DE2040874B2 - Einrichtung zur Nachrichtenübertragung - Google Patents

Description

wobei χ ein Schieberegisterelement des mit der zweiten Nachrichtenimpulsquelle (1) verbundenen Schieberegisters (4) bezeichnet, gezähii von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenem Vorzeichen versehen, während λ ein Schieberegisterelement des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen gemeinsamen Schieberegisters (17) bezeichnet, ebenso gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenem Vorzeichen versehen, wobei die Taktfrequenzen (fr) der beiden Nachrichtenimpulsquellen (1, 287) sowie die Schiebefrequenzen (f_T) der daran angeschlossenen Schieberegister (4,290) gleich sind (Fig. 9).

15. Einrichtung nach Anspruch 1 für binäre Nachrichtenimpulse, dadurch gekennzeichnet, daß an die Modulationselemente (-378-) der Knotenpunkte eines Matrixnetzwerkes (28) wenigstens drei Schieberegisterelemente (320, 22, 357) angeschlossen sind und somit eine mehrfache Modulation ausgeführt wird (F i g. 19).

16. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Eingang eines Schieberegisters zugeführten Impulse in einem einzigen Schieberegister gleichzeitig um eine Zeitspanne (Ti), multipliziert mit einer ganzen Zahl ν und um eine Zeitspanne (T₂), multipliziert mit einer ganzen Zahl χ durch die Einhaltung eines rationalen Verhältnisses 71/ T₂ verzögert werden (F ig. 1).

17. Einrichtung nach Anspruch 16, für binäre Nachrichtenimpulse, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung für Einseitenbandmodulation mit drei Schieberegistern (4,17,341) versehen ist, wobei die Nachrichtenimpulsquelle (1) an das erste Schieberegister (4), die Trägerschwingungsquelle (15) an das zweite Schieberegister (17) und eine Hilfsträgerschwingungsquelle (339) zur Erzeugung einer Hilfsträgerimpulsfolge, deren Frequenz gleich einem Viertel der Taktfrequenz der Nachrichtenimpulse ist, an das dritte Schieberegister (341) angeschlossen ist und ferner ein einziges Matrixnetzwerk (28) vorgesehen ist, dessen Modulationselemente (-378-) mit je einem Schieberegisterelement der drei Schieberegister (4,17,371) verbunden sind (F ig. 19).

18. Einrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Filterung der Nachrichtenimpulse mit zwei Schieberegistern (4,341) versehen ist, wobei die Nachrichtenimpulsquelle (1) an das erste Schieberegister (4) die Hilfsträgerschwingungsquelle (339) an das zweite Schieberegister (341) angeschlossen ist, und ferner ein einziges Matrixnetzwerk (28) vorgesehen ist, dessen Modulationselemente (-456—) mit je zwei Schieberegisterelementen des zweiten Schieberegisters (341) und je einem Schieberegisterelement des ersten Schieberegisters (4) verbunden sind (Fig. 22).

19. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, daß die Nachrichtenimpulsquelle

> (501) den Modulationselementen (524—548) in den

Knotenpunkten des Matrixnetzwerkes (523) eine

periodische Rechteckimpulsfolge zuführt, die die

Pulsfrequenz (f_T) aufweist, wobei an jedes dieser Modulationselemente über mehrere Wägungsvor-

richtungen (549-573, 549'-573') verschiedene Addiervorrichtungen (574,574') angeschlossen sind, die je eine Frequenz (f_c ± η fr) liefern, wobei f_c die Trägerimpulsfrequenz und η eine ganze Zahl ist (Fig. 23).

r> 20. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, daß nur jedes zweite Schieberegisterelement (503, 505-514, 516-) mit einem Modulationselement (524—548) des Matrixnetzwerkes (523) verbunden ist, wobei den Schieberegistern

2(i (502, 513) Impulse zugeführt werden, deren Dauer gleich der Hälfte der Impulswiederholungsperiode ist und wobei zwischen der Schiebefrequenz und der doppelten Pulswiederholungsfrequenz ein ungeradzahliges Verhältnis 2m+ 1 :1 mit /n=23,4,5, ...

r> besteht (F ig. 23).

Die Erfindung bezieht sich auf eine Sendeeinrichtung

J« zur Nachrichtenübertragung, enthaltend eine Quelle für Nachrichtenimpulse, deren Auftrittszeitpunkte durch Taktimpulse eines Taktimpulsgenerators bestimmt sind, ferner eine Trägerschwingungsquelle, eine Modulationsvorrichtung, sowie ein an die Nachrichtenimpuls-

J5 quelle angeschlossenes Schieberegister mit einer Anzahl Schieberegisterelemente, deren Inhalt mittels eines Steuergenerators durchgeschoben wird, wobei das Verhältnis der Schiebe- und Taktfrequenzen eine ganze Zahl ist.

4(i Eine Einrichtung zur Übertragung zweiwertiger Impulse, die im Takt einer Taktfrequenz auftreten, wobei die Elemente eines digitalen Schieberegisters über Wägungsnetzwerke an eine Addiervorrichtung angeschlossen sind, weist für die Impulsübertragung besondere Vorteile auf (siehe DE-AS12 75 589).

Durch geeignete Bemessung der Wägungsnetzwerke wird nämlich ein Filter erhalten, das allen Anforderungen für die Impulsübertragung entspricht, wobei außer der gewünschten Amplituden-Frequenzkennlinie auch

5« die für die Impulsübertragung erforderliche lineare Phasen-Frequenzkennlinie auf einfache Weise erzielt werden kann, während außerdem Übertragungskennlinien, die z. B. nach den bekannten Nyquist-Kriterien zur Aufrechterhaltung äquidistanter Nulldurchgänge im Empfangssignal auch bei sich ändernden Betriebsverhältnissen, wie variierenden Taktfrequenzen optimal eingestellt sind, durch eine feste Kopplung zwischen Taktfrequenz und Schiebefrequenz beibehalten werden. Ferner können zur Übertragung kontinuierlicher

ω Nachrichtensignale (analoger Signale) ähnliche mit Schieberegistern versehene Filter angewendet werden, wobei diese analogen Signale zunächst in einem Analog-Digital-Wandler nach einer Codieningsvorschrift in zweiwertige Impulse umgewandelt werden.

Nach dem Filtervorgang in dem mit Wägungsnetzwerken versehenen Schieberegister erfolgt eine Decodierung der zweiwertigen Impulse, wodurch am Ausgang der hierzu verwendeten Decodierungsvorrichtung das

809585/90

nach der gewünschten Ubertragungskennlinie gefilterte analoge Signal erhalten wird (siehe DE-OS 15 41 947).

Derartige mit Schieberegistern und Wägungsnetzwerken versehene Filter eignen sich jedoch auch zur universellen Anwendung bei der Nachrichlenübertra- ~> gung mit Hilfe einer impulsmodulierten Trägerschwingung, wenn, wie in der DE-OS 17 62122 angegeben wurde, die zu übertragenden Impulse in einem digitalen Modulator auf eine rechteckige Trägerschwingung deren Frequenz einem ganzzahligen Vielfachen der in halben Taktfrequenz entspricht, aufmoduliert werden. Bei Verwendung eines beliebigen Modulationsverfahrens wie z. B. Amplitudenmodulation, Phasenmodulation oder Frequenzmodulation, kann dann der gewünschte Übertragungsmodus, z. B. Doppelseitenband-, ι > Restseitenband- oder Einseitenbandübertragung, eingestellt werden. Bei diesen Einrichtungen kann sogar, wenn die Trägerfrequenz dem genannten ganzzahligen Vielfachen der halben Taktfrequenz entspricht der Einfluß unerwünschter Modulationsprodukte innerhalb _>« des Übertragungsbandes durch Verwendung eines Korrekturnetzwerkes völlig korrigiert werden, so daß eine Impulsübertragung optimaler Güte erzielt wird (siehe die DE-OS 19 34 296).

Derartige Nachrichtenübertragungseinrichtungen r> lassen sich mit Hilfe von logischen Schaltungen ohne Anwendung reaktiver Elemente realisieren und sind deswegen zur vollständigen Integrierung in einem Halbleiterkörper besonders geeignet, wobei durch Verwendung der in der DE-OS 20 12 747 beschriebenen to Bauart eine große Betriebssicherheit und eine weitgehende Herabsetzung unerwünschter Erscheinungen wie z. B. Rückwirkungseffekte, Übersprecheffekte und Störungen infolge Ungleichheiten zwischen Schaltungskomponenten untereinander erhalten werden, wodurch r> eine Impulsübertragung optimaler Güter, sogar bei Impulsfrequenzen von vielen MHz, erzielt wird.

Die Erfindung bezweckt, eine verbesserte Sendeeinrichtung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, für die alle Vorteile der beschriebenen Übertragungseinrich- 4i> tungen kombiniert beibehalten werden und insbesondere eine universelle Anwendbarkeit erzielt wird, während außerdem die Freiheit zur Festlegung der Trägerfrequenz erheblich vergrößert wird und trotzdem das Auftreten unerwünschter Modulationsprodukte inner- 4Ί halb des Übertragungsbandes völlig vermieden wird.

Die Sendeeinrichtung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die eine Trägerimpulsfolge liefernde Trägerschwingungsquelle ebenfalls an ein Schieberegister mit einer Anzahl Schieberegisterelemente >o angeschlossen ist, deren Inhalt mittels eines Steuergenerators durchgeschoben wird, wobei das Verhältnis der Schiebe- und Trägerfrequenzen eine ganze Zahl ist, während die Modulationsvorrichtung durch ein Matrixnetzwerk gebildet wird, in dessen Knotenpunkten Modulationselemente aufgenommen sind, deren Eingänge sowohl mit den Schieberegisterelementen, über die die Nachrichtenimpulse durchgeschoben werden, als auch mit den Schieberegisterelementen, über die die Trägerimpulse durchgeschoben werden, verbunden sind, während an die Ausgänge der Modulationselemente gesonderte Wägungsvorrichtungen angeschlossen sind und die verschiedenen Wägungsvorrichtungen mit einer gemeinsamen Addiervorrichtung verbunden sind, deren Ausgang den Ausgang der Sendeeinrichtung bildet.

An dieser Stelle sei bemerkt, daß man unter einem Matrixnetzwerk ein Gittergebilde versteht, das wenigstens zwei Kolonnen und zwei Reihen besitzt. Dabei können die verwendeten Schieberegister sowohl aus digitalen Schieberegistern mit einer Anzahl bistabiler Kippschaltungen als auch aus analogen Schieberegistern mit einer Anzahl kapazitiver Speicherstufen (kapazitive Schieberegister) aufgebaut werden; in beiden Fällen wird der Inhalt der Schieberegisterelemente im Takt des Steuergenerators durchgeschoben, so daß keine Dispersion der in den Schieberegistern vorhandenen Signale stattfindet. Als Modulationselemente werden vorzugsweise logische Schaltungen, insbesondere Selektionstore wie z. B. UN D-Tore, ODER-Tore und EXKLUSIV-ODER-Tore (ModuIo-2-Addierer) verwendet.

Im folgenden wird die Erfindung und ihre Vorteile anhand von Ausführungsbeispielen und mit Hilfe der Zeichnungen erläutert.

In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 schematisch eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Einrichtung als Modulator eines Übertragungssystems für zweiwertige, synchrone Informationsimpulse,

Fig.2 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der Einrichtung nach F i g. 1,

F i g. 3 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der Einrichtung nach Fig. 1,

F i g. 4 die Umhüllende des Frequenzspektrums eines mit Hilfe der Einrichtung gemäß F i g. 1 erzeugten Restseitenbandsignals,

F i g. 5 eine modifizierte Einrichtung gemäß F i g. 1 zur Erzeugung von Einseitenbandsignalen mit Hilfe der pseudo-ternären Codierung,

F i g. 6 eine modifizierte Einrichtung gemäß F i g. 1 mit einem Zusatzdämpfungsnetzwerk,

F i g. 7 eine modifizierte Einrichtung gemäß F i g. 1 zur Erzeugung von frequenzmodulierten Signalen,

Fig.8 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der Einrichtung in F i g. 7,

F i g. 9 eine modifizierte Einrichtung gemäß F i g. 1 zur Erzeugung orthogonaler Signale,

Fig. 10 ein Blockschema der Funktionseinheit, die der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Einrichtung zugrunde liegt,

Fig. 11 eine Parallelschaltung mehrerer Funktionseinheiten gemäß F i g. 10,

Fig. 12 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der Einrichtung in F i g. 1 als Amplitudenmodulator,

Fig. 13 einige geeignete Frequenzgänge zur Erzeugung pseudoternär codierter Impulsfolgen, die eine Einseitenbandmodulation nach der Phasenmethode zulassen,

Fig. 14 ein Funktionsschema der Einrichtung gemäß F i g. 7 zur Erzeugung von frequenzmodulierten Signalen,

Fig. 15 ein Funktionsschema der Funktionseinheit, die der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Einrichtung mit einer willkürlichen Anzahl Schieberegister zugrunde liegt,

Fig. 16 das Funktionsschema einer technisch bedeutungsvollen Konfiguration der erfindungsgemäßen Einrichtung,

Fig. 17 schematisch das Prinzip zur Erzeugung bestimmter verzögerter Funktionen,

Fig. 18 das Funktionsschema einer erfindungsgemäßen Einrichtung mit drei Schieberegistern zur Erzeugung von Einseitenbandsignalen,

Fig. 19 die schematische Ausführungsform der in

ii

Fig. 18 dargestellten Einrichtung zur Erzeugung von Einseitenbandsignalen,

Fig.20 das Blockschema eines bekannten MPfad-Filters (N = 3),

Fig.21 das gemäß der Erfindung ausgebildete Funktionsschema des N-Pfad-Filters,

F i g. 22 die schematische Ausführungsform des in Fig.21 dargestellten Funktionsschemas eines /V-Pfad-Filters,

F i g. 23 eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erzeugung einer Trägerfrequenzraster,

F i g. 24 ein Frequenzdiagramm zur Erläuterung der Vorrichtung nach F i g. 23.

