DE2119764A1 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung und Feststellen eines Spannungspegels - Google Patents

Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung und Feststellen eines Spannungspegels

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Description

Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Bezugsspannung und Feststellen eines Spannungspegels
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer stabilen Bezugsspannung, insbesondere eine Schaltung, bei der die in unterschiedlichen integrierten Aufbauten hergestellten Einheiten untereinander denselben Bezugspegel aufweisen. Eine derartige Schaltungsanordnung hat mindestens zwei in demselben Halbleiterplättchen ausgebildete Feldeffekttransistoren entgegengesetzten Leitungstyps, zwischen deren Steuerelektrode und Emitter jeweils eine Zone ausgebildet ist und die jeweils eine als minimales Steuerelektroden-Emitter-Potential, bei dem die Emitter-Kollektor-Strecke leitend zu werden beginnt, definierte Schwellenspannung haben, und mit einem ersten und einem zweiten Spannungsanschluß.
Viele verschiedene Schaltungen benötigen für den richtigen Betrieb einen stabilen und reproduzierbaren Bezugsspannungspegel. Solche Schaltungen werden beispielsweise zum Abfühlen, Feststellen und Vergleichen von Spannungspegeln verwendet und finden sich sowohl in Digitalschaltungen wie auch in Analogschaltungen. Beim Entwurf integrierter Schaltungen ist es zweckmäßig, die diese Funktionen ausführenden Einheiten gleichzeitig »und in demselben Herstellungsverfahren herzustellen, wobei sie grundsätzlich von der gleichen Art wie die anderen Schaltungselemente des integrierten Schaltungsplättchens sein sollen.
Bei komplementären Metalloxidhalbleiterschaltungen wäre es beispielsweise vorteilhaft, ein oder mehrere der Transistoren für
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die gewünschte Funktion des Pühlens und Vergleichend auf einem Schaltungsplättchen auszubilden. Die Schwellenspahnung Vm eines Transistors, welche die minimale Spannung zwischen Steuerelektrode und Emitter (Vng) ist, welche zum Einschalten des Transistors erforderlich ist, hat einen endlichen und relativ gut definierten Wert, der theoretisch als Bezugseinstellparameter herangezogen werden könnte. Die Schwellenspannung liegt innerhalb des der komplementären Metalloxidhalbleiterschaltung zugeführten Betriebspotentials, so daß dieser Parameter sich mit den Betriebserfordernissen der anderen Komponenten verträgt und somit als Bezugswert bestens geeignet ist. Ferner macht die hohe Eingangsimpedanz eines solchen Transistors eine kompakt aufgebaute Schaltung mit einem sehr geringen Stromverbrauch möglich.
Messungen der Schwellenspannungen Vm unterschiedlicher Transistoren zeigen jedoch, daß zwar die Schwellenspannungen von N-Kanal-Transistoren auf demselben Schaltungsplättchen (die also unter denselben Bedingungen gleichzeitig hergestellt worden sind) in einem Bereich von nur etwa 5 % variieren, daß die entsprechenden Unterschiede zwischen verschiedenen Plättchen jedoch mehr als 100 "Jo betragen und in der Praxis in einem Bereich zwischen 1 und 4 Volt liegen. Das gleiche gilt für Transistoren mit P-ieitenden Kanälen. Damit versteht es sich, daß die Schwellenspannung eines einzelnen N-leitenden oder P-leitenden Transistors sich nicht zur Ausnutzung bei Spannungsfühlschaltungen eignet.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß unter bestimmten Umgebungsbedingungen, wie sie in einer integrierten Schaltung herrschen, zwar die Schwellenspannungen der einzelnen Bauelemente in einem weiten Bereich variieren, die Summe der Schwellenspannungen eines Bauelementes einen Typs und eines Bauelementes eines anderen Typs jedoch unter den einzelnen integrierten Aufbauten praktisch konstant ist. Diese Erscheinung läßt sich vorteilhaft zur Herstellung von Schaltungen ausnutzen, die
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von Ausführung zu Ausführung einen stabilen Bezugspegel aufweisen.
Die Erfindung besteht bei einer Schaltungsanordnung mit mindestens zwei in demselben Halbleiterplättchen ausgebildeten Feldeffekttransistoren entgegengesetzten Leitungstyps, zwischen deren Steuerelektrode und Emitter jeweils eine Zone ausgebildet ist und die jeweils eine als minimales Steuerelektroden-Emitter-Potential, bei dem die Emitter-Kollektor-Strecke leitend zu werden beginnt, definierte Schwellenspannung haben, und mit einem ersten und einem zweiten Spannungsanschluß darin, daß der Emitter des ersten Transistors mit dem zweiten Spannungsanschluß und der Kollektor des zweiten Transistors mit dem ersten Spannungsanschluß verbunden sind und daß die Steuerelektrode und der Kollektor des ersten Transistors zusammengeschaltet und an die Steuerelektrode des zweiten Transistors angeschlossen sind.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Transistoren mit ihren Steuerelektroden zusammengeschaltet und mit ihren Emittern an unterschiedliche Spannungsanschlußklemmen angeschaltet, so daß zwischen diesen Anschlüssen ein Schaltungszweig besteht, dessen Schwellenspannung gleich der Summe der beiden Schwellenspannungen des ersten und des zweiten Transistors sind. Die Schaltung läßt sich zur Erzeugung eines Ausgangssignals verwenden, welches anzeigt, ob die an den Anschlüssen liegende Spannung größer oder kleiner als die Summe der Schwellenspannungen ist. Ferner läßt sie sich in einer Schaltungsanordnung verwenden, welche zusätzliche Funktionen erfüllt, bei der aber der Bezugspegel des Ausgangssignales vorherbestimmbar sein muß.
