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Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung
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Erfindung beziehtz. B. die erzeugte sägezahnförmige Spannung nach etwaiger Phasenumkehr zum Steuern der den vertikalen
Ablenkstrom für eineFernsehwiedergabelöhre steuerndenEndröhre verwendet wird, beträgt die Frequenz der erzeugten sägezahnförmigen Spannung 50 bis 60 Hz, so dass das aus 12 und 13 bestehende Filter eine Fre- quenz von 50 bis 60 Hz nahezu ungeschwächt hindurchlassen muss.
Ausserdem muss dieses Filter fähig sein, etwaige Spannungsänderungen niedriger Frequenz, beispiels- weise 10 bis 20 Hz, die an der Anode 2 auftreten können nicht hindurchzulassen. Solche Spannungsände- rungen können auftreten, wenn der Oszillator mit Hilfe von Synchronisierimpulsen synchronisiert wird,
Wenn diese Impulse negativen Richtungssinn aufweisen, können sie dem Fanggitter 8 zugeführt werden. Ohne diese Synchronisierimpulse nimmt die Anodenspannung während der Aufladung des Kondensators 3 linear mit der Zeit ab, bis die Knickspannung erreicht ist, wonach die Rücklaufperiode'anfängt, während wel- cher der Kondensator 3 durch den zum Gitter 4 fliessendenstrom über den Widerstand 5 entladen wird.
Die jeweilige Zufuhr eines Synchronisierimpulses vor dem Augenblick, in dem diese Knickspannung erreicht ist, bestimmt den Beginn derRücklaufperiode und somit die Frequenz der erzeugten Sägezahnspannung. In- folgedessen fällt die Anodenspannung im synchronisierten Zustand nicht bis auf die Knickspannung ab, so dass die Amplitude der erzeugten sägezahnförmigenSpannung kleiner als im nichtsynchronisierten Zustand ist. Dies hat beim Übergang aus dem nichtsynchronisierten zum synchronisierten Zustand oder umgekehrt einenSpannungssprung in der mittleren an der Anode auftretenden Spannung zur Folge, der vom Filter 12,
13 nicht weitergeleitet werden darf. Auch andere Störspannungen niedriger Frequenz, z. B. Netzspannungs- stösse, müssen soweit wie möglich von diesem Filter gesperrt werden.
Zur Erfüllung der erwähnten Anforderung--. ist nach der Erfindung das aus dem Kondensator 12 und dem Widerstand 13 bestehende Filter in den eigentlichen Oszillatorkreis eingeschaltet. Zu diesem Zweck bil- den inFig. 2 der Kondensator 12'und der Widerstand 13'einen Teil des Rückkopplungskreises, derinFig. l nur aus dem Kondensator 3 besteht.
Für eine Erklärung dieser Schaltung wild zunächst der Widerstand 13'ausser Betracht gelassen, so dass in diesem Falle der einzige Unterschied gegenüber der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 der ist, dass der Kondensator 3 in zwei Kondensatoren 12''und 3'geteilt ist, über denen eine nahezu sägezahnförmige Spannung erzeugt wird. Wird der Widerstand 13'jedoch mit in die Betrachtung gezogen, so dürfte es ein- leuchten. dass die erzeugte sägezahnförmigeSpannung durch den Einfluss dieses Widerstandes verzerrt werden würde, sofern die Spannungsgegenkopplung in diesem Kreis dies nicht verhüten sollte ; denn infolge derAnbringung des Widerstandes 13'gehen niedrige Frequenzen aus dem erzeugten sägezahnförmigen Signal verloren.
Es würde sich somit eine sägezahnförmige Spannung mit einem Überschuss an hohen und einem Mangel an niedrigen Frequenzen ergeben. Die hohen Frequenzen werden jedoch gegengekoppelt, so dass die sich ergebende Verstärkung der hohen Frequenzen verringert wird. Dadurch ergibt sich die Möglichkeit, dass die niedrigen Frequenzen des Signals ihrerseits zu sehr verstärkt werden, aber diese letztere Erscheinung lässt sich durch eine richtige Wahl derRC-Zeitkonstante imGitterkreis der Röhre 1 vermeiden.
Dies lässt sich mitHilfe des in Fig. 3 angegebenen Schaltbildes erklären. Dieses Schaltbild stellt den Miller-Integrator-Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 dar.
