45 den Spannungsverlauf am Ausgang des Differenzum einen apparativ vorgegebenen Faktor η unter- integrators 2. Weichen Frequenz und Phase der setzt. Hier ist der Faktor η durch die Zahl dieser Signale 60 und 62 voneinander ab, so führt dies zu Schaltelemente bestimmt: η = 2s = 8. Die Fre- einer Verschiebung des Gleichspannungsniveaus am quenz F1 ist um den Faktor 8 kleiner als F0 und speist Ausgang des Differenzintegrators 2 und damit auch nun den Phasendiskriminator 1 in der äußeren 50 am Schaltpunkt 26, womit die Frequenz F1, des span-Schleife und den Differenzintegrator 2 in der inneren nungsgesteuerten Schwingkreises 5 in gegenläufigem Schleife des Regelkreises. Sinne beeinflußt wird. Diese Beeinflussung wurde, dei
gangsspannung der Umkehrschaltung 30 identisch ist. In Fi g. 3b sind Signale 60, 61, 62, 63, 64, 65, 66, Für hohe Werte von U1. ist auch die Spannung am 67 dargestellt, die den Signalen 40, 41, 42, 43, 44, 45, Schaltpunkt 26 hoch, die Entladezeit des Kondensa- 46, 47 des Synchronfalles von Fig. 3a entsprechen, tors 27 also groß, die Frequenz F0 damit klein; für 35 Vereinfachend, um die Wirkungsweise des Differenzkleinere Werte von Ur die Frequenz F0 demnach integrators 2 zu illustrieren, wurde das Verhältnis groß. Das Ausgangssignal der Umkehrschalrung 30 Fs/F,=const, angenommen. Deutlich sichtbar ist die wird durch eine Umkehrschalrung 33 von Rückwir- Niveauverschiebung des Signales 65, das das mittels kungen nachgeschalteter Verbraucher (zum Teil nicht ÄC-Glied geglättete Signal Ue 64 darstellt. Diese gezeichnet) geschützt und vom Frequenzunter- 40 Niveauverschiebung ist jedoch als »virtuell« zu besetzer 6 und den (nicht gezeichneten) Verbrauchern trachten, da sie über den Kondensator 19 kompenals Signal U0 der Frequenz F0 übernommen. Im Fre- siert wird bis auf einen kleinen Rest, der durch das quenzuntersetzer 6, der in diesem Ausfiihrungsbei- durch die Verstärkung des Operationsverstärkers dispiel aus drei in Serie geschalteten, bistabilen Schalt- vidierte Signal U1. geliefert wird. Ein Signal 67 zeigt elementen 34, 35, 36 besteht, wird die Frequenz F0 45 den Spannungsverlauf am Ausgang des Differenzum einen apparativ vorgegebenen Faktor η unter- integrators 2. Weichen Frequenz und Phase der setzt. Hier ist der Faktor η durch die Zahl dieser Signale 60 und 62 voneinander ab, so führt dies zu Schaltelemente bestimmt: η = 2s = 8. Die Fre- einer Verschiebung des Gleichspannungsniveaus am quenz F1 ist um den Faktor 8 kleiner als F0 und speist Ausgang des Differenzintegrators 2 und damit auch nun den Phasendiskriminator 1 in der äußeren 50 am Schaltpunkt 26, womit die Frequenz F1, des span-Schleife und den Differenzintegrator 2 in der inneren nungsgesteuerten Schwingkreises 5 in gegenläufigem Schleife des Regelkreises. Sinne beeinflußt wird. Diese Beeinflussung wurde, dei
In F i g. 3 sind einige Signalformen dargestellt, und besseren Klarheit wegen, hier außer acht gelassen.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Vorrichtung zur Regelung von Frequenz und Phase eines Oszillators, dadurch gekennz
e i c h η e t, daß der Regelkreis aus einer äußeren und einer inneren Signalfluß-Schleife besteht, wobei
die äußere einen Phasendiskriminator (1), einen Differenzintegrator (2), einen spannungsgesteuerten
Schwingkreis (5) und einen Frequenzuntersetzer (6) enthält und die innere nur aus dem
Differenzintegrator (2), dem spannungsgesteuerten Schwingkreis (5) und dem Frequenzuntersetzer
(6) besteht, und die Wirkungen dieser Baugruppen aufeinander so abgestimmt sind, daß der
Phasendiskriminator (1) aus dem ursprünglichen Steuersignal U, der Frequenz F5 und dem frequenzuntersetzten
Signal U1 der Frequenz F, des