Sie Erfindung ist im folgenden anhand der Darstellungen von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt:
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Fig. 1 einen Querschnitt durch einen Teil eines integrierten Schaltungsplättchens, in dem innerhalb einer gemeinsamen iBolatorschicht ein P-leitender und ein N-leitender Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode ausgebildet ist;
Pig. 2 ein Schaltbild für eine nach der Erfindung ausgebildete Spannungspegelfühlschaltung; und
Fig. 3 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform einer Fühlschaltung nach der Erfindung.
Für die Erläuterung der Erfindung sei angenommen, daß die Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode vom Stromerhöhungstyp sein sollen. Jedoch läßt sich die Erfindung auch mit anderen, eine gemeinsame Isolatorschicht aufweisenden Transistoren realisieren, wie Stromdrosselungsfeldeffekttransistoren, Dünnfilmtransistoren oder Feldeffekttransistoren, die durch das Silicium- oder Saphirverfahren (SOS) ausgebildet worden sind. Die Eigenschaften der Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode, wie sie hier verwendet werden, sind im Zusammenhang mit der Erfindung im folgenden erläutert.
1) Die verwendeten Transistoren haben zwei Hauptelektroden, nämlich Emitter und Kollektor (im angelsächsischen Sprachgebrauch als •teourceMund l\lrainwbezeichnet), zwischen welchen ein üeitungsweg besteht, ferner eine Steuerelektrode (gate) über die mit Hilfe des an sie angelegten Potentials der Leitwert des Strompfades zwischen den Hauptelektroden bestimmt wird. Für einen P-leitenden Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode ist der Emitter als diejenige der beiden Hauptelektroden definiert, welcher das höchste Potential zugeführt wird. Bei einem N-leitenden Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode erhält der Emitter das niedrigere Potential.
2) Die verwendeten Feldeffekttransistoren sind in beiden Riehtungen leitend: Wenn also der Steuerelektrode ein Durchlässig-
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keitssignal zugeführt wird, kann der Strom zwischen den beiden Hauptelektroden in beiden Eichtungen durch die Hauptstromstrecke fließen.
5) Damit die Hauptstromstrecke stromdurchlässig wird, muß die zwischen Steuerelektrode und Emitter angelegte Spannung Vng so gepolt sein, daß die Leitungseigenschaften der Hauptstromstrecke sich verbessern, und die Spannung muß eine bestimmte Minimalamplitude tiberschreiten, die als Schwellwertspannung Vm definiert ist. Liegt die Steuerspannung Vo σ in der richtigen Richtung aber mit niedrigerer Amplitude als Vm an, dann ' bleibt der Transistor gesperrt und es fließt kein Strom durch seine Hauptstromstrecke.
4) Die Schwellenspannung V^ eines Feldeffekttransistors mit isolierter Steuerelektrode hängt von den Oberflächenladungen Q__ und von der im Inneren des Halbleitermaterial befindli-
chen Ladung Qinv der Kanalverarmungszone ab. Die Oberflächenladung Qss läßt sich auf Ladungsträger im Isolator und auf ungesättigte Ionenbindungen an der Isolatorzwischenfläche zurückführen. Zur Veranschaulichung der Wirkung der Oberflächenladung auf die Schwellenspannung ist in Pig. 1 ein Querschnitt durch einen P-leitenden Transistor 5 und einen ϊ-leitenden Transistor 7 in einem Schaltungsplättchen veranschaulicht.
Die P-leitenden Zonen 9 und 11 des Transistors 5 sind die Emit*· ter- und Kollektorzonen des Transistors und begrenzen die Enden seiner auch als Kanal bezeichneten Hauptstromstrecke. Entsprechend sind die N-Zonen 13 und 15 die Emitter- und Kollektorzonen des Transistors 7, welche die Enden von dessen Hauptstromstrecke oder Kanal begrenzen. Über den Kanälen der Transistoren 5 und 7 und durch eine Isolationsschicht 17» die beispielsweise aus Siliciumdioxid bestehen kann, von ihnen getrennt liegen die Steuerelektroden 19 und 21. Anstelle von Siliciumdioxid
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kann die Isolierschicht auch aus anderen bekannten Isolatormat erialien bestehen.
Die Isolierschicht wird über beiden Transistoren gleichzeitig ausgebildet (durch Aufwachsen und/oder Ablagern) und ihre chemische Zusammensetzung und Eigenschaften sind in beiden fällen praktisch dieselben. Wenn keine besonderen Verfahrensschritte angewandt werden, werden dabei die Dicke (t ) und die Dielektrizitätskonstante (^0x) der Siliciumdioxid-Ißolierschicht praktisch für sämtliche auf dem Plättchen ausgebildeten Elemente gleich.
