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Rauschdämpfungsschaltung Gegenstand der Erfindung ist eine Rauschdämpfungsschaltung
mit einem Schaltkreis, einem Auflade- und Entladekreis und mit einem Verstärkung,
dessen Verstärkung veränderbar ist, wobei der Auflade- und Entladekreis, wenn ein
Eingangssignal einen vorherbestimmten Schwellenwert unterschreitet, den Schaltkreis
betätigt mit der Folge, dass an einen Regelwiderstand eine Steuerspannung angelegt
wird, dessen Widerstand hierbei herabgesetzt und das Eingangssignal gedämpft wird.
Übersteigt das Eingangssignal der vorherbestimmten Schwellenwert, so bewirkt der
Auflade-Entlade-Kreis, dass die Steuerspannung auf den Wert Null absinkt, so dass
das Eingangssignal nicht gedämpft wird, da der Regelwiderstand einen kleinen Wert
aufweist. Während einer Pause im Eingangssignal kann daher das Eingangsrauschen
entfernt werden.
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Anwendungegebiet der Erfindung Die Erfindung betrifft eine Rauschdämpfungsschaltung
zum Dämpien des Rauschens bei Verstärkern, bei Tonbandgeräten und dergleichen, die
im Tonfrequenzbereich arbeiten.
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Der Stand der Technik Im allgemeinen enthält das Ausgangssignal aus
Verstärkern, Aufzeichnungsgeräten usw. verschiedene störende Bauschsignale und andere
unerwttnschte Signale. Das Verhältnis Signal:Rauschen im Ausgangs Signal von Verstärkern
ist daher auf einen gewissen Wert begrenzt, 80 dass die Güte des Ausgangssignals
unvermeidlich leidet.
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Zum Dämpfen des Rauschens wurden bisher verschiedene Verfahren entwickelt,
die in zwei Gruppen unterteilt werden können.
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D.h., bei einer Signalaufzeichnungs- und -wiedergabeeinrichtung erfolgt
in dem einen Falle eine Dämpfung des Rauschens bei der Aufzeichnung und bei der
Wiedergabe, während im anderen Falle das Rauschen nur bei der Wiedergabe gedämpft
wird.
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Bei dem erstgenannten Verfahren wurd das aufzuzeichnende Signal so
behandelt, Qasa dessen schwache Komponenten verstärkt werden, während das wiederzugebende
Signal so behandelt wird, dass ein komplementäre Wirkung erreicht wird. Dieses Rauschdämpfungsverfahren
weist Jedoch verschiedene Nachteile auf. Da die Linearität des Ausgangssignals von
dem Grad der Gleichheit der komplementären Kennlinien abhängt, so mttsaen diese
genau geregelt erden Da dies sehr schwer durchzuführen ist, tritt im Ausgangssignal
eine harmonische Verzerrung auf. Außerdem muss eine komplizierte Schaltung vorgesehen
werden sowohl fUr dio Aufzeichnung als auch iUr die Wiedergabe.
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Im zweiten Falle wird die Hochfrequenzansprache des Verstärkers selbsttätig
in Abhängigkeit so Pegel des eingangssignals verändert Bei dieser Maßnahme wird
jedoch eine hohe Wiedergabetreue nicht erreicht, da die Hochfrequenzansprache bei
einem niedrigen Signalpegel begrenzt ist. Bei einem anderen Verfahren wird das wiederzugebende
Signal von mehreren bandfiltern in einzelne Frequenzbänder unterteilt, und das Prequenzband
im Bereich der niedrigen Amplitude wird abgeschnitten, wonach das
Signal
eines Jeden Bandes synthetisch wiederhergestellt wird.
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Dieses Verfahren wird in der Praxis jedoch nicht angewendet, da es
schwierig ist, die harmonische Verzerrung zu dämpfen.
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-Ein anderes Verfahren sieht das ntfernen des Rauschens während des
Ausbleibens eines Signals vor. Kieses Verfahren ist jedoch nicht sehr praktisch,
da es ein Zerhacken des Signals bewirkt, wenn dieses sehr schwach ist, und weiterhin
kann das Rauschen natürlieh nicht gedampft werden.
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Zusammenfassung der Erfindung Die Erfindung sieht vbr' eine bessere
Rauschdämpfung, bei der das Rauschen während der Abwesenheit von Signalen gedämpft
wird, und die keine Verschlechterung der Signale als Folge der Verzerrung und der
Änderung der Frequenzansprache verursacht, wobei der Grad der Rauschdämpfung in
Übereinstimmung mit der Zeit vom Beginn der Pause eines Signals an geändert wird,
wobei ferner die Sperrfrequenz eines Pilters in der Schaltung am Beginn der Pause
eines Signais geändert wird.
