DE887827C - Elektronenroehren-Breitbandverstaerker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft Elektronenröhren-Breitbandverstärker.

Bei Fernsehgeräten ist es häufig nötig, Breitbandverstärker z. B. mit einem Bereich von 25 Hz bis 15 MHz und darüber zur Verstärkung der Bildsignale zu verwenden. Bisher wurden gewöhnlich, um über dem gewünschten Frequenzbereich einen flachen Frequenzgang zu erhalten, zwischen den Röhren des Verstärkers Filterkopplungskreise verwendet. Da jedoch bei solchen Anordnungen die Kapazitäten der Filter gewöhnlich |von den Streukapazitäten der Röhren gebildet werden, müssen die Filter einzeln abgeglichen werden, was schwierig und zeitraubend ist. Es wurde weiterhin auch vorgeschlagen, zur Breitbandverstärkung Gegenkopplungsverstärker anzuwenden, wobei jedoch Schwierigkeiten bei der Erzielung eines flachen Frequenzganges in einem Frequenzband von genügender Breite auftraten.

In der folgenden Beschreibung und den Ansprüchen ist Bezug genommen auf einen maximal flachen Amplitudenfrequenzgang. Dieser Ausdruck wird mit der folgenden Bedeutung verwendet. Es ist im allgemeinen möglich, den Gang eines Verstärkers als Funktion der Frequenz mit Hilfe einer Gleichung darzustellen, die

das Produkt aus zwei Faktoren enthält, von denen der eine das Verhältnis von zwei Polynomen mit ω² enthält, wo ω die Winkelfrequenz ist, und von denen der

andere das Verhältnis von zwei Polynomen mit —^ ist, wobei die Gleichung die folgende Form hat:

O m

¹ n + i

ir

,2r

In dieser Gleichung bedeutet A die Gesamtverstärkung des Verstärkers, und man sagt, daß der Verlauf des Verstärkers maximal flach ist, wenn fi_r = q_r ist für alle Werte von r mit Ausnahme r=m-\-z und ■p/ = q_r' für alle Werte von r mit Ausnahme r = η + ΐ· Unter dieser Bedingung ist der erste Faktor auf der rechten Seite der Gleichung eine Funktion, die so wenig wie möglich von ihrem Wert bei ω = O abweicht, ohne sich indessen über diesen Wert zu erheben, und stellt die Neigung des Verstärkers dar,, bjsi hohen Frequenzen abzuschneiden, während der zweite Faktor auf der rechten Seite eine Funktion ist, die so wenig wie möglich von ihrem Wert bei ω = oo abweicht und die Neigung des Verstärkers darstellt, bei niedrigen Frequenzen abzuschneiden. Theoretisch kann jeder der Faktoren 1 sein. In der Praxis wird wahrscheinlich nur der Fall auftreten, daß der zweite Faktor 1 ist, wobei dieser Fall einem wechselstromgekoppelten Verstärker entspricht.

Zweck der Erfindung ist, einen Breitbandverstärker mit Gegenkopplung herzustellen zur Verstärkung von Fernsehsignalen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Elektronenröhren-Breitbandverstärker mit Gegenkopplung über eine Mehrzahl von Stufen angegeben, von denen jede ihre eigene Grenzfrequenz und Zeitkonstante hat und von denen mindestens eine im Vorwärtspfad des Verstärkers liegt, wobei erfindungsgemäß die Zeitkonstanten der Stufen so gewählt sind, daß für eine Signalkomponente· mit einer solchen Frequenz, daß die ihr durch die erwähnte Stufe erteilte Phasendrehung ± 30° nicht überschreitet, die so erteilte Phasendrehung dasselbe Vorzeichen hat und ungefähr gleich ist der Summe der einzelnen Phasendrehungen, die einer Signalkomponente derselben Frequenz durch die Zeitkonstanten der übrigen Stufen erteilt wird, multipliziert mit dem Modul der Gegenkopplungsverstärkung des Verstärkers und mit einem Faktor 2 und ι + ]/ϊ, "wodurch der Verstärker einen im wesentlichen flachen Amplitudenfrequenzgang hat. Die Erfindung wird nun als Beispiel an Hand der Zeichnungen ausführlich erläutert.

