DE2021331A1 - Rauscharmer,linearer Transistorverstaerker - Google Patents

Description

• Rauscharmer, linearer Transistorverstärker Die vorliegende Erfindung betrifft einen rauscharmen, sehr linearen und breitbandigen Transistorverstärker, dessen Eingang (Anschlüsse 1 und 2 in Fig 1)mit einer sehr hochohmigen Quelle Q gespeist wird und dessen Ausgang einen oder mehrere parallelgeschaltete Verstärker (V in Fig.1) speist. Der nachfolgende Verstärker V kann entweder wie in Fig.1 an die Klemmen 3 und 5 oder an die Klemmen 4 und 5 angeschlossen werden, oder der Gegenkopplungswiderstand R von Fig,1 1 kann selbst der Eingangswiderstand des Verstärkers V sein, falls dieser hinreichend linear und zur Gegenkopplung geeignet ist Die beiden folgenden Beispiele zeigen, wo man einen solchen Verstärker anwenden kann.
• Anwendung als Meßverstärker: Eine von der Quelle Q* in Fig.2 gespeiste Schaltung S besitzt zwischen den Punkten a und b eine zu messende Spannung der variablen Frequenz ar mit dem Scheitelwert U. Der Meßverstärker soll die Schaltung nicht belasten und ist daher über eine sehr hohe Impedanz, z.B. eine'sehr kleine Kapazität CK in Fig an die Meßstelle angekoppelt. Die Schaltung S und die Koppelkapazität CK bestimmen dann formal den Innenwiderstand Zi derjenigen Quelle Q, die in Fig.i den Verstärker zwischen den Punkten 1 und 2 speist. Der Ausgangsverstärker V von Fig.1 wird beispielsweise auf die Meßfrequenz # abgestimmt, während der zwischen den Punkten 1-2 und 3-5 liegende Verstärker breitbandig für alle Meßfrequenzen sein soll und nicht abgestimmt wird. Am Ausgang des Verstärkers V liegt ein Gleichrichter G, der die verstärkte Meßspannung gleichrichtet und zur Anzeige bringt.
• Anwendung als Empfangs-Antennenverstärker für sehr kurze Stabantennen: : An die Punkte 1 und 2 in Fig. 1 wird direkt eine Stabantenne angeschlossen, deren Länge klein gegen die Wellenlänge ist. Diese Antenne empfängt Signale aus dem sie umgebenden Raum und ist die Quelle Q, die den Verstärker speist Die Impedanz dieser Antenne, die aus der kleinen Antennenkapazität und einem kleinen Strahlungswiderstand besteht9 ist die hochohmige Impedanz Z1 Die an den Punkten 1-2 zugeführten Signalspannungen werden vom Breitbandverstärker verstärkt. Der am Ausgang dieses Verstärkers an den Punkten 3-5 angeschlossene Verstärker V ist'ein abstimmbarer Empfänger. Es können auch mehrere Empfänger parallel an die Klemmen 3-5 angeschlossen werden Der breitbandige Vorverstärker nach der dz vorliegenden Erfindung besteht aus mindestens zwei oder mehr als zwei Transistoren in Emitterfolgerschaltung. In Fig.1 sind als Beispiel drei aufeinanderfolgende Transistoren T1, T2 und T3 gezeichnet.
• In der Emitterleitung des Ausgangstransistors (T3 in Fig liegt ein Gegenkopplungswiderstand R. Der Verstärker nach der vorliegenden Erfindung ist so aufgebaut, daß er gleichzeitig folgende Forderungen erfüllt: 1. So große Verstärkung, daß das Rauschen des nachfolgenden Verstärkers V keinen meßbaren Einfluß auf das Gesamtrauschen hat 2. Minimales Gesamtrauschen 3. Minimale Nichtlinearität 4. Sehr große Bandbreite, d.h. keine resonanzerzeugenden Reaktanzen innerhalb des Verstärkers.
• Ausreichende Verstärkung: Diese Forderug wird durch eine ausreichende Zahl von aufeinanderfolgenden Transistoren im Verstärker erfüllt und richtet sich nach dem auschen des nachfolgenden Verstärkers V. Die vorliegende Erfindung verlangt mindestens 2 Transistoren wie-in Fig.4. Es können mehr als 2 Transistoren benötigt werden, wenn die Verstärkung bei 2 Transistoren noch nicht ausreicht, um den Rauschanteil des nachgeschalteten Verstärkers V innerhalb des Gesamtrauschens hinreichend klein zu halten.