Untersuchungen der Schwellenspannungen zeigen, daß, obwohl die Schwellenspannungen der einzelnen Transistoren von Plättchen zu Plättchen sich wesentlich unterscheiden, die Summe der Schwellenspannungen der P-leitenden und N-leitenden Transistoren eines Plättchens unter den verschiedenen Plättchen praktisch konstant ist. Diese Ergebnisse sind reproduzierbar, wenn die Elemente unter gleichen Bedingungen und mit gleichen Dicken und Materialien der Isolations schichten hergestellt werden. Dieses Ergebnis wird untermauert durch eine Betrachtung einiger Parameter, welche die Schwellenspannung bestimmen.
Man hat beobachtet, daß normalerweise die in der Isolierschicht vorhandene oder von ihr angezogene Oberflächenladung positiv ist. Dies ist in Pig. 1 durch die +Zeichen innerhalb der Kreise über den Kanalzonen dargestellt. Besteht die Ladung Q__ wia; in Pig. 1 aus positiven ladungoträgern, dann erzeugt sie ein positives Potential in einer Sichtung, in welcher der N-Kanal-Transistor 7 einschaltet und der P-Kanal-Transistor 5 ausschaltet. Da die Schwellenspannung durch das zum Einschalten des Transistors notwendige Potential definiert ist, sucht derjenige Anteil der Sehwellenspaimungj welcher auf dio Oberflächenladungen zurückzuführen ist, die Sohwellenspannmig eines P-Kanal-Transistors zu erhöhen, di© Schwellenspaanung ©ines S-Kanal-Transistors dagegen um den gleichen Betrag herabzusetzen«
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Die Schwellenspannungen eines N-Kanal-Transistors und eines P-Kanal-Transistors (V,™ bzw. Vmp) lassen sich (unter Vernachlässigung der Wirkung des Eontaktpotentials, welches für beide Typen eine unterschiedliche konstante ist) in folgender Weise ausdrucken:
V te C
VTN *" 		C -Q88 = VinvN -Vss
VTP = C + Qss = Yinvp + Vss
Hierbei ist Q001 die effektive Oberflächenladungsdichte (auf die Flächeneinheit bezogen),
^inv un^ ^inv die in den Kanalverarbei'tunSSzOßen des H-leitenden bzw. P-leitenden Transistors befindliche Ladung pro Flächeneinheit und
C eine Konstante, welche gleich eQZ ist und die Kapazität zwi-
sehen Steuerelektrode und Kanal pro Flächeneinheit bedeutet.
Die gesamte Schwelenspannung ist die algebraische Suaae der durch den Aufbau an sich gegebenen Schwellenspannung, welche notwendig ist, um den Kanal zu invertieren (
<Vss =
dem durch die Oberflächenladungen bedingten Schwellenspannungs- "TT
Es ist Ton Bedeutung, daß im Falle einer algebraischen Addition der Gleichungen 1 und 2 für V^» und Tmp die Sumse der beiden Schwellenspannungen zu einer Gleichung führt, aus welcher die Wirkung der Ladung Q_a eliminiert werden kann (V13J + VTp = Vinv + Vinv ). Da Qss zum großen Teil auf Verun-
N P
reinigungen und Oberflächenzustände zurückzuführen ist, welche
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schwer festzustellen und zu bestimmen sind, andererseits aber einen großen Einfluß auf Änderungen des Schwellspannungspegels hat, ermöglicht diese Elimination zu einem reproduzierbaren Bezugspegel zu kommen. Die Summe der Schwellenspannungen eines P-leitenden und eines N-leitenden Transistors ist daher in den in Fig. 2 und 3 veranschaulichten Schaltungen ausgenutzt, um einen stabilen Bezugspegel zu erhalten und eine neue Fühl- und Detektorschaltung aufzubauen.
Die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform der Erfindung wird zum Abfühlen eines zwischen den Anschlüssen 10 und 12 liegenden Potentials der von einer Potentialquelle 14 gelieferten Spannung verwendet, deren Amplitude Enn sich zeitlich verändert.
CC
Der positive Pol der Spannungequelle ist mit dem Anschluß 10 verbunden, der negative Pol mit dem Anschluß 12, der hier an Masse liegt. Der Transistor 16 hat einen N-leitenden Kanal, und sein Emitter ist an den Verbindungspunkt 12, seine Basis und sein Kollektor gemeinsam an den Verbindungspunkt 20 geschaltet. Der Transistor 16 ist wie eine MOS-Diode geschaltet, so daß sein Kollektor-Emitter-Potential Vpg gleich seiner Schwellenspannung VmW ist.