Fig. ι zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Bildverstärkers für einen Fernsehempfänger oder ein Bildüberwachungsgerät; Fig. 2 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Bildverstärkers für eine Fernsehkamera;
. Fig. .3 ist eine Kennlinie, die die Beziehung zwischen Kathodenstrom und Kathodensteilheit einer typischen Elektronenröhre zeigt;

Fig. 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Elektronenröhrenverstärkers;

Fig. 5 zeigt ein weiteres erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel eines wechselstromgekoppelten Verstärkers ;

Fig. 6 zeigt Ersatzschaltbilder für einen Teil des in Fig. 5 dargestellten Verstärkers.

Der in Fig. 1 gezeigte Verstärker besteht aus drei Pentoden 1, 2 und 3. Die zu verstärkenden Bildsignale werden den vorangehenden Stufen 4 des Fernsehempfängers oder einer anderen Bildsignalquelle (als Rechteck dargestellt) entnommen und dem Steuergitter der Röhre 1 zugeführt. Die Anoden der Röhren i, 2 und 3 liegen über Anodenwiderstände 7, 8 und 9 und Entkopplungswiderstände 10, 11 und 12 an einer geeigneten positiven Spannungsquelle von beispielsweise + 300 V. Die Entkopplungswiderstände 10, 11 und 12 liegen über Entkopplungskondensatoren 13, 14, 15 an Erde. Vorzugsweise liegt, wie dargestellt, eine Ausgleichsinduktanz 16 zwischen den Widerständen 8 und 11 im Anodenkreis der Röhre 2, wie später erläutert wird, wobei jedoch erwähnt werden soll, daß bei Abwesenheit der Induktanz 16 der Widerstand 8 unmittelbar an der Verbindung von 11 und 14 liegt. Im Anodenkreis der Röhre 3 ist zwischen die Widerstände 9 und 12 eine an einem Ende über Kondensator 18 an Erde gelegte Induktanz 17 geschaltet. Die Röhren 1, 2 und 3 sind gleichstromgekoppelt, wobei die Kopplungselemente aus den Widerständen 19 und 20 mit parallel geschalteten Kondensatoren 21 bzw. 22 bestehen. Die Kondensatoren 21 und 22 sind mit Ableitwiderständen 23 und 24 versehen, welche an den Verbindungsstellen der Widerstände 25 und 26 bzw. 27 und 28 angeschlossen sind. Die Widerstände 25 und 26 bzw. 27 und 28 liegen in Reihe zwischen einer geeigneten negativen Spannungsquelle von beispielsweise— 300 V und Erde. Die Widerstände 29,30 und 31 haben die Aufgabe, das Auftreten von Störschwingungen zu verhindern und können auch anstatt, wie dargestellt, mit den Steuergittern der Röhren 1, 2 und 3 verbunden zu sein, zwischen die Anoden und Anodenwiderstände dieser Röhren geschaltet sein. Der Ausgang des Verstärkers wird an der Anode der Röhre 3 abgenommen, und die Ausgangssignale werden über eine Gleichstrom kopplung zuvor erwähnter Art der Elektronenstrahlablenkelektrode der Kathodentrahlröhre des bei 32 angedeuteten Empfängers zugeführt. Hier besteht die Gleichstromkopplung aus einemWiderstand 33 mit parallel geschaltetem Kondensator 34, welcher mit einem Ableitwiderstand 35 versehen ist. Die Kathode der Röhre 3 liegt über einen kleinen Widerstand 40 an Erde, und die Kathode der Röhre 1 ist mit dem oberen Ende des Widerstandes 40 verbunden, so daß ein Gegenkopplungspfad entsteht. Die Kathode der Röhre 2 ist geerdet, und die Schirmgitterelektroden der Röhren 1, 2 und 3 sind, wie dargestellt, über die Widerstände 41 und Entkopplungskondensatoren 42 mit der positiven Spannungsquelle verbunden.

Im Fall des in Fig. 1 dargestellten Verstärkers kann gezeigt werden, daß bei Vernachlässigung der

Induktanz i6 die Verstärkung μ für den Verstärkungspfad vom Steuergitter der Röhre ι bis zur Kathode der Röhre 3 der Gleichung

⁽ⁱ⁾

genügt. Hier ist μ die Verstärkung des Verstärkungspfades für Signalkomponenten der Kreisfrequenz ω,

