DE2051632A1

DE2051632A1 - Schaltungsanordnung zum Unterdrucken von Störungen in einem Empfanger elektri scher Signale

Info

Publication number: DE2051632A1
Application number: DE19702051632
Authority: DE
Inventors: Gerard Eindhoven Hepp (Niederlande) H03d
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1969-10-25
Filing date: 1970-10-21
Publication date: 1971-04-29
Also published as: BE757970A; AU2023470A; CH518037A; NL6916128A; ES384848A1; FR2066290A5

Description

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"Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Störungen in einem Empfänger elektrischer Signale".

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungs anordnung zum Unterdrücken von Störungen in einem Empfänger elektrischer Signale, die mit einem Signaldemodulator und einem Störungsdetektor versehen ist, wobei das Ausgangssignal des Signaldemodulators über eine Torschaltung einem Speicherkondensator zugeführt wird, wobei das Ausgangssignal des Störungsdetektors einen monostabilen Multivibrator steuert, dessen Ausgangsimpulse beim Auftreten eines Störimpulses die Torschaltung sperren und wobei das entstörte Signal dem Speicherkondensator entnommen wird.

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Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus. der Zeitschrift "Alta Frequenza", Jahrgang XXXVI No. 8 August 1967, S. 726-731 bekannt. Darin wird ein FM-Empfanger beschrieben, bei dem ein aus einem AM-Demodulator bestehender Störungsdetektor an dem Zwischenfrequenzkänal des Empfängers angeschlossen ist. Ein Störimpuls im empfangenen Signal verursacht eine Amplitudenschwankung sowie eine Phasenschwankung in diesem Signal. Die Phasenschwankung führt zu einer deutlich wahrnehmbaren Störung im Ausgangssignal des FM-Signaldemodulators. Die Amplitudenschwankung des Zwischenfrequenzsignals wird im Störungsdetektor detektiert und dieses detektierte Signal triggert einen als Impulserzeuger wirksamen monostabilen Multivibrator, dessen Ausgangsimpuls die Torschaltung während kurzer Zeit sperrt. Dadurch wird vermieden, dass die vom Signaldemodulator herrührende Störung den Niederfrequenzverstärker erreichen kann. Durch den der Torschaltung nachgeschalteten Speicherkondensator wird erreicht, dass statt der Störung die am Speicherkondensator vorhandene Spannung, die dem Signal entspricht, das gerade vor dem Auftreten der Störung vorhanden war, dem Niederfrequenzverstärker zugeführt wird.

Es sei bemerkt, dass es beispielsweise auch möglich ist, einen Störungsdetektor zu verwenden, der aus einem oder mehreren Differentiatoren besteht und dem das Ausgangssignal des FM-Signaldemodulators zugeführt wird. Im Ausgangssignal des Signaldemodulators unterscheiden sich die Störimpulse dadurch vom gewünschten Signal, dass die

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Flanken meistens wesentlich, steiler sind als die des Signals. Die Differentiatoren lassen die steilen Flanken der Störimpulse unbehindert durch, während diä weniger steilen Signalflanken wesentlich abgeschwächt werden-r Auf diese Weise werden die Störungen aus dem Signal gesiebt.

Es hat sich herausgestellt, dass bei der obenbeschriebenen bekannten Schaltungsanordnung in vielen Fällen noch keine gute Störungsunterdrückung erhalten wird. Wie Untersuchungen ergaben, liegt dass dabei folgendes ä

Phänomen zugrunde.

Der monostabile Multivibrator wird durch die Vorderflanke eines Störimpulses getriggert, und die Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators wird so gross gewählt, dass die Torschaltung während des ganzen Störimpulses gesperrt ist. Erscheint jedoch kurz nach diesem Störimpuls ein zweiter Störimpuls,so kann es passieren, dass die Vorderflanke dieses Störimpulses auftritt, wenn sich der monostabile Multivibrator infolge des ersten Störimpulses noch im. Arbeitszustand befindet, während der übrige Teil des zweiten Störimpulses auftritt, wenn der monostabile multivibrator wieder in den Ruhezustand übergegangen und die Torschaltung daher wieder entsperrt ist. Ein zweiter Störimpuls, der innerhalb des Zeitverlaufes gleich der Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators nach einem ersten Störimpuls auftritt, wird daher niemals von der Torschaltung unterdrückt. Die Erfindung bezweckt , diesen Nachteil auszuschalten und die