In F i g. 1 ist der Modulator eines Übertragungssystems für zweiwertige, synchrone Nachrichtenimpulse angegeben. Das nutzbare Frequenzband liege beispielsweise zwischen 300 bis 3300 Hz, und die Übertragungsgeschwindigkeit betrage 1200 Baud. Die zweiwertigen Nachrichtenimpulse der Nachrichtenquelle 1 fallen zeitlich mit den Pulsen einer Reihe äquidistanter Taktimpulse zusammen, die von einem Taktimpulsgenerator 2 mit einer Wiederholungsfrequenz fr von beispielsweise 1200 Hz geliefert werden. Die Nachrichtenimpulse werden in ein Schieberegister 4 eingespeist, das aus einer Anzahl Schieberegisterelemente 5,6,7,8, 9,10,11,12,13 und 14 besteht Die Schiebefrequenz f_x des Schieberegisters 4 ist ein ganzzahliges Vielfaches der Taktfrequenz fr des Taktimpulsgeneralors 2 und wird mit Hilfe eines mit dem Taktimpulsgenerator 2 gekoppelten Steuergenerators in Form eines Vervielfachers 3 erzeugt Die Schiebefrequenz f_z ist z. B. das Doppelte der Taktfrequenz/Vund beträgt 2400 Hz.

Die Trägerschwingungsquelle in Form eines Trägerimpulsgenerators 15 liefert eine Reihe äquidistanter Trägerimpulse, die in das Schieberegister 17 mit einer Anzahl Schieberegisterelemente 18, 19, 20, 21, 22, 23, 24,25,26 und 27 eingespeist werden. Die Trägerimpulsfrequenz /_csei z. B. 1800 Hz. Die Schiebefrequenz ft des Schieberegisters 17 ist ein ganzzahliges Vielfaches der Trägerfrequenz f_c des Trägerimpulsgenerators 15 und wird ebenfalls mit Hilfe eines mit dem Trägerimpulsgenerator 15 gekoppelten Steuergenerators in Form eines Vervielfachers 16 erzeugt Die Schiebefrequenz fs ist z. B. das Zehnfache der Trägerfrequenz f_c und beträgt 18 kHz.

Die Ausgänge der Schieberegisterelemente der beiden Schieberegister 4 und 17 werden einem Matrixnetzwerk 28 zugeführt In den Knotenpunkten der Ausgänge der Schieberegisterelemente des Schieberegisters 4 und des Schieberegisters 17 befinden sich bei diesem Matrixnetzwerk 28 die Modulationselemente 30, 31, 32, ..^ 148, 149 und 150, welche eine logische Verknüpfung der gespeicherten zweiwertigen Impulse vornehmen. Die Ausgangssignale der Modulationselemente 30—150 werden mit Hilfe der durch Dämpfungsnetzwerke 151, 152, 153, .., 269, 270, 271 und eine Addiervorrichtung 29 ausgebildeten Wägungsnetzwerke einer Wägung unterworfen. An einem Ausgang 272 der Addiervorrichtung 29 erscheint dann die Summe der gewogenen Ausgangssignale der Modulationselemente 30-150.

Zur weiteren Erläuterung der Funktionsweise der •j Einrichtung in F i g. 1 sind in F i g. 2 einige Zeitdiagramme aufgezeichnet.

Das Diagramm a zeigt eine willkürlich gewählte Nachrichtenimpulsfolge 1101 am Ausgang der Nachrichtenquelle 1. Die Impulsdauer T= i/fr eines Nach-

K) richtenimpulses sowie die Speicherzeit τ = i/f_T, die dem Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Schiebeimpulsen, die das Schieberegister 4 steuern entspricht, sind in Fig. 2 eingezeichnet Das Diagramm b stellt die Trägerimpulsfolge am Ausgang des

r> Trägerimpidsgenerators 15 dar. Die Speicherzeit δ = 1/4 die dem Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Schiebeimpulsen, die das Schieberegister 17 steuern entspricht, ist ebenfalls in F i g. 2 dargestellt. Die Darstellungen c und d zeigen die Eingangssignale des Modulationselementes 48, das als willkürliches Beispiel herausgegriffen wurde. Man erkennt das Diagramm c als die um die Zeit r verzögerte Nachrichtenimpulsfolge a, und d als die um eine Zeit 3 0 verzögerte Trägerimpulsfolge b. Im Falle einer multiplikativen

2ί Verknüpfung der Eingangssignale c und d liefert das Modulationselement 48 als Selektionstor, hier in Form eines UND-Tores, das in Fig.2 bei e aufgezeichnete Ausgangssignal. Die Summe der durch die Wägungsnetzwerke 151, 29;...; 271, 29 gewogenen Ausgangssi-

(!) gnale erscheint arn Ausgang 272. Die im Ausgangssignal am Ausgang 272 bereits weitgehend reduzierten höheren Frequenzkomponenten werden durch die Frequenzcharakteristik des Übertragungsweges oder, wenn erwünscht, durch ein besonders einfaches,

π nachgeschaltetes Bandpaßfilter eliminiert.

Die Art des Ausgangssignals hängt von der Wahl der Wägungsnetzwerke ab. Der Übertragungskoeffizient Gy₁ vom Ausgang eines Modulationselementes nach dem Ausgang 272 wird bestimmt durch das mit diesem

κ» Modulationselement verbundene Dämpfungsnetzwerk und das als Addiervorrichtung fungierende Netzwerk 29, wobei ν ein Schieberegisterelement des Schieberegisters 4 angibt, gezählt von der Mitte des Schieberegisters 4 aus und mit einem auf beiden Seiten dieser Mitte

4ΐ entgegengesetzten Vorzeichen versehen, während in gleicher Weise μ ein Schieberegisterelement des Schieberegisters 17 darstellt, wobei μ ebenso von der Mitte des Schieberegisters 17 aus gezählt wird und auf beiden Seiten dieser Mitte ein entgegengesetztes

ίο Vorzeichen hat. Zum Beispiel wird der Übertragungskoeffizient des Modulationselements 31 nach dem Ausgang 272 (bestimmt durch die Netzwerke 152 und 29) mit C5+4 angedeutet, derjenige vom Modulationselement 60 nach dem Ausgang 272 mit C-3-3 derjenige

vom Modulationselement 150 nach 272 mit C_{+ 5}_₅ usw.

Dimensioniert man die Übertragungskoeffizienten z. B. nach der Beziehung

C, =

■ si (,

2,

U <

2 — -s '—· si{)2p—M- cos

"Ί "'s \ ">τ J 2,„_c

0,

Ul

(2)

und mit si (x) als abgekürzte Schreibweise von (sin x)/χ, so erhält man das in F i g. 2 bei f qualitativ aufgezeichnete amplitudenmodulierte Signal, wie später noch auf mathematischem Wege mit Hilfe der Fouriertransformation gezeigt werden wird. Umsowohl positive als auch negative Übertragungskoeffizienten Ο,μ zu realisieren, haben die Modulationselemente 30, 31 149 und 150 komplementäre Ausgänge.

Für den Fall der Anordnung gemäß F i g. 1 gilt: η = m — 5. Die Kreisfrequenz ω_ε = 2 π f_g bezeichnet die halbe Bandbreite des AM-Signals. Passend zu den als Beispiel angegebenen Werten /_r = ω_τ/2 π = 2400 Hz, h = ωβ/2π = 18 kHz und f_c = ω^2π = ί 800 Hz findet man für die 3 dB-Bandbreite f_gdtn Wert 600 Hz.

Ist die Bedingung:

■—i. i=l. 2.3.

(3)

erfüllt, so erhält man eine optimale Unterdrückung der Trägerharmonischen. Für die im Beispiel gegebenen Daten werden die Trägerharmonischen der Ordnung 1 bis 7 und die zugehörigen Frequenzbänder vollständig unterdrückt, wie später noch klargestellt werden wird. Bei einer Trägerfrequenz von 1800 Hz erscheint also erst wieder eine stark reduzierte Komponente bei 16,2 kHz.

Die Vorgänge im Spektralbereich werden anhand F i g. 3 erläutert. In a ist die Umhüllende des Spektrums /Ί(ω) einer willkürlichen Folge von Nachrichtenimpulsen der Breite T= \ lh aufgezeichnet, die der Nachrichtenquelle 1 entstammen. Am Ausgang 272 der Einrichtung erscheint ein amplitudenmoduliertes Signal, dessen Spektrum die bei b in Fig.3 aufgezeichnete Umhüllende besitzt. Dabei wird vorausgesetzt, daß die halbe Bandbreite ω^ den Wert 0)7/2 aufweist. Werden nun die außerhalb des Übertragungsbandes liegenden Frequenzkomponenten, die, wie gesagt, bereits sehr weitgehend unterdrückt sind, durch die Frequenzcharakteristik des Übertragungswegs oder durch einen nachgeschalteten Bandpaß eliminiert, so ergibt sich der in c festgehaltene Verlauf der Umhüllenden des AM-Signalspektrums. Die Demodulation eines solchen Signals erfolgt nach bekannten Methoden, auf die hier nicht näher eingegangen werden solL

Ohne reaktive Komponenten, d.h. nur mit Anwendung aktiver Elemente und Widerstände läßt sich der Modulationsprozeß und der FilterprozeE in der erfindungsgemäßen Einrichtung durchführen. Diese Einrichtung ist somit besonders geeignet zur Integration in einem Halbleiterkörper, während darüber hinaus unerwünschte Modulationsprodukte und Harmonische weitgehend unterdrückt werden. Die erfindungunsgemäße Einrichtung unterscheidet sich von bekannten Einrichtungen durch den höchst bemerkenswerten Vorteil, daß unterwünschte Modulationsprodukte innerhalb des Übertragungsbandes gar nicht auftreten, was bei bekannten Einrichtungen bis jetzt noch nicht gezeigt worden ist Einerseits hat man große Freiheit in der Wahl der Nachrichtenimpulsfrequenz und der Trägerimpulsfrequenz, während man andererseits die Möglichkeit hat, durch Ve größerung der Anzahl von Schieberegisterelementen die bereits weitgehend reduzierten unerwünschten Modulationsprodukte vollständig zu eliminieren.

Nicht nur zeichnet sich die erfindungsgemäße Einrichtung durch die obenerwähnten Vorteile aus, sondern darüber hinaus noch durch universelle Anwendungsmöglichkeiten. Insbesondere kann mittels einer Änderung des Übertragungskoeffizienten Ο,_μ zusammen mit einer eventuellen Änderung des als Modulationselement verwendeten Tortyps eine willkürliche Modulationsart eingesetzt werden wie z. B. Phasenmodulation, Restseitenbandmodulation, Einseitenbandmodulation, Frequenzmodulation oder orthogonale Modulation, wie jetzt anhand der Fig.5—9 klargestellt werden wird.

Später werden die Dimensionierungsvorschriflen mathematisch hergeleitet.

Mit derselben Schaltungseinrichtung von F i g. 1 kann auch ein Restseitenbandsignal erzeugt werden. Hierzu müssen lediglich die Übertragungskoeffizienten Ο_Ύμ geändert werden:

LtIi₁.

4 ^ - ^ - [si (,-2.7-!^ Y cos (,,2.7 '"') i ci(r2.7-^-Ysinf ,,2.7 -^Y], |,.| 2 ^. ^. Tsi Λ.2.Τ ^) COS (,,2.7 '"Λ i Ci(r2.7 '"-*-Y Sm(^.. -^)], |,.| = -^

0,

Hierbei bedeutet ei (x) die abgekürzte Schreibweise der Funktion (1 —cos x)lx. Wählt man in der Gleichung (4^ das positive Vorzeichen, so ergibt sich das untere Seitenband, im anderen Fall resultiert das obere Seitenband. F i g. 4 zeigt die Umhüllende des Restseitenbandsignals im letzten Fall. Die Gleichungen (2) und (3) sind auch hier gültig. Mit wachsenden Werten m und η geht das erzeugte Restseitenbandsignal in ein Einseitenbandsignal über, wie noch später gezeigt wird.

