DE2165485C3 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Herstellen von Tonaufzeichnungen auf

Schallplatten nach dem Multiplexmehrkanalverfahren, mit einer Gruppe von Magnetköpfen zur Abtastung von auf einem in einer Richtung laufenden Magnetband aufgezeichneten Signalen mehrerer Kanäle, mit einer Modulatoreinrichtung zur Winkelmodulation eines Trägers mit einem von der Magnetkopfgruppe erhaltenen Signal, mit einer Mischeinrichtung zum Mischen und Multiplexieren des winkelmodulierten Trägers mit einem von der Magnetkopfgruppe erhaltenen direkten Signal und mit einer Schneideinrichtung zum Aufzeichnen des multiplcxiemn Signals auf der Schallplatte.

In der älteren deutschen Offenlegungsschrift 2 058 "¹M wurde bereits eine Anordnung zur Aufzeichnung und bzw. oder Wiedergabe von Vierkanalsignalen auf bzw. von einer Schallplatte vorgeschlagen, der die oben beschriebene Anordnung entnommen werden kann. Bei der älteren Anordnung werden unter Verwendung eines Summensignals und eines Differenzsignals aus je zwei Kanälen und durch Überlagerung des winkelmodulierten Differenzsignals und des direkten oder unmittelbaren Summensignals alle Vierkanalsignale in Form von zwei überlagerten Signalen auf den beiden Seitenwänden einer einzigen Tonrille einer Schallplatte aufgezeichnet.

Bei dieser Anordnung für vier Aufzeichnungskanäle wird die Ausgangsamplitude des winkelmodulierten Signals beim Schneiden und Aufzeichnen unabhängig von der Amplitude des direkten Signals konstant gehalten. Dabei treten jedoch die folgenden Schwierigkeiten auf: 1. Wenn das direkte Signal eine niedrige Amplitude hat, wird das modulierte Signal mit einer unnötig großen Amplitude geschnitten aufgezeichnet. Es fließt daher ein unnötig großer Schne^;dstrom, und die Schneidanordnung wird zu stark aufgeheizt. Um diese Aufheizung herabzusetzen, muß eine besondere Gebläsekühlung verwendet werden. Dadurch wird das Gerät unhandlich und teuer. 2. Die Amplitude des winkelmodulierten Signals sollte vorzugsweise so klein wie möglich gehalten werden, um die Kompatibilität mit einer üblichen Zweikanalaufzeichnung zu gewährleisten und um den Widerstand gegen Abnutzung der Schallplatte zu erhöhen. Eine Verminderung der Amplitude des winkelmodulierten Signals erhöht jedoch die Störgeräusche. Daher bietet eine bloße Verringerung der Amplitude keine richtige Lösung des Problems.

In der deutschen Offenlegiingsschrift 2 131 937 wurde bereits eine Anordnung voigeschlagen, bei der in Abhängigkeit von der Amplitude des direkten Signals eine Steuerung der Amplitude des Trägers der winkelmodulierten Schwingung vorgenommen wird, die dem direkten Signal superponiert und auf der gleichen Tonrille geschnitten und aufgezeichnet wird. Mit Hilfe dieser Anordnung lassen sich die obenerwähnten Schwierigkeiten beseitigen.

Bei dieser vorgeschlagenen Anordnung wird ein Signal, das von einem Magnetband vorauseilend abgenommen wird, gleichgerichtet und in einer Pegeldiskriminatorschaltung in ein Signal mit einer Spannung umgewandelt, die als Steuersignal dienen kann. Dabei ist eine Zeitkonstantenschaltung vorgesehen, die hinter der Gleichrichterschaltung liegt, um Störungen durch Geräuschmodulation zu vermeiden. Bei dieser vorgeschlagenen Anordnung ist das Steuersignal ein Signal mit einem Spannungsverlauf, der mit einer Zeitkonstanten ansteigt und unmittelbar danach mit einer Zeitkonsiante abfällt. Wenn der Schaltung zur Erzeugung des Steuersignals ein wiedergegebenes Signal mit großer Amplitude zugeführt wird bestehen keine Schwierigkeiten, wenn dieses Signa! eine längere Dauer als die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung hat. Wton jedoch das wiedergegebene Signal hoher Amplitude in Form eines Signalt zugeführt wird, das eine kürzere Zeitdauer als die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung hat, ergibt sich die Schwierigkeit, daß die Amplitude des Trägers der winkelmodulierten Schwingung nichi auf einen gewünschten Pegel mit Hilfe dieses Steuersignals gesteuert wrden kann. Außerdem besteht die Schwierigkeit, daß die Anstiegs- und Abfallzeit des

¹S Steuersignalstromes, der der Steuerschaltung zugeführt wird, infolge von Pegeländerungen nach Durchlaufen der Zeitkonstantenschaltung nicht übereinstimmen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine

=° neue und verbesserte Anordnung zum Herstellen von Tonaufzeichnungen nach dem Multiplexmehrkanalverfahren anzugeben, bei dem diese Schwierigkeiten beseitigt sind.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die eingangs be-

^a5 schriebene Schaltungsanordnung nach der Erfindung gekennzeichnet durch eine gegenüber der genannten ersten Magnetkopfgruppe um einen vorbestimmten Abstand in bezug auf die Bandlaufrichtung vorversetzten zweiten Magnetkopfgruppe zur vorzeitigen Abtastung der auf dem Magnetband aufgezeichneten Kanalsignale, durch eine der zweiten Magnetkopfgruppe nachgeschaltete Pegelschaltung, die ein Signal abgibt, wenn die Amplitude eines von der zweiten Magnetkopfgruppe erhaltenen Signals einen vorge-

gebenen Pegel überschreitet, durch eine an die Pegelschaltung angeschlossene Zeitkonstantenschaltung, die ein mit einer passenden Zeitkonstanten allmählich ansteigendes Steuersignal erzeugt, wenn die Amplitude des von der zweiten Magnetkopfgruppe

erhaltenen Signals den vorgegebenen Pegel überschreitet, und durch eine von der Zeitkonstantenschaltung angesteuerte Steuereinrichtung zum Anheben des Pegels des winkelmodulierten Trägers in einer dem Verlauf des Steuersignals entsprechenden Weise.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird, sobald die Amplitude des vorab abgetasteten direkten Signals einen vorbestimmten Pegel überschreitet, ein Steuersignal erzeugt, das die Ampli-

tude des Trägers der winkelmodulierten Schwingung bei der Aufzeichnung und dem Schneiden der Schallplatte steuert. Der Spannungsverlauf dieses Steuersignals ist derart, daß das Steuersignal mit einer verhältnismäßig großen Zeitkonstanten allmählich an-

steigt, sobald die Amplitude des von der zweiten Magnetkopfgruppe erhaltenen Signals den vorgegebenen Pegel überschreitet, und daß das Steuersignal mit einer vergleichsweise großen Zeitkonstanten abfällt und eine Dauer hat, die einen Zeitabschnitt überbrückt, der länger als der den vorgegebenen Pegel überschreitende Amplitudenabschnitt des direkten Signals ist. Eine Schallplatte, auf der ein Signal mil einer Anordnung nach der Erfindung aufgezeichnet ist, ermöglicht eine Wiedergabe ohne jede Verzer-

rung, ohne Störgeräusche und mit einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis. Außerdem tritt keine Geräuschmodulation bei der Wiedergabe der Schall-Dlatte auf. da der Anstieg und der Abfall der Hüll-

kurve des gesteuerten Teils der Trägerschvvingung nur allmählich stattfinden.

