DE2854828C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Steuern eines mit einer Synchronimpulsquelle zu synchronisierenden Horizontaloszillators, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Anordnungen dieser Gattung sind aus der US-Patentschrift 38 46 584 und aus der britischen Patentschrift 14 24 995 bekannt.

Der Raster eines Fernsehbildes wird durch einen oder mehrere Elektronenstrahlen gebildet, die den Bildschirm mit Horizontal- und Vertikalablenkfrequenzen abtasten, wobei diese Frequenzen mit Synchronsignalen, die dem darzustellenden Videosignal zugeordnet sind, synchronisiert werden. Da das Videosignal Rausch- oder Störkomponenten enthalten kann, muß man besondere Maßnahmen treffen, um die Fernseh-Wiedergabeeinrichtung störfest zu machen. Zu diesem Zweck verwendet man üblicherweise eine sogenannte phasensynchronisierte Schleife, worin ein steuerbarer Horizontalfrequenzoszillator in einer Rückkopplungsschleife mit einem phasenempfindlichen Detektor und einem Tiefpaßfilter gekoppelt ist, so daß der Phasendetektor Impulse erzeugt, die charakteristisch für die Phasendifferenz zwischen dem gesteuerten Oszillator und den Horizontalsynchronimpulsen des Videosignals sind. Die vom Phasendetektor erzeugten Impulse werden durch das Tiefpaßfilter gefiltert, dessen Ausgangssignal dem Steuereingang des Oszillators in solchem Sinne angelegt wird, daß die Oszillatorfrequenz gleich der mittleren Synchronimpulsfrequenz gehalten wird.

Es besteht häufig der Wunsch, eine Fernseh-Wiedergabeeinrichtung in Verbindung mit einem Videobandrecorder oder -abspielgerät zu verwenden. Solche Videorecorder haben gewöhnlich mehrere Wiedergabeköpfe, deren jeder zur Abtastung mechanisch über das Band geführt wird. Bei einer üblichen Bauart werden zwei Köpfe verwendet, welche das Band abwechselnd für jeweils eine Dauer abtasten, die gleich der Dauer eines Teilbildes (Vertikalablenkperiode) ist. Damit es keine Verluste oder Unterbrechungen in der wiedergegebenen Information gibt, wird die Abtastung des jeweils folgenden Teilbildes durch den zweiten Kopf praktisch gleichzeitig mit dem Ende der vom ersten Kopf vorgenommenen Abtastung begonnen. Wenn jedoch die Zugspannung am Band oder die Dimensionen des mechanischen Bandtransports beim Abspielen auch nur geringfügig anders sind als bei der Aufnahme des Bandes, dann unterscheiden sich die Zeiten zwischen aufeinanderfolgenden Horizontalsynchronimpulsen in der aufgezeichneten Information im Vergleich zur Wiedergabe, insbesondere während des Umschaltens zwischen den Köpfen. Dies führt zu einer Diskontinuität oder einem Sprung in der Phase der Horizontalsynchronimpulse, die zur Synchronisierung des Horizontaloszillators und zur Steuerung des Rasters zur Verfügung stehen. Dieser Phasensprung kann etwa fünf Horizontalzeilen vor dem Ende eines Vertikalabtastintervalls erscheinen.

Eine solche sprunghafte Änderung der Phase wird die phasensynchronisierte Schleife veranlassen, den Horizontaloszillator so zu steuern, daß die Oszillatorphase geändert wird und sich selbst an die geänderte Phase der Synchronsignale anpaßt. Die Verstärkungscharakteristik des Tiefpaßfilters der phasensynchronisierten Schleife verhindert jedoch normalerweise, daß sich der gesteuerte Oszillator schnell genug ändert, um sich vor dem Ende des Vertikalaustastintervalls nachstellen zu können. Dies kann zu einer Verzerrung des wiedergegebenen Bildes führen.

In der US-Patentschrift 37 40 489 ist eine Anordnung mit einem externen Schalter beschrieben, durch den der Benutzer die Eigenschaften des Tiefpaßfilters in der phasensynchronisierten Schleife ändern kann, wenn er ein Bandgerät einsetzt. Dies ändert die Schleifenverstärkungskurven der phasensynchronisierten Schleife so, daß der Oszillator seine Phase schneller ändern oder drehen kann. Der Benutzer kann jedoch die Betätigung des Schalters vergessen, so daß die oben genannte Verzerrung auftreten kann; oder er kann vergessen, den Schalter beim Empfang von Sendesignalen in seinen Normalzustand zurückzustellen, womit die Horizontalsynchronisierung des Fernsehempfängers empfindlicher gegenüber Störkomponenten wird.