• Bedingungen für minimales Rauschen: Das Rauschen der Quelle wird in Fig.3 durch eine Rauschspannungsquelle uq in Serie zu Zi beschrieben. Das Zusatzrauschen des Verstärkers entsteht wie in jedem mehrstufigen Verstärker vorzugsweise durch den Eingangstransistor T1. Beschreibt man das Rauschen des T1 in Fig. 3a in bekannter Weise formal durch eine Rauschspannungsquelle uR und eine Rauschstromquelle iRw so bilden ist iR und Z1 rein formal die Gesamtrauschquelle, die den dann als rauschfrei angenommenen Transistor T1 an seinen Eingangsklemmen 1-2 speist. iR kann man formal auch durch eine -Rausch-Spamlungsquelle iR*Zi wie in Fig.3b darstellen. Der Rauschanteil der Stromquelle zur hängt also von Zi ab. Während mit wachsendem Emitterstrom-langsam abnimmt, nimmt 1R mit wachsendem Emittergleichstrom zu, so daß die Summe der beiden Rauschquellen uR und iR # Zi an den Punkten 1-2 in bekannter Weise für einen bestimmten Emitter-Gleichstrom IEo ein Minimum besitzt. Je größer Z1 ist, desto kleiner ist das IEo für minimales Rauschen. Wenn Zi wie im vorliegenden Fall sehr hoch ist, muß IEo sehr klein sein und liegt entsprechend der vorliegenden Erfindung weit unterhalb der gebräuchlichen Werte, z.B. einige 1O5A. Für sehr hohes Zi kann man daher mit einem gegengekoppelten Einzeltransistor in der Schaltung von Fig.3 nicht gleichzeitig kleines Rauschen und gute Linearität erhalten.
• Entsprechend der vorliegenden Erfindung verwendet man im Transistor T1 die für minimales Rauschen erforderlichen, sehr kleinen Emitterströme und zusätzlich einen Transistor T2 als Emitterfolger. Im einfachsten Fall erhält dieser Transistor T2 den Gegenkopplungswiderstand R; sh. Fig.4a. Die.Eingangsschaltung erscheint an den Anschlüssen 1t-2 des Transistors T2 nach Fig.4b als eine neue Quelle Q' mit einem Innenwiderstand Zi der wesentlich kleiner als Zi ist und näherungsweise die Größe Zi/ß1 hat. ß1 ist die Stromverstärkung des T1 und bei geeigneter Wahl des Transistortyps auch bei den hier verwendeten, sehr kleinen Strömen des T1 noch wesentlich größer als 1. Der kleinere Innenwiderstand Zi' führt dazu, daß der Transistor T2 sein minimales Rauschen bei größeren Emitterströmen hat als T1. Der Emitterstrom des T2 darf daher bei hinreichend kleinem Rauschen beitrag dieses Transistors wesentlich größer sein als der Emitterstrom des T1. Deshalb kann in Fig.4 eine erfolgreiche Gegenkopplung mit wesentlich kleinerem R erfolgen als in Fig.3 beim Transistor T1. Dadurch wird auch die im Eingangskreis erscheinende Rauschspannung URR des Widerstandes R entsprechend kleiner.
• Eine Kombination wie in FigX4 mit optimal eingestellten Emitterströmen wird also gleichzeitig rauscharm und linear sein, wenn die Emitterströme entsprechend der Erfindung gewählt werden.
• Der Eingangstransistor erhält hierbei den zum Zi gehörenden sehr kleinen Emitterruhestrom für minimales Gesamt-Rauschen.
• Nach der Transistortheorie für laufzeitfreie Transistoren ist dieser optimale Strom näherungsweise bei hochohmigen Quellen k = Boltzmann Konstante 3000 Kelvin e = Elektronenladung ß1 = Stromverstärkung r3 = Basisbalinwiderstand Erfahrungsgemäß ist dieser optimale Strom bei höheren Frequenzen etwas größer, so daß der Emittergleichstrom des 1.Transistors erfindungsgemäß je nach Transistortyp vorzugsweise zwischen dem genannten optimalenvWert und dem doppelten Wert liegen soll.
• Wenn die Gesamtverstärkung groß sein- soll, kann es vorkommen, daß die Gesamtverstärkung in Fig.4 mit 2 Transistoren nicht ausreicht. Dann kann eine Schaltung mit mehr als 2 Transistor ren in Emitterfolgeschaltung, z.B. mit 3 Transistoren wie in Fig. 1, eine brauchbare Lösung sein, wobei der Gegenkopplungswiderstand R jeweils dem Ausgangstransistor zugeschaltet wird.
• Die Quelle, die formal an den Eingangsklemmen 1"-2| des Transistors T3 erscheint, hat einen Innenwiderstand Z11', der noch kleiner als Zi' ist und näherungsweise den Wert Z1/(ß1ß2)hat.
• ß2 ist die Stromverstärkung des Transistors T2. Der Emittergleichstrom des T3 dar£ daher noch größer sein als derjenige des T2 und ist dann wegen des niedrigeren Zi" immer noch rauschmäßig günstig. In vielen Fällen spielt jedoch das Rauschen des T3 in diesem Strombereich kleinsten Rauschens wegen der vorhergegangenen Signalverstärkung durch T1 und T2 überhaupt keine Rolle mehr, so daß man den Emittergleichstrom des T3 (und evtl. nachfolgender) vorzugsweise nach optimaler Linearität des Gesamtverstärkers wählt, was im Folgenden noch näher erläutert wird. Der große Strom des T3 erlaubt erfolgreiche Gegenlcopplung mit noch kleinerem R als bei 2 Transistoren nach Fig.4a. Der Rauschbeitrag dieses R ist daher in Fig.1 noch kleiner als in Fig.4a.