Als Steuersignal zur Steuerung der Amplitude des Trägers der winkelmodulierten Schwingung dient somit ein Steuersignal mit einem Spannungsverlauf, der vor dem zu steuernden Signalabschnitt allmählich ansteigt, der mindestens solange wie der zu steuernde Abschnitt andauert und der dann allmählich abfällt.

Bei einer bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung kann die Amplitude des Trägers der winkelmodulierten Schwingung auch in einer Anzahl von Schritten in Abhängigkeit vom Pegel des direkten Signals gesteuert werden. Auf diese Weise läßt sich die Amplitude des Trägers in genauer Übereinstimmung mit dem Pegel des direkten Signals steuern.

Weitere Einzelheiten der Erfindung werden an Hand von Ausführungsbeispielen im Zusammenhang mit Figuren beschrieben.

F i g. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Anordnung gemäß der Erfindung;

Fig. 2(A) bis 2(E) zeigen in Diagrammen den Spannungsverlauf von Signalen an verschiedenen Punkten der Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform gemäß der Erfindung;

F i g. 4 und 5 zeigen Schaltungen für einzelne Teile des Blockschaltbildes nach Fig. 3;

F i g. 6 (A) bis 6 (F) zeigen den Spannungsverlauf an verschiedenen Punkten der Schaltung in Fig. 3;

F i g. 7 ist ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform gemäß der Erfindung;

Fig. 8 bis 10 zeigen Schaltungen von einzelnen Teilen des Blockschaltbildes nach Fig. 7;

Fig. 11 (A) bis 11 (I) zeigen den Spannungsverlauf von Signalen an verschiedenen Punkten des Schaltbildes der Fig. 7;

Fig. 12 ist eine Schaltung, die ein Ausführungsbeispiel eines Pegeleinstellers für das Steuersignal und damit in Verbindung stehender Kreise angibt.

Ein erstes Ausführungsbeispiel wird im Zusammenhang mit F i g. 1 und 2 beschrieben.

In F i g. 1 ist ein Magnetband 10 dargestellt, auf dem die Signale von vier Kanälen in vier Spuren aufgezeichnet sind, die parallel zueinander verlaufen. Das Magnetband 10 wird durch Rollen 11 und 12 in Pfeilrichtung A angetrieben. Eine erste Magnetkopfgruppe 14 und eine zweite Magnetkopfgruppe 13 sind entlang der Bahn des Bandes angeordnet. Die Magnetkopfgruppe 13 besteht aus vier Hilfsköpfen und die Magnetkopfgruppe 14 aus vier Hauptmagnetköpfen, die mit den vier Spuren des Magnetbandes 10 in Berührung stehen. Die zweite Gruppe 13 hat gegenüber der ersten Gruppe 14 einen Abstand 1 und liegt in der Fortäbewegungsrichtung des Bandes 10 vor der ersten Gruppe 14. Der Abstand Z beträgt z. B. 65 mm. Wenn dieser Abstand in den Zeitmaßstab umgewandelt wird, so ergibt sich eine Zeitdauer von 460 Millisekunden, wenn das Magnetband 10 mit einer Geschwindigkeit von ¹It, 7 der üblichen Aufzeichnungsgeschwindigkeit bewegt wird.

Die von dem in Pfeilrichtung A bewegten Magnetband 10 durch die zweite Gruppe 13 abgenommenen Signale der vier Kanäle werden vier Ausgleichsverstärkern 15 a bis 15 d zugeführt. Die in diesen Verstärkern ISa bis 15a" verstärkten und ausgeglichenen Signale werden in ihrer Amplitude in Pegeleinstellern 16a bis 16ö* eingestellt und Hochpaßfiltern 17e bis 17d zugeführt. Die Hochpaßfilter 17a bis lld haben eine solche Frequenzcharakteristik, daß sie Signale über 8 kHz durchlassen und Signale unter 8 kHz mit einem Verhältnis von 12 dB/Okt. dämpfen. Der Grund für die Benutzung der Hochpaßfilter ist, daß beim Auftreten einer Komponente hoher Frequenz und großer Amplitude in dem direkten Signal die Trägerkomponente ungünstig beeinflußt wird, während selbst bei einer verhältnismäßig hohen Am-

plitude einer Komponente tiefer Frequenz des direkten Signals die superponierte Trägerkomponente beim Schneiden und Aufzeichnen nicht ungünstig beeinflußt wird. Es ist daher notwendig, die Komponente hoher Frequenz auszusieben, um die Amplitude der

Komponente hoher Frequenz gleichzurichten. Die mit Hilfe der Hochpaßfiltcr ausgesiebten Signale mittlerer und hoher Frequenz werden über eine ODER-Schaltung 18, die aus Dioden 18a bis 18a" besteht, einem monostabilen Multivibrator 19 zugeführt. Die

Dioden 18a bis 18 a" sind vorgesehen, damit nur ein postives Signal einer halben Periode durchgelassen wird, so daß die Signale der verschiedenen Kanäle sich nicht auslöschen können, wenn sie dem einzigen monostabilen Multivibrator 19 zugeführt werden. Der als Pegelschaltung dienende monostabile Multivibrator 19 spricht an, wenn ein Signal, welches einen vorbestimmten Pegel überschreitet, von mindestens einer der Dioden 18 a bis 18 a" geliefert wird. Die Ausgangsspannung des monostabilen Multivibrators 19, die Rechteckform aufweist, wird einer als Zeitkonstantenschaltung dienenden Integrationsschaltung 20 zugeführt, in der sie mit einer Zeitkonstanten versehen wird. Die Ausgangsspannung der Integrationsschaltung 20 wird als Steuerspannung über einen

Pegeleinsteller 21, Steuerschaltungen 22 a und 22 b zugeführt.

Die Signaie der vier Kanäle, die von der ersten Gruppe 14 erzeugt werden und eine Verzögerungszeit t ( = 1/ v, wobei / der Abstand zwischen den Kopf- gruppen 13 und 14 und ν die Vorschubgeschwindigkeit des Bandes 10 ist) gegenüber den durch die zweite Gruppe 13 wiedergegebenen Signalen aufweisen, werden in Ausgleichsverstärkern 23 a bis 23 a" verstärkt und Hochpaßfiltern 25a bis 25a" über Pegel-

einsteller 24 a bis 24 d zugeführt. Die verstärkten Signale werden außerdem Matrixschaltungen 29 a und 296 zugeleitet. Die in den Hochpaßfiltern 25a bis 25 a" ausgesiebten Signale werden über eine ODER-Schaltung 26 mit Dioden 26a bis 26 a" einem mono-

So stabilen Multivibrator 27 zugeführt, der als Pegelschaltung dient. Die Ausgangsspannung des monostabilen Multivibrators 27 wird einer als Zeitkonstantenschaltung dienenden Integrationsschaltung 28 zugeleitet, in der sie mit einer Zeitkonstante versehen wird. Das Ausgangssignal der Integrationsschaltung 28 wird mit dem Steuersignal der Integrationsschaltung 20 gemischt und über den Pegeleinsteller 21 den Steuerschaltungen 22 a und 226 zugeführt. Es sei bemerkt, daß die Schaltungen zwischen den Pegelein-

stellern 24 a bis IAd und den Steuerschaltungen 22 a

und 226 die gleiche Ausführung haben wie die

Schaltungen zwischen den Pegeleinstellern 16 a bis

16 d und den Steuerschaltungen 22a und 226.