Aus der eingangs erwähnten US-Patentschrift 38 46 584 ist es bekannt, das Tiefpaßfilter für eine vorbestimmte begrenzte Zeitdauer nach dem Erscheinen des Vertikalsynchronsignals vollständig von der phasensynchronisierten Schleife abzutrennen. Wenn bei dieser Methode aber der Phasensprung vor dem Vertikalsynchronsignal erscheint, dann kann das Bild für die letzten wenigen Zeilen des Videosignals verzerrt werden, und die phasensynchronisierte Schleife wird unter Umständen nicht genug Zeit haben, die Phase des Horizontaloszillators vor dem Ende des Vertikalaustastintervalls und dem Beginn der Bildwiedergabe vollständig nachzudrehen. Die Phasenänderungsgeschwindigkeit kann zwar durch Erhöhung der Schleifenverstärkung erhöht werden, jedoch bringt dies die Gefahr einer langkettigen Verformung ("Scalloping" distortion) vertikaler Linien nahe dem oberen Rand der Vertikalabtastung infolge übermäßiger Schleifenverstärkung in der Phasensynchronisierungsschleife. Die gleichen Probleme können sich auch bei der Anordnung nach der eingangs erwähnten britischen Patentschrift 14 24 995 ergeben, bei welcher die Zeitkonstante des Schleifenfilters während der Vertikalaustastung klein gemacht wird.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Anordnung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 beschriebenen Gattung so auszubilden, daß die Chance, mit der Nachsynchronisierung des Oszillators jeweils noch vor dem Beginn des Vertikalhinlaufintervalls fertig zu werden, vergrößert wird. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch das kennzeichnende Merkmal des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt teilweise in Blockform und teilweise im Detail einen Teil eines erfindungsgemäß ausgebildeten Fernsehempfängers;

Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf vertikalfrequenter Spannungssignale, wie sie in der Anordnung nach Fig. 1 während des Betriebs auftreten;

Fig. 3 zeigt teilweise in Blockform und teilweise im Detail einen Teil eines Fernsehempfängers, der gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung ausgebildet ist;

Fig. 4 zeigt den zeitlichen Verlauf vertikalfrequenter Spannungssignale, wie sie in der Anordnung nach Fig. 3 während des Betriebs auftreten.

Die Fig. 1 zeigt einen Teil eines Fernsehempfängers, der sowohl Sende- oder Rundfunksignale als auch Signale aus einer externen Videosignalquelle wie etwa einem Bandgerät empfangen kann. Die in Fig. 1 dargestellte Antenne 10 dient zum Auffangen gesendeter Fernsehsignale, die einem Träger aufmoduliert sind. Mit der Antenne 10 ist eine Empfangsschaltung 12 mit Tuner, ZF- Verstärker und Videodetektor gekoppelt, welche die Videoinformation aus dem gesendeten Signal ableiten kann. Das Videosignal steht dann an einer Klemme 14 a eines Wählschalters 14 zur Verfügung. Mit der Klemme 14 b des Schalters 14 ist eine Anschlußbuchse 16 für die Zuführung externer Videosignale gekoppelt.

Das mit dem Schalter 14 ausgewählte Videosignal wird einem Eingang einer Synchronsignal-Abtrennstufe 18 zugeführt. Die Abtrennstufe 18 trennt die mit der Wellenform 19 dargestellten Horizontalsynchronimpulse von dem Video-Gesamtsignal ab und legt sie an die Basis eines Transistors 22, der den einen Eingang eines insgesamt mit 20 bezeichneten Phasenvergleichers bildet. Der Phasenvergleicher 20 enthält emittergekoppelte Transistoren 24 und 26, deren Emitter über einen Widerstand 28 mit dem Kollektor des Transistors 22 verbunden sind. Die Basiselektroden der Transistoren 24 und 26 empfangen eine Gleichvorspannung von einem insgesamt mit 29 bezeichneten Ohmschen Spannungsteiler, der zwischen B + und Masse liegt und Widerstände 30 und 32 enthält. Die Basiselektroden der Transistoren 24 und 26 sind jeweils über einen Widerstand 34 bzw. 36 mit dem Abgriff des Spannungsteilers 29 verbunden. Ein insgesamt mit 38 bezeichneter Stromspiegel ist mit seinem Eingang an den Kollektor des Transistors 24 und mit seinem Ausgang an den Kollektor des Transistors 26 angeschlossen und dient als Differential/Eintakt-Umwandler, um am Kollektor des Transistors 26 einen hochohmigen Ausgangsanschluß des Phasenvergleichers 20 zu bilden.

Der Ausgang des Phasenvergleichers 20 ist mit dem Eingang eines Filters 40 gekoppelt, das einen Widerstand 41 und einen zwischen Filtereingang und Masse gekoppelten Kondensator 42 zur Dämpfung hoher Frequenzen aufweist. Zwischen dem Widerstand 41 und dem Kondensator 42 liegt noch ein Anschlußpunkt 43. Das Filter 40 enthält außerdem einen niedrigfrequente Komponenten mittelnden Kondensator 44, der an einem Verbindungspunkt 45 an einen Widerstand 46 angeschlossen ist und gemeinsam mit diesem eine Reihenschaltung zwischen dem Anschlußpunkt 43 und Masse bildet. Das Filter 40 enthält schließlich noch einen impedanzeinstellenden Widerstand 48, der vom Verbindungspunkt 43 zu einem niederohmigen Eingang eines Horizontaloszillators 50 führt.