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Die Erfindung sieht ierner eine Rauschdämpfungsschaltung vor, die
unabhängig vom Signalpegel vor der Pause des Signals arbeitet, wobei das Signal
nicht unterbrochen wird, selbst wenn es sehr schwach ist. Bei der erfindungsgemäßen
Dämpfungsschaltung wird der Schwellenwert in Abhängigkeit vom Verstärkungsgrad des
Verstärkers und einer gleichgerichteten Spannung verändert.
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Die Erfindung wird nunmehr ausführlich beschrieben. In den beiliegenden
Zeichnungen ist die Pig. 1 ein Blockschaltbild für eine Rauschdämpfungsschaltung
nach der Erfindung, Fig.2 ein Schaltbild für eine Auflade- und Entladeschaltung,
die in der Schaltung nach der Pig.1 verwendet wird, Fig.3 eine graphische Darstellung
der Aufladecharakteristik der Schaltung nach der Fig.2, Fig.4 -ein Schaltplan für
die Rauschdämpfungsschaltung, die in der Einrichtung nach der Fig.1 -verwendet wird,
Fig.5,6,7
je ein Schaltplan für einen Verstärker mit einstellbarer Verstärkung, der in der
Schaltung nach der Fig.1 verwendet werden kann, Fig.8 ein Blockschaltbild für eine
andere Rauschdämpfungsschaltung nach der Erfindung, Fig.9 ein Schaltplan für eine
Rauschdämpfungsschaltung, die in der Einrichtung nach der Fig.8 verwendet werden
kann, Fig.1O eine graphische Darstellung der Kennlinie eines Beldeffekt-Transistors,
der in der Schaltung nach der Fig.9 verwendet wird, und die Fig.11, 12, 13 graphische
Darstellungen der Kennlinien der Rauschdämpfungsschaltung, die in der Einrichtung
nach der Fig.8 verwendet wird.
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Die erfindungsgemäße Rauschdämpfungsschaltung weist auf einen Eingangskontakt,
einen Ausgangskontakt, eine Schalteinrichtung mit einer konstanten Spannungsquelle
und mit einem Schaltkreis, welche Schalteinrichtung mit dem Eingangskontakt verbunden
ist, eine Auflade- und Entladeschaltung mit einen Kondensator, mit mindestens einem
Widerstand und mit mindestens einer Diode, welche Schaltung mit der Schalteinrichtung
verbunden ist, die das Auf- und Entladen ateuert, einen Verstärker mit verändererbarer
Verstärkung, der aufweist einen Widerstand, einen Kondensator und einen Regelwiderstand,
und der zwischen den Eingangskontakt und den Ausgangskontakt geschaltet ist und
der ferner mit der Auf- und Entladeschaltung verbunden ist, eine Serienschaltung
mit einem Verstärker und einem Gleichrichter, die zwischen den Eingangskontakt und
die Schalteinrichtung geschaltet ist, wobei die Verstärkung des Verstärkers in Abahängigkeit
von einem Ausgangssignals aus der Auf- und Bntladeschaltung geregelt wird.
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Bei der in der Fig.1 dargestellten Einrichtung wird ein am Eingangskontakt
1 auftretendes Eingangs signal zu einem Verstärker mit veränderbarer Verstärkung
2 geleitet und nach erfolgter Verstärkung su einem Ausgangskontakt 5 geleitet. Der
Verstärker 2 besteht aus einem Transistor, einem Feldeifekttransistor oder aus Dioden.
Bin Teil des Eingangssignals wird
ferner einer Serienschaltung mit
einem Verstärker 4,, einem Gleichrichter 5, einem Schaltkreis 6 und einer Auf-"
und Entladeschaltung 7 zugeführt, die mit dem Verstärker 2 in Verbindung steht.
Die Verstärkung des Verstärkers 2 wird in Abhängigkeit von der Steuerspannung aus
der Auf- und Entladeschaltung 7 geregelt. Der Verstärker 4 besteht allgemein aus
Transistoren und Kondensatoren und bewirkt eine mäßige Verstärkung des Eingangssignals.