• Eine bevorzugte Wahl der Größe des R ist derart, daß der Rauschbeitrag des R zum Ausgangsrauschen ebenso groß ist wie der Rauschbeitrag der Signalquelle und der Transistoren zusammen.
• Dies ist die größte erreichbare Linearität unter der Bedingung, daß das Rauschen des Gegenkopplungswiderstands das Rauschen der elektronischen Schaltung nicht merklich verschlechtern soll.
• Minimale Nichtlinearität: Die entscheidene Erkenntnis im Rahmen der vorliegenden Erfindung ist, daß die bereits angegebene Vorschrift für die Emitterströme hinsichtlich minimalen Rauschens gleichzeitig im Rahmen der in der Praxis erforderlichen Genauigkeit eine Vorschrift für minimale Nichtlinearitat des Verstärkers ist. Ein solcher Verstärker hat also überraschende Eigenschaften.
• In einem Verstärker mit mehreren Transistoren nach Fig.1 wird es normalerweise so sein, daß mit wachsender Eigangsamplitude einer der beteiligten Transistoren als erster deutliche Nichtlinearität zeigt, während die anderen noch linear arbeiten.
• Derjenige Transistor, der in dieser Schaltung bei der Aussteuerung die höchste Wechselspamlungsamplitude erhält, wird im allgemeinen als erster die Nichtlinearität erkennbar werden lassen.
• Wählt man dagegen die Emitterströme nach der vorliegenden Erfindung, so ergibt sich, daß alle beteiligten Transistoren (T1, T2 und ggf. T3) mit wachsender Eingangsamplitude des Verstärkers gleichzeitig nichtlinear werden. In diesem optimalen Fall gibt also jeder der beteiligten Transistoren den gleichen Beitrag zur Nichtlinearität. Dies gibt insgesamt weniger Nichtlinearität der Gesamtschaltung als der allgemeine Fall beliebiger Amplitudenverteilung. Im vorliegenden Fall verteilt sich unter der Annahme der Verwendung gleicher Transistoren und bei Anwendung der durch die Erfindung gegebenen Vorschriften über die Emitterströme die an den Punkten 1-2 angelegte Amplitude so auf die Eingangsklemmen (1-1', 1'-1", 1"-4) der beteiligten Transistoren und den Widerstand R, daß jeder der beteiligten Transistoren nahezu die gleiche Teilamplitude erhält und daher gleiche Nichtlinearität zeigt.
• Formelmäßig läßt sich dies sehr einfach zeigen, wenn man von einer Exponentialkennlinie des Emitterstroms des Transistors ausgeht, die dieser bei nicht allzu hohen Frequenzen in Abahängigkeit von der Basis-Emitterspannung auch weitgehend. besitzt. Bei einer Exponentialkennlinie ist die relative Nichtlinearität, d.h. das Verhältnis des Oberwellenstroms zum Grundwellenstrom bei gegebener Amplitude der Bas.is-Emitter-Wechselspannung unabhängig vom Arbeitspunkt, d.h unabhängig vom Emitter gleichstrom IEo. In einer mehrfachen Emitterfolgerschaltung wie in Fig.1 ist daher bei Verwendung von 3 gleichen Transistor ren@bei gegebener Eingangsspannung des Verstärkers an den Klemmen 1-2 die Nichtlinearität aller beteiligten Transistoren dann gleich groß, wenn jeder Transistor mit der gleichen Wechselspannung ausgesteuert wird. Im Beispiel mit 3 gleichen Transistoren nach Fig.1 wird also von der an den Klemmen 1-2 angelegten Wechselspannung ein Teil am Widerstand R und der verbleibende Rest zu je einem Drittel an der Basis-Emitterstrecke jedes der Transistoren liegen.
• Der Eingangswiderstand rEB der Basis-Emitterstrecke ist nach bekannten Formeln rEB = ß/S; S = Steilheit. Für Exponentialkennlinien ist S = IEo/UT (IEo = Emittergleichstrom, UT = Temperaturspannung) und r EB = ßUT/IEo.Wenn i der Basiswechselstrom des T1 ist, ist iß1 der Emitterwechselstrom des T1 und Basiswechselstrom des T2. Die Wechselspannung zwischen Basis und Emitter des T1 ist UBE1 = i rEB1 = iß1UIEol Die'Wechselspannung zwischen Basis und Emitter des T2 ist uBE2 = iß1 rEB2 = iß1ß2UT/LEo2 Wenn beide Spannungen gleich groß sein sollen, so folgt IEO2 = ß2IEo1 Zusammen mit der bereits angegebenen Vorschrift für 1Eo1 ist dies eine Vorschrift für den Emittergleichstrom des T2. . Entsprechendes kann man für die Schaltung von Fig.1 mit 3 gleichen Transistoren unter Annahme gleicher Exponentialkennlinien beweisen. D.h. für gleiche Steuerspannungen an den Basis-Emitterstrecken der Transistoren muß jeweils der Emitter-Ruhestrom des nachfolgenden Transistors um seine Stromverstärkung größer sein als der des vorhergehenden.