Es sei angenommen, dass über den Kondensator 3'eine positive sinusförmige Spannung mit verhältnismässig niedriger Frequenz dem Steuergitter 4 zugeführt wird. Weil die Zeitkonstante des vom Kondensator3'und dem Widerstand 6 gebildeten Netzwerkes sehr klein ist, (denn die Kondensatoren 12'und 3' müssen sich während der vom Transitron-Teil bestimmten Rücklaufzeitentladen), kann der Kondensator 3' sich sehr schnell entladen. Wenn diese Entladezeit viel kürzer als die Periodenzeit der zugeführten Spannung ist, kann praktisch während der ganzen Periodenzeit Gitterstrom fliessen.
Weil die Impedanz zwi- schenGitter und Kathode in diesem Falle sehr gering ist, ergibt sich nahezu die ganze Spannung über dem Kondensator 3', so dass zwischen Gitter und Kathode nahezu keine Steuerspannung übrig bleibt. Erst bei einer derartigen Frequenz, dass die Periodenzeit der sinusförmigen Spannung kürzer als die Entladezeit des Kondensators wired. hoort der Gitterstrom zu fliessen auf, so dass eine ausreichende Steuerspannung zwischen Gitter und Kathode vorhanden ist, um eine ausreichende Ausgangsspannung an der Anode der Röhre 1 zu erhalten.
Das Schaltbild der Fig. 3 ist hinsichtlich des Miller-Integrator-Teiles gleich demjenigen der Fig. 2, so dass durch die vorstehend erwähnte Zusammenarbeit der Gegenkopplung der hohen Frequenzen und der Vermeidung von Übersteuerung durch die nicht gegengekoppelten niedrigen Frequenzen mit Hilfe der Diodenwirkung zwischen Gitter und Kathode der Röhre 1, wobei eine richtige Wahl der Zeitkonstante des Netzwerkes 3', 6 erforderlich ist, dafür gesorgt werden kann, dass eine nahezu lineare sägezahnförmige Spannung über dem Widerstand 13'erzeugt wird, während die Störspannungen nicht weitergeleitet werden.
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KpF, CDie Bemessung der Kondensatoren 12'und 3'ist im vorstehend beschriebenen Beispiel derartig, dass der Kapazitätswert des Kondensators 12'das Sechsfache desjenigen des Kondensators 3'ist, so dass der grö- ssere Teil der über der Reihenschaltung der beiden Kondensatoren erzeugten sagezahnförmigen Spannung sich über dem Kondensator 3'ergibt. Weiter muss die Zeitkonstante des Netzwerkes 12', 13'klein in bezug auf die Periodenzeit der erzeugten sägezahnförmigen Spannung sein, z. B. zwei-bis dreimal kleiner.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel Ist die Zeitkonstante von 12' und 13' zweimal kleiner als die Periodenzeit der sägezahnförmigen Spannung gewählt.
Es sei bemerkt, dass die Regelung der Eigenfrequenz des Oszillators, die in Fig. 1 mit Hilfe des ver- änderlichen Widerstandes 6 stattfand, m Fig. 2 durch Änderung der Fanggitterspannung erfolgt. Zu diesem Zweck ist der Ableitwiderstand 11 mit dem veränderlichen Abgriff am Potentiometerwiderstand 15 verbunden,dessen einesEnde mit Erde und dessen anderes Ende mit der Minusklemme einer Gleichspannungsquelle 16 verbunden ist, die eine Spannung von-Vr Volt liefert. Durch Verschiebung des erwähnten Abgriffes lässt sich die Knickspannung der Röhre 1 verlegen, und well diese Knickspannung den Beginn der RUcklaufzeit einleitet, lässt sich so die Frequenz der erzeugten Sägezahnspannung regeln, wobei die Neigung während des umlaufes trotz dieser Frequenzregelung die gleiche bleibt.
Beim Zuführen der Synchronisierimpulse mit fester Frequenz bleibt somit bei Regelung der Eigenfrequenz des Oszillators im synchronisierten Zustand die Amplitude der erzeugten Sägezahnspannung die gleiche.
Die Synchromsierimpulse 14 mit negativem Richtungssinn können gewünschtenfalls auch über den Kondensator 9 zugeführt werden, was vorteilhaft sein kann, wenn diese Synchronisierimpulse einer vorhergehenden Verstärkerröhre entnommen werden. Auch ist es möglich, das Signal 14 gleichfalls mit Synchronisierimpulsen mit negativem Richtungssinn der Anode 2 zuzuführen. In diesem Falle muss die Amplitude von 14 jedoch grösser als beim vorstehend beschriebenen Synchronisierungsverfahren sein. Infolge der doppelten Funktion des aus den Kondensatoren 12' und 3' bestehenden Rückkopplungsnetzwerkes sind all diese unterschiedlichen Synhronisierungsverfahren möglich,ohne dass die Störungen weitergeleitet werden, während dennoch eine nahezu lineare sägezahnförmige Spannung über dem Widerstand 13'erzeugt wird.
Fig. 4 zeigt weiter, wie die erzeugte sägezahnförmige Spannung entnommen werden kann und auch, wie dafür gesorgt werden kann, dass der sägezahnförmigenSpannung die erforderliche parabolische Komponente zugesetzt wird. Diese parabolische Komponente ist u. a. erforderlich, wenn nach etwaiger Phasenumkehrung die gesamte erzeugte Spannung dem Eingangskreis einer Verstärkerröhre zugeführt wird, in de-
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Kameraröhre gekoppelt ist. Bekanntlich ist es in diesem Falle notwendig, dass der diese Verstärkerröhre durchfliessende Anodenstrom ausser der Sägezahnkomponente auch eine parabolische Komponente enthält.
Würde ohne weiteres ein Integrationsnetzwerk in den Ausgangskreis der Miller-Transitron-Schaltung eingefügt werden, so würde bei einer Regelung der Linearität des Bildes, was bedeutet, dass die Amplitude der zugesetzten parabolischen Komponente geregelt wird, auch die Frequenz der Miller-Transitron-Schaltung auf unerwünschte Weise geändert werden.
Um dies zu vermeiden, ist in Fig. 4 eine Brückenschaltung eingefügt, die aus den Widerständen 17, 18, 19, 20 und 21 und dem Kondensator 22 besteht. Die Widerstände 17 und 18 ersetzen den Widerstand 13', so dass wiederum gesagt werden kann, dass über der Reihenschaltung dieser letzteren Widerstände eine sägezahnförmige Spannung guter Linearität erzeugt wird. Diese sägezahnförmige Spannung liegt somit auch an der Reihenschaltung der Widerstände 20 und 21 und des Kondensators 22. Wenn dafür'gesorgt wird, dass die Impedanz der Widerstände 20 und 21 für die Frequenz der erzeugten sägezahnförmigen Spannung gross ist im bezug auf diejenige des Kondensators 22, so bilden 20,21 und 22 ein Integrationsnetzwerk, so dass sich über dem Kondensator 22 eine parabolische Komponente ergibt.
Diese parabolische Komponente wird über die Widerstände 21 und 19 dem Widerstand 18 zugeführt. An 18 ist ein veränderlicher Abgriff angebracht, dem die am Ende erzeugte Spannung entnommen werden kann.
Weil, wie erwähnt, die Impedanz von 20 und 21 gross in bezug auf diejenige des Kondensators 22 ist, ist für die vorliegende Betrachtung die Impedanz von 22 vernachlässigbar. In diesem Falle erhält man eine
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Spannungnen Einfluss auf die Eigenfrequenz des Sägezahnspannungsgenerators, ist aber im Stande, die Amplitude der über 21 und 19 zugeführten parabolischen Komponente zu ändern.
Auf diese Weise ist mithin möglich, die erwünschte Linearität des Bildes mit Hilfe von 19 einzustellen und trotzdem die Elgenfrequenz der
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kenschaltung keine Anwendung, so würde eine Regelung der Linearität mittels einer Änderung eines im Ladekreis der Kondensatoren 12'und 3'vorgesehenen Widerstandes eine Änderung der Neigung der eizeugten Sägezahnspannung während des Hinlaufes zur Folge haben.
Die Röhre l kann auch als eine Mehrgitterröhre ausgebildet sein. In diesem Falle können die Synchronisierimpulse einem zwischen dem drittenGitter und der Anode vorhandenen zusätzlichenSteuergitter zugeführt werden. Auch ist es möglich, den jetzt mit der Anode 2 verbundenen Belag des Kondensators 12'
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Dabei wird der Anode eine Spannung entnommen, die für Regelzwecke od. dgl. Verwendung finden kann. Letzteres kann erfolgen, wenn derMiller-Transitron-Oszillatoreine Sägezahnspannung mit Zeilenfrequenz erzeugt und die Spannung der Anode einem Phasendiskriminator zugeführt wird, dem auch die Synchronisierimpulse zugeführt werden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung mit Hilfe einer nach dem Miller.,. Transitron-Prinzip geschalteten Mehrgitterröhre, bei der die an der Ausgangselektrode erzeugte Spannung kapazitiv auf die der Kathode zunächstliegende Steuerelektrode Zurückgekoppelt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die kapazitive Rückkopplungsstrecke aus zwei Kondensatoren besteht, an deren Verbindungspunkt der Ausgangswiderstand liegt.