Die Signale CHl bis CH 4, die von den Verstar-

kern 23 a bis 23 a* der Matrixschaltung 29 a und 296 zugeführt werden, werden in diesen Matrixschaltungen verarbeitet. In der Matrixschaltung 29 a wird em Summcnsignal (CHl + CH2) und ein

(β

signal (CH 1 — CH Z) mit Bezug auf die beiden ten Kanälen einen vorbestimmten Pegel über Signale CHl und CH 2 des ersten und zweiten Kanals schreitet.

gebildet. In der Matrixschaltung 29 b wird ein Sum- Wenn der zu der zweiten Magnetkopfgruppe 12

mensignal (CH 3 + CH4) und ein Differenzsignal gehörende Kopf des ersten Kanals ein Signal Sl ir (CH3 — CH4) aus den Signalen CH3 und CH4 des 5 Fig. 2(A) erzeugt, wird das gleiche Signal vor dritten und vierten Kanals gebildet. Die Differenz- dem entsprechenden Kopf der ersten Gruppe 14 versignale (CHI — CH2) und (CH3 —CH4) der Ma- zögert wiedergegeben, der gegenüber dem Kopf dei trixschaltungen29a und 29ft werden Phasenmodu- zweiten Gruppe 13 den Abstand/ hat, so daß das latoren 30a und 306 zugeführt, in der die Signale mit Signal 52 gegenüber dem Signal Sl eine Zeitverzögeeiner Bandbreite zwischen 20 und 50 kHz phasen- io gerung t nach F i g. 2 (B) aufweist, moduliert werden. Die phasenmodulierten Differenz- Der monostabile Multivibrator 19 ist so eingestellt

signale werden den Steuerschaltungen 22 a und 22 ft daß er bei einem Pegel Vl in Abhängigkeit von dem zugeleitet, in denen die Trägerwellenamplitude durch Eingangssignal Sl anspricht. Der monostabile Multiein Steuersignal aus den Integrationsschaltungen 20 vibrator 27 ist so eingestellt, daß er bei einem Pegel und 28 gesteuert wird. Die phasenmodulierten Dif- 15 V 2 (im vorliegenden Fall ist Vl gleich Vt) in Abferenzsignale, die durch die Steuerschaltungen 22 a hängigkeit von dem Eingangssignal 52 anspricht. Dei und 22 ft in ihrer Trägerwellenamplitude gesteuert monostabile Multivibrator 19 spricht daher in dem sind, werden Mischschaltungen 31 α und 31 ft züge- Augenblick an, wenn das Signal 51 den vorbestimm· führt. Die Summensignale (CHl + CH2) und ten Pegel Vl erreicht, und ein Rechtecksignal 53 mil (CH3 + CH4) der Matrixschaltungen 29 α und 29 ft ao einer Signalspannung V3 und einer Zeitdauer il werden mit einer Bandbreite zwischen 30 Hz und wird, wie aus F i g. 2 C hervorgeht, erzeugt. In glei-15 kHz in Mischschaltungen 31a und 31 ft über Ver- eher Weise spricht der monostabile Multivibrator 21 zögerungsschaltungen 32a und 32 ft zugeführt, so daß in dem Augenblick an, wenn die Amplitude des sie bezüglich der Zeitlage mit den phasenmodulierten Signals 5 2 den vorbestimmten Pegel V 2 erreicht, und Differenzsignalen zusammenfallen. 25 eine Rechteckwelle 54 mit einer Spannung Vi und

Ein Multiplexsignal des direkten Summensignals einer Dauer r2 wird am Ausgang des Multivibrators und des phasenmodulierten Differenzsigna'.s aus den nach Fig. 2C erzeugt. Die Zeitdauer il und i2 sind Signalen CHl und CH 2 des ersten und zweiten Ka- in einer solchen Weise bestimmt, daß sie einander nals, da> in der Mischschaltung 31 α gemischt und gleich (fl = i2) und etwas kleiner als die Verzögegemultiplext ist, wird in einem Aufzeichnungsverstär- 30 rungszeit r (il, t2<t) sind. Der monostabile Multiker33a verstärkt und dann der linken Kanalseite L vibrator dient auch dazu, die vorbestimmte Amplieines Schneidkopfes 34 einer Schneidmaschine züge- tude gleichzurichten, so daß er auch genau anspreleitet. Ein Multiplexsignal aus dem direkten Sum- chen kann, wenn die Zeitdauer, während der die mensignal des dritten und vierten Kanals und dem wiedergegebenen Signale Sl und 52 den vorbestimmphasenmodulierten Differenzsignal des dritten und 35 ten Pegel überschreiten, nur kurz ist. In den vierten Kanals, das in der Mischschaltung 31 ft ge- Fig. 2(A) und 2(B) sind die Perioden der Signale mischt und gemultiplext ist, wird in einem Auf zeich- 51 und 52 zur besseren Verdeutlichung vergrößert nungsverstärker33ft verstärkt und dann der rechten dargestellt. Die Frequenzen der Signale 51 und 52 Kanalseite R des Schneidkopfes 34 zugeleitet. Die liegen in der Größenordnung von kHz, und eine Multiplexsignale werden auf beiden Seitenwandungen 40 Periodendauer ist im Vergleich zu den Zeiten t, ti einer einzigen 45/45-Grad-Tonrille einer Schallplatte und t2 außerordentlich kurz. Die vorbestimmten 35 geschnitten und aufgezeichnet. Die Frequenz des Werte Vl und V2 werden durch Einstellung der Eindirekten Summensignals ist niedrig (z. B. 30 Hz bis gangssignale in den Pegeleinstellern 16a bis 16 ti und 15 kHz, während die Frequenz des phasenmodulier- 24 a und 24 d sowie durch entsprechende Auswahl ten Differenzsignals hoch ist (z. B. 20 bis 50 kHz). 45 der Transistoren für die monostabilen Multivibrato-Die Tonrille in der Schallplatte 35 hat daher einen ren 19 und 27 bestimmt

Verlauf, der aus einer verhältnismäßig großen Wenn die Signale 53 und 54 die Integrations-

Schwingung, die der Frequenz des direkten Summen- schaltungen 20 und 28 durchlaufen, wird ein Steuersignals entspricht, und einer verhältnismäßig kleinen signal SS erzeugt, das einen Spannungsverlauf hat Schwingung, die der Frequenz des phasemnodulierten 50 der allmählich über eine verhältnismäßig große Zeit Differenzsignals entspricht, zusammengesetzt ist, wo- hin zunimmt, dann während einer bestimmten Zeitbei die zuletzt genannte Schwingung auf die erstge- dauer konstant bleibt und allmählich wiederum mit nannte superponiert ist. Die Blockschaltungen einer verhältnismäßig großen Zeitkonstante nach zwischen den Verstärkern23a bis 23d und dem Fig. 2(D) abnimmt. Dieser Verlauf stellt das ee-Schneidkopf 34, einschließlich der Matrixschaltungen 55 mischte Ausgangssignal der Schaltungen 20 und 28 a und 296 (mit Ausnahme der Steuerschaltungen dar.