Ι/Ί >

Fig.5 zeigt eine Abwandlung der Einrichtung in F i g. 1 zur Erzeugung eines Einseitenbandsignals mit relativ kleinen Werten m und n, wobei die der Fig. 1 entsprechenden Elemente in Fig.5 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Wie bereits bekannt, 7.. B. aus der DE-PS 12 79 076 oder dem Artikel von P. L e u t h ο 1 d und F. T i s i »Ein Einseitenbandsystem für Datenübertragung« (Archiv der Elektrischen Übertragung 21 [1967], Heft 7, Seiten 354-362), empfiehlt es

-ο

1 + cosl ι·2.-ϊ —*-
\ Li-_ . _cos

1 -

·-"—- · COS ( /ι2η —'-"—
'·>» \ <->6

----- ■ cos

0,

sich für Einseitenbandmodulationssysteme für zweiwertige Nachrichtenimpulsfolgen, die Nachrichtenimpulsfolge vor dem Modulationsprozeß einer Codetransformation zu unterwerfen, wobei die ursprüngliche zweiwertige Nachrichtenimpulsfolge derart in eine ebenfalls zweiwertige Nachrichtenimpulsfolge umgewandelt wird, daß im Empfänger nach der Demodulation des Einseitenbandsignals ein Dreiniveausignal entsteht, das durch Doppelweggleichrichtung wieder in die ursprüngliche Nachrichtenimpulsfolge zurückverwandelt wird. Eine derartige binäre Codetransformation wird zweckmäßigerweise mittels eines Transformationsgliedes 273 vorgenommen, dessen Ausgangssignal durch ModuIo-2-Addition der Informationsimpulse und der um eine ganze Zahl k von Impulslängen T

1 + cos

verzögerten Nachrichtenimpulse gebildet wird. Vorzugsweise wird diese Zahl k gleich 2 gewählt. Eine derartige Codetransformation erhält man auch durch zweimalige »change-of-state«-Modulation der Nachrichtenimpulsfolgen (binäre Wechselmodulation). Es zeigt sich, daß im allgemeinen für Zahlen k gemäß der Beziehung k = 2"(n = ganze Zahl) dieselbe Codetransformation erhalten wird wie durch eine Mache »change-of-Statew-Modulation der Nachrichtenimpulsfolgen. Die Einseitenbandmodulation sowie die Filterung wird im Matrixnetzwerk 28 verwirklicht Die Übertragungskoeffizienten C_h sind dabei entsprechend untenstehender, später noch abzuleitender Beziehung zu wählen:

2 ,„

0,

Auch hier wird je nach Wahl des positiven oder negativen Vorzeichens das untere oder obere Seitenband erzeugt. Die Bandbreite <a_e des Einseitenbandsignals erhält die Größe der halben Taktfrequenz ω 7/2 der Nachrichtenimpulse.

Fig.6 zeigt eine Abwandlung der Einrichtung in Fi g. 1 zur Erzeugung eines phasenmodulierten Signals, wobei mit Fig. 1 übereinstimmende Elemente mit gleichen Bezugszeichen angedeutet sind. In der Einrichtung nach F i g. 6 wird von dem amplitudenmodulierten Signal, das mittels des Matrixnetzwerkes 28 mit Übertragungskoeffizienten Ο,_μ gemäß Gleichung (1) erzeugt wird, eine Trägerimpulsfolge mit geeignet gewählter Amplitude und Phase subtrahiert, so daß ein phasenmoduliertes Signal entsteht. Zu diesem Zweck werden zusätzlich an den Ausgängen des Schieberegisters 17 die Dämpfungsnetzwerke 274, 275, , 282,

283 und 284 angebracht. Die Übertragungskoeffizienten CJ, von den Ausgängen des Schieberegisters 17 nach dem Modulatorausgang 272, bestimmt durch die

Netzwerke 274, 29; ; 284, 29 sind wie folgt zu

dimensionieren:

Sin

in (r 2.-7 -^

sin

1 -

I I '"*

!Entsprechend Gleichung (2) gilt:

(6)

Die Modulationselemente 30,31 149 und 150

in der Einrichtung nach Fig. 1 können anstatt als

4(i UND-Tore auch als Modulo-2-Addierer (EXCLUSIV-ODER-Tore) ausgebildet werden. Wenn dabei die Übertragungskoeffizienten unverändert gemäß Gleichung (1) dimensioniert werden, entsteht am Ausgang 272 dasselbe phasenmodulierte Signal wie bei der Einrichtung gemäß F i g. 6. Bei g in F i g. 2 ist für diesen Fall das Ausgangssignal des Modulationselementes 48 aufgezeichnet; es handelt sich hierbei um die Modulo-2-Addition der bei c und d in Fig.2 festgehaltenen Eingangssignale, wobei, wie aus dieser Figur hervor-

geht, die Trägerimpulsfolge ddurch die Nachrichtenimpulsfolge c phasenmoduliert wird. Die Summe der im Matrixnetzwerk 28 gewogenen Ausgangssignale der Modulationselemente ergibt nach einer Elimination höherer Frequenzkomponenten das bei Λ in Fig.2

ν-, aufgezeichnete phasenmodulierte Signal.

Die erfindungsgemäße Einrichtung kann auch zur Herstellung eines frequenzmodulierten Signals benutzt werden. F i g. 7 stellt die dazu verwendete Einrichtung dar, bei der die mit F i g. 1 übereinstimmenden Elemente

mi mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Als logische Verknüpfung in den Knotenpunkten des Matrixnetzwerkes 28 wendet man Modulo-2-Addition an. Wie später noch mathematisch gezeigt wird, werden die Übertragungskoeffizienten Ο,μ gemäß Gleichung (4)

b5 gewählt. Die zweiwertige Nachrichtenimpulsfolge aus der Nachrichtenquelle 1 wird einem Oder-Tor 285 zugeführt, dessen zweiter Eingang mit einem Hilfsträger-Impulsgenerator 286 verbunden ist. Dieser liefert

eine Hiifsträger-Impulsreihe mit der Repetitionskreisfrequenz % Fig.8 zeigt die Zeitdiagramme der Eingangs- und Ausgangssignale des Oder-Tores 285 für willkürlich angenommene Verhältnisse der beiden Trägerfrequenzen. Zur Nachrichtenimpulsfolge a wird die gleichmäßige Impulsfolge b des Generators 286 logisch addiert Es entsteht eine neue Pulsfolge c, die dem Schieberegister 4 zugeführt wird. Hält man die Bedingungen

K₇. = 2, 3, 4, ...

•>J">d = 1, 2, 3, ...

ein, so ergibt sich am Ausgang 272 des Modulators ein frequenzmoduliertes Signal, dessen Frequenz zwischen den Werten ω_Γ und o>_c— (üd oder zwischen den Werten ü>c und Uc+ojd hin und herspringt, je nachdem in Gleichung (4) das positive oder das negative Vorzeichen gewählt wird. Nach der Elimination der höheren Frequenzkomponenten ergibt sich das bei /in Fig.2 qualitativ festgehaltene frequenzmodulierte Signal.

Zur Erzeugung desselben frequenzmodulierten Signals kann auch die Einrichtung gemäß Fig.6 verwendet werden, wobei die Modulationselemente 30—50 als UND-Tore ausgebildet, die Koeffizienten Ο,_μ gemäß Gleichung (4) und die zusätzlichen Koeffizienten ϋ_μ gemäß Gleichung (6) gewählt werden. Wenn nun in den Verbindungsweg zwischen der Nachrichtenquelle 1 und dem Schieberegister 4 das ODER-Tor 285 mit dem daran angeschlossenen Hilfsirägerimpulsgenerator 286 gemäß der Einrichtung nach Fi g. 7 eingefügt wird, dann entsteht am Ausgang 272 dasselbe frequenzmodulierte Signal wie am Ausgang 272 der Einrichtung in F i g. 7.

Fig.9 zeigt eine Einrichtung zur orthogonalen Modulation. Die Informationsimpulsfolgen der beiden ίο Nachrichtenquellen 1 und 287 sollen je einem Träger

(8) aufmoduliert werden, die untereinander eine Phasenverschiebung von 90° aufweisen. In den meisten praktischen Fällen kann die Nachrichtenquelle 287 durch den Taktimpulsgenerator 2 gesteuert werden; in diesem Fall

(9) 15 erübrigt sich die Verwendung des Taktimpulsgenerators

288. Dasselbe gilt für den Vervielfacher 289; die Steuerung des Schieberegisters 290 erfolgt dann mit dem Ausgangssignal des Vervielfachers 3. Hierbei werden die Modulationselemente der beiden Matrix netzwerke 28 und 291 gleichzeitig durch die Schiebere gisterelemente des an den Trägerimpulsgenerator 15 angeschlossenen Schieberegisters 17 gesteuert.

Die Dimensionierung der Übertragungskoeffizienten Ο,_μ des Matrixnetzwerkes 28 erfolgt nach Gleichung (1).

.'j Die Koeffizienten C_xX des Matrixnetzwerkes 291, die in gleicher Weise definiert sind wie diejenigen des Matrixnetzwerkes 28, sind nach folgender Vorschrift zu wählen:

4 - 'JIl. ■ _">- · si (■,2. ₇ "'!-Λ sin (λ 2.-, -"'-λ , I;. I

2- .'!'.ι-. ."^■_Sifx2., '-

"h "M \ '"r

an

(10)

0,

Ul > p-

l dl,.

χ = 0, ± 1, t 2, ..., rfc k /1 = 0, i 1, t 2 ± I

(H)

Dabei wird vorausgesetzt, daß die Schiebekreisfrequenz der Schieberegister 4 und 290 sowie die halbe Bandbreite m_g der beiden Kanäle gleich sind. Erfolgt die Verknüpfung der Eingangssignale in den Modulationselementen multiplikativ, so erscheint am Ausgang 272 das gewünschte, orthogonal modulierte Signal.

Zusammen mit den obenerwähnten Vorteilen der erfindungsgemäßen Einrichtung, nämlich der zur Integration in einem Halbleiterkörper besonders geeignete Aufbau, die weitgehende Reduktion von unerwünschten Modulationsprodukten sowie die universellen Anwendungsmöglichkeiten, weist die Erfindung das überraschende Merkmal auf, daß die erfindungsgemäße Einrichtung sich in einfacher und übersichtlicher Weise mittels der in Fig. 10 angegebenen Funktionseinheit mathematisch behandeln läßt. Ausgegangen wird von zwei linearen, passiven zeitinvarianten Netzwerken 292 und 293 mit den Stoßantworten h\ (t) und A₂ (t), an deren Eingängen die Zeitfunktionen f\ (t)\md h (t)'in Form von elektrischen Spannungen oder Strömen zugeführt werden. Die Ausgangssigr.ale in (t)wv.d fn (t)dsr beiden

so Netzwerke werden einem Modulator 294 zugeführt, der daraus die Funktion F(t) erzeugt.

Im Modulator 294 findet eine multiplikative Verknüpfung der gefilterten Signale /i ι ft)und 62 ftfstatt:

Mit

55

F(t) = /„(f)-/a(i) (12)

Zi₁(O = J /,(f - T₁)Zl₁(T₁)CIr₁ (13)

und

/22C) = j flit - r₂)h₂(T₂)dT₂ (14)

folgt aus Gleichung (12) die Beziehung

F(O= J/Mm

- Xi - X

- T₂)dr, dr₂ (15)

Die durch Parallelschaltung mehrerer Netzwerke gemäß Fig. 10 entstandene allgemeinere Konfiguration in F i g. 11 gehorcht der Beziehung

FU) = J / Ä(t„ T₁)Z₁(I - r,)JSÜ - r,)dr, dr,

(16)
Die Funktion Λ (τ,, τ,) berechnet sich dabei zu

sind und somit F(t) nur näherungsweise erzeugt wird. Nimmt man einen weiteren Approximationsfehler in Kauf, so kann die Integration durch eine Summation ersetzt werden:

FiD= Σ Σ T₁T₂IiUT₁,,,T₁)f_t{t

(18)

(Π)

Die physikalische Interpretation des rechten Gliedes der Gleichung (16) führt unmittelbar auf die Vorstellung, daß die Funktionen f\ (t) und h (t) je in einer idealen Verzögerungsleitung gespeichert werden und daß den Verzögerungsleitungen in infinitesimalen M)schnitten Teilsignale abgezapft werden. Jedes Teilsignal einer _><> Verzögerungsleitung wird mit allen Teilsignalen der anderen Leitung multipliziert und mit einem Gewicht entsprechend der Funktion h (τ\, r₂) bewertet. Die Integration bedeutet, daß die also gewogenen Teilsignale summiert werden.