Der Horizontaloszillator 50 wird in seiner Frequenz und Phase durch das vom Filter 40 kommende Eingangssignal gesteuert und erzeugt horizontalfrequente Impulse, die einer mit dem Block 52 dargestellten Horizontalablenkschaltung zugeführt werden, welche ihrerseits den Fluß von Ablenkstrom in einer Horizontalablenkwicklung 54 steuert, die zu einer Bildröhre (nicht dargestellt) gehört. Die Ablenkspannung, die aus dem Fließen von Ablenkstrom in der Ablenkwicklung 54 resultiert, wird einem mit der Wicklung 54 gekoppelten Integrator angelegt, der insgesamt mit 56 bezeichnet ist. Der Integrator 56 bildet aus der pulsierenden Ablenkspannung eine horizontalfrequente Sägezahnspannung, die mit der Wellenform 57 dargestellt ist und über einen Koppelkondensator 58 auf die Basis des Transistors 26 des Phasenvergleichers 20 gegeben wird. Die Sägezahnspannung 57 wird mit den Horizontalsynchronimpulsen im Phasenvergleicher 20 verglichen, der daraufhin Stromimpulse liefert, die charakteristisch für die Frequenz- und Phasendifferenzen zwischen den Sägezähnen 57 und den Horizontalsynchronimpulsen 19 sind.

Die Synchronsignal-Abtrennstufe 18 trennt außerdem Vertikalsynchronsignale, wie sie bei 62 dargestellt sind, aus dem vom Schalter 14 gewählten Video-Gesamtsignal ab. Die Vertikalsynchronsignale werden einem Vertikalfrequenzoszillator 60 zugeführt, der Sägezahnsignale synchron mit den Vertikalsynchronimpulsen erzeugt. Die vertikalfrequenten Sägezähne vom Oszillator 60 werden einem Eingang eines Vertikalablenkverstärkers 64 zugeführt, dessen Ausgangssignal (Wellenform 200 in Fig. 2a) eine zur Bildröhre gehörende Vertikalablenkwicklung 66 ansteu­ ert. In Reihe mit der Wicklung 66 liegt ein stromfühlender Widerstand 68, der eine Spannung im Sinne einer Gegenkopplung auf einen Eingang des Verstärkers 64 rückkoppelt.

Die am Ausgang A des Verstärkers 64 erscheinende Ablenkspannung 200, die in Fig. 2a dargestellt ist, wird über eine insgesamt mit 80 bezeichnete differenzierende und koppelnde Schaltung auf einen monostabilen Multivibrator gegeben, der insgesamt mit 70 bezeichnet ist. Die differenzierende und koppelnde Schaltung 80 enthält ein durch einen Kondensator 82 und einen Widerstand 84 gebildetes Differenzierglied. Die Kopplung vom Differenzierglied zu einem Triggereingang des Multivibrators 70 erfolgt über einen Widerstand 86 und eine Diode 88.

Die Anode der Diode 88 ist mit der Basis des Transistors 72 im Multivibrator 70 verbunden. Die Basis des Transistors 72 ist über einen Widerstand 75 mit B + gekoppelt. Der Emitter des Transistors 72 liegt an Masse, und sein Kollektor ist über einen Widerstand 76 mit B + verbunden. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 72 liegt parallel zu einem Spannungsteiler, der aus Widerständen 77 und 78 besteht. Parallel zum Widerstand 78 liegt der Basis-Emitter-Übergang eines Transistors 71, dessen Kollektor über einen Widerstand 73 mit B + verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 71 ist ferner über einen zeitbestimmenden Kondensator 74 mit der Basis des Transistors 72 verbunden.

Der Kollektoranschluß des Transistors 72, der mit B bezeichnet ist, bildet den Ausgang des Multivibrators 70. Der Punkt B ist über einen Widerstand 94 mit der Basis eines Transistors 92 einer insgesamt mit 90 bezeichneten Steuerschaltung verbunden. Der Emitter des Transistors 92 liegt an Masse, und sein Kollektor ist über einen Widerstand 47 mit dem Anschlußpunkt 45 verbunden. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 92 bildet einen steuerbaren Stromweg, mittels dessen der Widerstand 47 parallel zum Widerstand 46 geschaltet werden kann, um die Charakteristik, die das Filter 40 für das Steuersignal vom Ausgang des Phasendetektors darstellt, zu ändern, ohne die Filterspannung zum Zeitpunkt des Auftretens der Änderung zu stören.