spannungsgesteuerten Schwingkreises (5) ein Signal Uc bildet, das die Information über die ao
Phasendifferenz der beiden Signale enthält, der Differenzintegrator (2) mit nachgeschaltetem RC-Glied
aus dem Signal Ue und dem der inneren Signalfluß-Schleife entstammenden, ebenfalls mittels
eines ÄC-Gliedes geglätteten Signal U1 das
Integral der Differenz dieser beiden Signale bildet, welches als Signal U1. den spannungsgesteuerten
Schwingkreis (5) steuert, dessen Signal U0 der Frequenz F0 zugleich den Verbraucher und den
Frequenzuntersetzer (6) speist, der das nun um den vorgegebenen Faktor η untersetzte Signal U0
als Signal U, der Frequenz Ft sowohl an den Phasendiskriminator
(1) in der äußeren als auch an den Differenzintegrator (Z) in der inneren Signal-Muß-Schleife
abgibt. '
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator (1)
aus zwei NAND-Gliedern besteht, von denen je ein Eingang durch je einen Spannungsteiler auf
dem der logischen EINS entsprechenden Spannungswert gehalten wird und jeder andere Eingang
mit dem Ausgang des anderen NAND-Gliedes galvanisch verbunden ist, daß die kapazitiv
an die beiden Eingänge gekoppelten Signalquellen von Rechteckpulsen den Ausgang des Phasendiskriminator
(1), der identisch ist mit dem Ausgang eines der NAND-Glieder, im Takte der abfallenden
Flanken ihrer Rechteckpulse, die durch die kapazitive Kopplung differenziert werden,
vom einen logischen Zustand in den anderen bringen, dergestalt, daß ein Zustandswechsel nur
dann stattfindet, wenn eine abfallende Flanke am einen Eingang durch eine solche am anderen gefolgt
wird.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzintegrator (2) aus
einem Operationsverstärker mit einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingang
besteht, die beiden Eingänge mit gleichdimensionierten KC-Gliedern so beschaltet sind, daß der
Kondensator am invertierenden Eingang diesen mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbindet,
während der nichtinvertierende Eingang über seinen Kondensator an Erde gekoppelt ist
und die Signale den Eingängen über die Widerstände zugeführt werden.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Regelung von Frequenz und Phase
eines Oszillators, vorzugsweise über em weites Gebiet von Frequenzen. Solche Vorrichtungen dienen
z.B. dazu, eine Steuerfrequenz mit einem vorgegebenen Faktor zu vervielfachen und dieses Frequenzvielfache
nach möglichst kurzer Regelzeit in einer vorgegebenen konstanten Phasenbeziehung zur
Steuerfrequenz zu halten. Schaltungsanordnungen zur Regelung eines Schwingkreises auf eine Steuerfrequenz
Fs sind bekannt. Grundsätzlich bestehen
sie zumeist aus folgenden Baugruppen, die in einer geschlossenen Schleife angeordnet sind: einem
Schwingkreis, einem Phasendiskriminator, einem FiI-ter
und, wenn die Steuerfrequenz vervielfacht werden soll, einem Frequenzteiler. Der Schwingkreis auch
Lokaloszillator genannt, dessen Frequenz und Phase geregelt werden sollen, speist mit seinem Ausgangssignal
U0 einerseits den Verbraucher, andererseits den Phasendiskriminator, der als zweites Eingangssienal
das Steuersignal Us erhält, das von einem außerhalb des Regelkreises liegenden Mutteroszillator
erzeugt ist. Ist beabsichtigt, nicht die Frequenz des Mutteroszillators selbst, sondern ein Vielfaches
davon an den Verbraucher weiterzugeben, so wird zwischen Lokaloszillator und Phasendiskriminator
ein Frequenzteiler geschaltet, der die Oszillatorfrcquenz um den gewünschten Faktor untersetzt. Im
Phasendiskriminator wird aus der Phasendifferenz der Signale Us und U0 als wesentlichen Bestimmungsgroßen
ein Fehlersignal Ue erzeugt. Dieses speisi
einen Filter, der als Hoch- oder Tief- oder Bandpaßfilter ausgebildet sein kann, und zwar je nach dem
Anwendungsziel des Regelkreises.