Da die Funktionen f\ (t)vmd f₂ (t)iür negative Zeiten nicht bekannt sind, muß ein fiktiver Zeitnullpunkt in der Vergangenheit festgelegt werden. Dadurch führt man eine generelle Signalverzögerung ein, die aber bei Übertragungssystemen keine Rolle spielt. Ferner lassen sich in der Praxis nur Verzögerungsleitungen mit endlicher Verzögerungszeit realisieren. Dies bedeutet, daß die Grenzen der Integrale in Gleichung (16) endlich Dieser Ausdruck besagt, daß die beiden idealen Verzögerungsleitungen an diskreten Stellen in äquidistanten Zeitabständen Ti bzw. T₂ angezapft werden müssen, was aber bei den Schieberegistern sehr genau erreicht werden kann. Jedes so abgezapfte Signal des einen Schieberegisters wird mit allen abgezapften Signalen des anderen Schieberegisters multipliziert. Die resultierenden Produkte werden mit einem Gewicht entsprechend den Koeffizienten

C₁₇, = T, T₁IiUT₁, u T₂)

(19)

versehen und anschließend summiert. Für Signale f\ (t) und h (t) in Form von rechteckförmigen, synchronen Impulsen kann als Schieberegister ein kapazitives Schieberegister, für binäre oder mehrwertige Impulse ein einfaches oder mehrfaches digitales Schieberegister verwendet werden. Analoge Signale /i (t)und f₂ ^lassen sich gegebenenfalls unter Anwendung einer Abtastvorrichtung in derartige Impulsfolgen umwandeln.

Um den Modulationsvorgang des Systems zu erkennen, wird Gleichung (18) unter Beizug von Gleichung (19) einer Fouriertransformation unterworfen:

μ = — m r :

(20)

Hierbei bedeutet Φ(<"), F₁ U") und F₂U") die Fouriertransformalionen der Funktionen F(t), J₁ U) und f, U). Das Zeichen ♦ symbolisiert die Faltungsoperation.

Für den Fall des Grundsystems gemäß F i g. 10 läßt sich Gleichung (20) wie folgt anschreiben:

Φ Un) — -^r- Σ C_vexp(—7'1¹T₁Oi)

2 .7 ι· = - η

Für die Koeffizienten c, und q, gelten hierbei die Beziehungen

C = C C

c_v = 7; Mr

C₁₁ = T₂U₂U

(22) (23) (24)

Man erkennt leicht, daß Q, und Q die Koeffizienten der Fourierentwicklungen der Übertragungsfunktionen H\ (ω) und H₂ (ω) darstellen, wobei letztere als Fouriertransformierte der Stoßantworten h\ (tyund A₂ (t) berechnet werden. Die Periodizität der Fourierreihen ff\ (ω) und Hi (ω) ist durch die Kreisfrequenzen ω_ρ\ = 2 nlT\ bzw.Wp2 — 2 πΙ T₂ gegeben.

Gleichung (21) läßt sich damit wie folgt schreiben:

„)

(25)

Die erwähnte Anordnung mit zwei angezapften Schieberegistern, deren abgezapfte Signale miteinander multipliziert, gewogen und summiert werden, hat also

b0 Σ C„cxp(

μ ~ — m

(21)

tatsächlich die Eigenschaften des in F i g. 10 festgehaltenen Systems. Es ist lediglich zu beachten, daß die Übertragungsfunktionen //] (ω) und H₂ (ω) periodisch sind, wobei die Periodizität durch die Dimensionierung der Verzögerungszeit Γι bzw. T₂ der Schieberegisterelemente frei gewählt werden kann. Bei gegebenen Werten Ti und T₂ hängt die Abweichung der Fouriersummen R\ (ω) und /?2 (ω) von den zu realisierenden Übertragungsfunktionen H\ und W₂ im Entwicklungsintervall von der Anzahl In + 1 bzw. 2m + 1 der verwendeten Anzapfungen ab. Der Vollständigkeit halber sei noch erwähnt, daß auch eine gerade Anzahl Anzapfungen verwendet werden kann. Mathematisch operiert man dann trotzdem mit einer ungeraden Anzahl, setzt aber alle Koeffizienten mit geraden Indizes gleich null.

Anhand von Fi g. 12 soll nun die Funktionsweise der Anordnung gemäß F i g. 1 für den Fall von Amplitudenmodulation erläutert werden.

Fig. 12 zeigt bei a das Spektrum Fi (ω) eines Nachrichtenimpulses aus der Nachrichtenquelle 1. In b ist die zu approximierende Übertragungsfunktion H\ (ω) dargestellt, welche die Bandbreite des Nachrichtensi-

gnals f\ (t) auf w_g beschränken soll. Die Fourierentwicklung von H] (ω) ergibt für η = <χ> die in c festgehaltene Übertragungsfunktion. Die Periodizität ω_ρι = 2π/Τ\ ist identisch mit der Schiebefrequenz ω_Γ = 2 π/τ des Schieberegisters 4 und wird hier zu ω_Γ = 2 ωτ angenommen. Für endliche Werte η (im Beispiel von Fj g. 1 ist η = 5) entsteht die in d aufgetragene Funktion Wi (ω). Die Filterung ^der Funktion f\ (t) mit der Übertragungsfunktion Wi (ω) ergibt das Produkt Fn (ω) = Fi (ω). H\ (ω), welches Produkt in edargestellt ist. In /"ist das Spektrum der Trägerrechteckimpulsfolge des Generators 15 festgehalten. Ist das Verhältnis Impulsdauer zu Repetitionsintervall gleich 1 :2, so entstehen nur ungeradzahlige Harmonische der Kreisfrequenz ω,, Um die Trägerkreisfrequenz ω_ς zu isolieren, filtert man mit Hilfe der zu approximierenden Übertragungsfunktion H₂ (ω), die in g aufgezeichnet ist, die höheren Harmonischen heraus. H₂ (ω) ist also so vorzugeben, daß ihre Werte für ω — kw_c (k ganze Zahl) null sind mit Ausnahme von k = ± 1. Die entsprechende Fouriersumme H2 (ω) mit der Periodizität ω_ρ2 = 2 πΙΤ₂, die der Schiebefrequenz ω« = 2 πΙ/, des Schieberegisters 17 entspricht, ist in h festgehalten. Für das Verhältnis ωό/ω_Γ ist hier der Wert 10 gewählt. In / ist das Produkt F₂₂ (ω) = F₂ (ω) ■ H₂ (ϋή dargestellt. Die Faltung nach Gleichung (22) ergibt das in y aufgezeichnete Spektrum Φ (ω) des amplitudenmodulierten Signals. Mittels eines an den Ausgang angeschlossenen Bandfilters oder mittels eines an den Ausgang angeschlossenen Übertragungskanals selbst wird eine vollständige Unterdrükkung der bereits weitgehend reduzierten unerwünschten Frequenzkomponenten erreicht. Das resultierende Spektrum ist in k festgehalten.

Die Koeffizienten C₁₁ berechnen sich nach Gleichung (22). die Koeffizienten C_x, findet man aus der Fourierentwicklung der Übertragungsfunktion H\ (ω) gemäß c in Fig. 12:

d.·. = 2

(26)

Wahl! man die Koeffizienten c„ nach der Vorschrift

■ cos (,,
V

2.7 '■'■ Y

c„ -

"'■ -cos(»2.-7 '-''-V

'■>i X ">i J

2,,_r

(27)

0.

Ι/Ί > -i

"S

(28)

zugehörige louricrsuinmc

Uli··

= Σ ('„exp

(29)

an allen Stellen ω = /ccd, (k = ganze Zahl) null ist mit Ausnahme der Stellen ω = ± (2 ik + 1)ω_ο für die ihr Funktionswert 1 ist. F i g. 12 zeigt bei h den Verlauf von H₂ (ω) für den Fall ; = 5. Der Funktionswert 1 ergibt sich dann an den Stellen n + ω_ο ± 9 ω_ο I 11 ω_ο ± 19 Ü)o ± 21 COrUSW.

Setzt man die Gleichungen (26) und (27) in Gleichung (22) ein, so erhält man unmittelbar Gleichung (1).

Restseitenband- und Einseitenbandsignale lassen sich aueh mit Hilfe der sogenannten Phasenmethode erzeugen. Die Funktionsweise der entsprechenden Einrichtung mit zwei Schieberegistern läßt sich anhand des Funktionsschemas in F i g. 11 erläutern. Man benötigt zwei Funktionseinheiten entsprechend Fig. 10 mit den Netzwerken 292, 293, 295 und 296 und den beiden Modulatoren ^294 und 297. Die Übertragungsfunktion H\ (ω) und H₂ (ω) der Netzwerke 292 und 293 werden wie im.vorangehenden Beispiel des Ampiitudenmodulators gewählt. Der Modulator 294 bildet also nach Gleichung (25) das Produkt fn(t) ■ cos ω_Γί, wenn man von höheren Frequenzkomponenten absieht, wobei fu(t) das bandbegrenzte Nachrichtensignal ist. Die Phasenmethode verlangt, daß ein zweites Signal f\](t) s'm it)_r/ erzeugt wird, wobei Zi^ die Hilberttransformierte des bandbegrenzten Signals fn(t) darstellt, Die Addition bzw. Subtraktion der beiden Produkte in einer Addiervorrichtung 298 ergibt das untere bzw obere Seitenbandsignal.

Zur Erzeugung des Trägers sin (w_ct) aus der Trägerimpulsfolge F₂(O wird das Netzwerk 296 mit dei Übertragungsfunktion

Σ ;v

(30)

verwendet. Der Unterschied gegenüber Η₂(ω) bestehi darin, daß sich Η*(ώ) für negative Frequenzen al< ungerade Funktion festsetzen. Die entsprechender Koeffizienten lauten analog zu Gleichung (27):

2 "' · sin ( η 2.7 ' --). I/ι '■'λ V <"t/

"■'-■ ■ sin ( a 2.7 ■'---],

/Ί = -_Ί-

"Ί

(31)

wobei auch hier Gleichung (28) gültig ist

Die Hilberttransformierte f\z(t) des bandbegrenzter Signals /i \(i) wird im Netzwerk 295 hergestellt das ein« Übertragungsfunktion H₃ (ω) entsprechend H_x (ω) jedoch mit ungerader Fortsetzung, besitzt Aus dei Netzwerktheorie ist bekannt, daß ungerade Obertra gungsfunktionen rein imaginär sind Physikalisch wirk sich diese Eigenschaft durch eine 90°-Phasendrehunj aller Frequenzkomponenten aus. Die Koeffizienten γ

so kann man nach einiger Berechnung zeigen, daß die der Fouriersumme H₃ (ω)berechnen sich damit zu ;\- = I y'sign(<-i)exp(ji — ojdci = 2 —"— ei ( r In ).

Die Funktion ei (χ) ist hier die abgekürzte lierte Signal wie folgt anschreiben: Schreibweise der Funktion (1 -cos x/x).

Zur praktischen Realisierung kann man zwei Anordnungen gemäß F i g. 1 nehmen, die beiden Matrixnetzwerke mit den Koeffizienten ο,ο_μ und γ_νγ_μ ^r> ausrüsten, und die entstehenden Signale addieren bzw. subtrahieren. Man erzielt aber eine erhebliche Vereinfachung der praktischen Anordnung, wenn man die beiden Matrixnetzwerke an dieselben Schieberegister anschließt und die entsprechenden Koeffizienten in ι ο Übereinstimmung mit Gleichung (17) addiert bzw. subtrahiert:

= ./J(Z)COSf.),./ - y COSf.),/ = /l(/)- y COSf.),.f

(37)

C = C C i

(33)

Setzt man die Gleichungen (26), (27), (31) und (32) in Gleichung (33) ein, so erhält man Gleichung (4). Da man mit einer endlichen Zahl von Koeffizienten nicht unendlich steile Filterflanken an der Stelle ω = ω_Β realisieren kann, entsteht ein Restseitenbandsignal.

Bei dem in Fig. 5 dargestellten Aufbau der Einrichtung können günstigere Übertragungsfunktionen H\ (ω) und A/3 (ω) verwendet werden. Diese sind in Fig. 13 graphisch dargestellt. Die entsprechenden Fourierkoeffizienten lauten:

2»

I + cos

In der Tat nimmt der Ausdruck [f\(t)— V2] die Werte + '/2 und - '/2 an und bewirkt somit eine Phasenmodulation des Trägers zwischen 0 und 180°.

F i g. 6 zeigt die entsprechende Einrichtung. Ohne die Zusatzdämpfungsnetzwerke 274—284 erscheint am Ausgang 272 ein amplitudenmoduliertes Signal, falls die Koeffizienten ο,_μ des Matrixnetzwerkes 28 entsprechend Gleichung (1) gewählt werden. Mit den Zusatzdämpfungsnetzwerken realisiert man nur die Subtraktion des Trägers '/2 cos (a>_ct) gemäß Gleichung (37). Daß hierzu die Koeffizienten gemäß Gleichung (6) dimensioniert werden müssen, folgt unmittelbar aus Gleichung (27).