ίο und //,„ ist der Modul von μ und entspricht der Größe von μ bei einer Kreisfrequenz, bei der ω keine Phasenverschiebung erleidet. Da im vorliegenden Fall der Verstärker gleichstromgekoppelt ist, ist μ = μ₀ bei der Frequenz Null. Der Wert t_x ist das Produkt aus Widerstand 7 und Kapazität 43 und ist die Zeitkonstante der frequenzabhängigen Elemente, die die obere Grenzfrequenz des nutzbaren Frequenzbandes des Verstärkers ohne Rückkopplung festlegen, wobei die Kondensatoren 13 und 21 so groß gewählt sind, daß sie für die Komponenten hoher Frequenzen einen effektiven Kurzschluß darstellen und wobei der Widerstand 23 groß ist im Vergleich zum Widerstand 7. In ähnlicher Weise ist t₂ die Zeitkonstante der zur Röhre 2 gehörigen Verstärkerstufe; sie legt die obere Grenzfrequenz fest und ist das Produkt aus Widerstand 8 und Kapazität 44. Die in den Zeichnungen gestrichelt angedeuteten Kapazitäten 43 und 44 werden vorwiegend von den Streukapazitäten der Röhren 1 bzw. 2 zwischen Anode und Erde, den Streukapazitäten der Röhren 2 bzw. 3 zwischen Gitter und Erde und den Leitungskapazitäten gebildet. Die Zeitkonstante aus Widerstand 40 und seiner Streukapazität kann in diesem Beispiel vernachlässigt werden. Das am Kathodenwiderstand 40 der Röhre 3 anliegende Potential wird voll zur Kathode der Röhre 1 übertragen, so daß der Kopplungsfaktor des Gegenkopplungspfades in diesem Falle gleich 1 ist. In dieser Beschreibung wird der Kopplungsfaktor in üblicher Weise mit β bezeichnet und stellt das Verhältnis des Ausgangssignals des Verstärkungspfades zum über den Gegenkopplungspfad zum Eingangskreis zurückgeführten Signal dar. Im allgemeinen mag β frequenzabhängig sein, ebenso wie μ, und zu einem Wert ß₀, dem Modul der Übertragungsfunktion des Rückkopplungspfades, in gleicher Beziehung stehen wie μ zu μ₀. Im vorliegenden Fall ist β jedoch frequenzunabhängig, so daß β = β_ϋ.

Bekannterweise läßt sich die Gesamtverstärkung des Gegenkopplungsverstärkers durch die Gleichung

ausdrücken, wobei A die Gesamtverstärkung ist und //. und β die bereits gegebene Bedeutung haben. Ersetzt man μ durch den aus Gleichung (1) erhaltenen Wert und β durch ß₀, so erhält man Gleichung

4-

Jx

aus der man wieder für den in Fig. 1 gezeigten Verstärker unter Vernachlässigung der Induktanz 16 den quadratischen Wert des Ausdrucks ~ erhält. Dieser

Wert läßt sich durch die nachfolgende Gleichung ausdrücken

= a₀ -f-

(4)

Wenn der Frequenzgang eines Verstärkers in dieser Art ausgedrückt werden kann, läßt sich nachweisen, daß, wenn a_x = O, der Frequenzgang von maximaler Flachheit ist, wobei der Frequenzgang maximal flach ist, wenn er so wenig wie möglich von dem Wert, bei dem μ = μ₀ ist, abweicht und auch nicht darüber ansteigt. Im vorliegenden Fall (unter Vernachlässigung der Induktanz 16) kann diese Bedingung in ausreichendem Maße erfüllt werden, wenn

k = 2 μ₀ ßo h (5)

ist, wobei angenommen wird, daß μ₀ ß₀ viel größer als 1 ist, also z. B. eine Größe von 10 oder darüber hat. Es kann weiterhin gezeigt werden, daß die Gleichung (5) einen Sonderfall einer allgemeineren Gleichung

I_x = 2 μ₀ p₀ N t₂ (ο)

darstellt, welche eine Annäherung erster Ordnung ist. Sie ist anwendbar auf den Fall, in dem mehr als zwei Zeitkonstanten, die die obere Grenzfrequenz des Verstärkungspfades festlegen, vorkommen. In Gleichung (6) ist Et₂ die Summe aller Zeitkonstanten außer t_lt während die anderen Kennbuchstaben die bereits erläuterten Bedeutungen haben. Die Zeitkonstanten t₂ können der Einfachheit halber als Sekundärzeitkonstanten bezeichnet werden und von unterschiedlicher Größe sein, während t_x als Primärzeitkonstante des Verstärkers bezeichnet werden soll. Für einen Gegenkopplungsverstärker mit einer Mehrzahl von Stufen mit Zeitkonstanten, welche im Verstärkungspfad die oberen Grenzfrequenzen festlegen und bei dem der Kopplungsfaktor des Gegenkopplungspfades frequenzunabhängig ist, stellt die Gleichung (6) die Verhältnisse dar, bei denen der Frequenzgang des Verstärkers maximal flach ist, insoweit der genannte Frequenzgang allein von den erwähnten Zeitkonstanten abhängt. Die obere Grenzfrequenz eines solchen Verstärkers ist die Kreisfrequenz ω, deren Größe gegeben ist durch