Zwischen die Schaltungspunkte 10 und 20 ist ein Widerstand 22 geschaltet, welcher einen Strompfad zwischen der Potentialquelle H und der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 20 darstellt. Macht man den Widerstand 22 relativ groß, dann ergibt er die Wirkung eines Stromgenerators, welcher einen relativ konstanten Strom liefert, der Änderungen der Schwellenspannung V^ des Transistors 16 als Folge des Kollektor-Emitter-Stromes minimal hält. Der Widerstand 22 könnte auch zu einer anderen Betriebespannungsquelle als die Quelle 14 geführt werden, wenn die Amplitude dieser Quelle wesentlich größer als die Schwellenspannung VTK des Transistors 16 ist, so daß ein relativ konstanter Stromwert durch die Hauptstromstrecke des Transistors fließt.
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Der Transistor 18 hat einen P-leitenden Kanal, seine Steuerelektrode ist an den Verbindungspunkt 20 angeschlossen, sein Emitter an den Schaltungspunkt 10 und sein Kollektor an den Ausgangsanschluß 24. Das von der Quelle 14 gelieferte Signal wird dem Knitter des Transistors 18 zugeführt, während seine Steuerelektrode auf dem relativ konstanten Bezugspotential gehalten wird, welches durch die Spannung VDg des Transistors 16 bestimmt wird. Der Transistor 18 leitet, und es fließt ein Strom durch den zwischen den Schaltungspunkt 12 und 24 liegenden Widerstand 26, wenn das Emitterpotential das Steuerpotential um mehr als die Schwellenspannung V^p des Transistors 18 überschreitet. Der Transistor 18 arbeitet quasi in einer Steuerelektrodengrundschaltung, bei welcher das Eingangssignal In. zum Ausgangsanschluß 24 gelangt, wenn es den kritischen Wert 7TP + VTN übere*eigt.
Ein Komplementärinverter 30 aus einem P-Ie it end en Transistor 32 und einem IS-leitenden Transistor 34 verstärkt das am Ausgangsanschluß 24 liegende Signal und kehrt es um. Die Transistoren 32 und 34 sind mit ihren Kanälen in Reihe zwischen die Anschlüsse 10 und 12 geschaltet. Ihre Steuerelektroden sind gemeinsam an den Ausgangsanschluß 24 angeschlossen und ihre itollektoren liegen gemeinsam am Ausgangsanschluß 36. Die nicht dargestellten Substratverbindungen der N-leitenden Transistoren erhalten das niedrigste Potential, während diejenigen der P-leitenden Transistoren das höchste Potential erhalten.
Die Betriebsweise der Schaltung läßt sich am besten verstehen, wenn man zunächst annimmt, daß die Amplitude En. der Potential*- quelle 14 anfänglich größer als die Summe der Schwellenspannungsabfälle der Transistoren 16 und 18.sind (ECC>VTN + VTp). Unter diesen Bedingungen fließt ein Strom durch den Widerstand 22B2CC ~ VTN^/R22^ ^10 durch den Kanal des Transistors 16. Das Potential am Schaltungspunkt 20 1st gleich dem Kollektor-Emitter-Potential Y-Qg des Transistors 16, welches infolge der
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Verbindung der Steuerelektrode mit dem Kollektor gleich, dem Schwellenpotential VTR des Transistors 16 gehalten wird. Durch die Verbindung der Steuerelektrode des Transistors 16 mit seinem Kollektor wird auf diese Weise die Spannung Vp« gleich
j Die Spannung ¥«„ zwischen Steuerelektrode und Emittsr des Transistors 18 ist gleich seinem Emitterpotential Bcc abzüglich. j seinem Steuerelektrodenpotential V^n, so daß die Gleichung
gilt (Vgg m Ecc - VT1j). Damit der Transistor 18 leitet, muß die Amplitude IL abzüglich der Spannung ?™ gleich oder grösser als die Sehwellenspannung V^p des Transistors 18 sein "" ^TS B ^T?)* ^s ^euca^e^ somit ein, daß zum Leiten des
Transistors 18 die Spannung B somit größer oder gleich der Summe der Schwellenspannungen der Transistoren 16 und 18 sein muß ( £ )
Venn, die Spannung Vgg des Transistors 18 größer als seine Spannung Vrpp ist, dann leitet der Transistor und erzeugt am Ausgangeaneehliiß 18 eine Ausgangsspannung, die praktisch gleich j dem Potential am Anschluß 10 (E. .) ist. Wird die Spannung E._ !
Ww . Ww
seiner Steuerelektrode und seinem Emitter zugeführt, dann ist der Transistor 32 gesperrt (für ihn ist die Spannung Y&s kleiner als seine Schwellenspannung ^p) und der Transistor 34 ist eingeschaltet (e gc^vtm^ "1^ ar ^e°^*^ in diesem Zustand das Potential des Ausgangsanschlusses 36 auf Hasse. Solange die Spannung SQQ größer als Tg™ + Y^ ist, ist somit das Potential am Ausgangsanachluß 36 praktisch gleich dem Potential am Schaltungspunkt 12f also im vorliegenden Beispiel Hasse· :
Ein Absinken der Amplitude Ecc der Signalquelle bringt einen Potentialatifall am Anschluß 10 mit sich. Sinkt das Potential am Anschlug 10 auf einen Wert unter der Summe der Schwellenspannungen der Transistoren 16 und 18, aber noch über den einzelnen Schwellenspannungen V^p oder Y^ « dami wird der Transistor 18 gesperrt (VTp oder vi5 <E CC <?m ^* γΤΈ^' Be:r
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sistor 16 leitet dann noch (E cc^VTji) V31^ das Potential aa Schaltungspunkt 20 wird gleich V«« gehalten. Jedoch ist die Spannung V&s des Transistors 18 nun kleiner als seine Schwellenspannung Vmp» so daß der Transistor 18 gesperrt wird und die Spannung am Ausgangsanschluß 24 auf 0 YoIt absinkt. Irgendwelche Restladungen am Ausgangeanschlufl 24 und Leckströme durch den Transistor 18 werden über den Widerstand 26 nach Hasse abgeleitet.