Die Einrichtung gemäß F i g. 1 kann, wie oben erwähnt, ebenfalls zur Erzeugung eines phasenmodulierten Signals dienen, wenn man anstelle der multiplikativen Verknüpfung mit Hilfe von UND-Toren in den Modulationselementen 30—150 eine Modulo-2-Addition mit Hilfe von EXCLUSIV-ODER-Toren durchführt. Gleichung (15) ist dann wie folgt abzuändern:

(34)

sin

fi (1 - T₁) + /₂(i - T₂)dr, dr₂
(38)

fi (35)

Man erkennt aus den Gleichungen (34) und (35), daß diese Koeffizienten rascher konvergieren als diejenigen gemäß den Gleichungen (26) und (32) und demzufolge ein Einseitenbandsignal entsteht. Die Trägererzeugung ist dieselbe wie beim eben beschriebenen Restseitenbandsystem; aus den Gleichungen (27), (31), (34) und (35) folgt dann Gleichung (5).

Wie bereits erwähnt wurde, kann ein Trägersignal mit binärer Phasenmodulation als amplitudenmoduliertes Signal mit unterdrücktem Träger aufgefaßt werden. ersetzen: Bezeichnet man die binäre Nachrichtenimpulsfolge wie bisher mit fi(t), so gilt für das amplitudenmodulierte Signal die Beziehung:

Da in diesem Fall die Funktionen Z₁ (t) und f₂ (t) nur die Werte 0 oder 1 annehmen können, läßt sich die Modulo-2-Operation gemäß nachstehend angegebener Wahrheitstabelle

/1

./2

/1Θ./2 (Zi-/2)²

4^r>

K(T₁)I₁₂(T₂)If₁(I - Tt)-

F(() = Z₁

(36)

T₁ dT₂

(39)

Weisen die Informationsimpulse die normierten Amplituden 0 oder 1 auf, so läßt sich das phasenmodu-Die Auswertung von Gleichung (39) unter Berücksichtigung der Beziehungen

-T₁) =

- T₁); /,(/- T₁) = 0,1

fi(t - T₂) = /₂(/ - T₂); /₂(z - T₂) = 0,1

(40)

führt auf folgendes Resultat:

Mit der Stoßantwort des idealen Tiefpasses:

sin«),, τ,

und der Stoßantwort des idealen Trägerfilters:

"Ί- I I ·⁷ COS in,. T₂, I T₂ I <

ο,

erhält man aus Gleichung (41) die Beziehung

F(D

= -2 J J Ih(T₁)It₁(T₁) ft« -T₁)J₁(I -T₂)Ot₁Ut₁ +j Ih(T₁)J₁(I -T,)dT₂.

Abgesehen von einem konstanten Faktor —'/2, der nicht von Interesse ist, beschreibt Gleichung (44) die Erzeugung eines phasenmodulierten Signals mit Hilfe der in Fig.6 festgehaltenen Anordnung. Damit wurde gezeigt, daß die Einrichtungen gemäß F i g. 6 und F i g. 1 äquivalent sind, wenn man in der letzteren die multiplikative Verknüpfung durch die Modulo-2-Addition ersetzt

Mit der Einrichtung gemäß F i g. 7 läßt sich ein frequenzmoduliertes Signal erzeugen. Anhand des Funktionsschemas in F i g. 14 soll deren Funktionsweise erläutert werden. Die Übertragungsfunktionen der Netzwerke 292, 293, 295 und 296 werden wie bei dem bereits beschriebenen Restseitenbandsystem gewählt, d. h. H\ (ω) approximiert die Charakteristik des idealen Tiefpasses mit der Grenzkreisfrequenz m_g und W₅ (ω) nähert diejenige des idealen Tiefpasses mit derselben Grenzkrejsfrequenz^und zusätzlicher 90°-Phasendrehung an. H₂ (ω) und //4 (ω) sind die bereits beschriebenen Trägerfilter-Ubertragungsfunktionen, die aus der Trägerimpulsfolge des Generators 15 die Träger cos (töcf^bzw.sin (ω_οί) herstellen.

Am Ausgang des ODER-Tores 285 erscheint das in Fig.8 bei c dargestellte Signal. Entspricht das Nachrichtensignal bei a in Fig.8 einer logischen 1, so erscheint am Ausgang des Modulators 294 das Trägersignal cos(a>_c(A In der Addiervorrichtung 298 wird dasselbe Trägersignal mit halber Amplitude vom Ausgangssignal des Modulators 294 subtrahiert (Inverter 299). Der Modulator 297 liefert keinen Beitrag, da das Filternetzwerk 295 keinen Gleichstrom durchläßt. Am Ausgang 272 erscheint das Signal '/2 cos (<u_ct).

Entspricht das Nachrichtensignal bei a in F i g. 8 einer logischen 0, so liefert das Netzwerk 292 das Signal '/2 [1 + cos ((uDtJ\, wenn die Übertragungsfunktionen H] (ω) an der Stelle ω = a>oden Wert jr/4 aufweist. Am Ausgang des Modulators 294 entsteht das amplitudenmodulierte Signal

F₁U) = - '-

COSi.i.f ·+

- [COS (..

Das Netzwerk 295 liefert entsprechend das Signal '/2 sin ((X)Dt)"- die Gleichstromkomponente wird wiederum unterdrückt Am Ausgang des Modulators 297 ergibt sich somit das Signal.

F₂(I) = - —[cos(...,. +<..„)r - cos(..i_t.-..i_D)I]

(46)

Der Inverter 299 liefert nach wie vor das Trägersignal — •/2 cos (tuet). Addiert man alle drei Signale in der Addiervorrichtung 298, so erhält man den Ausdruck

+ F₂(t) — y

1 ,
~ ~2~^cos("'c- ">_D)t.

(47)

Die Frequenz nimmt also die Werte a>_c und <b_c—ωο an. Versieht man die Übertragungsfunktion H₃ (ω) mit einem negativen Vorzeichen, so resultiert eine Frequenzänderung zwischen <t)_cund ü)_c+ö)d

Die Subtraktion des Trägersignals V2 cos (ωA) kann wiederum mit Zusatzdämpfungsnetzwerken oder mit einer Modulo-2-Addition in den Modulationselementen realisiert werden. Letztere Version liegt der Anordnung nach F i g. 7 zugrunde.

-,« Die Funktionsweise des orthogonalen Modulators gemäß F i g. 9 ist leicht zu erklären. Es handelt sich im Prinzip um zwei selbständige Einrichtungen gemäß Fig. 1. Lediglich die Trägererzeugung mit Hilfe des Schieberegisters 17 erfolgt gemeinsam, wobei aber die Koeffizienten der Matrixnetzwerke 28 und 291 so gewählt werden, daß im ersteren. System eine Modulation mit cos (toet) im zweiten eine Modulation mit sin (m_ct) erfolgt Diese Eigenschaft der Koeffizienten ist aus den Gleichungen (1) und (10) sofort ersichtlich.

bo Die bisherigen mathematischen Betrachtungen lassen sich auf Einrichtungen mit drei Schieberegistern oder sogar auf solche mit N Schieberegistern ausdehnen. F i g. 15 zeigt das Funktionschema des Grundelementes einer Einrichtung mit 9 Schieberegistern. An den Eingängen der linearen, passiven, zeitinvarianten Netzwerke mit den Stoßantworten h\(t% h^t}... h_q-\(t) und hq(t)erscheinen die Funktionen f\(t), f^t), .,.f_q-\(t) und fq(t) Die Ausgangssignale der Netzwerke werden

im Modulator 294 nach einer bestimmten Gesetzmäßig keit miteinander verknüpft und ergeben das Signal F(t).

Für den Fall einer multiplikativen Verknüpfung im Modulator 294 kann für die Anordnung gemäß F i g. 15 analog zu Gleichung (15) folgende Beziehung aufgestellt werden:

=f J ... j Ä,(T,)Ä_I(r₂).../l,(T,)./i(i-r₁)/₂(i-r₂).../,(i-r,)dT₁dT₂...dr,.

(48)

Diese Formel kann ebenfalls noch verallgemeinert werden, wenn man sich entsprechend Fig. Il mehrere Grundelemente gemäß Fig. 15 parallelgeschaltet denkt. Gleichung (48) lautet dann:

Dabei gilt entsprechend Gleichung (17):

Ersetzt man wiederum die Integralion durch eine Summation, so folgt:

,,tT₂,..., XT₁)Mt-VT₁)

Es ergeben sich die Λ'-dimensionalen Koeffizienten

C_V(I..., = T₁ T₂... T_qh(v T₁^₁₁T₂ AT₁₁

, _{+ 2}(r₂).. ./j₃

(49)

(50)

= Σ Σ ...Σ T₁T₂...

r = — η μ = — m A — - /

(52)

wobei die »Dimension« N = q beträgt. nen Teilsignale werden schließlich zum gesuchten

Zur praktischen Realisierung der Einrichtung in Signal Fft}aufsummiert.

Fig. 15 benötigt man — wie aus der Struktur der Von besonderer technischer Bedeutung ist die

Gleichungen (51) und (52) hervorgeht — q Schieberegi- so Kaskadenschaltung von zwei Einrichtungen mit je zwei

ster, deren Schieberegisterelemente angezapft sind. Schieberegistern. In Fig. 16 ist das entsprechende

Jedes also abgezapfte Signal wird mit allen abgezapften Funktionsschema festgehalten. Mit Hilfe von Gleichung

Signalen der fremden Schieberegister multipliziert. Das (15) findet man folgende Beziehung zwischen der

resultierende Signal wird mit einem Gewicht entspre- Ausgangsfunktion F(t) und den Eingangsfunktionen

chend dem zugehörigen Wert der Koeffizienten gemäß r> /1 (t), I₂(t)una U(t)r.
Gleichung (52) versehen. Die auf diese Weise gewoge-

F(O

= ( f ί

- T₄)dr, dr₂dr.,d

(53)

Dabei wurde vorausgesetzt, daß in den Modulatoren 294 und 297 eine reine Multiplikation stattfindet.
Nach Gleichung (52) folgen die Koeffizienten zu

= T₁T₂T,

Die Summendarstellung lautet somit:

F(O= Σ Σ Σ Σ c_VMl

r = — η μ = - m χ=— k t- = - ι

Dieser Ausdruck besagt, daß sich ein Schieberegister einsparen läßt und man also mit drei Schieberegistern auskommen kann, wenn nur dafür gesorgt ist, daß die Verhältnisse T₁ZT₂ und T₂ZT₃ der Schiebeperioden rational sind. Das Schieberegister für die Funktion ίφ) muß in äquidistanten Zeitabständen angezapft werden. Das Prinzip zur Erzeugung der Funktion f\(t— T₃- Ti) geht aus Fig. 17 hervor. Das Signal f\(t) wird dem Schieberegister zugeführt, das zur Klarstellung in der Figur als ideale Verzögerungsleitung 300 dargestellt ist Der fiktive Zeitnullpunkt sei wiederum in der Mitte der Leitung 300 festgesetzt Für den FaJl ν = — 1 erkennt man die Anzapfungen für κ = 0, ± 1, ± 2 und ± 3. An der Stelle ν = 1 und χ = 2 kann also beispielsweise das Signal f\(t— 2 Τ3+ΤΊ) abgezapft werden.

In entsprechender Weise läßt sich mit einem weiteren Schieberegister das Signal /₂f<— χ Τ₃—μ TJ) erzeugen.

Mi - "Τ_λ - 1-T₁)Mt-κτ₃-,,T₂) fjt-λΖ). (55)

Zur Erzeugung der Signale /iff—κ Ti—ν T₁) und h (f— χ Ta—μ, T₂) wird vorausgesetzt, daß die Verhältnisse Ti/ T₃ und T₂/ T₃ rational sind, da eine Anzapfung nur an Stellen erfolgen kann, die zeitlich um die Schiebeperiode oder um ein ganzzahliges Vielfaches davon getrennt sind.

Jedes also abgezapfte Signal eines Schieberegisters wird mit allen abgezapften Signalen der anderen beiden Schieberegister multipliziert Die resultierenden Produkte werden mit einem Gewicht entsprechend den Koeffizienten in Gleichung (54) versehen und anschließend summiert Dabei können die Signale f\(t), f-^t) und Z₄^iJ durch rechteckförmige, synchrone Impulse gebildet werden, es lassen sich aber auch analoge Signale F\(t), /₂(y und ftft) verarbeiten, wenn man sie vorgängig abtastet und gegebenenfalls einer Analog-Digital-Wandlung unterzieht

Fig. 18 zeigt das Funktionsschema einer Sendeeinrichtung zur Übertragung synchroner Informationsimpulse mit Hilfe von Einseitenbandmodulation nach der in der niederländische ι Patentanmeldung 68 00 578 beschriebenen Methode. Wie aus Fig. 18 hervorgeht, handelt es sich bei diesem Funktionsschema um die Parallelschaltung zweier Kaskadenschaltungen gemäß Fig. 16. Die mit der Taktkreisfrequenz ω7·auftretende Informationsimpulsfolge f\(t) wird den Netzwerken 292 mit einer Charakteristik gemäß a in F i g. \3{w_g = 6)7/2) zugeführt Die Hilfsträger-Rechteckimpulsfolge f₂(t) mit der Taktkreisfrequenz ωτ/2 liefert an den Ausgängen der Netzwerke 293 und 296 ein orthogonales Hilfsträgerpaar mit der Kreisfrequenz ω 7/4. Die entstehenden Signale nach den Modulatoren 294 und 297 werden in den Tiefpaßfiltern 295 mit der Grenzkreisfrequenz Wg = ω 7/4 gefiltert und anschließend einer weiteren orthogonalen Modulation (Modulatoren 382 und 383) unterzogen. Die hierzu notwendigen Träger mit der Kreisfrequenz ov werden aus der Träger-Rechteckim- >o pulsfolge f*(t) mit Hilfe der Netzwerke 380 und 381 erzeugt. Die Summe oder Differenz am Ausgang der Einheit ergibt das gewünschte Einseitenbandsignal F(t).