Im Betrieb ist der Multivibrator 70 während des Hauptteils des Vertikalabtastintervalls in seinem astabilen Zustand, wobei der Transistor 71 eingeschaltet (leitend) ist und der Transistor 72 infolge der vom Kondensator 74 erzeugten Sperrvorspannung seines Basis-Emitter-Übergangs ausgeschaltet (gesperrt) ist. Die Ladung am Kondensator 74 ändert sich infolge des durch den Widerstand 75 fließenden Stroms, so daß die Sperrvorspannung an der Basis des Transistors 72 allmählich geringer wird. Der Punkt B liegt auf dem Potential B +, und der Transistor 92 ist leitend, so daß der Widerstand 46 dem Widerstand 47 parallelgeschaltet ist. Die Sägezähne 57 werden mit den Horizontalsynchronimpulsen 19 im Phasenvergleicher 20 verglichen, der Stromimpulse abhängig vom Grad der Phasenübereinstimmung erzeugt. Der Strom vom Ausgang des Vergleichers 20 fließt durch die Widerstände 41 und 48, womit Spannungsimpulse erzeugt werden, die von den Kondensatoren 42 und 44 gemittelt werden, um eine Steuerspannung zu bilden, mit welcher der Horizontaloszillator 50 gesteuert wird. Je nach der spektralen Verteilung ihrer Frequenzkomponenten werden die Spannungsimpulse um ein Maß gedämpft, das davon abhängt, wie groß der Wert des in Reihe mit dem Kondensator 44 liegenden Widerstands ist. Bei leitendem Transistor 92 und somit Parallelschaltung des Widerstands 47 zum Widerstand 46 ist die Dämpfungswirkung des Filters 40 innerhalb eines bestimmten Frequenzbereichs relativ hoch, so daß die Schleifenverstärkung der Phasensynchronisierungsschleife in diesem Bereich niedrig ist, um die gewünschte Störfestigkeit zu erzielen.

Wenige Zeilen vor dem Ende des Vertikalabtastintervalls, gerade vor demjenigen Zeitpunkt, zu dem erwartungsgemäß eine sprungartige Phasenänderung in den aus einem Videobandgerät kommenden Horizontalsynchronimpulsen stattfinden kann, hat sich die Spannung am Kondensator 74 auf einen Wert entladen, bei dem der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 72 in Durchlaßrichtung gespannt wird. Der Transistor 72 beginnt zu leiten, die Spannung am Punkt B fällt auf die Sättigungsspannung des Transistors 72, und der Transistor 71 wird nichtleitend. Dies ist der stabile Zustand des Multivibrators 70. Die niedrige Spannung am Punkt B nimmt die Basis-Emitter-Vorspannung vom Transistor 92 fort, und dieser Transistor wird nichtleitend, womit der Widerstand 47 aus der Schaltung des Filters 40 genommen wird und sich die Dämpfungswirkung des Filters auf Steuersignale innerhalb eines bestimmten Frequenzbereichs vermindert. Die reduzierte Dämpfung des Filters 40 führt zu einer höheren Schleifenverstärkung für die Phasensynchronisierungsschleife.

Wenn der Empfänger gesendete Signale anstatt Signale von einem Bandgerät verarbeitet, tritt keine wesentliche Phasenänderung im folgenden Intervall auf, und die erhöhte Schleifenverstärkung bewirkt keinerlei Änderung im Betrieb des Horizontaloszillators 50. Wenn das Eingangssignal von einem Bandabspielgerät kommt, dann kann eine kurze Zeit, nachdem der Multivibrator 70 seinen stabilen Zustand annimmt, eine Änderung in der Phase auftreten. Der Phasenvergleicher 20 fühlt diese Phasenänderung, und die von ihm erzeugten Steuersignale veranlassen den Horizontaloszillator 50, seine Phase mit einer Geschwindigkeit zu ändern, die im Vergleich zum Zustand niedriger Schleifenverstärkung schneller ist. Der Oszillator 50 beginnt mit seiner Änderung auf die neue Phase unmittelbar vor dem Vertikalaustastintervall und für die Dauer praktisch des gesamten nachfolgenden Vertikalaustastintervalls. Nahe dem Ende des Vertikalaustastintervalls, zu einem Zeitpunkt T₁, endet das Vertikalrücklaufintervall. Zu dieser Zeit koppelt die differenzierende und koppelnde Schaltung 80 ein negativ gehendes Signal auf die Basis des Transistors 72, um den Multivibrator 70 in seinen astabilen Betrieb zurückzustellen. Wie in Fig. 2b gezeigt, steigt die am Punkt B herrschende Spannung am Beginn der Vertikalabtastung auf den Wert B +. Dies wiederum macht den Transistor 92 leitend und schaltet damit den Widerstand 47 parallel zum Widerstand 46, womit die Filterverstärkung vermindert wird, um die Störfestigkeit während des Vertikalabtastintervalls zu verbessern.