Die Gleichrichterschaltung 5 besteht. aus Dioden, Kondensatoren und Widerständen
und erzeugt eine Gleispannung in Abhängigkeit von dem Ausgangs signal aus dem Verstärker
4. Der Schaltkreis 6 besteht aus Transistoren, Dioden und Widerständen mit einem
sehr kleinen Widerstandswert. Bei dem Schaltkreis 6 wird die Gleichspannung aus
der Gleichrichterschaltung 5 der Aui- und Entladeschaltung 7 zugeführt oder auch
nicht. Diese Schaltung besteht aus einem Kondensator und aus einer' Paralleischaltung
mit einer Diode und einem Widerstand. Bestimmt der Schaltkreis 6 eine Aufladung,
so bewirkt die Auf- und Entladeschaltung 7 eine Aufladung des Kondensators mit der
Steuerspannung über den Widerstand, während die Entladung des Kondensators über
die Diode erfolgt, wenn der Schaltkreis 6 eine Entladung über die Auf- und Entladesohaltung
7 bestimmt0 Die Fig.2 zeigt den Schaltplan für eine Auf- und Entladeschaltung 7
zusammen mit einer gleichwertigen Schaltung' für den Schaltkreis 6, der in der Fig.2
von der gestricjelten Linie 6t umrandet wird, während die Auf- und Entladeschaltung
7 von den gestrichelten Linie 7' umrandet wird. Wird der Schalter 8 mit einer konstanten
Gleichspannungsquelle 9 in Verbindung gesetzt, so erhält die Diode 12 eine umgekehrte
Vorspannung, und der Kondensator 11 wird von der Spannungsquelle 9 über den Widerstand
10 aufgeladen. Die Aufladung des Kondensators 11 kann ausgedrückt werden durch die
nachstehende Gleichung: ec = E (1- # - 1 t) , (1) CR wobei E die Spannung der Gleichspannungsquelle
9, R der Widerstand des Widerstandes 13 und C die Kapazität des Kondensators 11
ist.
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Aus der Gleichung (1) ist zu ersehen, dass die Aufladespannung ec
sich exponentiell mit der Zeit t verändert, nachdem der Schalter 8 mit der Batterie
9 in Verbindung gesetzt worden ist, wie in der Fig.3 dargestellt. Wird nach der
Fig.2 zum Widerstand 10 ein Widerstand und eine Diode parallelgeschaltet, wobei
der Widerstandswert dieses zusätzlichen Widerstandes kleiner ist als der des Widerstandes
10, so kann die-Aufladung so bestimmt werden, dass der Kondensator 11 rasch auf
eine gewisse Spannung aufgeladen wird wonach der Kondensator langsam entladen wird.
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In vielen Fällen führt eine solche Aufladecharakteristik zu einer
angenehmeren Wirkung bei dem Zuhörer. Wird der Schaltkreis 8 geerdet, so wird die
Diode 12 von der am Kondensator 11 liegenden Spannung im Vorwärtssinne vorgespannt,
so dass die Diode 12 einen sehr kleinen Widerstand aufweist. Der Kondensator 11
wird daher über die Diode 12 sehr rasch entladen. Durch Verändern der Werte für
den Widerstand R, den Kondensator C und die Spannung E kann natürlich die Aufladecharakteristik
beeinilusat wenden Das Eingangssignal au Eingangskontakt wird vom Verstärker 4 verstärkt
und vom Gleichrichter 5 gleichgerichtet. Übersteigt die Spannung aus dem Gleichrichter
5 einen vorherbestimmten Wert, so wird die konstante Süannung aus der Spannungsquelle
im Schaltkreis 6 der Auf- und Entladeschaltung 7 zugeführt, so dass die Steuerspannung
allmählich ansteigt, wie in der Fig.3 dargestellte Der Grad der Dämpfung der Schaltung
2 erhöht sich mit dem Ansteigen der Steuerspannung aus der Schaltung 7. Die Dämpfung
wird daher langsam stärker ungefähr zu der Zeit, in der das Eingangssignal unter
den vorherbestimmten Schwellenwert absinkt. D.h., die Dämpfung verändert sich mit
der Steuerspannung, wie aus der Fig.3 zu ersehen ist.
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Übersteigt das Eingangssignal den vorherbestimmten Schwellenwert,
so wird die Gleichspannung aus der Spannungaquelle im Schaltkreis 6 so hoch, dass
dieser die Aui- und Entladeschaltung 7 ordet. Die Steuerspannung aus der Schaltung
7 sinkt daher auf de Wort Null ab, und die Schaltung führt daher das Eingangssignal
dem Ausgangskontakt 3 ohne Dämpfung zu. Es ist möglich, den Schwellenwert, bei dem
der Schaltkreis 6 betrieben wird,
frei zu bestimmen durch Verändern
der Verstärkung des Verstärkers 4 und der Arbeit des Gleichrichters 5. Der Schwellenwert
kann daher so festgesetzt werden, dass die Schaltung 2.eine Dämpiung nur dann bewirkt,
wenn das Eingangsaignal schwach ist.