Zur praktischen Realisierung der Sendeeinrichtung, deren Funktionsschema in Fig. 18 gezeigt ist, genügen 2> drei Schieberegister, wenn die für die Kaskadenschaltung nach Fig. 16 angegebenen Voraussetzungen betreffs der Verhältnisse T\ITz und T2/T3 eingehalten werden, da auch hier, genau so wie bei der Kaskadenschaltung nach Fig. 16, nur drei Funktionen jo von außen zugeführt werden müssen.

Fig. 19 zeigt die praktische Ausführungsform dieser Einseitenbandmodulationseinrichtung, wobei die mit der Einrichtung nach Fig.5 übereinstimmenden Elemente mit gleichen Bezugszeichen angedeutet sind. Die j·-, Nachrichtenquelle 1 liefert die Informationsimpulsfolge f\(t) über das Code-Transformationsglied 273 an das Schieberegister 4, das z. B. aus 38 Schieberegisterelementen 301, 302, 337, 338 besteht. Ein Hilfsträger-

impulsgenerator 339 erzeugt die rechteckförmige Hilfsträgerimpulsfolge h(t), die einem Schieberegister 341 zugeführt wird, das z. B. aus 36 Schieberegisterelementen 342, 343 376, 377 besteht und dessen

Schiebefrequenz /iw mit Hilfe eines Vervielfachers 340 erzeugt wird. Die Trägerimpulsfolge U(t) wird durch den Trägerimpulsgenerator 15 erzeugt. Das Matrixnetzwerk 28 ist der Übersichtlichkeit wegen nicht dargestellt, es wurde nur ein einziges Modulationselement 378 in F i g. 19 eingezeichnet, das eine multiph'kative Verknüpfung der Eingangssignale vornimmt, worei 5(1 das entstehende logische Produkt mit Hilfe der Dämpfungsnetzwerke 379 und 29 gewogen wird. Der zugehörige Übertragungskoeffizient hat die Form ο,μχΐ, wobei ν ein Element des Schieberegisters 4, μ ein Element des Schieberegisters 341, ν ein Element des Schieberegister 17 und κ die Anzapfung der Schieberegister 4 und 341 bezüglich der Elemente ν bzw. μ andeutet (vergleiche Fig. 17). Im dargestellten Fall ist der Übertragungskoeffizient des Modulationselementes 378 gegeben durch ν = 3, μ = 0, χ = —1 und λ = 1 und (,ο lautet also cw-ii.

Die Bildung der Übertragungskoeffizienten geht aus dem Funktionsschema in Fig. 18 hervor. Die Fourierentwicklung einer Charakteristik gemäß a in Fig. 13, welche die Netzwerke 292 aufweisen, liefert die ^ Koeffizienten γν nach Gleichung (35) mit ω^ = ω 7/2 und ω_τ = 2π/Τ\. Ebenso ergibt die Fourierentwicklung der Tiefpaßcharakteristik der Netzwerke 295 mit der Grenzkreisfrequenz ωτ/4 die Koeffizienten C_x nach Gleichung (26), mit a_g = ω-ΗΑ und ω_τ = 2nlT$. Die Fourierentwicklungen der Übertragungsfunktionen der Hilfsträgerfilter 293 und 296 liefern die Koeffizienten c_M nach Gleichung (27) bzw. y_r nach Gleichung (31) mit den für beide geltenden Werten io_c = 0)7/4 und ω =_ 2 π/Τ}. Ebenso Hefern die Fourierentwicklungen der Übertragungsfunktion der Trägerfilter 380 und 381 die Koeffizienten ex nach Gleichung (27) bzw. γχ nach Gleichung (31) mit den für beide geltenden Werten tat = 2 π/ T₄. Für eine maximale Unterdrückung der Hilfsträger- und Trägerharmonischen muß auch hier Gleichung (28) eingehalten werden.

Die Übertragungskoeffizienten C_11xX ergeben sich nun gemäß der Beziehung:

Cv^ = 7.C_x(C₁₁C₁ ± v, j»J. (56)

Das am Ausgang 272 erhaltene Einseitenbandsignal hat die Bandbreite 0)7/2, wobei die Trägerfrequenz (»ein der Bandmitte des Einseitenbandsignals liegt

Die Dimensionierung der Sendeeinrichtung gemäß F i g. 19 für eine Übertragungsgeschwindigkeit von 1200 Baud und ein nutzbares Frequenzband zwischen 300 und 3300 Hz ist wie foigt:

Taktfrequenz des Generators:

/V= 1/Γ= 1200Hz.
Schiebefrequenz des Schieberegisters 4:

f_T = i/7i = 2/V= 2400Hz.
Schiebefrequenz des Schieberegisters 341:

£„ = MT₂ = 2/V =2400 Hz.
Reziprokwert der Verzögerungszeit T3:

MTi = /V₃= 1200Hz.

Trägerfrequenz:

(Bandmitte des Einseitenband-Signals)

Zc= 1800Hz.

Schiebefrequenz des Schieberegisters 17:
Zi= 1/T₄ = 18 kHz.

Die erfindungsgemäßen Einrichtungen sind auch zur Realisierung von /V-Pfad-Filtern geeignet In F i g. 20 ist das bekannte Blockschema eines /V-Pfad-Filters (N = 3) festgehalten. Man erkennt in jedem Pfad drei identische Netzwerke 295, denen je ein Schalter 387,388 und 389 vorgeschaltet und ein zweiter Schalter 390,391 und 392 nachgeschaltet ist. Die Steuerung der Schalter mittels einer Trägerrechteckimpulsfolge erfolgt im ersten Pfad direkt, im zweiten und dritten Pfad über die Netzwerke 385 und 386, die eine Phasenverschiebung von 120° bzw. 240° ergeben.

Gemäß den Lehren der Erfindung wird das in F i g. 20 illustrierte /V-Pfad-Filter durch ein Funktionsschema dargestellt, wie dies aus F i g. 21 hervorgeht

In jedem Pfad ergibt sich eine Kaskadenschaltung gemäß Fig. 16. Die Netzwerke 295 sind die eigentlichen frequenzgangbestimmenden Elemente. Die Netzwerke 292 führen eine Bandbegrenzung des Nachrichtensignals f\(t) durch. Die Netzwerke 293, 296 und 393 erzeugen aus einer gleichförmigen Rechteckimpulsfolge fi(t) den Träger, wobei im ersten Pfad eine Phasenverschiebung von 0°, im zweiten eine Phasenverschiebung von 120° und im dritten eine Phasenverschiebung von 240° erreicht wird.

Die Schalter 387,388,389,390,391 und 392 in F i g. 20

lassen sich durch die rein multiplikativ wirkenden Modulatoren 394,395,396,397,398 und 399 ersetzen.

Ausgehend von Gleichung (55) unter Berücksichtigung des Umstandes, daß f*(t) und k(t) identisch sind.

Zur praktischen Realisierung eines N-Pfad-Filters, dessen Funktionsschema in F i g. 21 gezeigt ist, genügen somit zwei Schieberegister, wenn die für die Kaskadenschaltung nach Fig. 16 angegebenen Voraussetzungen betreffs der Verhältnisse T₁ZT₃ und T₂IT₃ und zusätzlich ein rationales Verhältnis T₂I Ta eingehalten werden, da hier nur zwei Funktionen von außen zugeführt werden müssen.

Fig.22 zeigt die praktische Ausführungsform dieses //-Pfad-Filters, wobei die mit der Einrichtung in F i g. 19 übereinstimmenden Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die Nachrichtenquelle 1 liefert die zu filternde Nachrichtenimpuisfolge f\(t) an das Schieberegister 4, das z. B. aus 56 Schieberegisterelementen 400, 401, ... 454 und 455 besteht. Ein Hilfsträgerimpulsgenerator 339 erzeugt die rechteckförmige Hilfsträgerimpulsfolge h(t), die einem Schieberegister 341 zugeführt wird, das z. B. aus 28 Schieberegisterelementen 342, 343, ... 368 und 369 besteht. Das Matrixnetzwerk 28 ist der Übersichtlichkeit wegen nicht dargestellt, es wurde nur ein einziges Modulationselement 456 in der Fig.22 eingezeichnet, das eine multiplikative Verknüpfung der Eingangssignale vornimmt, wobei das entstehende logische Produkt mit Hilfe der Dämpfungsnetzwerke 457 und 29 gewogen wird. Der zugehörige Übertragungskoeffizient hat die Form Cv_11x),, wobei ν ein Element des Schieberegisters 4, μ und λ Elemente des Schieberegisters 341 und χ die Anzapfung der Schieberegister 4 und 341 bezüglich der Elemente ν bzw. μ und λ gezählt von der Mitte der Schieberegister 4 und 341 aus, andeutet (vergleiche Fig. 17). Als Beispiel ist der Übertragungskoeffizient des Modulationselementes 456 gegeben durch ν = 1, μ = Ο,κ = 2,λ = —1 und laut also c_io2-i·

Die Bildung der Übertragungskoeffizienten ϋ,_μχχ der Wägungseinrichtungen des angegebenen N-Pfad-Filters mit drei Pfaden läßt sich anhand des Funktionsschemas in Fig. 21 gemäß den bisherigen Ausführungen mathematisch herleiten. Die Fourierentwicklungen der Übertragungsfunktionen der Hilfsträgerfilter 293, 296 und 393, welche die Hilfsträgerschwingungsphasen von 0°, 120° und 240° erzeugen, liefern Koeffizienten, die als entsprechende Linearkombinationen der Koeffizienten ο_μ und γ* berechnet nach den Gleichungen (27) und (31), hervorgehen. Um dabei eine maximale Unterdrückung von unerwünschten Modulationsprodukten zu erzielen, muß hier insbesondere Gleichung (28) eingehalten werden.

Für den praktischen Fall, wo aus dem Frequenzspektrum einer Informationsimpulsfolge mit der Taktfrequenz /V= 1200Hz ein Band von 225-375Hz herausgeschnitten werden soll, werden nachstehend einige Daten gegeben:

Hilfsträgerfrequenz: fc = 300 Hz.

Schiebefrequenz des Schieberegisters 4: f_T = l/r, = 240OHz.

erhält man zwischen dein Ausgangssignal und den Eingangssignalen f\(t) und h(t) folgenden Zusammenhang:

- »τ,-,,T₂)f₂(t-7.TJ. (57)

Schiebefrequenz des Schieberegisters 341:

fi = MTi = 2 /r = 2400 Hz. Reziprokwert der Verzögerungszeit 7* MT₃ = 1200 Hz.

Wie aus F i g. 22 hervorgeht, kommt man mit nur zwei Schieberegistern für die Funktionen f\(t) und h(t) aus. Dabei ergibt sich die interessante Konfiguration, daß von einem Schieberegister aus zwei abgezapfte Signale demselben Modulationselement zugeführt werden.

Außerdem ist es möglich für bestimmte Anwendungen ein und demselben Modulationselement im Matrixnetzwerk mehrere Ausgangssignale zu entnehmen. So wird z. B. bei Anwendung der Einrichtung nach der Erfindung zur Erzeugung einer Trägerfrequenzraster der Ausgang jedes Modulationselementes über verschiedene Wägungsvorrichtungen an verschiedene Addiervorrichtungen angeschlossen, die je eine Frequenz f_c± η f_T liefern, wobei die Nachrichtenquelle den Modulationselementen eine periodische Rechteckimpulsfolge mit einer Pulsfrequenzen Λ-gib«.

Fig.23 zeigt eine praktische Ausführungsform einer derartigen Einrichtung zur Erzeugung einer Trägerfrequenzraster. In dieser Einrichtung liefert die Informationsquelle 501 zweiwertige Impulse mit einer Taktfrequenz fr von beispielsweise 50 Hz. Diese zweiwertige Impulse werden in ein Schieberegister 502 eingespeist, das aus einer Anzahl Schieberegisterelemente 503,504, 505,506,507,508,509,510 besteht. Die Schiebefrequenz f_T des Schieberegisters 502 ist ein ganzzahliges Vielfaches der Taktfrequenz fr und wird mittels eines Vervielfachers 511 erzeugt. Die Schiebefrequenz f_T ist z. B. das zehnfache der Taktfrequenz f_T und beträgt 500H.