Ist Ecc > VTp und die Spannung aa Anschluß 24 0 Volt, dann sperrt der Transistor 34» und der Transistor 32 wird in die Sättigung getrieben, da die ihm sugeführte Spannung V&s nun größer als seine Schwellenspannung V^p ist. Leitet der Transistor 32, dann ist das Potential aa Alisgangsanschluß 36 nun praktisch gleich dem dem Anschluß 10 angeführten Potential
Sinkt £An auf einen kleineren Wert als die Schwellenspannung cc
V1P des Transistors 32 (E cc^vxp)» dann sperrt der Transietor 32 und der Ausgangsanschluß 36 nimmt kein festes Potential an, da er mit den Anschlüssen 10 und 12 nur über die sehr hochohmigen gesperrten 'Transistoren 32 und 34 verbunden ist.
Zusammenfassend, läßt sich feststellen, daß erstens für Werte Ecc> VTlf + VTp das Signal aa Ausgangsanechluß 24 praktisch gleich dem Eingangssignal und das Signal am Ausgangsanschluß 36 des Inverters niedrig ist. 2) Für Werte VTK oder VTp <E Cc < VTN + 7TP ist das 21S218^ em Ausgangeanschluß 24 praktisch gleich 0 Volt und das Signal aa Ausgangsanschluß 36 des Inverters gleich Ecc. 3a) Für Werte VTN<ECC <v Tp» wo ^80 VTP >VTH ist, ist das Signal am Ausgangsanschluß 24 praktisch gleich und das Signal am Ausgangsanschluß 36 des Inverters unbestimmt.
3b) Für Werte vjp < E cc < ντυ# *° ^s0 VTN>VTP i8tf ist das Signal am Aus gangs anschluß 34 praktisch gleich 0, aber das . Signal am Aus gangs anschluß 36 bleibt praktisch gleich ΕΛη,
CC
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bis E _ gleich νφτ, wird, wo dann der Ausgangsanschluß ein un-
CC Xx
definiertes Potential annimmt.
Ein wichtiges Merkmal der erfindungsgemäßen Schaltung liegt darin, daß im Vergleich mit einer Anzahl anderer üblicherweise verwendeten Schaltungen und Maßnahmen zur Erzeugung stabiler BezugsSpannungen, wie Zenerdioden, die erfindungsgemäße Schaltung hinsichtlich ihrer Spannungsverhältnisse kompatibel mit den übrigen Schaltungsteilen auf dem Schaltungsplättchen, in welchem sie ausgebildet ist, ist. Beispielsweise ist eine 5 Yolt-Zenerdiode zwecklos in einer Schaltung, deren Betriebsspannung ebenfalls nur 5 Volt beträgt, da für die richtige Betriebsweise der Zenerdiode Betriebsspannungen erforderlich sind, welche größer als die Zenerspannung sind. Im Gegensatz hierzu arbeitet die erfindungsgemäße Schaltung auch dann noch gut, wenn die Betriebsspannung gleich dem Bezugspegel ist. Ferner können die die Bezugspegelschaltung bildenden Transistoren (16 und 18) identisch mit anderen in dem Schaltungsplättchen ausgebildeten Transistoren sein.
Pur einen zuverlässigen Betrieb der Komplementärschaltung sollte die Stromversorgungsspannung gleich der Summe der Schwellenspannungen der beiden Transistoren sein. Dann führt die Schaltung nach Fig.1 vor dem Auftreten eines tatsächlichen Fehlers zu einer falschen Anzeige, da ein absoluter Fehler nur dann eintritt, wenn die Spannung E__, gleich oder niedriger als
Vv
oder
Vorstehend ist ausgeführt worden, daß die beiden Transistoren vom entgegengesetzten Leitungstyp sein sollen und daß ihre Schwellenspannungen, welche für sich innerhalb eines weiten Bereiches schwanken, zur Erreichung eines stabilen und reproduzierbaren Bezugspegels zusammengeschaltet sein sollen. Hieraus läßt sich ein wichtiger Schluß ableiten, nämlich daß nach der Feststellung, daß die Summe V^p + Y^ zweier Transistoren
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auf einem Schaltungsplättchen praktisch gleich der entsprechenden Schwellenspannungssumme bei einem anderen Schaltungsplättchen ist, jegliche zwei Transistoren unterschiedlichen Leitungstyps willkürlich aus irgendeinem integrierten Schaltungsplättchen ausgewählt und in der erfindungsgemäßen Weise zur Erzeugung eines bekannten Bezugspegels zusammengeschaltet werden können.
Die in Pig. 3 dargestellte Schaltung fühlt ein einem Kondensator 42 von einer Signalquelle 44 zugeführtes Potential ab. Ein Widerstand 46 ist mit einem Ende an einen Pol der Signalquelle und mit seinem anderen Ende 51 an ein Ende des Kondensators 42 angeschaltet. Die anderen Enden des Kondensators 42 und der Signalquelle 44 sind zusammen an den Schaltungspunkt 12 geführt, welcher an Masse oder einem sonstigen Bezugspotential liegt. Ein P-leitender Transistor 52 ist mit seinem Emitter an einen Schaltungspunkt 51 angeschlossen, seine Steuerelektrode und sein Kollektor sind zusammen mit der Steuerelektrode eines Transistors 54 und einem Ende eines Widerstandes 58 an einem Schaltungspunkt 56 gelegt. Das andere Ende des Widerstandes 58 und der Emitter des Transistors54 sind mit dem Anschluß 12 verbunden. Der Kollektor des Transistors 54 ist mit einem Ende eines Lastwiderstandes 62 und dem Eingang eines Komplementärinvertera 30 an den Ausgangsanschluß 60 geschaltet. Mit seinem anderen Ende liegt der Widerstand 62 am Anschluß 70, welchem die Betriebsspannung V-. von einer Betriebsspannungsquelle 72 züge-
CC
führt wird. Der nicht dargestellte Substratanschluß des N-Kanal-Transistors erhält das niedrigste Potential, während der Substratanschluß des P-Transistors das höchste Potential bekommt.
Der Kompelementärinverter 30 ist in gleicher Weise wie in Pig.2 aufgebaut und enthält einen P-leitenden Transistor 32 und einen N-leitenden Transistor 34. An seinem Ausgangsanschluß 74 erzeugt er ein umgekehrtes und verstärktes Signal aus dem am Anschluß 60 anstehenden Signal. Der Emitter des Transistors 32 ist an den Anschluß 70 und sein Kollektor zusammen mit dem Kollektor des Widerstandes 34 an den Ausgangsanschluß 74 ange-
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schlossen. BIe Steuerelektroden der Transistoren 32 und 34 sind gemeinsam an den Ausgangsanschluß 60 gelegt/ und der Emitter des Transietors 34 liegt am Anschluß 12.
Die Schwelleiispannungen des P-leitenden Transistors 52 und des N-leitenden Transistors 54 (Ϋφρ bzw. Vm«) werden zwischen den Schaltungspmtkten 51 und 12 addiert. Die Signalquelle 44 lädt den Kondensator 42 auf die Kondensatorspannung V auf.
Ist die Spannung YQ größer als die Summe Y1^ + Y^ der Traasistören 52 maä 54, dann leiten beide Transistoren und der AusgangsansenXiiß 60 wird praktisch durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 34 auf Masse geklemmt. Damit wird der Transistor 32 des Komplementärinverters 30 ebenfalls zum Leiten gebracht (unter der Ausnahme daß Vcc größer als V^p ist), so daß das Potential am Ausgangsanschluß 74 auf V_„ geklemmt
CC
wird. Me Steuerelektroden-Emitter-Spannung V™ des Transistors 54 ist gleieli der Spannung am Schaltungspunkt 56, die wiederum ' gleich der Spannung V am Kondensator 42 abzüglich der Kollektor-Emitter-Spannung V^g des Transistors 52 ist. Die Spannung Vjjg des Transistors 52 ist wegen der Steuerelektroden-Kollektor-Verbindung gleich der Spannung Vmp des Transistors 52 (7GS5. = ¥c " YTp)·
Solange die Spannung V«« des Transistors 54 gleich oder größer als seine Spannung Vmjj ist, leitet dieser Transistor, so daß die Spannung am Anschluß 74 auf VAft geklemmt wird. Wenn das
„ CC
Eingangssignal absinkt, so daß Y kleiner als die Summe Vm^ + wird» dann wird die Spannung am Schaltungspunkt 56 (V&s ),
54 welche gleich Yn - Vmx, ist, kleiner als νΦΜ , also
52 54
< TmW . In diesem Augenblick wird der Transistor 5 Iu54
gesperrt und die Spannung am Ausgangsanschluß 60 steigt wegen des Widerstandes 62 in positiver Richtung gegen \r cc· Dadurch wird der Transistor 34 eingeschaltet (wenn v cc^vxe is-fc) die Spannung am Auegangsanschluß 74 wird auf Masse geklemmt
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Bei dieser Aus führung s form wird das Signal dem Emitter des Transistors 52 zugeführt und gelangt abzüglich des Schwellenspannungsabfalls Vmp des Transistors 52 auf die Steuerelektrode des Transistors 54. Der Transistor 54 arbeitet in Enrittergrundschaltung und leitet in Abhängigkeit davon, ob das seiner Steuerelektrode zugeführte Potential gleich oder größer als seine Schwellenspannung ist. Damit der Transistor 54 leitet, muß das Signal V die Summe der Schwellenspannungen Vmp und
· Die Summe der Schwellenspannungen zweier Transistoren unterschiedlichen Leitungstyps wird so zur Bildung eines Bezugspegels herangezogen.
Durch die Addierung der Schwellenspannungen werden Auswirkungen Ton Oberflächenladungen auf die absoluten Werte der Schwellenspannungen ausgeschaltet. Die Kombination zweier Transistoren entgegengesetzten Leitungstyps führt damit zu einer zweckmäßigen Schaltung zur Erzeugung einer Bezugsspannung, welche ein Ausgangssignal an einer Ausgangselektrode erzeugen kann, die unabhängig von den Schaltungspunkten ist, zwischen denen die Bezugsspannung herrscht.
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Claims (10)

  1. Patentansprüche
    (!.^Schaltungsanordnung mit mindestens zwei in demselben HaIbleiterplättchen ausgebildeten Feldeffekttransistoren entgegengesetzten Leitungstyps, zwischen deren Steuerelektrode und Emitter jeweils eine Zone ausgebildet ist und die jeweils eine als minimales Steuerelektroden-Emitter-Potential, bei dem die Emitter-Kollektor-Strecke leitend zu werden beginnt, definierte Schwellenspannung haben, und mit einem ersten und einem zweiten Spannungsanschluß, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des ersten Transistors (16) mit dem zweiten Spannungsanschluß (12) und der Kollektor des zweiten Transistors (18) mit dem ersten Spannungsanschluß (10) verbunden sind, und daß die Steuerelektrode und der Kollektor des ersten Transistors (16) zusammengeschaltet (Punkt 20) und an die Steuerelektrode des zweiten Transistors (18) angeschlossen sind.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Abfühlen einer an die Spannungsanschlüsse angelegten Spannung und mit einem Ausgangsanschluß zur Lieferung eines Ausgangssignals, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des zweiten Transistors (18) mit dem Ausgangsanschluß (24) verbunden ist und das dort erscheinende Signal anzeigt, ob die Amplitude der angelegten Spannung größer oder kleiner als die Summe der Schwellenspannungen des ersten und des zweiten Transistors (16,18) ist.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch ein Stromführungselement (Widerstand 22), welches zwischen den ersten Spannungsanschluß (10) und den Kollektor des ersten Transistors (16) geschaltet ist.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromführungselement ein Widerstand (22) ist.
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  5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die der Steuerelektrode und dem Emitter des zweiten Transistors (18) zugeführte Spannung gleich der Potentialdifferenz zwischen dem Eingangssignal und dem Schwellenspannungsabfall des ersten Transistors (16) ist.
  6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4 , dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptstromstrecke des zweiten Transistors (18) gesperrt ist, solange die am Stromführungselement (22) abfallende Spannung gleichcder größer als die Schwellenspannung des zweiten Transistors (18) ist.
  7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3t dadurch gekennzeichnet, daß in Eeihe mit der Hauptstromstrecke des zweiten Transistors (18) an dessen dem ersten Anschluß (10) abgewandten Ende eine Last (Widerstand 26) geschaltet ist.
  8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch I1 dadurch gekennzeichnet, daß die in Eeihe mit dem zweiten Transistor (18) liegende Last (26) an den zweiten Spannungsanschluß (12) angeschlossen ist.
  9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Last ein Widerstand (26) ist.
  10. 10. Schaltungsanordnung mit zwei getrennt hergestellten integrierten Schaltungsplättchen, deren jedes eine Anordnung gemäß Anspruch 3 enthält, wobei die Summe der Schwellenspannungen des ersten und zweiten Transistors (16 bzw. 18) entgegengesetzten Leitungstyps in einem integrierten Schaltungsplättchen praktisch gleich der Summe der Schwellenspannungen des ersten und zweiten Transistors entgegengesetzten Leitungstyps im zweiten integrierten Schaltungsplättchen ist, welches in gleicher Weise und nach dem gleichen Verfahren wie das erste integrierte Schaltungsplättchen hergestellt ist.
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YU (1) YU34569B (de)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2518038A1 (de) * 1974-04-24 1975-11-13 Suwa Seikosha Kk Elektronische uhr
DE2542605A1 (de) * 1974-09-24 1976-04-08 Suwa Seikosha Kk Elektronische uhr
FR2325047A1 (fr) * 1975-09-16 1977-04-15 Seiko Instr & Electronics Circuit detecteur de tension pour une source d'alimentation en energie

Families Citing this family (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3740580A (en) * 1971-02-13 1973-06-19 Messerschmitt Boelkow Blohm Threshold value switch
FR2143553B1 (de) * 1971-06-29 1974-05-31 Sescosem
US3809926A (en) * 1973-03-28 1974-05-07 Rca Corp Window detector circuit
US3864558A (en) * 1973-05-14 1975-02-04 Westinghouse Electric Corp Arithmetic computation of functions
US3875430A (en) * 1973-07-16 1975-04-01 Intersil Inc Current source biasing circuit
JPS5410228B2 (de) * 1973-08-20 1979-05-02
JPS5046374A (de) * 1973-08-30 1975-04-25 Toyo Kogyo Co
JPS5619751B2 (de) * 1974-10-01 1981-05-09
DE2447104C2 (de) * 1974-10-02 1986-01-02 Intersil Inc., Cupertino, Calif. Schaltungsanordnung zur Stromstabilisierung
JPS5148362A (ja) * 1974-10-24 1976-04-26 Suwa Seikosha Kk Denshidokei
JPS5159662A (ja) * 1974-11-05 1976-05-24 Suwa Seikosha Kk Denshidokei
JPS5158382A (ja) * 1974-11-18 1976-05-21 Suwa Seikosha Kk Denatsuhikakuki
JPS5169665A (ja) * 1974-12-13 1976-06-16 Suwa Seikosha Kk Denshidokei
JPS5172476A (ja) * 1974-12-20 1976-06-23 Seiko Instr & Electronics Denatsukenshutsusochi
JPS51138847A (en) * 1975-05-28 1976-11-30 Hitachi Ltd Standard voltage generating circuit
JPS5291472A (en) * 1976-01-28 1977-08-01 Seiko Instr & Electronics Ltd Voltage detection circuit
NL176322C (nl) * 1976-02-24 1985-03-18 Philips Nv Halfgeleiderinrichting met beveiligingsschakeling.
US4100437A (en) * 1976-07-29 1978-07-11 Intel Corporation MOS reference voltage circuit
US4140930A (en) * 1976-07-30 1979-02-20 Sharp Kabushiki Kaisha Voltage detection circuit composed of at least two MOS transistors
JPS5326175A (en) * 1976-08-23 1978-03-10 Seiko Instr & Electronics Ltd Electronic watch
US4322639A (en) * 1976-08-26 1982-03-30 Hitachi, Ltd. Voltage detection circuit
DE2708021C3 (de) * 1977-02-24 1984-04-19 Eurosil GmbH, 8000 München Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für eine Last
JPS53118986A (en) * 1977-03-28 1978-10-17 Seiko Instr & Electronics Ltd Semiconductor device
US4318013A (en) * 1979-05-01 1982-03-02 Motorola, Inc. High voltage detection circuit
US4300065A (en) * 1979-07-02 1981-11-10 Motorola, Inc. Power on reset circuit
JPS5719676A (en) * 1981-06-01 1982-02-01 Seiko Epson Corp Voltage detecting circuit
JPS5719677A (en) * 1981-06-01 1982-02-01 Seiko Epson Corp Voltage detecting circuit
JPS5914795Y2 (ja) * 1982-10-14 1984-05-01 セイコーエプソン株式会社 電圧検出回路
US4613768A (en) * 1984-11-13 1986-09-23 Gte Communication Systems Corp. Temperature dependent, voltage reference comparator/diode
JPS61221812A (ja) * 1985-03-27 1986-10-02 Mitsubishi Electric Corp 電圧発生回路
US4821096A (en) * 1985-12-23 1989-04-11 Intel Corporation Excess energy protection device
US5095348A (en) * 1989-10-02 1992-03-10 Texas Instruments Incorporated Semiconductor on insulator transistor
FR2729762A1 (fr) * 1995-01-23 1996-07-26 Sgs Thomson Microelectronics Circuit de detection de tension compense en technologie et en temperature
DE19909063A1 (de) * 1999-03-02 2000-09-07 Siemens Ag Stromgesteuerte Schaltstufe für Digitalschaltungen
US6304108B1 (en) * 2000-07-14 2001-10-16 Micrel, Incorporated Reference-corrected ratiometric MOS current sensing circuit
DE102014112001A1 (de) * 2014-08-21 2016-02-25 Infineon Technologies Austria Ag Integrierte Schaltung mit einem Eingangstransistor einschließlich einer Ladungsspeicherstruktur

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3119938A (en) * 1962-01-05 1964-01-28 Norman J Metz Bistable trigger circuit
US3260863A (en) * 1964-03-19 1966-07-12 Rca Corp Threshold circuit utilizing field effect transistors
US3275996A (en) * 1965-12-30 1966-09-27 Rca Corp Driver-sense circuit arrangement
US3449594A (en) * 1965-12-30 1969-06-10 Rca Corp Logic circuits employing complementary pairs of field-effect transistors
US3322974A (en) * 1966-03-14 1967-05-30 Rca Corp Flip-flop adaptable for counter comprising inverters and inhibitable gates and in cooperation with overlapping clocks for temporarily maintaining complementary outputs at same digital level

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2518038A1 (de) * 1974-04-24 1975-11-13 Suwa Seikosha Kk Elektronische uhr
DE2542605A1 (de) * 1974-09-24 1976-04-08 Suwa Seikosha Kk Elektronische uhr
FR2325047A1 (fr) * 1975-09-16 1977-04-15 Seiko Instr & Electronics Circuit detecteur de tension pour une source d'alimentation en energie

Also Published As

Publication number Publication date
NL7105383A (de) 1971-10-26
CA927933A (en) 1973-06-05
GB1343038A (en) 1974-01-10
JPS465322A (de) 1971-11-29
JPS5240227B1 (de) 1977-10-11
YU97871A (en) 1979-02-28
SE364614B (de) 1974-02-25
YU34569B (en) 1979-09-10
US3628070A (en) 1971-12-14
DE2119764B2 (de) 1976-07-15

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