i 2 μο ßo

wobei dieser Wert die Frequenz darstellt, bei der die Wiedergabe vom Maximalwert um 3 Dezibel gefallen ist. Bei Verstärkern, die entsprechend Gleichung (6) ausgeführt sind, kann das erzielte Frequenzband für einige Zwecke genügen, während es für andere Zwecke nicht ausreichend breit genug ist, wie z.B. bei Fernsehsignal verstärkern, da die für I₁ erforderliche Größe das Frequenzband begrenzt.

Bei dem Verstärker gemäß Fig. 1 kann deshalb von der in Gleichung (6) zum Ausdruck gebrachten Bedingung abgewichen werden, indem der Wert von t_x kleiner gemacht wird als der der Gleichung entsprechende. Dadurch wird der Betriebsfrequenz-

bereich des Verstärkers erweitert; es führt jedoch auch dazu, daß in der Nähe der oberen Grenzfrequenz die Wiedergabe auf einen Maximalwert erhöht wird, was allgemein unerwünscht ist. Diesem Erhöhen der Wiedergabe auf einen Maximalwert wirkt jedoch die Ausgleichsinduktanz i6 in der Stufe mit kleinerer Hochfrequenzzeitkonstante entgegen. Der optimale Wert für die Induktanz i6 ergibt sich ungefähr zu 0,38 CR², wobei Ci? = t₂ ist und die Zeitkonstanten t_x und t₂ wie folgt miteinander in Beziehung stehen:

I₁ = 2 /t₀ ß_Q {1 — 0,38} t_z. (7)

Der Wert von t_x nach Gleichung (7) ist etwa halb so groß, wie der nach Gleichung (5). Wenn im Verstärkungspfad mehr als zwei Stufen mit Sekundärzeitkonstanten i₂ vorhanden sind, lassen sich diese vorteilhafterweise mit einer Induktanz versehen. -Die Beziehung zwischen Primär- und Sekundärzeitkonstanten läßt sich dann durch die allgemeine Glei- chung

h = 2 μ₀ /S₀^i(I■ — *) k) (8)

ausdrücken, wobei δ eine positive numerische Konstante ist, welche zu jeder Sekundärzeitkonstanten t₂ gehört und die so groß ist, daß die Induktanz der betreffenden Stufe gleich bCR² wird, wenn C und R die Kapazitäts- bzw. Widerstandskomponenten von t₂ sind. Bei Stufen mit Sekundärzeitkonstante ohne Induktanz wird b gleich Null.

In dem praktischen Beispiel der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung sind die Widerstände 7 und 8 3600 bzw. 360 Ohm und die Streukapazitäten 43 und 44 30 bzw. 37 pF, so daß t_x etwa = 8,1 X t_z ist. Die Anodensteilheiten der Röhren 1 und 2 sind 7 bzw. 9 mA/V, und die Kathodensteilheit der Röhre 3 beträgt 12 mA/V, und der Widerstand 40 hat eine Größe von 8 Ohm. Der Modul der Gegenkopplungsverstärkung, der das Produkt μ_οβ_ο ist, beträgt somit ungefähr 7,2 : i, so daß t_x ungefähr = 1,1 χ μ_οβ₀ wird. Die Verstärkung μ des Verstärkungspfades wird in diesem Fall vom Steuergitter der Röhre 1 bis zur Kathode der Röhre 3 bewirkt, da die Rückkopplung die Aufgabe hat, die hauptsächlich durch den Kathodenstrom der Röhre 3 bestimmte Stromwiedergäbe im Anodenwiderstand der Röhre 3 zu linearisieren. Der Anodenkreis der Röhre 3 muß gesondert behandelt werden, und die Induktanz 17 und der Kondensator 18 haben die Aufgabe, den Frequenzgang dieses Anodenkreises im Bereich der Durchlaßbreite des Verstärkers im wesentlichen flach zu machen. Der Modul der Verstärkung vom Steuergitter der Röhre 1 bis zur Anode der Röhre 3 beträgt etwa 28,2. Als Bestwert für die Induktanz 16 hat sich in der Praxis bei hohen Frequenzen etwa 2 μΉ.