Die Trägerschwingungsquelle in Form eines Trägerimpulsgenerators 512 Hefen eine Reihe äquidistanter Trägerimpulse, die in das Schieberegister 513 mit einer Anzahl Schieberegisterelemente 514,515,516,517,518, 519,520 und 521 eingespeist werden. Die Trägerimpulsfrequenz fc sei z. B. 1000 Hz. Die Schiebefrequenz /j des Schieberegisters 513 ist ein ganzzahliges Vielfaches der Trägerfrequenz f_c des Trägerimpulsgenerators 512 und wird ebenfalls mittels eines Vervielfachers 522 erzeugt. Die Schiebefrequenz f₆ ist z. B. das Zehnfache der Trägerfrequenz /_cund beträgt 10 kHz.

Die Ausgänge der Schieberegisterelemente der beiden Schieberegister 502 und 513 werden einem Matrixnetzwerk 523 zugeführt. In den Knotenpunkten der Ausgänge der Schieberegisterelemente der beiden Schieberegister 502 und 513 befinden sich die Modulationselemente 524,525,526,... 546,547 und 548, welche eine logische Verknüpfung der gespeicherten zweiwertigen Impulse vornehmen.

Die Ausgangssignale der Modulationselemente 524—548 werden mit Hilfe der als Dämpfungsnetzwerke 549, 550,551,... 572,573 und Addiervorrichtung 574 ausgebildeten Wägungsnetzwerke einer Wägung unterworfen. Am Ausgang 575 der Addiervorrichtung 574 erscheint die Summe der gewogenen Ausgangssignale der Modulationselemente 524—548.

Wie bereits obenstehend ausführlich klargestellt wurde, wird bei geeigneter Bemessung der Wägungsnetzwerke das Signal der Quelle 5Oi auf die Trägerfrequenz f_c aufmoduliert, wobei unerwünschte Modulationsprodukte weitgehend unterdrückt werden. Die Modulationsweise, z.B. Amplitudenmodulation, Phasenmodulation oder Einseitenbandmodulation, ist abhängig von der Wahl der Übertragungskoeffizienten Ο,μ der Wägungsnetzwerke.

Für spezielle Zwecke läßt sich die oben beschriebene Einrichtung wesentlich vereinfachen; insbesondere für den Fall, daß die Nachrichtenquelle 501 eine periodische Rechteckimpulsfolge mit der Frequenz /r liefert und eine Frequenzreihe f_c±nfr zu erzeugen ist Zur Klarstellung ist in F i g. 24 diese Frequenzreihe f_c± nf_T aufgezeichnet worden.

Zur Erzeugung dieser Frequenzreihe sind an jedem Modulationselement 524—548 über mehrere Wägungsvorrichtungen verschiedene Addiervorrichtungen angeschlossen, die je eine Frequenz f_c± π /"rliefern.

In Fig.23 ist nur eine zusätzliche Wägungsvorrichtung mit der dazu gehörenden Addiervorrichtung angegeben worden, deren Elemente durch die gleichen Referenznummern, aber versehen mit einem Strich, bezeichnet werden; selbstverständlich kann man noch weitere Wägungsvorrichtungen mit den dazu gehörenden Addiervorrichtungen an die Modulationselemente 524—548 anschließen, wie schematisch durch die gestrichelte Linie bei den Modulationselementen in der Figur angegeben worden ist. Dabei sind die Übertragungskoeffizienten gemäß der nachstehenden Beziehung zu dimensionieren:

H(II₇- ι» Γ HiO₇- (il_c Ί ι , dl

4 —- ■ —— · cos ι· 2.7 - ± «2.7 —— , ι- < --—-—,

<.Ι_Γ m, I „_>τ ■ «,» J 2 Hl-I₇-

₂ H(H₇- ^ _cos Γ _2ρ H^₇- _{± (2 7} ^n ^

'"γ '"a L '"γ ">δ J

It).

H < -.τ

2/im/-

"M

(58)

—-·——-cos ι·2.7—- ± /(2.7 —— L |ι·| = -ζ -—,

(H₁ (H₄ L (Π_τ IH₄ J 2;i(,lj

Ι/Ί =

ο.

2 JiI₁.

"T = 2.7/₇, IH₁. = 2.7/;, (II, = 2.7/,, (M₁, = 2.7 /_ä .

Auf diese Weise erreicht man, daß die Erzeugung der Frequenzreihe f_c± η fr mittels nur eines Schieberegisters für die Trägersignalquelle 512 und die Quelle 501 sowie mittels eines einzigen Matrixnetzwerkes 523 bewerkstelligt wird. Dabei tritt keine Beeinflussung der Ausgangsspannungen der verschiedenen Addiervorrichtungen 574,574' auf, da doch die Rückwirkungen der verschiedenen Addiervorrichtungen über die Wägungsvorrichtungen 549—573,549' - 573' nach den gemeinsamen Modulationselementen 524—548 vernachlässigbar klein wird, falls dafür gesorgt ist, daß der Ausgangswiderstand der Modulationselemente 524—548 genügend klein gehalten wird.

Neben einem Satz von Wägungsvorrichtungen zur Erzeugung der Frequenzreihe f_c ± η fr kann man dieselben Modulationselemente einen zweiten Satz von Wägungsvorrichtungen anschließen, der eine zweite Frequenzreihe f_c ± η fr liefert, die gegenüber der ursprünglichen Frequenzreihe eine beliebige, feste Phasenverschiebung aufweist, z. B. 90°. Darüber hinaus unterscheidet sich die erfindungsgemäße Einrichtung durch ihre Frequenzunabhängigkeit, d. h. f_c kann beispielsweise auf 500 Hz und /rauf 10 Hz eingestellt werden, ohne daß an der Einrichtung eine Änderung vorgenommen werden muß.

Eine wesentliche Einsparung an Modulationselementen wird dadurch erzielt, daß nur jedes zweite Element

mi der Schieberegister 502,513 mit Moduiationselementen 524—548 des Matrixnetzwerkes 523 verbunden ist, falls den Schieberegistern 502, 513 Impulse zugeführt werden, deren Dauer gleich der Hälfte der Impulsperiode ist und falls zwischen der Schiebefrequenz und der doppelten Pulsfrequenz ein ungeradzahliges Verhältnis 2m + 1 :1 mit m = 2, 3, 4, 5, ... besteht. Im Ausführungsbeispiel ist dieses Verhältnis 5:1. Also bedeutet diese Maßnahme, daß die Anzahl der Knotenpunkte des Matrixnetzwerkes 523 und damit auch die Anzahl der Modulationselemente um einen Faktor 4 verringert wurde. Das Ausführungsbeispiel benötigt nur noch 25 Modulationselemente.

Trotz dieser wesentlichen Einsparung an Modulationselementen hat es sich gezeigt, daß der Unterdrükkung unerwünschter Modulationsprodukte kein Abbruch getan wird, was sich sowohl in der Praxis, als auch streng mathematisch nach der in der obenstehend angegebenen Weise feststellen läßt.

Nicht nur unterscheiden sich die erfindungsgemäßen Einrichtungen durch die bereits erwähnten Vorteile, nämlich der für die Integration in einem Halbleiterkörper geeignete Aufbau, die weitgehende Reduktion von unerwünschten Modulationsprodukte und die universellen Anwendungsmöglichkeiten, sondern es wurde in den Ausbildungsformen der Fi g. 16-24 noch ein weiterer, sehr wesentlicher Vorteil illustriert. Wie man anhand

dieser komplizierten Modulationssysteme erkennt, können dabei Schieberegister und/oder Modulationselemente gleichzeitig mehrfach angewendet werden. Insbesondere kann ein Schieberegister mit den Modulationselementen von mehreren Matrixnetzwerken ge- "> koppelt werden, oder man erhält durch die Ankopplung von mehr als zwei Schieberegisterelementen eines Schieberegisters an den Eingang der Modulationselemente eine mehrfache Modulation, oder aber der Ausgang der Modulationselemente kann über verschie- ι ο dene Wägungsvorrichtungen an verschiedene Addiervorrichtungen angeschlossen werden. Bei komplizierteren Modulationssystemen gelangt man so zu einer wesentlichen Einsparung an Modulationselementen und Schieberegistern, wobei man in voller Übereinstimmung ι > mit den in obigen Ausführungen eingehend dargelegten und illustrierten Lehren gemäß der Erfindung zu neuen Bauweisen kommt Gerade durch diese Eigenschaft wird die erfindungsgemäße Einrichtung besonders vorteilhaft zur Realisierung komplizierter Modulations- w systeme.

Unter Umständen kann eine wesentliche Einsparung an Schieberegisterelementen erzielt werden, wenn mindestens eines der verwendeten Schieberegister als Kaskadenschaltung von Teilschieberegistern ausgebil- -'"> det wird, deren Schiebefrequenz verschiedene Werte aufweisen. Wie nämlich aus eingehenden Untersuchungen hervorgeht, ist nämlich für dasjenige Teilschieberegister eine hohe Schiebefrequenz zu wählen, dessen Gewichtskoeffizienten, weiche den Stützwerten der w Stoßantwort entsprechen, starke Änderungen aufweisen. Zur Beschränkung des apparativen Mehraufwandes zur Erzeugung der verschiedenen Schiebefrequenzen ist es vorteilhaft, daß sich diese Schiebefrequenzen um einen Faktor 2' (i = 1, 2, 3,...) voneinander unterschei- r> den.

Eine weitere Vereinfachung des Schieberegisters für die Trägerimpuke ergibt sich dann, wenn man einen halben Zyklus der periodischen Impulsfolge nach dem Ringzählerprinzip in einem Schieberegister umlaufen w läßt, dessen Schieberegisterelemente zusätzlich einen Komplementärausgang besitzen. Bei der Einrichtung nach F i g. 1 sind dann zum Beispiel slatt 10 Schieberegisterelemente nur noch deren 5 notwendig. Das Matrixnetzwerk der Modulationselemente und Wägungsnetzwerke bleibt hingegen unverändert

Wie in den vorangehenden Ausführungen anhand einiger Beispiele illustriert worden ist, gibt es mehrere Ausbildungsformen und Vereinfachungen der erfindungsgemäßen Einrichtungen, aber darüber hinaus sind noch weitere Ausführungsformen möglich. Zum Beispiel kann man an Stelle der Dämpfungsnetzwerke für die Wägungsvorrichtungen Verstärker mit geeignet gewählten Verstärkungsfaktoren benützen. Weiterhin kann man für die Steuerung der Schieberegister von einem einzelnen zentralen Impulsgenerator ausgehen und mittels Frequenzteiler die Taktfrequenz der Nachrichtenimpulse oder die Trägerfrequenz erzeugen.

Für alle Systeme, in denen Modulations- und Filtefprozesse stattfinden, kann die erfindungsgemäße Einrichtung mit Vorteil angewendet werden. Sie kann z. B. auch zur Quadratbildung oder Bildung höherer Potenzen von gefilterten Funktionen verwendet werden, wobei in diesem Fall die Nachrichtenquelle gleichzeitig als Trägerschwingungsquelle fungiert. Weil die Nachrichtenquelle und die Trägerschwingungsquelle hier zusammenfallen, genügt bei dieser Anwendung nur ein einziges Schieberegister, wobei dann mehrere Schieberegisterelemente dieses Schieberegisters am gleichen MoJulationselement anzuschließen sind.

Die erfindungsgemäße Einrichtung kann sowohl auf der Senderseite als auch auf der Empfangsseite angewendet werden, wobei dann das empfangene Signal vorgängig einem Analog-Digital-Wandler zuzuführen ist. Sender, Analog-Digital-Wandler und Empfänger können vollständig in einem Halbleiterkörper integriert werden.

Bei allen diesen Ausbildungsformen gilt immer, daß sowohl die Nachrichtensignale als auch die Trägerschwingungen in einem Schieberegister im Takt eines Steuergenerators durchgeschoben werden und daß die Schieberegisterelemente, über welche die Nachrichtensignale und die Trägerschwingungen durchgeschoben werden, mit den Eingängen der in den Knotenpunkten eines Matrixnetzwerkes liegenden Modulationselemente verbunden sind, deren Ausgangssignale über Wägungsvorrichtungen einer gemeinsamen Addiervorrichtung zugeführt werden.