a und 226) sind im einzelnen in der deutschen Wie sich aus einem Vergleich des Signals 52 nach

Offenlegungsschrift 2058334 beschrieben. Fig. 2(B) mit dem Signal55 nach Fig. 2(D) er-

Die Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels nach gibt, steigt das Signal 55 allmählich an, bevor der Fig. 1 wird nun hn Zusammenhang mit dem in 60 Teil des Signals52 mit großer Amplitude (der Teil Fig. 2 dargestellten Signal angegeben. Bei der fol- der die Spannung V2 übersteigt) beginnt und ist in genden Beschreibung zur Erläuterung der Ablei- einem Zeitpunkt, der dem ersten Abschnitt des Teitung des Steuersignals wird nur auf das von dem les des Signals 52 mit großer Amplitude entspricht Kopf des ersten Kanals erzeugte Signal Bezug ge- genügend angestiegen. Das Signal 55 bleibt während nommen. Für die aus den zweiten bis vierten Ka- 65 einer Zeitdauer angehoben, die ausreicht, um die nälen abgeleiteten Signale gut jedoch das gleiche. Zeitdauer zu überdecken, welche dem Teil des Si-Das Steuersignal wird erhalten, wenn die Amplitude gnals S 2 mit hohem Pegel entspricht mindestens eines der Signale aus den ersten bis vier- Das Steuersignal 55 wird den Steuerschaltuneen

9 10

22 α und 226 über den Pegeleinsteller 21 zugeführt. angestiegener Spannungswert während einer vorge-In den Steuerschaltungen 22 a und 22 b werden die gebenen Zeitdauer beibehalten wird, bevor die Span-Träger der phasenmodulierten Differenzsignale, die nung wieder abfällt. Die in der Verzögerungsschalcjne konstante Amplitude am Ausgang der Phasen- tung 49 erzeugte Signalspannung wird einer Zeitmodulatoren 30a und 30 b haben, in ihrem Pegel 5 konstanten schaltung 50 einer nächsten Stufe zugedurch das Steuersignal 55 gesteuert. Ein phasenmo- führt. Das Spannungssignal wird integriert und in duliertes Differenzsignal 56, dessen Trägerwellen- dieser Schaltung mit einer Zeitkonstanten versehen, amplitude gesteuert ist, wird am Ausgang der Steuer- Ein Ausführungsbeispiel der Verzögerungsschalschaltungen 22 a und 22 b mit einer Hüllkurve nach tung 49 und der Zeitkonstantenschaltung 50 sind in F i g. 2 (E) erhalten. i° F i g. 4 dargestellt. Wenn ein Signal mit hoher Ampli-Wenn die Amplitude des vom Magnetband 10 ab- tude, wie in Fig. 6(A) dargestellt, in einem der vier genommenen Signals größer ist als der vorbestimmte Kanäle auftritt, z. B. im ersten Kanal, dann wird ein Pegel, dann steigt der Pegel des direkten Summen- Signal 51 von dem zugeordneten Kopf der zweiten signals an. Dementsprechend wird die Schwingung, Gruppe 13 erzeugt, und zwar bevor ein Signal 52 von die von dem direkten Summensignal in der Tonrille 15 dem zugeordneten Kopf der Gruppe 14 nach der Platte 35 herrührt, größer, so daß ein gutes F i g. 6 (B) mit einer Zeit t verzögert wird. Das Si-Schneiden des phasenmodulierten Differenzsignals gnal, welches die Torschaltung 48 durchlaufen hat, schwierig wird. Daher wird die Amplitude des Trä- wird der Basis eines Transistors Q1 der Verzögegers des phasenmodulierten Differenzsignals so ge- rungsschaltung 49 von einer Klemrr.j 70 zugeführt, steuert, daß sie größer wird. Hierdurch ist es mög- 20 um den Transistor leitend zu machen. Ein Spanlich, daß die überlagerte Schwingung, die von dem nungssignal 57 mit einer Zeitdauer 13 erscheint am phasenmodulierten Differenzsignal herrührt, groß Kollektor des Transistors Q1, wie aus Fig. 6(C) wird, so daß ein gutes Schneiden und eine gute Auf- hervorgeht. Ein Widerstand R 2 liegt zwischen dem zeichnung möglich sind. Da der Anstieg und der Ab- Kollektor des Transistors Ql und einer Klemme 71, fall der Hüllkurve des phasenmodulierten Differenz- 25 der eine Spannung £ zugeführt wird. Ein Kondensignals, dessen Trägerwellenamplitude gesteuert wor- sator Cl liegt zwischen dem Kollektor und Erde. Die den ist, eine genügend große Zeitkonstante aufweist, Basis eines Transistors Q 2 ist über eine Zenerdiode ergibt sich keine Rauschmodulation während der ZD1 mit dem Kollektor des Transistors Q1 verbun-Wiedergabe. den. Der Transistor Q2 wird durch das Signal 57 Im Zusammenhang mit den Fig. 3 bis 6 wird ein 3° leitend gemacht, und ein Signal58 mit einer Dauer . · zweites Ausführungsbeispiel beschrieben. (i3 +/4) wird am Kollektor des Transistors Q 2, wie In Fig. 3 ist die Schaltungsanordnung, in der die aus Fig. 6(D) ersichtlich, erzeugt. Die Zeit r4, die "'.'.;{ Signale CHl und CH2 der beiden ersten Kanäle und der Zeitdauer i3 hinzugefügt wird, ist durch die fol-

i| die Signale CH3 und CH4 des dritten und vierten gende Gleichung gegeben:

I Kanals in direkte Summensignale und phasenmodu- 35 . _ _. _„ . 1

" ;ΐ| lierte Differenzsignale umgewandelt und in der die f — C1 · · log„ — .