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erfindungsgemässe Schaltungsanordnung weist dazu das Kennzeichen auf, dass der monostabile Multivibrator einen Kondensator enthält, der die Zeit bestimmt, während der der monostabile Multivibrator infolge des Auftretens eines Störimpulses sich im Arbeitszustand befindet, und dass an den Kondensator Mittel angeschlossen sind, die voii den Störimpulsen gesteuert werden und die bei einem weiteren Störimpuls während der Zeit, wo der monostabile Multivibrator sich im Arbeitszustand befindet, eine derartige ^ Ladungsänderung des Kondensators herbeiführen, dass diese Zeit automatisch verlängert wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel,einer erfindungsgemässen Schaltungsanordnung.

Fig. 2 eine geänderte Einzelheit der Schaltungs-* anordnung nach Fig. 1.

Fig. 1 zeigt eine Abstimmeinheit 1, einen Zwischen· P frequenzverstärker 2 und einen FM-Signaldemodulator 3 eines

Empfängers für frequenzmodulierte Audiosignale. Diese . Teile können von üblicher Konstruktion sein. Das niederfrequente Aüdiosignal des Demodulators 3 wird über einen Koppelkondensator k der Basiselektrode eines als Emitterfolger geschalteten Transistors 5 niit Emitterwiderstand 6 zugeführt. Die Basisvorspannung dieses Transistors wird , von zwei Widerständen 7 und 8 erzeugt. Das Signal am Widerstand 6 wird über einen Widerstand 9, ein Verzögerungs-

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netzwerk, das aus Induktivitäten 10 und 11, Kapazitäten 12, 13 und 14 und einem Abschlusswiderstand 15 besteht, und danach über einen Koppelkondensator 16 der Basiselektrode eines zweiten, ebenfalls -als Emitterfolger geschalteten Transistors 17 zugeführt. Widerstände 18 und 19 dienen zur Basis-Vorspannung dieses Transistors, und ein in die Emitterleitung aufgenommener Widerstand 20 dient als Ausgangswiderstand für das Auetiosignal.

Das Signal wird weiter über einen normalerweise

im leitenden Zustand befindlichen MOS-Feldeffekttransistor * 21 einem Speicherkondensator 22 zugeführt. Das Signal dieses Kondensators wird danach mit Hilfe eines zweiten MOS-FeIdeffekttransistors 23, an den ein Quellenwiderstand Zk und ein Senkenwiderstand 25 angeschlossen sind, verstärkt. Das verstärkte Signal am Senkenwiderstand 25 wird über einen Koppelkondensator 26 einem nicht weiter dargestellten niederfrequenten Audioverstärker zugeführt. Damit die Störungen aus dem Signal detektiert werden, ist in die Kollektorleitung des Transistors 5 eine Induktivität 27 aufgenommen, die zusammen mit der hochohmigen Ausgangsimpedanz " des Transistors 5 einen ersten Differentiator bildet. Das auf diese Weise differenzierte Signal wird abermals in einem aus einem Kondensator 28 und einem Widerstand 29 bestehenden zweiten Differentiator differenziert. Infolge der Tatsache, dass die Flanken von Störimpulsen wesentlich steiler sind als die Flanken des gewünschten Signals treten am Widerstand 29 nur durch die Störungen verursachte Spannungsspitzen auf, während das gewünschte Signal keine nennens-

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werte Spannung an diesen Widerstand verursacht. Es sei" bemerkt, dass es zum Funktionieren der Schaltungsanordnung von wesentlicher Bedeutung ist, dass die Bandbreite der Empfängereinheiten 1, 2 und 3 gross genug "ist, so dass die Störimpulse mit ausreichend steilen Flanken am Ausgang des Signaldemodulators 3 erscheinen.

Ein den beiden Differentiatoren zwischengeschalteter Parallelkondensator 30 vermeidet, dass ein sehr hochfrequentes Rauschen (-100 - 200 kHz) auftritt, dass den Empfang des gewünschten Signals kaum stört, als Störspannung detektiert wird.