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Zu diesem Zweck wird geeigneterweise anstelle des Verstärkers 4 oder
des Gleichrichters 5 ein Potentiometer verwendet.
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Die Anstiegszeit von der Dämpfungsbedingung aus, bei der das Eingangssignal
nur aus dem Rauschen besteht, bis zu dem Zeitpunkt, in dem die Dämpfung beendet
wird bei Ankunft eines starken Eingangssignals, wird bestimmt von der Entladezeit
der Auf- und Entladeschaltung 7. Diese Anstiegszeit ist genügend kurz, da die Entladung
sehr rasch über die im Vorwärtssinne vor gespannte Diode erfolgte Das Ausmaß der
Dämpfung durch den Verstärkungskreis 2 kann irei bestimmt werden durch Verändern
der Steuerspannung e0 und der Charakteristik der Schaltung 2.
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Die Fig.4 zeigt einen Schaltplan für eine Ausführungsform der Erfindung,
bei der ein am Eingangskontakt auftretendes Eingangæsignal über einen Kopplungskondensator
22 zu einem Verstärker geleitet wird, der aus einem Transistor 25, aus den Basiswiderstanden
23, 24,' aus einem Kollektorwiderstand 26, aus den Emitterwiderständen 27, 28 und
aus einem Umleitungskondensator 29 besteht. Das verstärkte Signal wird zur Emitterelektrode
eines Transistors 30 geleitet, der zusammen mit dem Widerstand 31 eine Emitterfolgeschaltung
bildet. Diese Verstärkerschaltung mit den Transistoren 25 und 30 entspricht der
in der Pig.1 dargestellten Verstärkerschaltung 4, und die Verstärkung wird mit Hilfe
des Widerstandes 27 eingestellt.
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Daß an der Emitterelektrode des Transistors 30 auftretende Signal
wird von einem Spannungsverdopplungsgleichrichter gleichgerichtet, der aus den Kondensatoren
92 und 35, den Dioden 33 und 34 und aus dem Widerstand 36 besteht. Diese Schaltung
entspricht dem in der Fig.1 dargestellten Gleichrichter 5. Die Aufladezeit dieser
Gleichrichterschaltung wird bestimmt von dem Widerstand der im Vorwärtssinne vorgespannten
Diode 34 und von der Kapazität des Kondensators 35, wenn die Ausgangsimpendanz der
genannten Emitterfolgeschaltung sehr klein ist. Die Entlade, zeit wird bestimmt
von der Kapaz;Ltät des'Kondensators 35 und
von dem Widerstandswert
des Widerstandes 36. Die Auf- und Entladezeit kann daher genügend kurz bemessen
werden.
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Die am Kondensator 35 liegende gleichgerichtete Spannung bewirkt,
dass über den Widerstand 37 ein Basisstrom in einen Schalttransistor 38 fließt,
dessen Emitterelektrode geerdet ist, während dessen Kollektorelektrode über einen
Widerstand 39 mit dem Verbindungspunkt zwischen einem Widerstand 40 und einer Zenerdiode
41 verbunden ist. Übersteigt das Eingangssignal den Schwellenwert, so liegt am Kondensator
35 eine hohe gleichgerichtete Spannung, so dass zur Basiselektrode des Transistors
38 ein starker Strom fließt. Der Transistor 38 wird daher in den Sättigungszustand
versetzt, und die Kollektorspannung nähert sich dem Erdpotential an. Unterschreitet
das Eingangssignal den Schwellenwert, so ist die gleichgerichtete Spannung niedrig,
und der zur Basiselektrode fließende Strom ist schwach. Der Transistor 38 wird daher
gesperrt, und dessen Kollektorspannung wird von der Zenerdiode 41 bestimmt. Die
Schaltung mit dem Transistor 38, der Zenerdiode 41 und mit den Widerständen 99 und
40 entspricht dem Schaltkreis 6 in der Fig.1.
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Die Kollektorelektrode des Transistors 38 steht mit der Auf- und
Entladesohaltung in Verbindung, die bereits unter Hinweis auf die Fig.2 beschrieben
wurde. Diese Schaltung besteht aus einem Widerstand 42, einer Diode 44 und einem
Kondensator 45.