;;jS Signale miteinander superponiert werden, und die 1 —

^."<f Anordnung für das Schneiden und Aufzeichnen auf £
^ |; der Schallplatte die gleiche wie in Fig. 1, so daß die Dabei ist Cl die Kapazität des Kondensators Cl, ;', i Beschreibung dieser Teile der Anordnung fortge- 40 R 2 der Widerstandswert des Widerstands R 2, E₂ die 4;; "^, lassen wird, und es wird nur ein Blockschaltbild be- Spannung der Zenerdiode ZD1 und E die an der •>~;'p schrieben, das sich direkt auf das Steuersystem für die Klemme71 angelegte Spannung.
,C Trägeramplitude entsprechend dem vorliegenden I_n der Zeitkonstantenschaltung 50 sind Wider-' ; ;i, Ausführungsbeispiel bezieht. Die Signale des ersten stände/?5 und Rl zwischen dem Kollektor des J! bis vierten Kanals, die von der zweiten Gruppe 13 45 Transistors β 2 und einer Klemme 72 angeordnet, abgeleitet werden, werden in ihrer Frequenzcharak- Ein Widerstand R 6 und ein Kondensator C 2 liegen teristik durch frequenzbeeinflussende Kreise 42 a bis parallel zwischen dem Verbindungspunkt des Wider- |j 42 d koirigiert. Die Signale werden in ihrem Ampli- stands R S und dem Widerstand R 7 und Erde. Das tudenwert durch halbfeste variable Widerstände 43α Signal 58, welches am Kollektor des Transistors Q2 bis 43 d eingestellt und dann den Verstärkern 44 a 5° auf tritt, wird in einer Integrationsschaltung integriert, bis 44 a* zugeleitet. Die in den einzelnen Kanälen ver- die aus dem Widerstand R S und dem Kondensator stärkten Signale werden nach dem Durchlaufen der C 2 besteht und eine bestimmte Zeitkonstante aufVerstärker 44 a bis 44 d Hochpaßfiltem 45 a bis 45 d weist Dementsprechend wird ein Signal 59 mit einei zugeführt, in denen die hohen Frequenzen der Signale ansteigenden und abfallenden Charakteristik nach ausgesiebt werden. Die ausgesiebten Komponenten 55 F i g. 6 (E) an der Klemme 72 erzeugt Das Signal 59 hoher Frequenz werden in veränderlichen Widerstän- wird als Steuersignal später weiter verwendet. Da; den 46 a bis 46 d entsprechend gedämpft, in Verstär- Signal 59 besteht aus einem ansteigenden Teil mi: J<ern47a bis 47 d verstärkt und einer ODER-Schal- einer Zeitdauer r5, einem konstanten Teil mit ein© tung 48 zugeführt, welche Dioden 48 a bis 48 d ent- Zeitdauer 16 und einem abfallenden Teil mit einei hält. Die Signale, welche die ODER-Schaltung 48 ⁶<> Zeitdauer ti. Die Zeitkonstanten des ansteigende] durchsetzt haben, werden einer als Regelschaltung und abfallenden Teiles werden durch die Zeitkon dienenden Verzögerungsschaltung 49 zugeleitet. Wenn stante der Integrationsschaltung in der Zeitkonstan daher das Signal eine der Dioden 48 a bis 48 d die tenschaltung 50 bestimmt Die erwähnte Zeitkon Torschaltung 48 durchläuft, wird der Verzögerungs- stante ist so ausgewählt, daß sie der Bedingung schaltung 49 ein Eingangssignal zugeführt 65 t6 = t3 und /5 = ti = t genügt Die großen Zeit Die Verzögerungsschaltung 49 ist so ausgebildet konstanten, die das Steuersignal 59 beim Ansteige daß sie ein Signal erzeugt, dessen Spannung beim und Abfallen aufweist, bewirken, daß die Arbeite Eintreffen des Eingangssignals ansteigt und dessen weise der Begrenzerstufe des Gerätes zur Wiedergab

der Platte geglättet ist, und verhindern, daß Schwankungen des Pegels der Trägerwelle das direkte Summensignal nicht stören.

Das am Ausgang der Zcitkonstanfenschaltung 50 an der Klemme 72 abgenommene Steuersignal S9 wird über einen veränderlichen Widerstand 51, der in Fig. 3 dargestellt ist und zur Einstellung des Steuerbereiches dient, einer Diode 52 zugeführt, so daß es am Punkt 53 vorhanden ist. Eine positive Gleichspannung von einer Klemme 54 wird über einen Spannungsstabilisator 5fi und eine Diode 56 dem Punkt 53 als Vorspannung zugeführt. Die Dioden 52 und 56 haben einander entgegengesetzte Polaritäten, so daß ein Strom in umgekehrter Richtung nicht fließen kann. Die Vorspannung wird zugeführt, um den Verzerrungsfaktor in dem Steuersystem zu reduzieren und die Arbeitsweise zu stabilisieren. Die am Punkt 53 auftretende Steucrsignalspannung ist der Vorspannung überlagert und wird den Steuerschaltungen 57 und 58 zusammen mit dieser zugeführt.

Ein phasenmoduliertes Differenzsignal, das ähnlich wie beim ersten Ausführungsbeispiel aus den Signalen CWl und CH 2 der ersten beiden Kanäle von den Magnetköpfen der ersten beiden Kanäle der ersten Magnetkopfgruppe 14 erzeugt wird, wird von einer Klemme 59 einer Steuerschaltung 60 auf der Seite des ersten und zweiten Kanals (die im folgenden als linke Kanalseite bezeichnet wird) zugeführt. In ähnlicher Weise wird der Seite des dritten und vierten Kanals (die im folgenden als rechte Kanalseite bezeichnet wird) ein phasenmoduüertes Differenzsignal aus den Signalen CH 3 und CH 4 des dritten und vierten Kanals von einer Klemme 63 der Steuerschaltung 64 zugeleitet. Das linke phasenmodulierte Differenzsignal, dessen Trägeramplitude in dem Steuerkreis 60 in Abhängigkeit von der Steuerschaltung 57 gesteuert ist, der die Steuerspannung vom Punkt 53 zugeführt wird, wird an einer Ausgangsklemme 62 über einen Pegeleinsteller 61 erhalten. Das gleiche gilt für die rechte Kanalseite. Das rechte phasenmodulierte Differenzsignal, dessen Trägerwellenamplitude in der Steuerschaltung 64 gesteuert wird, wird an einer Ausgangsklemme 66 über einen Pegeleinsteller 65 abgenommen.

Ein Ausführungsbeispiel des Steuerelementes 57 und der Steuerschaltung 60 ist in F i g. 5 dargestellt Die Steuerelementschaltung 58 und die Steuerschaltung 64 haben einen ähnlichen Aufbau wie die bereits genannten Schaltungen, so daß die Beschreibung der einen Anordnung genügt. Die Steuersignalspannung und die Vorspannung am Punkt S3 nach F i g. 3 werden über eine Eingangsklemme 73 der SteucT-elementschaltnng 57 in F i g. 5 an der Basis von Transistoren (23 und 04 zugeführt. Der Verbindungspunkt des Emitters des Transistors β 3 und des Kollektors des Transistors 04 ist geerdet, und der Verbindungspnnkt des Kollektors des Transistors 03 und des Emitters des Transistors 04 ist mit dem Emitter eines Transistors 05 in der Steuerschaltung ' 60 über einen Kondensator C3 verbunden. Die Vorspannung wird immer den Basen der Transistoren 03 und 04 von der Klemme 73 zugeführt, wenn kein Steuersignal anliegt, und die Transistoren 03 und 04 haben innere Widerstände zwischen den Kollektoren und Emittern. Wenn das Steuersignal 59 der Basis des Transistors 03 und der Basis des Transistors 04 zugeführt wird, werden die inneren Widerstände der Transistoren verändert. Diese Veränderungen der inneren Widerstände bewirken, daß sich der Verstärkungsgrad des Verstärkungstransistors 05 ändert. Das phasenmodulierte Differenzsignal der Klemme 59 wird daher bezüglich seiner Trägerwellenamplitude in Abhängigkeit von dem Steuersignal 59 gesteuert, so daß eine Ausgangsgröße an der Klemme 74 über die Transistoren 05 und 06 abgenommen werden kann, so daß ein phasenmoduliertes Differenzsignal 510, dessen Hüllkurve nach Fig.6(F) gesteuert ist,

ίο an der Klemme 74 auftritt.