Die auf diese Weise erhaltenen Störimpulse werden über einen Widerstand 31 und zwei Kondensatoren 32 und 33 der Basiselektrode eines Verstärkertransistors 3^ mit Basiswiderstand 35 und Kollektorwiderstand 36 zugeführt. Die dadurch verstärkten Störimpulse steuern über einen Koppelkondensator 37 die Basiselektrode eines Phasenspaltungstransistors 38. Die Basisvorspannung dieses Transistors wird von den Widerständen 39 und kO versorgt, während diese Stufe weiter mit einem Emitterwiderstand 41 und einem Kollektorwiderstand k2 versehen ist.

Die beiden einander gegenphasigen Ausgangsspannungen des Phasenspalters werden über die Kondensatoren 43 und kk zwei einander gegenüberliegenden Eckpunkten eines aus vier Dioden k$ bis einschliesslich k8 bestehenden Zweiweggleichrichters zugeführt. Die beiden anderen Eckpunkte des Gleichrichters sind über Widerstände k9 und 50 mit Masse verbunden. Der Phasenspalter und der Gleichrichter sind in die

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Schaltung aufgenommen, da die hier vorhandenen differenzierten Störimpulse mit einem positiven sowie einem negativen Teil anfangen können und weil es von Bedeutung ist, dass die Stoning möglichst schnell erkannt wird. Am Widerstand 50 tritt bei einem positiven sowie einen negativen Störimpuls ein positiver Impuls avif, der einen normalerweise gesperrten Transistor 51 leitend macht, wenn seine Amplitude gross genug ist um die Basis-Emitter-Schwellenspannung (θ,6 V) dieses Transistors zu überschreiten.

Die Schaltungsanordnung enthält weiter einen a

monostabilen Multivibrator mit einem pnp-Transistor 52 und einem npn-Transistor 53· Ein Kondensator 5^- mit einem ihm parallelgeschalteten Widerstand 55 ist in die Kollektorleitung des Transistors 51 sowie in die Emitterleitung des Transistors 52 aufgenommen. Die Kollektorelektrode des Transistors 52 ist über einen Kollektorwiderstand 56 mit Masse und mit der Basiselektrode des Transistors 53 verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors 53 ist über einen Kollektorwiderstand 57 mit der Speisespannung und über einen einstellbaren Spannungsteiler 58 - 59 mit der Basiselektrode des Transistor^ 52 zurückgekoppelt. Die Kollektorspannung des Transistors 53 steuert einen Transistor 60, in dessen Emitterleitung ein Widerstand 61 und in dessen Kollektorleitung ein Widerstand 62 aufgenommen ist. Negative Schaltimpulse, die an der Kollektorelektrode des Transistors 6O auftreten, werden über einen Widerstand der Torelektrode des Feldeffekttransistors 21 zugeführt.

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Positive Schaltimpulse der Emitterelektrode des Transistors 6O werden über einen kleinen Kondensator 63a der Senke des Feldeffekttransistors 21 zugeführt. Dieser Kondensator 63a dient dazu, die negativen Schaltimpulse, die über die

Zwischenelektrodenkapäzität zwischen Torelektrode und Senke ·

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des Transistors 21 an der Senke erscheinen, auszugleichen.

Manchmal kann es sogar vorteilhaft sein, die Kapazität
zwischen der Tor- und Eingangselektrode auf ähnliche Weise auszugleichen.

^ Im normalen Zustand sind die Transistoren 52 und

53 leitend und ist der Transistor 51 gesperrt. Der Emitterstrom des Transistors 52 verursacht am Widerstand 55 eine
bestimmte Spannung, die zugleich am Kondensator 5^· liegt.
Dieser Kondensator ist daher bis zu einem bestimmten Wert
aufgeladen. -

Sobald ein Störimpuls empfangen wird, wird der
Transistor 51 kurze Zeit in den leitenden Zustand gebracht. Dies hat zur Folge, dass der Kondensator 5^ schnell weiter in negativer Richtung aufgeladen wird, während die damit