• Es ist bekannt, daß die Transistoren keine exakten Exponentialkennlinien haben, insbesondere bei hohen Frequenzen. Dies begründet in der Praxis geringfügige Abweichungen von den theoretischen Stromwerten, die vorher angegeben wurden. Maßgebend für diese Abweichungen sind die beiden Grundforderungen: 1. Der Eingangstransistor muß auf das zum Innenwiderstand der Quelle gehörende Rausckninimum eingestellt werden.
• 2. Die Eingangsspannung muß so auf alle Transistoren des Verstärkers verteilt erden, daß mit wachsender Amplitude alle Transistoren gleichzeitig meßbare Nichtlinearität zeigen.
• Falls Korrekturen der genannten Art erfolgen müssen, so legt man Widerstände zwischen die Punkte 1|-2t und /oder 1"-2" der Schaltung von Fig.1. Beispiel in Fig.5. Diese Widerstände sollen groß gegen, den an diesen Punkten auftretenden Eingangswiderstand der nachfolgenden elektronischen Schaltung sein. Der bisher beschriebene hochfrequente Vorgang wird dadurch praktisch nicht verändert, wohl aber ein Teil des Emittergleichstroms des vorhergehenden Transistors an der Basis des nachfolgenden Transistors vorbeigeleitet. Dies ermöglicht eine Feinkorrektur der Arbeitspunkte der Transistoren. Durch diese Maßnahme kann man jedoch den betreffenden Basisstrom nur verkleinern. Wenn der betreEfende Basisstrom vergrößert werden muß, verwendet man einen Zusatzwiderstand zwischen der Gleichspannung und dem Punkt 1' und /oder 1". Beispiel in Fig.6. Dieser Widerstand soll so groß sein, daß er den hochfrequenten Vorgang nicht belastet und lediglich den Gleichspannungszustand der Schaltung in dem Sinne variiert, wie er im vorhergehenden Abschnitt beschrieben wurde. Man kann die Maßnahmen von Fig.5 und Fig.6 auch kombinieren und dadurch in bekannter Weise die Gleichspannungen an den Pmikten 1' und /oder 1" stabilisieren und die Schaltung dadurch unempfindlicher gegen Gleichspannungsschwankungen zu machen.
• Beispiel in Fig.7. Zusätzliche Freiheit in der Einstellung der im Rahmen der Erfindung benötigten Gleichspannungszustände erhält man nach Fig.8 mit Ililfe eines Trennkondensators C, der die in Fig.5 beschriebene Maßnalne auE den Emitterstrom des vorhergehenden Transistors und die in Fig. 6 beschriebene Naßnahme auf den Basisstrom des nachfolgenden Transistors anzuwenden gestattet.
• Der Gegenkopplungswiderstand R kann ein üblicher ohmscher Widerstand sein, aber auch jede kompliziertere Schaltung, die hinsichtlich Linearisierung und Rauschen die gleiche oder eine bessere Wirkung hat. Die Darstellung des R durch eine elektronische Schaltung kann diese bessere Linearisierung durchaus bieten. Ein Beispiel bietet Fig. 9, in dem der Gegcnkopplungswiders -tand R der Fig.1 an den Klemmen 4 und 5 durch einen Transistor T4 mit Gegenkopplungswiderstand R' ersetzt ist. Dieser T4 soll einen größeren Emitterstrom haben als T . Dann kann man R' 3den beispielsweise so wählen, daß er zwischen Klemmen 4 und 5 als der vorgeschriebene R erscheint, erreicht dann die gleiche linearisierende Wirkung wie der ohmsche Widerstand R, jedoch mit kleinerem Rauschen, weil das Rauschendann im wesentlichen durch Rl bestimmt wird und Rç < R ist. Man kann als weitere vorteilhafte Möglichkeit den Widerstand Rt gegenüber dem vorhergehend beschriebenn Fall auch größer wählen, so daß zwischen den Klemmen 4 und 5 ein größerer Gegenkopplungswiderstand R*> R erscheint, der besser linearisiert, aber dessen Rauschen dem kleineren Rt entspricht und für R' < R immer noch kleiner ist als das Rauschen eines ohmschen Widerstandes R zwischen den Klemmen 4 und 5.