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Die am Kondensator 45 auftretende Steuerspannung bestimmt die Verstärkung
der Verstärkerschaltung, die aus einem zwischen die Eingangs- und Ausgangskontakte
21 und 52 geschaltetem Widerstand 50, aus einem Transistor 46, aus den Dioden 47,
48, 49 und aus einem Kondensator 51 besteht. Diese Schaltung bewirkt die veränderbare
Dämpfung und besteht aus dem Widerstand 50, den Widerständen der Dioden 47, 48,
49 und aus dem parallelgeschalteten Transistor 46. Die am Kondensator 45 auftretende
Steuerspannung wird der Basiselektrode des Transistors 46 zugeführt, so dass in
diesem ein Basisstrom fließt. Der Transistor 46 verstärkt diesen Basißstrom, so
das; durch die Dioden 47, 48, 49 ein Emitterstrom fließt. Der Widerstand dieser
Dioden verändert sich mit dem Emitterstrom. D.h., der Widerstand dieser Dioden hängt
von der Steuerspannung ab. Diese Dämpfung entspricht daher sehr
der
Steuerspannung nach der Fig.30 Sinkt bei der Ausführungsform nach der Fig.4 das
Signal auf den Rauschpegel ab, so verstärkt sich die Dämpfung langsam mit der Steuerspannung,
und schließlich wird die Rausohdämpfung große Das Rauschen wird für den Hörer auf
natürliche Weise abgesenkt, so dass die Dämpfung erträglich wird, z.B. wenn die
Musik oder ein Vortrag zu Ende ist. Enthält das Programm ein sehr schwaches Signal,
so wird ein Schwanken des Signales nirmals bewirkte da die Rauschdämpfung nicht
so rasch auf, den Höchstwert.
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ansteigt. Die Zeitspanne von einer Dämpfung bis zu einer Nichtdämpfung
wird bestimmt von der Aufladezeit des Kondensators 35 und von der Entlade zeit des
Kondensators 45, und beide Zeiten können sehr kurz bemessen werden z.B. auf einige
Millisekunden, wie bereits ausgeführt. Eine Verschlechterung des Ausgangssig nals
als Folge einer Verzerrung wird daher nicht verursacht.
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Die in der Fig.1 dargestellte Schaltung 2 mit einstellbarer Verstärkung
ist auch bei den Einrichtungen nach den Figuren 5, 6 und 7 vorgesehen. Bei der Schaltung
nach der Fig.5 besteht diese Schaltung aus einem Widerstand 50, einem Kondensator
51 und aus einem Transistor 53. Die in der Zeichnung mit C.V. bezeichnete Steuerspannung
wird der Basiselektrode eines Transistors 53 zugeführt, wobei der Sättigungswiderstand
zwischen der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode des Transistors 5S verändert
wird.
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Bei der Schaltung nach der Fig.6 wird als Regelsiderstand ein Feldeffekttransistor
54 verwendet, dem die Steuerspannung CV zugeführt wird. Der Widerstand zwischen
der lrainelektrode und der Souroeelektrode verändert sich mit der Steuerspannung.
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Bei der Schaltung nach oder Fig.7 werden als Regelwiderstand zwei
Dioden 55 und 56 benutzt, wobei die Steuerspannung CV der Anode der Diode 55 über
einen Widerstand 57 zugeführt wird. Der Widerstand dieser Dioden wird von dem durch
diese fließenden Strom bestimmt.
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Bei dem in der Fig.8 dargestellten Blockschaltbild bedeuten die Bezugszeichen
die gleichen Schaltungselemente wie in der Fig.1. In dieser Schaltung ist Jedoch
der Verstärker 2 mit
veränderbarer Verstärkung durch ein Frequenzfilter
61 ersetzt worden. Ein am Eingangskontakt 1 auitretendes Eingangssignal wird zum
Tiefpassfilter 61 geleitet, in dem gewisse Frequenzen abgeschnitten werden, und
danach zum Ausgangskontakt 3 geleitet.
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Ein Teil des Eingangssignals wird ferner zu einer Serienschaltung
mit dem Verstärker 4, dem Gleichrichter 5, dem Schaltkreis 6 und der Auf- und Entladeschaltung
7 geleitet. Die Aui- und Entladeschaltung steht mit dem Tiefpassfilter in Verbindung
und bestimmt dessen Sperrfrequenz, die in Abhängigkeit von der aus der Auf- und
Entladeschaltung 7 zugeführten Steuerspannung verändert wird. Die genannten Schaltungselemente
4, 5, 6 und 7 arbeiten in der gleichen Weise wie bei der Einrichtung nach der Fig.1.