P einhergehende Spannungsabnahme an der Emitterelektrode des Transistors 52 den Strom durch diesen Transistor verringert. In Reihe mit dem Kondensator 5^ ist noch ein Widerstand 6k aufgenommen, der einerseits verhindert, dass derAufladestrom durch den Transistor 5.1 zu gross wird und andererseits für eine schnelle SpannungsSenkung an der Emitterelektrode des Transistors 52 sorgt. Der verringerte Strom durch den Transistor 52 verringert seinerseits den Strom durch den Transistor 53· Der dadurch auftretende Spannungsanstieg an der KoI-

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lektorelektrode des Transistors 53 steuert über den Spannungsteiler 58-59 den Transistor 52 noch weiter in den gesperrten Zustand.

In dem nun entstandenen Zustand sind daher die Transistoren 52 und 53 gesperrt, während inzwischen auch der Transistor 51 wieder nicht leitend geworden ist. Dieser Transistor wird ja nur durch die sehr schmalen Impulse, die aus den Flanken der Störimpulse hergeleitet sind, geöffnet. Während dieses Zustandes entlädt sich der Kondensator 54 am Widerstand 55· Nach einer bestimmten Zeit, der ™ Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators, ist infolge dieser Entladung die Spannung an der Emitterelektrode des Transistors 52 so weit 'gestiegen, dass dieser Transistor und, infolge der kumulativen Wirkung, zugleich der Tränt· sistor 53 wieder in den leitenden Zustand geraten.

Es sei bemerkt, dass der beschriebene monostabile Multivibrator von einer besonderen Art ist. Denn wenn während der Entladung des Kondensators 5^- ein folgender Impuls den Transistor 51 wieder in den Reitenden i Zustand bringt, wird der Kondensator 5^· aufs neue aufgeladen, wodurch die Zeit, wo der Multivibrator sich im Arbeitszustand befindet, zwangsläufig verlängert wird. Der monostabile Multivibrator kehrt also erst in den Ruhezustand zurück, nachdem eine Zeit entsprechend der Zeitkonstante nach dem letzten auftretenden Impuls an der Basiselektrode des Transistors 51 verlaufen ist. Bei Verwendung eines üblichen monostabilen Multivibrators, bei dem ein zweiter innerhalb des Zeitverlaufes der Zeitkonstante

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einem ersten Impuls nachfolgender Impuls keinen Einfluss auf die Wirkung des Multivibrators hat, kann der Tortransistor gerade in dem Augenblick geöffnet werden, wo die zweite Störung einen grossen Wert hat.

Die positiv verlaufende Ausgangsimpulse des Transistors 53 werden im Transistor 60 verstärkt und in negativ verlaufende Impulse umgewandelt, die über den Widerstand 63 den als Tortransistor dienenden Feldeffekttransistor 21 vorübergehend sperren. Sobald daher im Audiosig- Wk nal, das am Widerstand 20 auftritt, ein Störimpuls er- * scheint, wird der Feldeffekttransistor 21 gesperrt, wodurch vermieden wird, dass der Störimpuls am Ausgang erscheint. Die Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators und damit die Zeitdauer der Schaltimpulse, die den Feldeffekttransistor 21 sperren, wird so lang gewählt (beispielsweise 30 /ua), dass der ganze im Audiosignal auftretende Stör— impuls unterdrückt wird. Das zwischen den Transistoren 5 und 17 aufgenommene Verzögerungsnetzwerk (2 bis 3/Us) sorgt dafür, dass der Feldeffekttransistor gesperrt ist, bevor der Störimpuls am Widerstand 20 erscheint.

Sobald der Feldeffektransistor 21 gesperrt wird, wird die Spannung an der Torelektrode des Feldeffekttransistors 23 durch die Ladung des. Speicherkondensators 22 bestimmt. Diese Ladung rührt von dem Pegel des ungestörten Audiosignals her und entspricht diesem Pegel, welches Signal kurz vor dem Auftreten des Störimpulses am Speicherkondensator vorhanden war. Durch die beschriebene Schaltungsanordnung wird daher erreicht, dass beim Auftreten

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eines Störimpulses dear Signalpegel auf dem Wert, der das Signal gerade "vor dem Auftreten der Störimpulse hatte, kon-

stant gehalten wird.