Dank der erfindungsgemäßen Anordnung kann der Fernsehempfänger auf den Empfang von Synchronsignalen aus einem Videobandgerät eingestellt sein, in denen eine sprungartige Phasenänderung vor dem Vertikalaustastintervall stattfindet, während gleichzeitig die Rauschfestigkeit, die sich normalerweise infolge Verwendung einer für den Empfang von Sendesignalen optimierten phasensynchronisierten Schleife ergibt, über praktisch das gesamte Vertikalabtastintervall beibehalten wird. Der Benutzer braucht keinen Schalter zu betätigen, da der Steuerungsmechanismus während beider Empfangsarten ständig in Betrieb ist. Außerdem werden Störkomponenten im Videosignal aus dem Bandgerät, die während des Vertikalabtastintervalls erscheinen, ausgefiltert.

Die Fig. 3 zeigt eine alternative Ausführungsform der Erfindung. die in manchen Teilen der Anordnung nach Fig. 1 ähnlich ist. Diejenigen Teile der Ausführungsform nach Fig. 3, die einen gleichartigen Zweck wie entsprechende Teile in Fig. 1 erfüllen, sind mit den gleichen Bezugszahlen wie dort bezeichnet. Da die den Tuner, den ZF-Verstärker und den Videodetektor enthaltende Eingangsschaltung 12, die Synchronsignalabtrennstufe 18, der Phasenvergleicher 20, das Filter 40, der Horizontaloszillator 50, der Vertikaloszillator 60 und der Vertikalablenkverstärker 64 sämtlich die gleichen Funktionen erfüllen wie die entsprechenden Teile in der Ausführungsform nach Fig. 1, brauchen sie hier nicht noch einmal beschrieben zu werden.

Gemäß der Fig. 3 wird die am Punkt A erscheinende Ablenkspannung 200 auf den Eingang einer Schwellenschaltung gegeben, die insgesamt mit 700 bezeichnet ist. Die Schwellenschaltung 700 enthält einen Referenzspannungsteiler, der insgesamt mit 760 bezeichnet ist und Widerstände 770 und 780 enthält, die in Reihe zueinander zwischen ein Versorgungspotential von -40 Volt und Masse geschaltet sind, so daß am Abgriff des Spannungsteilers eine Referenzspannung VR eingestellt ist. Die Schwellenschaltung 700 enthält außerdem einen insgesamt mit 710 bezeichneten Vergleicher, der die am Punkt A erscheinende Sägezahnspannung mit der Referenzspannung vergleicht und abhängig von diesem Vergleich ein Steuersignal an einer Ausgangsklemme D erzeugt. Der Vergleicher 710 enthält einen Transistor 720 mit einem strombegrenzenden Widerstand 740 in Reihe mit seiner Basiszuleitung. Das der Basis des Transistors 720 abgewandte Ende des Widerstands 740 ist mit einem Schaltungspunkt B′ gekoppelt, der seinerseits über einen Widerstand 730 mit dem Ausgangsanschluß A des Verstärkers 64 verbunden ist. Eine Diode 750 ist mit ihrer Anode an den Abgriff des Spannungsteilers 760 und mit ihrer Kathode an den Punkt B′ gekoppelt, womit sie verhindert, daß der Punkt B′ auf eine Spannung absinkt, die weit negativer als die Referenzspannung ist. Die Klemme A ist außerdem über eine Diode 79 mit einem Anschluß C am Emitter des Transistors 720 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 720 ist über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 800 und einem Kondensator 81 mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 720 ist über einen Lastwiderstand 820 an ein positives Versorgungspotential von 27 Volt angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 720 ist außerdem über die Kathoden- Anoden-Strecke einer Diode 83 mit Masse verbunden, wobei diese Diode verhindert, daß der Kollektor des Transistors 720 auf ein Potential abfällt, das beträchtlich negativer als das Massepotential ist. Die Kathode der Diode 83 bildet die Ausgangsklemme D des Vergleichers 710.

Die Ausgangsklemme D des Vergleichers 710 ist über einen Reihenwiderstand 94 mit der Basis des Transistors 92 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 92 liegt an Masse, und sein Kollektor ist über den Widerstand 47 mit dem Anschlußpunkt 45 am Filter 40 verbunden. Der Transistor 92, der Widerstand 94 und der Widerstand 47 bilden den veränderbaren Teil 90, durch den der Widerstand 47 dem Widerstand 46 parallelgeschaltet werden kann, um den Frequenzgang der Amplitude, den das Filter 40 für das vom Phasendetektor kommende Steuersignal bringt, in ähnliche Weise wie im Falle der Fig. 1 zu ändern.