herausgestellt. Die Induktivität L der Induktanz 16 sollte theoretisch frequenzunabhängig sein; dies ist jedoch in der Praxis bei Frequenzen für Fernsehzwecke nicht der Fall, so daß die Induktivität bei einer Frequenz von mehreren Megahertz stark von der Induktivität bei niederen Frequenzen abweicht. Wegen der Verwendung eines Metallschirmes und eines einstellbaren Abstimmkolbens beträgt die Größe für die Induktanz 16 bei niedrigen Frequenzen etwa 3 μΆ. Da jedoch die Induktanz bei hohen Frequenzen einen Einfluß auf die Frequenzwiedergabe hat, ist der bei hohen Frequenzen gemessene Wert der Induktanz 16 von Bedeutung. Der Frequenzgang des Verstärkers ist im Bereich von 25 Hz und 15 MHz innerhalb der Grenzen von 1 Dezibel flach. Die Induktanz 16 ist im Bereich praktisch auftretender Abweichungen regelbar.

Das in Fig. 2 dargestellte erfindungsgemäße Beispiel stellt einen sogenannten Kopf- oder Eingangsverstärker, z. B. einen in einer Fernsehkamera eingebauten Eingangsverstärker, dar. Der Kopfverstärker ist so angeordnet, daß er die in einer Fernsehaufhahmeröhre (Rechteck 45) erzeugten Bildsignale verstärkt, wobei der Signalausgang der Fernsehaufnahmeröhre an das Steuergitter der ersten Röhre 46 (Triode) des Verstärkers über einen Eingangskreis zugeführt wird. Der Eingangskreis besteht aus den Widerständen 47 und 48 und dem Kondensator 49, wobei der letztere die Eingangsimpedanz bei niedrigen Frequenzen erhöht. Der Verstärker ist weiterhin mit Pentoden 50, 51 und 52 und einer Triode 53 als Endröhre bestückt. Die Röhren sind in ähnlicher Weise wie beim Beispiel der Fig. 1 mit den Kopplungskreisen 54, 55, 56 und 57 miteinander gekoppelt. Der Ausgang des Verstärkers wird von der Kathode der Röhre 53, die als kathodengekoppelte Röhre arbeitet, über einen Abschlußwiderstand, der einen Widerstand 60 in Serie mit einer bei 61 angedeuteten Übertragungsleitung enthält, zugeführt. Von 61 aus können die Bildsignale dann beispielsweise einem weiteren Verstärker zugeführt werden. Zu der Ausgangsbelastung sind die Rückkopplungswiderstände 58 und 59 parallel gelegt, wobei die Verbindung dieser Widerstände mit der Kathode der Röhre 46 verbunden ist. Die Kathode der Röhre 46 liegt an der Verbindungsstelle der Widerstände 58 und 59, so daß ein Teil des Ausgangs des Verstärkers zur Kathode der Röhre 46 in entsprechender Phasenlage zurückgekoppelt wird, so daß eine negative Spannungsriickkopplung (Gegenkopplung) auftritt. Die Anode der Röhre 53 ist mit einem Anodenwiderstand 62 versehen und liegt über die Widerstände 63 und 64 an Erde. Die Verbindungsstelle ■ der Widerstände 63 und 64 ist über den Widerstand 65 mit der Niedrigpotentialseite des Widerstandes 48 und über einen Widerstand 66 mit der Quelle negativen Potentials verbunden. Die Kondensatoren 67 und 68 sind Entkopplungskondensatoren und haben die Aufgabe, den Gleichstrombetriebspegel des Verstärkers zu stabilisieren. Der in Fig. 2 gezeigte Verstärker ist gleichstromgekoppelt, so daß wie im Falle des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers bei der Frequenz Null μ = μ₀ ist und nur die die obere Grenzfrequenz festlegenden Zeitkonstanten berücksichtigt zu werden brauchen. Der Kopplungsfaktor des Rückkopplungspfades ist ebenfalls frequenzunabhängig, so daß β = ß₀ ist. Die Zeitkonstanten der einzelnen Stufen bzw. der Belastungskreise der Röhren 46, 50, 51 und 52 sind in jedem Fall gleich dem Produkt aus Anodenwider-, stand und Erdkapazität der Anode der entsprechenden» Röhre, während die Zeitkonstante bei der Stufe mit der Röhre 53 das Produkt aus Kathodenwiders.tand