Bei dem eben beschriebenen Ausführungsbeispiel tritt das Steuersignal 59 an dem Punkt 53 auf, wenn einer der vier Kanäle ein Signal führt, das einen vorbestimmten Pegel überschreitet. Dieses Signal 59 wird den Steuerelementenschaltungen 57 und 58 gleichzeitig zugeführt, so daß gleichzeitig die linke Kanalseite des phasenmodulierten Differenzsignals und die rechte Kanalseite des phasenmodulierten Differenzsignals gesteuert werden. Die Tonrille auf der Platte, auf der diese Signale aufgezeichnet werden, weist daher keine Unsymmetrie zwischen den Formen der beiden Wandungen auf, die die gleiche Form haben. Die Signale werden daher von einer solchen Platte mit dem gleichen Signal-Rausch-

s5 Verhältnis für die linken und rechten Kanäle bei der Wiedergabe abgenommen. Die Platte und die Wiedergabenadel haben daher eine längere Lebensdauer. Außerdem wird die Spurverzerrang und eine Phasenmodulationsstörung des Trägers mit Bezug auf den Krümmungsradius der Wiedergabenadel vermindert. Auch die Kreuzmodulation zwischen den linken und rechten Kanälen und ein Übersprechen werden vermindert.

Bei dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel ist jedoch die Amplitude des Trägers des phasenmodulierten Differenzsignals nur in einer Stufe relativ zu der Änderung der Amplitude des direkten Summensignals veränderlich, nämlich wenn die Amplitude des reproduzierten Signals einen vorbestimmten Pegel überschreitet, und liegt sonst unterhalb des vorbestimmten Pegels. Wenn daher die Amplitude des reproduzierten Signals in der Nähe eines mittleren Pegelwertes schwach schwankt, wird die Amplitude des Trägers des phasenmodulierten Differenzsignals an dem einen Punkt gesteuert und an einem anderen Punkt nicht gesteuert. Hierdurch ergibt sich eine Instabilität bei der Arbeitsweise der Anordnung.

Ein drittes Ausführungsbeispiel, welches dazu dient, die eben beschriebene Schwierigkeit zu beheben, wird im Zusammenhang mit Fig. 7 bis 11 beschrieben. In F i g. 7 werden die Signale des ersten bis vierten Kanals, die von der zweiten Magnetkopfgruppe 13 von dem Magnetband 10 abgenommen werden, in Verstärkern 80a bis 80rf ausgeglichen und

ss verstärkt und Hochpaßfiltern 81a bis 81 ei zugeführt Die in den Hochpaßfiltern 81a bis 81 d ausgesiebten hohen Frequenzkomponenten werden in ihrer Größe in Dämpfungsgliedern 82a bis 82a* eingestellt, in Verstärkern 83a bis 83a* mit flacher Charakteristik verstärkt und dann Verzögerungsschaltungen 85 und 86 zugeführt

Ein Ausführungsbeispiel der Schaltung zwischen dem Verstärker 80a und dem Verstärker 83a ist in Fig. 8 dargestellt Die Schaltungen für den zweiten bis vierten Kanal sind genau so ausgebildet wie die Schaltung für den ersten Kanal, so daß die Beschreibung dieses einen Kanals genügt Das von der zweiten Gruppe 13 wiedergegebene Signal wird den Ein-

gangsklemmen 100 zugeführt und in einem Transformator 101 um etwa 20 dB herauftransformiert. Das Signal wird dann der Basis eines Transistors β 7 zugeleitet Transistoren ß7 und QS bilden eine Ausgleichs- und Verstärkungsschaltung mit einem Rückkopplungskreis mit NAB-Charakteristik. Die Werte von Widersländen R15 und R16 und eines veränderlichen Widerstandes VRl und eines Kondensators Cl sind so ausgewählt, daß

(R 16 +VRl) Cl = 3180 (usec) - 2,7 für tiefe Frequenzen und

C7 = 50(|tsec)-2,7

stante eines WiderstandesR2S und eines Konden satorsCie bestimmt ist sowie durch die Spannunj der Zenerdiode ZD10 und eine Spannung Vccl, dii der Klemme 111 zugeführt wird, an der der Wider 5 stand R 25 liegt.

Die Signale des ersten bis vierten Kanals werdet von den Eingangskiemmea 110 a bis UOd über veränderliche Widerstände VR 2 bis VRS, die zur Pegeleinstellung dienen, und Zenerdioden ZD 6 bis ZDS ίο der Basis eines Transistors β 16 in der zweiien Verzögerungsschaltung 86 zugeführt. Da die Eingangssignale an dem Transistor Q16 in den veränderlichen Widerständen VRI bis VRS gedämpft sind, arbeitet der Transistor β 16 nur, wenn die Amplitude des für hohe Frequenzen ist Der Faktor 2,7 berücksich- 15 Signals 51 den zweiten vorgegebenen Pegelwert übertigt die Tatsache, daß die Drehgeschwindigkeit der schreitet, der höher liegt als der Pegel VA und erzeugt Platte beim Schneiden und Aufzeichnen 1/2,7 der ein Signal512, das in Fig. H(D) dargestellt ist, an Drehgeschwindigkeit bei der Wiedergabe ist Die seinem Kollektor. Dieses Signal 512 ist wie das Si-Transistoren β 9 und β 10 bilden einen flachen Ver- gnal 513, ein Ausgangssignal eines Transistors β 17, stärkerkreis und dienen zur Umwandlung der Impe- ao ebenso wie ein Signal514, das in Fig. H(F) dargedanz. Das Hochpaßfilter besteht aus Widerständen stellt is..

R17 und RlS, KondensatorenC8 und C9 und In- Die Signale513 und 514 werden an den Tran-

duktivitäten L1 und L 2. Im vorliegenden Fall liegt sistorenßl4 und β 17 abgenommen und durchlaudie Grenzfrequenz des Hochpaßfilters bei etwa fen Transistoren β 15 und β 18, die Schaltungen zur 8 kHz/2,7. Ein Verstärker 83 α mit flachem Frequenz- »5 Umwandlung des Spannungsverlaufs bilden, und verlauf enthält Transistoren QU und β 12. Der werden dann an einem Punkt 112 addiert, so daß Verstärkungsfaktor des Verstärkers83 wird durch sich ein superponiertes Signal515 nach Fig. 11 (G) einen Rückkopplungswiderstand 19 bestimmt, der ergibt Das Signal 515 wird einem Miller-Integrator zwischen dem Kollektor des Transistors β 12 und zugeführt, der aus einem Transistor β 19, einem dem Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des 30 Widerstand R 39 und einem Kondensator C 20 be-Ttansistors β 11 und einem Emitterwiderstand R 20 steht Das Signal 515 wird in dem Miller-Integrator liegt. Der Ausgangsbezugspegel liegt bei +2 dB. integriert und in ein Signal 516 nach Fig. 11 (H)