Im Betrieb überschreitet die Ablenkspannung 200 während des Hauptteils des Vertikalabtastintervalls die Referenzspannung VR beträchtlich, so daß die Diode 750 nichtleitend ist. Die Diode 79 ist leitend, so daß dem Kondensator 81 die abnehmende Spannung 200 vom Punkt A angelegt wird. Bei leitender Diode 79 und nichtleitender Diode 750 ist der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 720 in Sperrichtung gespannt, so daß dieser Transistor nichtleitend ist. Die Spannung an der Ausgangsklemme D liegt beim Wert B +, wie es mit der Wellenform 230 in Fig. 4d gezeigt ist. Infolge dieses hohen Spannungswerts am Punkt D ist der Transistor 92 leitend, so daß der Widerstand 47 dem Widerstand 46 parallelgeschaltet ist. Die Sägezähne 57 werden mit den Horizontalsynchronimpulsen 19 im Phasenvergleicher 20 verglichen, und der Phasenvergleicher erzeugt Stromimpulse abhängig vom Grad der Phasenübereinstimmung.

Der Strom vom Ausgang des Phasenvergleichers 20 fließt durch die Widerstände 41 und 48 und erzeugt dort Spannungsimpulse, die durch die Kondensatoren 42 und 44 gemittelt werden, um eine Steuerspannung zu bilden, die den Horizontaloszillator 50 in ähnlicher Weise wie im Falle der Fig. 1 steuert. Je nach der spektralen Verteilung ihrer Frequenzkomponenten werden die Spannungsimpulse um ein Maß gedämpft, das davon abhängt, wie groß der in Reihe mit dem Kondensator 44 wirksame Widerstandswert ist. Mit der parallelen Anschaltung des Widerstands 47 an den Widerstand 46 ist die Dämpfung des Filters 40 innerhalb eines bestimmten Frequenzbereichs relativ hoch, so daß die Schleifenverstärkung der phasensynchronisierten Schleife in diesem Bereich niedrig ist, um die gewünschte Störfestigkeit zu erzielen.

Wenige Horizontalzeilen vor dem Ende des Vertikalabtastintervalls, nämlich zu einem Zeitpunkt T₂, der gerade vor demjenigen Zeitpunkt liegt, zu dem erwartungsgemäß eine sprungartige Phasenänderung der von einem Videobandgerät kommenden Horizontalsynchronimpulse stattfinden kann, wird die am Punkt A erscheinende Spannung etwas niedriger als die Referenzspannung VR. Hierdurch wird die Diode 750 in Durchlaßrichtung gespannt, was zur Folge hat, daß die Spannung am Punkt B nicht mehr weiter abnimmt, wie es die Wellenform 210 in Fig. 4b zeigt. Die Spannung am Punkt C nimmt jedoch weiterhin mit der Spannung am Punkt A ab, wie es die Wellenform 220 in Fig. 2c zeigt. Als Folge wird der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 720 in Durchlaßrichtung gespannt, und der Transistor 720 beginnt zu leiten, wobei sein Emitterstrom gemeinsam mit dem aus dem Widerstand 800 und dem Kondensator 81 kommenden Strom durch die Diode 79 fließt. Das Leitendwerden des Transistors 720 zum Zeitpunkt T₂ bewirkt, daß die Spannung am Vergleicherausgang D abrupt absinkt, wie es in Fig. 4d gezeigt ist. Hiermit wird die Basis-Emitter-Vorspannung vom Transistor 92 fortgenommen, der daraufhin nichtleitend wird und den Widerstand 47 vom Filter 40 abtrennt, so daß die Dämpfungswirkung des Filters auf die Phasensteuersignale innerhalb eines bestimmten Frequenzbereichs vermindert wird. Die verringerte Dämpfung des Filters 40 führt zu einer höheren Schleifenverstärkung für die phasensynchronisierte Schleife.

Solange die Ablenkspannung am Punkt A weiter absinkt, wie es die Wellenform 200 im Intervall zwischen T₂ und T₃ zeigt, leitet der Transistor 720 weiter, und die Schleifenverstärkung der phasensynchronisierten Schleife bleibt hoch. Wenn der Empfänger mit Rundfunksignalen statt von einem Bandabspielgerät gespeist wird, tritt in diesem Intervall keine wesentliche Phasenänderung auf, und die erhöhte Schleifenverstärkung bewirkt keinerlei Änderung im Betrieb des Oszillators 50. Wenn das Eingangssignal von einem Bandabspielgerät kommt, dann kann eine Phasenänderung kurze Zeit nach T₂ auftreten. Der Phasenvergleicher 20 fühlt diese Phasenänderung, und die vom Phasenvergleicher abgegebenen Steuersignale veranlassen den Horizontaloszillator 50, seine Phase mit einer Geschwindigkeit zu ändern, die höher ist als im Falle des Zustandes niedriger Schleifenverstärkung.