Claims (6)

Fatentansprüche

1. Breitbandiger Verstärker mit zwei oder mehr bipolaren Transistoren in Emitterfolgeschaltung, der aus einer Signalquelle mit sehr hohem Innenwiderstand Zi gespeist wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Emittergleichstrom IEo des Eingangstransistors extrem klein gewählt wird, und zwar nach der Formel und der Emittergleichstrom des nachfolgenden Transistors (bzw. die Emittergleichströme der nachfolgenden Transistoren) so gewählt wird, daß an der Basis-Emitterstrecke jedes der beteiligten Transistoren ein gleicher Anteil der Signaleingangsspannung liegt.

2. Verstärker nach Anspruchldadurch gekennzeichnet, daß in der Emitterleitung des Ausgangstransistors ei:n GegenkoFplungswiderstand R liegt.

3. Verstärker nach Anspruch 1 und 2 dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand so groß gewählt wird, daß sein Eigenrauschen die Hälfte des Ausgangsrauschens des Verstärkers erzeugt.

4. Verstärker nach Anspruch 1 und 2 dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand R durch die Basis-Eniitterstrecke eines weiteren bipolaren Transistors, in dessen Emitterleitung ein Gegenkopplungswiderstand Rt liegt, dargestellt ist

5. Verstärker nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Eingang des zweiten Transistors (bei Vorhandensein weiterer Transistor en gegebenfalls auch parallel zu den Eingangen der weiteren Transistoren) hochohmige Widerstünde geschaltet werden, die wesentlich größer als die Eingangswiderstände der jeweils nachfolgenden Schaltung sind und so dimensioniert werden, daß sie eine FeinkorreX-tur der Emittergleichströme zur Erfüllung der Forderung nach gleich großer Nichtlinearität aller beteiligten Transistoren herbeiführen.

6. Verstärker nach Anspruch 1 und 5 dadurch gekennzeichnet, daß in Serie zur Basis einzelner oder aller Transistoren tapazitäten liegen, die so groß gewählt werden, daß ihr jeweiliger Blindwiderstand klein gegen den jeweils auftretenden Eingangswicierstand der nachfolgenden Schaltung ist, wobei die Gleichstromzuführung zur Basis des betreffenden Transistors über einen zusätzlichen, hochohmigen Widerstand oder einen ohmschen Spannungsteiler erfolgt.

L e e r s e i t e