Das Tiefpassfilter besteht im allgemeinen aus einem Transistor, einem Feldeffekttransistor
oder aus Dioden.
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Bei der in der Fig.9 dargestellten und dem Blockschaltbild nach der
Fig.8 entsprechenden Schaltung sind die gleichen Bezugszeichen verwendet worden.
Das Tiefpassfilter besteht aus einem Feldeffekttransistor 62, der zwischen den Eingangskontakt
12 und den Ausgangskontakt 52 geschaltet ist, und aus einem Kondensator 63. Die
Sperrfrequenz fc dieses Filters wird nach der nachstehenden Gleichung bestimmt 1
(2) 2 # CF.RF wobei ~ der Widerstand zwischen der Drainelektrode und der Sourceelektrode
des Feldeffekttransistors ist, während " die Kapazität des Kondensators 63 ist.
Der Widerstand BS ist in weiten Grenzen veränderlich mit der Spannung, die dem Feldeffekttransistor
62 zugeführt wird.
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Die Fig. 10 die Kennlinie der Steuerspannung in bezug auf den Widerstand
zwischen der Drainelektrode und der Sourceelektrode eines P-Kanal-Feldeffekttransistors.
Die Sperrfrequenz des Tiefpassfilters verändert sich daher mit der Steuerspannung
für den Feldeffekttransistor 62. Wird das Eingangssignal schwächer als ein vorherbestimmter
Schwellenwert, so steigt die Steuerspannung am Kondensator 45 an, wie in der Fig.3
dargestellt.
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Der Widerstand zwischen der Drainelektrode und der Sourceelektrode
des Feldeffekttransistors 62 steigt langsam an, wobei
die Sperrfrequenz
des Tiefpassfilters in Richtung niedrigerer Frequenzen verschoben wird. D.h., das
Frequenzband, in dem das Rauschen gedämpft wird, dehnt sich langsam mit der Zeit
von den hohen Frequenzkomponenten zu den niedrigeren'Frequenzkomponenten aus, wie
aus der Fig.11 zu ersehen ist, die die Kennlinien in den Zeitpunkten t1, t2, t3,
t4 und t5 zeigt. Während der Ruhepause eines Signals wird das Rauschen für einen
Hörer sehr natürlich gedämpft. Überschreitet das Eingangssignal den Schweilewert,
so wird das Signal nicht gedämpft, da die Sperrfrequenz des Tiefpassfilters sehr
hoch ist. D.h., es erfolgt keine Beeinträchtigung des Signals als Folge der Begrenzung
der Frequenzcharakteristik.
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Die Abdämpfung des Rausens wird für einen Hörer noch weiter verbessert,
wenn zwischen den Kondensator 63 und die Erdung ein Widerstand eingeschaltet wird.
In diesem Falle erhöht sich der Grad der Rauschdämpfung in Übereinstimmung. mit
der Verschiebung der Sperrfrequenz des Tiefpassfilters in Richtung zu niedrigeren
Frequenzen, wobei das Frequenzband, in dem das Rauschen unterdrückt wird, sich ausdehnt,
wie aus der Fig.12 zu ersehen instr so dass die Rauschdämpfung für einen Hörer noch
angenehmer wird.
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Soll außerdem das Frequenzband, in dem das Rauschen unterdrückt wird,
von den niedrigen Frequenzkomponenten aus in Richtung zu hohen Frequenzkomponenten
verschoben werden, so. kann dies ohne Schwierigkeiten dadurch erzielt werden, dass
das in der Fig.8 dargestellte Tiefpassfilter durch ein Hochpassfi,lter ersetzt wird.
Die in diesem Falle erfolgte Rauschdämpfung ist in der Fig.13 dargestellt. Als Regelwiderstand,
der das Tiefpassfilter oder das Hochpassfilter bildet, wird vorzugsweise ein Transistor
oder eine Diode verwendet.
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An den vorstehend beschriebenen Aus'führungsformen der Erfindung
können von Sachkundigen im Rahmen des Erfindungsgedankens natürlich Änderungen,
Abwandlungen oder Ersetzungen vorgenommen werden. Die Erfindung selbst wird daher
nur durch die beiliegenden Patentansprüche abgegrenzt.
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Patentansprüche