Am Ende des Vertikalabtastintervalls, nahe dem Zeitpunkt T₃, steigt die Ablenkspannung 200 steil auf den Wert der positiven Versorgungsspannung an. Hierdurch wird die Diode 750 wieder nichtleitend, womit der Punkt B′ von der Referenzspannung abgekoppelt wird, und auch die Diode 79 wird nichtleitend, womit eine große negative Spannung am Punkt C gelassen wird, wie es die Wellenform 220 zeigt. Mit einer wesentlich positiveren Spannung am Punkt B′ als am Punkt C leitet der Transistor 720 weiter, so daß der Transistor 92 gesperrt gehalten wird. Die Spannung am Punkt C steigt nach dem Zeitpunkt T₃ an, so wie die Spannung am Kondensator 81 auf Null hin vermindert wird. Nahe dem Zeitpunkt T₁ endet der Vertikalrücklauf, und die Ablenkspannung 200 fällt steil ab, womit die Basis-Emitter-Vorspannung vom Transistor 720 genommen und die Diode 79 leitend gemacht wird. Zum Zeitpunkt T₁ wird der Transistor 92 leitend, und er bleibt über praktisch das gesamte folgende Vertikalabtastintervall leitend, um den Verstärkungsfaktor des Filters geringer zu machen und die Störfestigkeit zu verbessern.

Der größere Teil des Verzögerungsmechanismus ist abhängig von den äußerst stabilen und gut kontrollierten Eigenschaften der Vertikalablenkschaltungen. Durch die niedrige Summe der Teile des Vergleichers 70 und durch die minimale Anzahl zu verwendender aktiver Bauelemente ergeben sich erhöhte Zuverlässigkeit und verminderte Kosten.

Es sind auch andere Ausführungsformen der Erfindung möglich. So können z. B. verschiedenste Formen von Schleifenfiltern je nach Bedarf ausgesucht und ausgelegt werden. Auch lassen sich viele Typen herkömmlicher Phasendetektoren für den Einsatz in Verbindung mit der Erfindung herrichten.

Für die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsform der Erfindung hat sich folgende Dimensionierung von Bauteilen als günstig für einen zufriedenstellenden Betrieb erwiesen:

Kondensatoren

42 4700 pF 44 1,0 µF 74 0,27 µF 82 0,047 µF

Widerstände

46 33 kΩ 47 3300 kΩ 48 130 kΩ 73 2400 Ω 75 139 kΩ 76 10 kΩ 77 100 kΩ 78 10 kΩ 84 3300 Ω 86 18 kΩ 94 15 kΩ

Für die Ausführungsform nach Fig. 3 hat sich die nachfolgende Dimensionierung von Bauteilen als geeignet für einen zufriedenstellenden Betrieb erwiesen:

Kondensatoren

42 4700 pF 44 1,0 µF 81 0,47 µF

Widerstände

46 33 kΩ 47 3,3 kΩ 48 130 kΩ 73 100 kΩ 74 82 kΩ 77 27 kΩ 78 12 kΩ 80 10 kΩ 82 10 kΩ 94 15 kΩ

Claims (20)

1. Anordnung zum Steuern eines mit einer Synchronimpulsquelle zu synchronisierenden Horizontaloszillators, mit einer mit dem steuerbaren Oszillator und der Horizontalsynchronimpulsquelle gekoppelten Phasenvergleichsschaltung zur Erzeugung von Phasenregelsignalen als Maß der Frequenz- und Phasendifferenz zwischen den Horizontalsynchronimpulsen und dem Oszillatorausgangssignal, mit einem mit der Phasenvergleichsschaltung und dem Oszillator gekoppelten steuerbaren Filter mit einem veränderbaren Amplitudenfrequenzgang zur Steuerung des Oszillators, mit einer Quelle synchronisierter vertikalfrequenter Signale und mit einer durch diese Quelle vertikalfrequenter Signale steuerbaren Steuerschaltung, die mit dem steuerbaren Filter zur vertikalfrequenten Veränderung von dessen Charakteristik gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Steuerschaltung (90) und der vertikalfrequenten Signalquelle (18) eine Einrichtung (70, 700) gekoppelt ist, welche die Steuerschaltung wenige Zeilen vor Ende des Vertikalablenkintervalls vor dem Vertikalaustastintervall betätigt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung einen Schalter (90) aufweist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Betätigung der Steuerschaltung (90) einen Multivibrator (70) aufweist.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Betätigung der Steuerschaltung (90) eine Schwellenschaltung (700) aufweist, die mit der Quelle der vertikalfrequenten Signale gekoppelt ist.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Filtereinrichtung folgendes aufweist: eine mit dem Eingang der Filtereinrichtung (40) gekoppelte erste kapazitive Einrichtung (44); eine erste Ohmsche Einrichtung (46), die mit der ersten kapazitiven Einrichtung gekoppelt ist, um eine Zeitkonstante zu bilden; einen Steueranschluß (45) zur Änderung der Zeitkonstanten.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung einen Schalter (90) aufweist, der mit dem Steueranschluß (45) der steuerbaren Filtereinrichtung (40) gekoppelt ist.

7. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (90) eine steuerbare Ohmsche Einrichtung (47) aufweist, die mit dem Steueranschluß (45) zur Änderung der Zeitkonstante gekoppelt ist.

8. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (90) eine schaltbare Widerstandseinrichtung (47) aufweist, die mit dem Steueranschluß (45) gekoppelt ist, um die Zeitkonstante sprungweise zu ändern.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die schaltbare Widerstandseinrichtung (47) über den Steueranschluß (46) parallel zur ersten Ohmschen Einrichtung (46) angeschlossen ist.

10. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Ohmsche Einrichtung (46) in Reihe mit der kapazitiven Einrichtung (44) geschaltet ist.

11. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die schaltbare Widerstandseinrichtung (47) in Reihe mit dem gesteuerten Stromweg einer Halbleiterschaltung (92) angeordnet ist.

12. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Filtereinrichtung eine erste kapazitive Einrichtung (44) aufweist, die mit einer ersten Ohmschen Einrichtung (46) gekoppelt ist, um eine Zeitkonstante zu bilden; daß die Steuerschaltung eine steuerbare Widerstandseinrichtung (47) aufweist, die mit der ersten Ohmschen Einrichtung (46) gekoppelt ist, um die Zeitkonstante in steuerbarer Weise zu verändern; daß die Quelle der synchronisierten vertikalfrequenten Signale eine Quelle für Signale (18) aufweist, die im wesentlichen gleichzeitig mit den Vertikalsynchronsignalen beginnen; daß die Einrichtung zur Betätigung der Steuerschaltung einen Multivibrator (70) aufweist, der mit der Quelle der im wesentlichen gleichzeitig mit den Vertikalsynchronsignalen beginnenden Signale gekoppelt ist und mit der steuerbaren Widerstandseinrichtung (47) gekoppelt ist, um die Veränderung der Zeitkonstante für ein vorbestimmtes, auf die Vertikalsynchronsignale folgendes Intervall zu verzögern.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Ohmsche Einrichtung (46) in Reihe mit der ersten kapazitiven Einrichtung (44) angeordnet ist; daß die steuerbare Widerstandseinrichtung (47) parallel mit der ersten Ohmschen Einrichtung (46) angeordnet ist; daß der Multivibrator (70) ein monostabiler Multivibrator ist, der seinen stabilen Zustand für einen Zeitraum einnimmt, der wesentlich kürzer als die Dauer eines Vertikalabtastintervalls ist.

14. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenschaltung (700) einen Vergleicher (710) und eine Quelle für ein Referenzsignal (VR) aufweist, und daß dieser Vergleicher das Referenzsignal mit Signalen vergleicht, die von der Vertikalablenkeinrichtung (64) erzeugt werden.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das von der Vertikalablenkeinrichtung (64) erzeugte Signal ein Sägezahnsignal ist und daß der Vergleicher (710) auf die Durchgänge des Sägezahnsignals durch das Referenzsignal anspricht, um periodische Frequenzgangsteuersignale zur Änderung des Amplituden-Frequenzgangs der Filtereinrichtung zu erzeugen.

16. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleicher (710) einen ersten Eingang (C) und einen zweiten Eingang (B′) aufweist; daß ein erstes in nur einer Richtung stromleitendes Element (79) vorgesehen ist, welches den ersten Eingang (C) mit der Vertikalablenkeinrichtung (64) koppelt, um die Ablenkspannung dem ersten Eingang (C) zuzuführen; daß eine erste Widerstandseinrichtung (730) vorgesehen ist, die den zweiten Eingang (B′) des Vergleichers (710) mit der Vertikalablenkeinrichtung (64) koppelt, um diesem zweiten Eingang die Ablenkspannung anzulegen; daß ein zweites in nur einer Richtung stromleitendes Element (750) vorgesehen ist, daß die Referenzspannungsquelle (VR) mit dem zweiten Eingang (B′) des Vergleichers koppelt, um die diesem zweiten Eingang angelegte Spannung auf praktisch die Referenzspannung zu begrenzen.

17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleicher (710) einen Transistor (720) aufweist, dessen Emitter dem ersten Eingang und dessen Basis dem zweiten Eingang des Vergleichers entspricht.

18. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Transistors (720) die Ausgangsklemme (D) des Vergleichers (710) ist und mit dem Frequenzgang-Steuereingang (94) der steuerbaren Filtereinrichtung gekoppelt ist.

19. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des Transistors (270) über eine energiespeichernde Einrichtung (81) mit einem Bezugspotential (Masse) gekoppelt ist.

20. Anordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der energiespeichernden Einrichtung (81) eine Ohmsche Einrichtung (800) parallelgeschaltet ist und daß die energiespeichernde Einrichtung das Schalten des Transistors während des Vertikalrücklaufintervalls verhindert.