Es stellt sich nun heraus, dass es vorteilhaft ist, dass der Signalpegel auf einen Wert, der den mittleren Signalpegel während einer bestimmten Zeit (beispielsweise 10 /us) vor der Störung entspricht, konstant gehalten wird. Dies lässt sich auf einfache Weise dadurch erreichen, dass in Reihe mit dem Speicherkondensator oder zwischen der

Senke des Transistors 21 und dem. Speicherkondensator ein ä

Widerstand (vergleiche den Widerstand 69 in der Einzelheit nach Fig. 2) aufgenommen wird. Dieser Widerstand hat die nachfolgenden Effektes

1. Der Widerstand 69 zusammen mit dem Speicherkondensator 22 ergeben eine Verzögerung des Signals gegenüber den Signalimpulsen an der Torelektrode des Transistors 21. Diese Verzögerung geht nicht mit einer Verlängerung der Störimpulse einher, was wohl der Fall-wäre bei Verwendung eines RC-Netzwerkes tor dem Torferansistor*

2. Die Integrationswirkung des Widerstandes 69 und des Speicherkandensators 22 vermeidet das Auftreten eines hochfrequenten Rauschens oder einer Interferenzstörung am Speicherkondensator und damit, dass der Pegel der Speicher-Kondensatorspannung am Anfang einer Störung auf einer zufälligen Rausch- oder Interferenzspitze festgehalten wird. 3· Der Widerstand 69 verringert die Amplitude der Schalt impulse, die iiber die Streukapazitäten des Tortran-

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sistors am Speicherkondensator auftreten. Dadurch wird das Problem des Ausgleiches dieser Impulse erleichtert.

Es hat sich herausgestellt, dass bei der bisher beschriebenen Schaltungsanordnung ein wesentlich erhöhter Rauschpegel auftritt wenn ein Stereosignal empfangen wird. Dies wird hauptsächlich durch den in diesem Signal vorhandenen 19 kHz-Pilotton verursacht, der zur Demodulation des Stereodifferenzsignals im Stereo-Empfänger dient. Der Grund dafür ist, dass die Spannung am Speicherkondensator 22 während einer Störung dann dem gerade vor der Störung vorhandenen Audiosignal vermehrt oder verringert um den ebenfalls gerade vor der Störung vorhandenen Augenblickswert des Pilottones entspricht. Während einer Störung wird das Audiosignal daher nicht auf dem richtigen Wert festgehalten, sondern auf einem Wert, der davon abweicht, welche Abweichung von der Phase des Pilotsignals während des Anfangs eines Störimpulses abhängig ist. Wenn ein Stereo-Signal, das von der beschriebenen Schaltungsanordnung verarbeitet wird, auch für Stereo-Wiedergabe benutzt wird, ist es ausserdem noch von Bedeutung, dass das 19 kHz-Pilotsignal phasenfehler frei erhalten wird, da die Phase des Pilotsignals zur Demodulation des Stereo-Differenzsignals von wesentlicher Bedeutung ist. Die Störimpulse im emp·* fangenen Signal verursachen Phasenfehler im Pilotsignal, so dass es nicht möglich ist, das Pilotsignal vor der Torschaltung 21 zu entnehmen. Andererseits verursacht die Tat-' sache, dass in der bisher beschriebenen Schaltungsanordnung

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die Spannung am Speicherkondensator 22 während einer Störung einige Zeit konstant gehalten wird, ebenfalls einen Phasenfehler im Pilotsignal, wenn dieses aus dem Signal am Speicherkondensator zurückgenommen wird. Dadurch tritt bei Stereo-Wiedergabe ein wesentlich erhöhter Rauschpegel auf.

Die genannten Nachteile werden dadurch praktisch völlig vermieden, dass in Reihe mit dem Speicherkondensator 22 ein auf das 19 kHz-Pilotsignal abgestimmter Parallelschwingkreis 65 aufgenommen ist. Dieser Kreis schwingt im ä 19 kHz-Takt mit der richtigen Phase und Amplitude, wie diese durch den über den leitenden Transistor 21 zugeführten Pilotton bestimmt wird, und am Kondensator 22 liegt daher nur der übrige Teil des Audiosignals. Sobald infolge eines Störimpulses der Transistor 21 gesperrt wird, wird einerseits die Spannung am Speicherkondensator 22 festgehalten und andererseits schwingt der Kreis 65 mit nahezu derselben Amplitude und Phase weiter. Das Signal an der Torelektrode des Transistors 23 und damit das Ausgangssignal enthält daher eine Audiokomponente, die durch den Pilotton unbeeinflusst ist sowie einen Pilotton, der phasenstörungenfrei ist.

Es sei bemerkt, dass im Falle eines Stereo-Empfängers die AusgangsSpannung des Widerstandes 25 einem Stereo-Dekoder zugeführt werden kann, in dem der in diesem Signal vorhandene 19 kHz-Pilotton danach ausgefiltert wird» Es ist jedoch auch möglich, die Spannung am Kreis 65 un-

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mittelbar dem Stereo-Dekoder 70 zuzuführen (vergleiche die Einzelheit nach Fig. 2), so dass im Stereo-Dekoder ein 19 kHz-Filter eingespart werden kann.

Beim Empfang eines Stereo-Signals ist im Ausgangssignal des Demodulators 3 noch eine einem unterdrückten Träger von 38 kHz aufmodulierte Differenzsignalkomponente vorhanden. Im Falle eines Mono-Empfängers kann diese 38 kHz-Komponente beispielsweise dadurch unterdrückt werden, dass ein auf 38 kHz abgestimmter Kreis 66 in die Emitterleitung des Transistors 5 aufgenommen wird wie dies in Fig. 1 dargestellt ist. Dieser Kreis bedeutet dann für diese Komponente eine Gegenkopplung. Im Falle eines Stereo-Empfängers (siehe die Einzelheit nach Fig. 2) wird vorzugsweise ein auf 38 kHz abgestimmter Kreis in Reihe mit dem Speicherkondensator 22 und in Reihe mit dem 19 kHz-Kreis 65 aufgenommen, so dass auch die 38 kHz-Komponente des Signals ungestört durch das Schalten des Transistors 21 durchgelassen wird.

Es sei bemerkt, dass es im Falle eines MonoEmpfängers nicht gut möglich ist, den 19-kHz-Pilotten vor dem Tortransistor 21, beispielsweise mit Hilfe eines 19 kHz-Kreises in der Emitterleitung des Transistors 5» zu unterdrücken. Ein derartiger Kreis würde nämlich die Störimpulse zuviel verbreitern, so dass auch die Schaltimpulse des monostabilen Multivibrators entsprechend verbreitert werden müssten. Dann wird jedoch ein unnötig grosser Tieil des gewünschten Signals unterdrückt.

Es hat sich herausgestellt, dass mit der bisher

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beschriebenen Schaltungsanordnung ausgezeichnete störungsfreie Tonwiedergabe erreicht werden kann, sogar in denje-

nigen Fällen, wo soviel Störimpulse auftreten, dass der Tortransistor 21 zu etwa 50$ °-^e:r Zeit gesperrt ist. Wenn die Anzahl Störimpulse noch weiter zunimmt, beispielsweise dadurch, dass die empfangene Signalstärke abnimmt (Schwund) kann es passieren, dass der Tortransistor 21 praktisch ständig gesperrt ist und nur ab und zu ein Signal durchgelassen wird, so dass ein stark verzerrtes Signal entsteht. Dieser Nachteil lässt sich ausschalten, wenn dafür gesorgt fl wird, dass nur ein Teil der Störimpulse, vorzugsweise die stärksten Storimpulse, den monostabilen Multivibrator 52 — 53 umschalten können und zwar derart, dass der Tortransistor 21 niemals mehr als einen bestimmten Teil der Zeit, beispielsweise die Hälfte der Zeit, gesperrt ist. Dazu ist in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 an den Emitterwiderstand 6i des Transistors 6o ein Integrator angeschlossen, der aus einem Widerstand 71 und einem Kondensator 72 besteht. Die Gleichspannung an diesem Kondensator ist ein Mass für die Anzahl Schaltimpulse, die der monostabile Multivibrator liefert, sowie für die mittlere Zeitdauer dieser Impulse. Die Gleichspannung am Kondensator 72 ist daher ein Mass für denjenigen Teil der Zeit, wo der Tortransistor 21 gesperrt wird. Diese Gleichspannung wird zwei reihengeschalteten Dioden 73 und ^k zugeführt, deren Verbindungspunkt an den Verbindungapunkt der Kondensatoren 32 und 33 angeschlossen ist. Wenn wenig

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Störimpulse auftreten ist die Spannung am Kondensator 72 niedrig. DiLe Dioden 73 und ¹Jh weisen dann einen verhältnismässig hohen Innenwiderstand auf, und sämtliche Störimpulse werden unbehindert über die Kondensatoren 32 und 33 durchgelassen. Je mehr Störimpulse jedoch auftreten um so höher wird die Spannung am Kondensator 72 und damit wird der Innenwiderstand der Dioden 73 und ¹Jk niedriger. Die Störimpulse werden daher abgeschwächt, so dass nur noch die stärkeren Störimpulse ein Umschalten des monostabilen Multivibrators herbeiführen.

Eine alternative Möglichkeit besteht darin, dass nicht die Amplitude der Störimpulse, sondern die Schwellenspannung, über welche die Störimpulse hinausragen müssen um den monostabilen Multivibrator zu starten, durch die Gleichspannung am Kondensator 72 verschoben wird. Dies lässt sich beispielsweise dadurch verwirklichen, dass in die Emitterleitung des Transistors 51 ein Widerstand 75 aufgenommen und die Gleichspannung des Kondensators 72 der Emitterelektrode dieses Transistors zugeführt wird.

Gewunschtenfalls kann man für die Regelung der

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Amplituden der Störimpulse sowie für die Regelung der Schwellenspannung einen verzögerten Charakter wählen, so dass die Regelung erst bei einem bestimmten Wert der Gleichspannung am Kondensator 22 wirksam wird. Bei geringeren Anzahlen von Störimpulsen ist die Störungsunterdrückung dann bei allen Impulsen wirksam. Eine derartige verzögerte Regelung lässt sich beispielsweise dadurch realisieren, dass in die vom Kondensator 72 herrührende Leitung eine Zener-

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Claims

PEM. -17- Diode 75a oder einige reihengeschaltete Dioden oder aber ein anderes bekanntes Verzögerungselement aufgenommen wird. PATENTANSPRÜCHE ;

1.) Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Störungen in einem Empfänger elektrischer Signale, die mit einem Signaldemodulator und einem Störungsdetektor versehen ist, wobei das Ausgangssignal des Signaldemodulators über eine Torschaltung einem Speicherkondensator zugeführt wird, wobei das Ausgangssignal des Störungsdetektors einen monostabilen Multivibrator steuert, dessen Ausgangsimpulse beim Auftreten eines Störimpulses die Torschaltung sperren und wobei das entstörte Signal dem Speicherkondensator entnommen wird, dadurch gekennzeichnet, dass der monostabile Multivibrator ( 52 ....59) einen Kondensator (59) enthält, der die Zeit bestimmt, während welcher der monostabile Multivibrator sich infolge des Auftretens eines Störimpulses im Arbeitszustand befindet, und dass an den Kondensator Mittel angeschlossen sind, die von den Störimpulsen gesteuert werden und die bei einem weiteren Störimpuls während der . | Zeit, wo der monostabile Multivibrator sich im Arbeitszustand befindet, eine derartige Ladungsänderung des Kondensators herbeiführen, dass diese Zeit automatisch verlängert wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass die genannten Mittel durch einen ersten von den Störimpulsen gesteuerten Transistor (51) gebildet werden, dessen Kollektorelektrode an den Kondensator

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angeschlossen ist.

3· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch

gekennzeichnet, dass der monostabile Multivibrator einen zweiten und einen dritten als Flip-Flop geschalteten Transistor (52, 53) enthält, von denen wenigstens der· zweite Transistor (53) während des Arbeitszustandes des monostabilen Multivibrators gesperrt ist und dass der Kondensator an eine der Eingangselektroden dieses zweiten Transistors angeschlossen ist.

k. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3i dadurch gekennzeichnet, dass in Reihe mit dem Kondensator ein Widerstand (69) aufgenommen ist.

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