Die an den Verstärkern 83 a bis 83 d abgenomme- umgewandelt welches eine Zeitkonstante hat, die nen Signale durchlaufen eine ODER-Schaltung 84 durch den Widerstand R39 und den Kondensator mit Dioden 84 a bis 84 d und werden gleichzeitig der 35 C 20 bestimmt ist. Das Signal 516 wird an der Ausersten und zweiten Verzögerungsschaltung 85 und 86 gangsklemme 113 abgenommen, zugeführt. Die erste Verzögerungsschaltung 85 tritt Das Steuersignal, welches sich in zwei Stufen je

in Wirkung für ein Eingangssignal, dessen Amplitude nach der Amplitude des Eingangssignals von der Inhöher als ein vorbestimmter Pegel liegt der im hohen tegrationsschaltung 87 ändert, wird an dem Punkt 53 Amplitudenbereich verhältnismäßig niedrig ist Die 40 über eine Diode 52 abgenommen und den Steuerzweite Verzögerungsschaltung 86 tritt in Wirkung bei elcmentschaltungen 57 und 58 zusammen mit einer einem Eingangssignal, dessen Amplitude größer ist Vorspannung zugeführt, die von der Klemme 54 über als ein zweiter vorbestimmter Pegel, der höher liegt die Spannungsstabilisatorschaltung 55 und die Diode als der erste Pegelwert Verzögerungssignale werden 56 zugeleitet wird. Wie bei dem zweiten Ausführangsvon diesen beiden Verzögerungsschaltungen £5 und 45 beispiel werden die Unken und die rechten phassen-86 abgeleitet. Die beiden Verzögerungssignale wer- modulierten Differenzsignale, die an den Klemmen den addiert und gleichzeitig einer als Zeitkonstanten- 59 und 63 auftreten, gleichzeitig bezüglich der Amschaltung dienenden Integrationsschaltung 87 züge- plitude ihrer Träger in den Steuerschaltungen 60 und führt. Ein Ausführungsbeispiel der ODER-Schaltung 64 in Abhängigkeit von dem Steuersignal 516 gusteu-84 der Verzögerungsschaltungen 85 und 86 und der so ert, so daß an den Klemmen 62 und 66 ein Signal Integrationsschaltung87 ist in Fig. 9 dargestellt. 517 auftritt, welches eine Hülle aufweist, deren Am-

Die Verzögerungsschaltungen 85 und 86 haben im Prinzip einen ähnlichen Aufbau wie die Verzögerungsschaltung 49 in Fig.4. Die Signale von den Eingangsklemmen HOa bis 11Od des ersten bis vier- 55 ten Kanals werden der Basis je eines Transistors β 13 in der ersten Verzögerungsschaltung 85 über Zenerdioden ZD 2 bis ZD 5 zugeführt. Wenn ein Signal 51, das in Fig. H(A) dargestellt ist und von einem Kopf der zweiten Gruppe 13 herrührt, einen So vorbestimmten Pegel V4 überschreitet, liefert der Transistor β 13 ein in Fig. H(C) dargestelltes Sinai 511 an seinem Kollektor. Dieses Signal 511 wird der Basis eines Transistors β 14 über eine Zener-

plitude in Abhängigkeit vom Pegel des Signals 51 in zwei Stufen gesteuert ist, wie es in Fig. 11(1) dargestellt ist.

Eine Ausführungsform der Steuerelementschaltung 57 und der Steuerschaltung60 ist in Fig. 10 dargestellt Diese Schaltung ist der in Fig. 5 dargestellten Schaltung ähnlich. Das Steuersignal 516 und die Vorspannung von einer Klemme 120 werden über Widerstände R 50 und R 51 der Basis von Transistoren Q 22 und β 23 zugeleitet. Die Kollektoren der Transistoren β 22 und β 23 sind an die Emitter eines Verstärkungstransistors β 20 über Widerstände R 52 und R S3 und einen Kondensator C 25 angeschlossen. Der

diode ZD10 zugeführt. Von dem Kollektor des Tran- 65 Verstärkungsgrad des Transistors β 20 ändert sich sistorsßl4 wird ein Signal513 nach Fig. 11 (E) infolge einer Veränderung des Innenwiderstandes des

ö Transistors β 22 und β 23 in Abhängigkeit von dem

Steuersignal 516. Das linke phasenmodulierte DifTe-

abgenommen. Das Signal 513 hat eine verzögerte und ausgedehnte Zeitdauer, die durch die Zeitkon-

Αυ

renzsignal von der Klemme 59 wird in seiner Amplitude in dem Transistor ς/20 in Abhängigkeit von dem Steuersignal 516 gesteuert. Dieses gesäuerte Signal S17 wird an der Ausgangsklemme 62 über einen Transistor Q 21 abgenommen.

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird die Amplitude der phasenmodulierten Differcnzsignale in zwei Stufen gesteuert, und zwar in Übereinstimmung mit der Änderung des Pegels des Eingangssignal .V Γ Bei diesem Ausführungsbeispiel kann man daher die Amplitude in genauerer Übereinstimmung mit den Änderungen der Amplitude des direkten Signals steuern als bei den vorhergehend beschriebenen "Ausführungsbeispielen, bei denen die Steuerung nur in einer Stufe durchgeführt wird. Obwohl im vorliegenden Ausführungsbeispiel die Steuerung in zwei Stufen durchgeführt wird, läßt sich auch eine Steuerung in drei oder mehr Stufen ausführen, um eine glattere Steuerung zu erhalten, indem man drei oder mehr Verzögerungsschaltungen vorsieht, die jeweils mit verschiedenen Pegeln arbeiten.

Als Pegcleinstellcr (Dämpfungsglied) 51 kann an Stelle eines veränderlichen Widerstandes eine in Fig. 11 dargestellte Schaltung benutzt werden, in der der Widerstandswert kontinuierlich geändert wird. Widerstände 131, 132 und 133 liegen in Reihe zwischen einem Widerstand 130, der an die Integrationsschaltung 50 (87) und an Erde angeschlossen ist. Kontakte 136, 137 und 138, mit denen ein Kontakt 135 eines Schalters wahlweise verbunden werden kann, sind mit Anschlußpunkten zwischen Widersländen 130 und 131, Widerständen 131 und 132 sowie Widerständen 132 und 133 verbunden. Ein Kontakt 139 ist an einen Widerstand 134 angeschlossen, der zwischen dem Widerstand 133 und Erde liegt. Der Kontakt 135 ist mit Dioden 52« und 526 verbunden. Wenn der Kontakt 135 der Reihe nach auf die Kontakte 136, 137 und 138 eingestellt wird, wird ein Widerstand, dessen Wert entweder der des Widerstandes 130 oder der Summe der Werte der Widerstände 130 und 131 oder die Summe der Werte der Widerstände 130. 131. 132 und der Summe der Werte der Widerslände 130, 131, 132 und 133 ist, zwischen die Inlegrationsschaltung50 (87) und die

ίο Dioden 52a und 52b eingeschaltet. Wenn der Kontakt 135 mit dem Kontakt 139 verbunden ist, geht das Steuersignal nicht durch den Kontakt 135 hindurch. Der Widerstand 134 ist vorgesehen, um Schwankungen des Spannungswertes an den Punkten 53 a und

53 b zu vermeiden, die infolge einer Stromumkehr von den Punkten 53a und 53b über die Dioden 52a und 52 b auftreten könnten.

Der Dämpfungsgrad des Steuersignals, das von der Integrierschaltung 50 (87) der Steuerelementschaltung

ίο 57 und 58 über Dioden 56« und 56ft zugeführt wird, wird durch Umschaltung des Kontaktes 135 des Schalters auf einen der Kontakte 136 bis 139 in der richtigen Weise ausgewählt.

Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Steucrelementschaltung 57 von der Steucrsignalspannung gesteuert, die von dem Schalter über die Diode 52 a zugeführt wird, sowie durch die Vorspannung, die von der Stabilisationsschaltung 55 über die Diode 56a zugeführt wird, während die Steuerelementschaltung 58 durch eine Stcuerspannung gesteuert wird, die von dem Schalter über die Diode 521 und die Vorspannung der Stabilisatorschaltung 5£ über die Diode 56 b geliefert wird. Eine Störung zwischen den Steuerschaltungen 57 und 58 kann dahei vermieden werden.

U:\l-ϋΠίΐί

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Herstellen von Tonaufzeichuungen auf Schallplatten nach dem Multiplexmehrkanalverfahren, mit einer Gruppe von Magnetköpfen zur Abtastung von auf einem in einer Richtung laufenden Magnetband aufgezeichneten Signalen mehrerer Kanäle, mit einer Modulatoreinrichtung zur Winkelmodulation eines "> Trägers mit einem von der Magnetkopfgruppe erhaltenen Signal, mit einer Mischeinrichtung zum Mischen und Multiplexieren des winkeLmodulierten Trägers mit einem von der Magnetkopfgruppe erhaltenen direkten Signal und mit einer Schneideinrichtung zum Aufzeichnen des multiplexierten Signals auf der Schallplatte, gekennzeichnet durch eine gegenüber der genannten ersten Magnetkopfgruppe (14) um einen vorbestimmten Abstand in bezug auf die Bandlaufrichtung vorversetzten zweiten Magnetkopfgruppe (13) zur vorzeitigen Abtastung der auf dem Magnetband (10) aufgezeichneten Kanalsignale, durch eine der zweiten Magnetkopfgruppe nachgeschaltete Pegelschaltung (19 in F i g. 1; 49 in F i g. 3; 85, 86 in Fig. 7). die ein Signal abgibt, wenn die Amplitude eines von der zweiten Magnetkopfgruppe erhaltenen Signals einen vorgegebenen Pegel überschreitet, durch eipp an die Pegelschaltung angeschlossene Zeitkonstantenschaltung (20 in F i g. 1; 50 in F i g. 3; 87 in F i g. 7), die ein mit einer passenden Zeitkonstanten allmählich ansteigendes Steuersignal erzeugt, wenn die Amplitude des von der zweiten Magnetkopfgruppe erhaltenen Signals den vorgegebenen Pegel überschreitet, und durch eine von der Zeitkonstantenschaltung angesteuerte Steuereinrichtung (22 a, 226 in Fig. 1; 57, 58, 60, 64 in Fig. 3 und 7) zum Anheben des Pegels des winkelmodulierten Trägers in einer dem Verlauf des Steuersignals entsprechenden Weise.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der ersten Magnetkopfgruppe (14) eine weitere Pegelschaltung(27 in Fig. 1) nachgeschaltet ist, die ein Signal abgibt, wenn die Amplitude eines von der ersten Magnetkopfgruppe erhaltenen Signals einen vorgegebenen Pegel überschreitet, daß an die weitere Pegelschaltung eine weitere Zeitkonstantenschaltung (28 in Fig. 1) angeschlossen ist, die den Anstieg und Abfall des Ausgangssignals der weiteren Pegelschaltung mit einer passenden Zeitkonstanten bewirkt, und daß das der Steuerschaltung (22a, 22b in Fig. 1) zugeführte Steuersignal (S5) durch Mischen aus dem Ausgangssignal der der zweiten Magnetkopfgruppe nachgeschalteten Pegelschaltung und aus dem Ausgangssignal der ehr ersten Magnetkopfgruppe nachgeschalteten weiteren Pegelschaltung gewonnen wird und einen solchen Spannungsverlauf hat, daß das Steuersignal mit der passenden Zeitkonstanten allmählich ansteigt, wenn die Amplitude des von der zweiten Magnetkopfgruppe(13) erhaltenen Signals den zugehörigen vorgegebenen Pegel überschreitet, hinreichend hoch angestiegen ist, wenn der dieser Amplitude entsprechende Signalabschnitt in dem von der ersten Magnetkopfgruppe (14) erhaltenen Signal auftritt, und allmählich mit der passenden Zeitkonstanten abfällt, wenn dieser Amplitudenabschnitt in dem von der ersten Magnetkopfgruppe erhaltenen Signal verschwunden ist.

3. Anordnung nacii Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pegelschaltungen (19, 27 in Fig. 1) als monostabile Multivibratoren ausgebildet sind, die bei einem Eingangssignal, dessen Amplitude einen vorbestimmten Pegel überschreitet, ansprechen und dann ein Ausgangssignal vorgegebener Zeitdauer abgeben.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Pegelschaltung eine Verzögerungsschaltung (49 in Fig. 3) enthält, die derart mit der Zeitkonstantenschaltung (50 in F i g. 3) zusammenarbeitet, daß das allmählich ansteigende Steuersignal im angestiegenen Zustand eine passende Zeitlang andauert und dann allmählich abfällt.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Pegelschaltung mindestens eine erste Pegelschaltung(85 in Fig. 7) und eine zweite regelschaltung(86 in Fig. 7) mit unterschiedlichen Eingangssignalansprechpegeln aufweist, die derart gewählt sind, daß die erste Pcgelschaltung (85) ein Ausgangssignal abgibt, wenn das von der zweiten Magnetkopfgruppe (13) stammende Signal einen ersten vorbestimmten Pegel überschreitet, und die zweite Pegelschaltung (86) ein Ausgangssignal abgibt, wenn das von der zweiten Magnetkopfgruppe (13) stammende Signal einen zweiten vorbestimmten Pegel überschreitet, der über dem ersten Pegel liegt, und daß die Ausgangssignale der ersten und zweiten Pegelschaltung (85, 86) nach Durchlaufen der Zeitkonstantenschaltung (87 in F i g. 7) das der Steuerschaltung (57, 58, 60, 64 in F i g. 7) zugeführte Steuersignal bilden, das die Amplitude des modulierten Trägers in mindestens zwei, mit der Zeitkonstanten behafteten Stufen steuert.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Modulatoreinrichtung mit einem ersten Modulator(30a in Fig. 1), der den Träger mit den Signalen eines ersten und eines zweiten Tonkanals winkelmoduliert, und mit einem zweiten Modulator(30b in Fig. 1), der den Träger mit den Signalen eines dritten und eines vierten Kanals winkelmoduliert, die Steuerschaltung eine erste und eine zweite Steuerschaltung (22a, 226 in Fig. I: 57, 58, 60, 64 in Fig. 3 und 7) enthält, von denen die erste die Amplitude des modulierten Trägers des ersten Modulators (30 a) und die zweite die Amplitude des modulierten Trägers des zweiten Modulators (30 b) steuert.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Steuerschaltung (22a, 226 in Fig. 1; 57, 58, 60, 64 in F i g. 3 und 7) gleichzeitig mit dem Steuersignal aus der Zeitkonstantenschaltung (20,28 in Fi g. 1; 50 in Fig. 3; 87 in Fig. 7) beliefert werden und die Amplitude der beiden winkelmodulierten Träger gleichzeitig steuern.