Hierzu M)HIiUt Zcichminucn

Claims (2)

Patentansprache:

1. Sendeeinrichtung zur Nachrichtenübertragung, enthaltend eine Quelle für Nachrichteninipulse, deren Auftrittszeitpunkte durch Taktimpulse eines Taktimpulsgenerators bestimmt sind, ferner eine Trägerschwingungsquelle, eine Modulationsvorrichtung, sowie ein an die Nachrichtenimpulsquelle angeschlossenes Schieberegister mit einer Anzahl Schieberegisterelemente, deren Inhalt mittels eines Steuergenerators durchgeschoben wird, wobei das Verhältnis der Schiebe- und Taktfrequenzen eine ganze Zahl ist, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Trägerimpulsfolge liefernde Trägerschwingungsquelle (15) ebenfalls an ein Schieberegister (17) mit einer Anzahl Schieberegisterelemente (18—27) angeschlossen ist, deren Inhalt mittels eines Steuergenerators (16) durchgeschoben wird, wobei das Verhältnis der Schiebe- und Trägerfrequenzen eine ganze Zahl ist, während die Modulationsvorrichtung durch ein Matrixnetzwerk (28) gebildet wird, in dessen Knotenpunkten Modulationselemente (30—150) aufgenommen sind, deren Eingänge sowohl mit den Schieberegisterelementen (5—14), über die die Nachrichtenimpulse durchgeschoben werden, als auch mit den Schieberegisterelementen (18—27), über die die Trägerimpulse durchgeschoben werden, verbunden sind, während an die Ausgänge der Modulationselemente (30—150) geο

sonderte Wägungsvorrichtungen (151—271) angeschlossen sind und die verschiedenen Wägungsvorrichtungen mit einer gemeinsamen Addiervorrichtung (29) verbunden sind, deren Ausgang (272) den Ausgang der Sendeeinrichtung bildet

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eines der Schieberegister (4 bzw. 17) aus einer Kaskadenschaltung von Teilschieberegistern besteht, deren Schiebefrequenzen verschiedene Werte aufweisen.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Schiebefrequenzen der Teilschieberegister gleich 2' ist, wobei / eine ganze Zahl ist

4. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationselemente (30—150) in den Knotenpunkten des Matrixnetzwerkes 28 durch logische Selektionstore gebildet sind.

5. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationselemente (30—50) zwei komplementäre Ausgänge aufweisen.

6. Einrichtung nach Anspruch 1, eingerichtet für Amplitudenmodulation von binären Nachrichtenimpulsen, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationselemente (30—150) in den Knotenpunkten des Matrixnetzwerkes (28) durch UN D-Tore gebildet sind und die mit den Ausgängen der UND-Tore verbundinen Wägungsvorrichtungen (151—271) Übertragungskoeffizienten (νμ) haben gemäß den Beziehungen:

*-νμ

I ι· 2 -T L- ■ COS ( /ι 2 TT — I,!,»! = -ir—

· SI

2 -'

0,

wobei o)_g = (U7/2 und ü>r = 2 π (τ die der Taktimpulsfrequenz (fr) entsprechende Kreisfrequenz ist, OJc = In f_c die der Trägerimpulsfrequenz (f_c) entsprechende Kreisfrequenz ist, ω_ν = 2πί_τ die der Schiebefrequenz (Trades mit der Nachrichtenimpulsquelle verbundenen Schieberegisters (4) entsprechende Kreisfrequenz ist, sowie ω* = 2 π ft die der Schiebefrequenz (fs) des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) entsprechende Kreisfrequenz ist, und wobei si (x)d\e verkürzte Schreibweise für (sin x)lx ist, in welchen Beziehungen gilt:

wobei π ein Schieberegisterelement des mit der Nachrichtenimpulsquelle (1) verbundenen Schiebe-

registers (4) bezeichnet, gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenem Vorzeichen versehen, während μ ein Schieberegisterelement des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) bezeichnet, ebenso gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenen Vorzeichen versehen.

7. Einrichtung nach Anspruch 1, eingerichtet für Restseitenbandmodulation von binären Nachrichtenimpulsen, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationselemente (30—150) in den Knotenpunkten des Matrixnetzwerkes (28) durch UND-Tore gebildet sind und die mit den Ausgängen der UND-Tore verbundenen Wägungsvorrichtungen (151—271) Übertragungskoeffizienten (Q₁₁) haben gemäß den Beziehungen:

4 J^.. J

i („

₂,

. _cos („ 2, -^

± ei

. 2,

sin („

ei f.-2.T-UiLV sin

0,

wobei (Og = 0)7/2 und ωτ = 2 nfr die der Taktimpulsfrequenz (fr) entsprechende Kreisfrequenz ist,

öle = 2 η fc die der Trägerimpulsfrequenz (f_c) entsprechende Kreisfrequenz ist, ω_τ = 2 ir /i die der Schiebefrequenz (f_T)des mit der Nachrichtenimpulsquelle (1) verbundenen Schieberegisters (4) entsprechende Kreisfrequenz ist, sowie (üt = 2 it ft die der Schiebefrequenz (fs) des mit dei Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) entsprechende Kreisfrequenz ist, und wobei si (xjdie verkürzte Schreibweise für (sin x)lx ist, sowie ei (x) die verkürzte Schreibweise für (1 — cos x)lx ist in welchen Beziehungen gilt:

wobei ν ein Schieberegisterelement des mit der r> Nachrichtenimpulsquelle (1) verbundenen Schieberegisters (4) bezeichnet, gezählt von der Mitte des

1 + cos

1 -

"¹S

1 + cos

1 -

• cos

0,

wobei mg = w-rf2 und ωτ = 2 η fr die der Taktimpulsfrequenz (f_T) entsprechende Kreisfrequenz ist, r> M_c = 2 π fc die der Trägerimpulsfrequenz (f_c) entsprechende Kreisfrequenz ist, ω_τ = 2 η f_x die der Schiebefrequ-inz (f_x) des mit der Nachrichtenimpulsquelle (1) verbundenen Schieberegisters (4) entsprechende Kreisfrequenz ist, sowie ω* = 2 π fs die der ·)<· Schiebefrequenz (fs) des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) entsprechende Kreisfrequenz ist, und wobei sifxjdie verkürzte Schreibweise für (sin x)/x ist, in welchen Beziehungen gilt: -r>

wobei ν ein Schieberegisterelement des mit der Nachrichtenimpulsquelie (1) verbundenen Schiebe- ^r>» registers (4) bezeichnet, gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenem Vorzeichen versehen, während μ ein Schieberegisterelement des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) « Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenen Vorzeichen versehen, während μ ein Schieberegisterelement des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) bezeichnet, ebenso (C₁J von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenem Vorzeichen versehea

8. Einrichtung nach Anspruch I, eingerichtet für Einseitenbandmodulation von binären Nachrichtenimpulsen, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationselemente (30—150) in den Knotenpunkten des Matrixnetzwerkes (28) durch UND-Tore gebildet sind und die mit den Ausgängen der UND-Tore verbundenen Wägungsvorrichtungen (151—271) Übertragungskoeffizienten (C₁J haben gemäß den Beziehungen:

- cos (,, 2.T ^) ± - ^V '", 4 . _sin „7,

"'s

, «Κ τ-

"'s

sin »2.7

bezeichnet, ebenso gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenem Vorzeichen versehen.

9. Einrichtung nach Anspruch 1, eingerichtet für Phasenmodulation von binären Nachrichtenimpulsen, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung als Amplitudenmodulator ausgebildet ist und zusätzlich die Ausgänge der Schieberegisterelemente des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters über Wägungsvorrichtungen (274— 284) zur Kompensation der Trägerschwingung mit der gemeinsamen Addiervorrichtung (29) verbunden sind (F ig. 6).

10. Einrichtung nach Anspruch 1, eingerichtet für Phasenmodulation von binären Nachrichtenimpulsen, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationselemente (30 — 150) in den Knotenpunkten des Matrixnetzwerkes (28) durch Modulo-2-Addierer gebildet sind und die mit den Modulo-2-Addierern verbundenen Wägungsvorrichtungen (151—271) Übertragungskoeffizienten (Ον_μ) haben gemäß den Beziehungen

»-- νμ

_cos

2 —*- ■ —— · si ( r In —-S--j · cos ( η 2.T —— J,

«>τ "¹J \ '"t / V <"» J

0,

"¹A

wobei a>g = <i>-[tl und ωτ=2πίγ die der Taktimpulsfrequenz (fr) entsprechende Kreisfrequenz ist,

ω_Γ = 2 n(c die der Trägerimpulsfrequenz (f_c) entsprechende Kreisfrequenz ist, ω_τ = 2 π ί_τ die der Schiebefrequenz (f_T)dts mit der Nachrichtenimpulsquelle (1) verbundenen Schieberegisters (4) entsprechende Kreisfrequenz ist, sowie ωι = 2 π ft die der Schiebefrequenz (ft) des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) entsprechende Kreisfrequenz ist, und wobei si ftjdie verkürzte Schreibeweise für (sin x)lχ ist, in welchen Beziehungen gilt:

wobei ν ein Schieberegisterelement des mit der Nachrichtenimpulsquelle (1) verbundenen Schieberegisters (4) bezeichnet, gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenem Vorzeichen versehen, während μ ein Schieberegisterelement des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) bezeichnet, ebenso gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenen Vorzeichen versehen.

11. Einrichtung nach Anspruch 1, eingerichtet für Frequenzmodulation von binären Nachrichtenimpulsen, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung als Amplitudenmodulator ausgebildet ist und ferner die Nachrichtenquelle (1) über ein ODER-Tor (28) mit dem Eingang des Schieberegisters (4) verbunden ist. wobei an dieses ODER-Tor (285) zusätzlich ein Hilfsträgerimpulsgenerator (286) angeschlossen ist, dessen Impulswiederholungsfrequenz größer oder gleich der doppelten Taktfrequenz der Nachrichten

2» impulse ist (F ig. 7).

12. Einrichtung nach Anspruch 1, für binäre Nachrichtenimpulse mit mehreren Matrixnetzwerken (28, 291), in deren Knotenpunkte Modulationselemente aufgenommen sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Schieberegisterelemente eines der Schieberegister (17) mit den Modulationselementer mehrerer Matrixnetzwerke (28,291) verbunden sind (F ig. 9).

13. Einrichtung nach Anspruch 12, zur Übertragung binärer Nachrichtenimpulse aus zwei Nachrichtenimpulsquellen (1, 287) mittels orthogonaler Modulation, dadurch gekennzeichnet, daß jede Nachrichtenquelle (1, 287) mit einem Schieberegi ster (4 bzw. 290) verbunden ist, dessen Schieberegisterelemente an die Modulationselemente in der Knotenpunkten zweier Matrixnetzwerke (28 bzw 291) angeschlossen sind, während ferner die Trägerschwingungsquelle (15) mit einem Schieberegister (17) verbunden ist, dessen Schieberegisterelemente gleichzeitig an die Modulationselemente beider Matrixnetzwerke (28 bzw. 291) angeschlossen sind und die beiden Matrixnetzwerke eine gemeinsame Addiervorrichtung (29) besitzen (F i g. 9).

14. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationselemente in den Knotenpunkten der beiden Matrixnetzwerke (28,291) durch UND-Tore gebildet sind und die mit den UND-Toren verbundenen Wägungsvorrichtungen des ersten Matrixnetzwerkes (28) Übertragungskoeffizienten (Ο,μ) haben, gemäß den Beziehungen:

4 -I¹!*.- ■ -'-·- · si Λ.2.Τ ~°- )■ cos (,,2.-, -¹^V

2 -a- · ---<- ■ si
O.

δ
Τ,Ζ

I I

wobei ω_ί=ω7/2 und a>r= 2 π /Vdie der Taktimpulsfrequenz (fr) entsprechende Kreisfrequenz ist, ü)_c — 2 Tcfc die der Trägerimpulsfrequenz (f_c) entsprechende Kreisfrequenz ist, ω_τ = 2 πί_τ die der Schiebefrequenz (f_z) des mit der ersten Nachrichtenimpulsquelle verbundenen Schieberegisters (4) entsprechende Kreisfrequenz ist, sowie cot= 2nh die der Schiebefrequenz (ft) des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) entsprechende Kreisfrequenz ist, und wobei si faJdie verkürzte Schreibweise für (sin x)lx ist, in welchen Beziehungen gilt:

ΐ-(^ι:

5o

55 wobei ν ein Schieberegisterelement mit der ersten Nachrichtenimpulsquelle (1) verbundenen Schieberegisters (4) bezeichnet, gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenem Vorzeichen versehen, während μ ein Schieberegisterelement des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) bezeichnet, ebenso gezählt von der Mitte des Schieberegisters und auf beiden Seiten der Mitte mit verschiedenen Vorzeichen versehen, und die Wägungsvorrichtungen des zweiten Matrixnetzwerkes Übertragungskoeffizienten (C_xI) haben gemäß den Beziehungen:

/.2ji

,Ul<

2,„

2-—«- · —— · si ( /. 2.-7—*-) sin I / 2* ——), |/| = ^r-⁵-

0, Ul

2fu_r

wobei (u_g=(urf2 und ωτ=2πίτ die der Taktimpulsfrequenz (ίτ) entsprechende Kxeisfrequenz ist,

a>c=2n /",die der Trägerimpulsfrequenz (/^entsprechende Kreisfrequenz ist ω_τ = 2 πί_τ die der Schiebefrequenz (f_T)des mit der Nachrichtenimnulsquelle (1) verbundenen Schieberegisters (4) entsprechende Kreisfrequenz ist, sowie o)a= 2 π h die der Schiebefrequenz (ft) des mit der Trägerschwingungsquelle (15) verbundenen Schieberegisters (17) entsprechende Kreisfrequenz ist, und wobei si (x) die verkürzte Schreibweise für (sin x)/x ist, in weichen Beziehungen gilt: