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Verstärkende Doppelgegentakt-MischstuSe Die Erfindung bezieht sich
auf eine verstärkende I)oppelgegentakt-Mischstufe mit vier aktiven Elementen, insbesondere
verstärkenden Halbleiterelementeng die ausgangsseitig auf einen gemeinsamen Verbraucher
zusammengeschaltet sind, wobei von der Gegenkopplung Gebrauch gemacht ist.
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Eine derartige Mischstufe ist z.B. aus der deutschen Auslegeschrift
1 297 693 bekannt. Die Gegenkopplungsspannung wird dabei an einer Stelle abgenommen,
an der die Signalspannungen ausgangsseitig bereits zusammengeschaltet sind. I)ie
Rückkopplungaspannung wird jeweils dem Eingang zweier aktiver Elemente zugeführt.#a
aber Unterschiede in den Eigenschaften der aktiven Elemente und im Schaltungsaufbau
der zu den einzelnen Elementen gehörenden Netzwerke nicht völlig zu vernachlässigen
sind, bringt die Ableitung der Gegenkopplungsspannung jeweils aus der resultierenden
Ausgangs spannung und deren gemeinsame Einspeisung in den Eingangskreis dieser aktiven
Elemente bezüglich der erwünschten Gleichmäßigkeit der Übertragungscharakteristik
jedes einzelnen Verstärkungaweges Schwie rigkeiten mit sich. Dies ist von besonderer
Bedeutung, wenn die Mischstufe für die Verarbeitung sehr breiter Frequenzbänder
ausgelegt werden soll und gleichzeitig hohe Anforderungen an die Linearität und
Rauschabstand der Anordnung gestellt werden.
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Gemäß der Erfindung, welche sich auf eine verstärkende Mischstufe
der eingangs genannten Art bezieht, werden derartige Schwierigkeiten dadurch vermieden,
daß für jedes aktive Element ein getrenntes Gegenkopplungsnetzwerk vorgesehen ist,
das
jeweils vor der Zusammenschaltstelle der Ausgänge entsprechender Paare von aktiven
Elementen angeschlossen und mit deren Eingangselektrode verbunden ist und eine spannungsproportionale
Gegenkopplung bewirkt. Da dem Eingangskreis jedes aktiven Elementes auf diese Weise
nur ein entsprechender Teil seiner eigenen Ausgangsspannung und nicht eine resultierende
Ausgangsspannung mehrerer aktiver Elemente zugeführt wird, läßt sich die linearisierende
Wirkung bei jedem der aktiven Elemente in optimaler Weise verwirklichen und etwaige
Unsymmetrien werden dadurch in besonders vorteilhafter Weise weitgehend ausgeglichen.
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Die Erfindung sowie Weiterbildungen der Erfindung sind anhand von
Zeichnungen näher erläutert, in denen Ausführungsbeispiele dargestellt sind. Es
zeigen: Fig. 1 einen Doppelgegentakt-Mischer mit vier gleichen Transistoren; Fig.
2 einen Doppelgegentakt-Mischer mit Komplementärtransistoren ohne Eingangssymmetrierung
und Fig. 3 einen I)oppelgegentakt-Mischer mit Komplementärtransistoren und ohne
Ausgangsübertrager.
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In Fig. 1 ist ebenso wie bei den übrigen Figuren die Eingangsklemme
für das Hochfrequenzsignal mit EH, die Eingangsklemme für das Oszillatorsignal mit
EO und die Ausgangsklemme für das normalerweise in Zwischenfrequenzlage vorliegende
Ausgangssignal mit hZ bezeichnet. Kapazitäten, welche der Verblockung gegen. Gleichspannung
dienen, dagegen für die jeweiligen Wechselstromsignale einen Kurzschluß darstellen,
sind mit dem Bezugszeichen OB versehen.
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Das hochfrequente Eingangssignal gelangt von der Klemme EH über einen
Tiefpaß C, zu einem Eingangsübertrager U1, dem ein weiterer Übertrager U3 nachgeschaltet
ist. An den Ausgangsklemmen
des Übertragers U1 liegt das hochfrequente
Eingangssignal als Gegentaktspannung an, so daß die Windungen des Übertragers U3
als widerstandslos vorausgesetzt werden können und die Gegentaktsignale über die
Mittenanzapfungen der Sekundärseite eines Übertragers U2 zu den Eingängen von über
die Basis angesteuerten Transistoren T1, T4 bzw. T2, T3 gelangen. Dabei tritt die
Hochfrequenzspannung an den Eingängen der Transistoren T1 und T4 jeweils in Gegenphase
zu den Eingängen der Transistoren T2 und T3 auf. Die Oszillatorspannung gelangt
von den Sekundärwicklungen des tbertragers U2 aus zu den Eingangselektroden der
Transistoren TZ und T2 bzw. T3 und T4, wobei die Eingangselektroden der Transistoren
T3 und T4 in Gegenphase im Vergleich zu den Eingangselektroden der Transistoren
1 und T2 angesteuert werden.
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Die Dimensionierung des Eingangswiderstandes eines breitbandigen Mischers
erfolgt zweckmäßig für einen genormten Wellenwiderstand, in der HF-Technik also
50 Q. Unter Berücksichtigung des tibersetzungsverhältnisses des Eingangsübertragers
kann der Eingangswiderstand für tiefe und mittlere Frequenzen recht gut z.B. durch
Gegenkopplungen eingestellt werden. An der oberen Frequenzgrenze kann sich jedoch
die Eingangskapazität der Transistoren störend bemerkbar machen, die sich zudem
mit der Oszillatoransteuerung ändert. In diesem Fall ist es zweckmäßig, die in Fig.
1 dargestellte LO-Schaltung nach Art einer Tiefpaß-Ergänzung auszulegen, die vor
oder in symmetrischer Form auch hinter dem Eingangsübertrager U1 liegen kann. Damit
bestimmen der Blindwiderstand der Eingangakapazität der Transistoren und die realisierbaren
Übersetzungsverhältnisse des Eingangsübertragers die Impedanz, für die sich der
Mischer breitbandig auslegen läßt. Dieses Problem wird bei Schaltungen mit höheren
Kollektorströmen besonders akut.
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Die Oszillatorfrequenz kann zweckmäßig über der Frequenz des Eingangssignals
liegen, wobei der tiefpaß L,O neben der Unterdrückung
von Störungen
hochfrequenter Art ein Abfließen von Energieanteilen der Oszillatorfrequenz verhindert.
Auch durch den Übertrager U3 wird vermieden, daß Unsymmetrien im Bereich des Eingangsübertragers
U2 zu einem Austreten von Signalen der Oszillatorfrequenz führen könnten, weil für
die im Gleichtakt anliegenden#Spannungen der Oszillatorfrequenz dieser Übertrager
als Drossel wirkt. Außerdem ist dadurch sichergestellt, daß das Rauschen der Mischstufe
durch ein verrauschtes Oszillatorsignal nicht unzulässig verschlechtert wird.
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Die Transistoren T1 bis T4 sind untereiiiander in gleicher Weise beschaltet
und weisen jeweils ein von Emitter zu Masse gefürtes Strom-GegenkopplungsTNetzwerk
in Form eines ohmschen Widerstandes RE auf. Außerdem ist ein Seriennetzwerk in Form
eines ohmschen Widerstandes RS angeschlossen. Darüber hinaus ist zwischen dem Kollektor
der Transistoren und dem Serienwiderstand RS bei jedem Transistor ein eigenes Gegenkopplungsnetzwerk
vorgesehen, welches aus dem ohmschen Widerstand RG und dem Blockkondensator OB besteht.
Dadurch ist sichergestellt, daß durch eine spannungsproportionale Gegenkopplung,
welche nur Anteile der jeweiligen Transistor-Ausgangsspannung enthält, jeder Transistor
für si#ch in optimaler Weise linearisiert und stabilisiert wird. Während der Widerstand
RG eine Spannungsgegenkopplung bewirkt, ergibt sich durch den Widerstand RE im Emitter
eine Stromgegenkopplung. Durch die Dimensionierung dieser Widerstände können die
Mischverstärkung und der Eingangswiderstand für jedes Verstärkerelement festgelegt
werden.
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Der Emitterwiderstand RE dient außerdem zur Gleichstromstabilisierung
und wird deshalb zweckmäßig so ausgelegt, daß sein Widerstandswert ein Vielfaches
des Diffusionswiderstandes der Transistoren beträgt. Dadurch ergibt sich eine besonders
vorteilhafte Gleichstromaufteilung.
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Im einfachsten Fall arbeiten die Transistoren ohne Ruhestrom, wodurch
Abblockelemente im Emitterkreis entfallen können. Der
Kollektorstrom
ist dann abhängig von der Stärke des Oszillatorsignals. In manchen Fällen kann es
zweckmäßig sein, eine Arbeitsweise mit Ruhestrom zu wählen. In diesem Fall ist die
Oszillatoransteuerung so zu wählen, daß der Kollektor-Wechselstrom größer wird als
der Kollektor-Gleichstrom (übersteuerter A-Betrieb mit besonders gutem Mischeffekt).
Die Auslegung der Schaltung erfolgt zweckmäßig so, daß die Transistoren T1 bis T4
nicht bis zur Sättigung ausgesteuert werden, da dies die Rauschzahl wesentlich erhöhen
würde. Um eine gute Symmetrie auch für höhere Harmonische und Mischprodukte zu gewährleisten,
sollen die Transistoren eine möglichst kurze Schaltzeit aufweisen, d.
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h. für das vorliegende Schaltungsbeispiel soll ihre Kollektor-Basis-Kapazität
und die entsprechende Zeitkonstante möglichst klein sein und ihre Grenzfrequenz
wenigstens 8 bis 10 mal so hoch gewählt werden, wie die Oszillatorfrequenz. Die
Oszillatorleistung, mit der sich die Transistoren aussteuern lassen, und damit auch
die Linearität bei starken Eingangssignalen ist um so größer, je höher der Kollektorstrom
bei optimaler Grenzfrequenz ist. Dies ist für Eingangsmischer in Funkempfängern
besonders des Kurzwellenbereiches, für welche die dargestellte Anordnung mit besonderem
Vorteil verwendet werden kann, von besonderer Bedeutung.
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Der das Seriennetzwerk im Ausgangskreis bildende ohmsche Widerstand
RS ergibt ein weitgehend lastunabhängiges Arbeiten der Spannungsgegenkopplung, was
für die Symmetrie der Schaltung von besonderer Bedeutung ist. Gegenüber Maßnahmen,
welche eine verbesserte Symmetrierung einer Dopppelgegentakt-Mischstufe dadurch
herbeiführen sollen, daß vor den Eingangselektroden Serienwiderstände eingefügt
werden, hat dies den besonderen Vorteil, daß eine Bedämpfung des normalerweise sehr
schwachen Eingangssignals vermieden werden kann und damit die Empfindlichkeit der
Schaltung vergrößert wird.
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Nach den das Seriennetzwerk bildenden Widerstånden RS sind die
Ausgangsspannungen
der Transistoren 1 und T3 einerseits sowie T2 und T4 andererseits zusammengeschaltet
und werden über den Ausgangsübertrager U4 als unsymmetrische Ausgangsspannung der
Ausgangsklemme AZ zugeführt. Die Zuführung der Betriebsgleichspannung + Ub für die
Transistoren erfolgt über einen Entkopplungswiderstand RK. Der an der Ausgangsklemme
AZ anzuschließende Widerstand wird zweckmäßig so gewählt, daß die Schaltung unterangepaßt
arbeitet, so daß Änderungen der Betriebsspannung Ub die Arbeitsweise des Mischers
möglichst wenig beeinträchtigen.
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Die Anordnung nach Fig. 2 ist - abgesehen davon, daß Komplementärtransistoren
verwendet sind - bezüglich der aktiven Elemente in gleicher Weise aufgebaut wie
die Schaltung nach Fig. 1 und es gelten damit auch die in diesem Zusammenhang angestellten
Überlegungen. Da aber vielfach Schaltungen benötigt werden, deren Eingang EH auch
für beliebig tiefe Frequenzen oder sogar für Gleichstrom geeignet sein soll, kann
es zweckmäßig sein, im Bereich des Signaleingangs ohne übertrager zu arbeiten. Hierzu
ist bei der Schaltung nach Fig. 2 der Eingangskreis so abgewandelt, daß nur für
die Zuführung der Oszillatorspannung ein Übertrager U5 benötigt wird, während die
vom Signaleingang EH kommenden Signalspannungen lediglich den LC-Tiefpaß durchlaufen.
Durch eine Drossel D5 ist sichergestellt, daß ein Gleichstromweg gebildet wird.
Sofern die nicht dargestellte Spannungsquelle Gleichstrom führt, ist die Drossel
DS wegzulassen. Während bei dieser Schaltung der Eingangsübe#trager U5 einfacher
ausgebildet ist als nach der Ausführungsform nach Fig. 1, ist der ausgangsseitige
Übertrager U6 entsprechend komplizierter und gleicht weitgehend dem Übertrager U2
nach Fig. 1. Diese Schaltung eignet sich besonders für die Umsetzung sehr niedriger
und mittlerer Frequenzen in eine höhere Frequenzlage.
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Bei der Schaltung nach Fig. 3, welche ebenfalls die Verwendung
von
Komplementärtransistoren vorsieht, kann in besonders vorteilhafter Weise aus der
Frequenz zweier sehr hoher Eingangsfrequenzen eine mittlere bis sehr niedrige oder
sogar bis Gleichstrom reichende Ausgangsfrequenz erzeugt werden. Die Übertrager
U7 und U8 dieser Schaltung, welche abgesehen von der Verwendung von Komplementärtransistoren
bezüglich ihrer aktiven Elemente ebenfalls mit der Schaltung nach Fig.1 übereinstimmt,
sind wegen der notwendigen Reihenschaltung der Komplementärtransistoren und der
Rückführung der Basisströme zum jeweiligen Emitterpotential etwas aufwendiger. Dafür
ist jedoch die erzielbare Ausgangsspannung und Ausgangsleistung wesentlich größer
als bei einfacheren Ringmodulatoren. Mit dieser Schaltung ist auch ein Betrieb als
verstärkender Phasendetektor mit großem Ausgangspegel denkbar.
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16 Patentansprüche 3 Figuren