Als Funktion der Durchlaßcharakteristik des FiI-ters
erzeugt dieser ein Regelsignal Un das dem Lokaloszillator zugeleitet wird, der als spannungsgesteuerter
Schwingkreis ausgebildet ist, und dessen Frequenz so lange verändert, bis das Signal U1. vom
Phasendiskriminator den Wert erreicht, der dem Gleichlauf von Mutter- und Lokalos.ulator entspricht
oder, im Falle, daß der spannungsgesteuerte Schwingkreis auf einem Frequenzvielfachen von Fs
schwingen soll, der Vervielfachungsfaktor η exakt er füllt ist.
Bedingt entweder durch die Konstruktion des Phasendiskriminators, des Filters oder des spannungsgesteuerten
Schwingkreises oder durch zwei oder alle drei dieser Baugruppen, ist der Frequenzbereich,
innerhalb dessen Regelung eintritt — der sogenannte Fangbereich des Kreises —, verhältnismäßig
schmal. Dies ist in vielen Fällen jedoch kein Nachteil, solange die Steuerfrequenz Fs nur geringe Schwankungen
erleidet. Ist jedoch der Frequenzbereich entweder des Mutteroszillators oder des spannungsgesteuerten
Schwingkreises über ein breites Gebiet veränderlich, so genügen die erwähnten technischen
Mittel im allgemeinen nicht mehr, um den Lokaloszillator auf die Frequenz des Mutteroszillators zu
synchronisieren. In der Technik sind Mittel bekannt, die es gestatten, den Fangbereich künstlich zu erweitern,
sei es dadurch, daß bei Außertrittgeraten der beiden Oszillatoren der spannungsgesteuerte Schwingkreis
von einem elektronischen oder elektromechanischen Suchgenerator, bis sich seine Frequenz wieder
im natürlichen Fangbereich des Regelkreises befindet, gesteuert wird, oder sei es dadurch, daß dieser
spannungsgesteuerte Schwingkreis vom Regelsignal U1
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Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3895365A (en) * | 1974-06-14 | 1975-07-15 | Lockheed Electronics Co | Shaft position encoder apparatus |
US4075577A (en) * | 1974-12-30 | 1978-02-21 | International Business Machines Corporation | Analog-to-digital conversion apparatus |
US3983506A (en) * | 1975-07-11 | 1976-09-28 | International Business Machines Corporation | Acquisition process in a phase-locked-loop by gated means |
US4023116A (en) * | 1976-07-08 | 1977-05-10 | Fairchild Camera And Instrument Corporation | Phase-locked loop frequency synthesizer |
US4092604A (en) * | 1976-12-17 | 1978-05-30 | Berney Jean Claude | Apparatus for adjusting the output frequency of a frequency divider |
DE3726224A1 (de) * | 1987-08-07 | 1989-02-16 | Lancier Masch Peter | Verfahren zur stabilisierung der ausgangsfrequenz eines spannungsgesteuerten oszillators sowie oszillator- und sensoreinrichtung, die nach dem verfahren arbeitet |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR1379675A (fr) * | 1963-08-08 | 1964-11-27 | Labo Cent Telecommunicat | Perfectionnements aux oscillateurs verrouillés en phase |
-
1972
- 1972-05-24 CH CH768572A patent/CH539978A/de not_active IP Right Cessation
- 1972-08-04 NL NL7210712A patent/NL7210712A/xx unknown
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- 1972-08-22 CA CA150,005A patent/CA977044A/en not_active Expired
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- 1972-09-11 IT IT29060/72A patent/IT967354B/it active
- 1972-10-06 DD DD166072A patent/DD102251A5/xx unknown
-
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FR2185892A1 (de) | 1974-01-04 |
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