und Erdkapazität der Kathode der Röhre 53 ist. Der Verstärker ist so ausgeführt, daß er annähernd der Gleichung (8) genügt, wobei die Primärkonstante I₁ die Zeitkonstante der Stufe mit dem Belastungskreis der Röhre 52 ist und die Sekundärkonstanten t₂ die Zeitkonstanten der Stufen mit den Belastungskreisen der Röhren 46, 50, 51 uiid 53 sind. Ein kleiner Kondensator 69 von z. B. 10 pF kann, wie in der Zeichnung dargestellt, zwischen Anode der Röhre 52 und Erde geschaltet werden, um erforderlichenfalls die Streukapazität zu erhöhen, damit der richtige Wert für t_x erhalten wird. In dem Anodenkreis der Röhre 51 ist, wie dargestellt, eine regelbare Ausgleichsinduktanz 70 vorgesehen, um den Frequenzgang des Verstärkers flach zu machen, wobei die Größe von b in dieser Stufe 0,38 beträgt, so daß die Induktanz die Größe 0,38 CR^Z erhält. C und R sind hier die Kapazitäts- und Widerstandskomponenten von t₂ des Belastungskreises der Röhre 51.

Bei einer praktischen Ausführung des in Fig. 2 gezeigten Verstärkers haben die Anodenwiderstände der Röhren 46, 50, 51 und 52 eine Größe von 750, 620, 330 und 20000 Ohm in der angegebenen Reihenfolge, während der Widerstand 60 180 Ohm beträgt und die charakteristische Impedanz bei der Übertragungslinie 61 ungefähr 80 Ohm ist. Der reziproke Wert der Steilheit [—1 der Röhre 53 beträgt 100 Ohm, und die

Widerstände 58 und 59 haben eine Größe von 2000 bzw. 10 Ohm. Die ungefähre Größe der zu den Anoden der Röhren 46, 50, 51 und 52 gehörigen Streukapazitäten sind 30, 20, 20 und 30 pF, während die Kathodenstreukapazität der Röhre 53 ungefähr 25 pF beträgt. Die Steilheit der Röhren 46, 50, 51, 52 und 53 beträgt 6,7, 6,0, 6,o, 4,3 und 10. Der Wert von μ₀ ist 2400 und β ist ¹Z₂₀₀, so daß μ_οβ_ο = I2 wird, während das Verhältnis von t_x zu μ₀Σί₂ ungefähr 1,15 beträgt. Es wird bemerkt, daß die Zeitkonstante, die der Kathodenkreis der Röhre 53 hat, das Produkt der Streukapazität und des Widerstandes der Kathodenbelastung der Röhre 53 bei parallel geschaltetem —

ist, wobei dieser Widerstand ungefähr 75 Ohm beträgt. Die Schirmgitter der Röhren 50, 51 und 52 liegen in diesem Beispiel über Widerstände 71 an einer Quelle positiven Potentials, das geringer ist als das der Anoden, z. B. + ²⁰° V. Die Widerstände 71 liegen über Kondensatoren 72 an Erde.

In beiden bisher beschriebenen Verstärkern ist β frequenzunabhängig; es soll jedoch darauf hingewiesen werden, daß β auch frequenzabhängig sein kann und der Verstärker eine oder mehrere Stufen besitzen kann, deren Zeitkonstanten die obere Grenzfrequenz festlegen. Im Grenzfall kann der Verstärkungspfad des Verstärkers eine Stufe enthalten, deren Zeitkonstante die obere Grenzfrequenz festlegt, und der Rückkopplungspfad kann ebenfalls eine Stufe enthalten mit einer Zeitkonstanten, die eine obere Grenzfrequenz verursacht. In diesem Fall wird das Verhältnis von μ : μ_ϋ durch die Gleichung

"Μ ι

(9) ausgedrückt, während die Beziehung von β durch die Gleichung

(10)

erfaßt wird. Wenn man in der unter Bezugnahme auf Fig. ι angedeuteten Weise verfährt, findet man in

diesem Fall, daß der quadratische Wert der Größe -jdurch die Gleichung

= const

ι +

α₂ω⁴

ι + α_χ'ω²

gegeben wird. In einem solchen Fall ist die Bedingung dafür, daß der Verstärker einen maximal flachen Frequenzgang hat, daß ^₁ = a{ ist. Im vorliegenden Fall wird diese Bedingung erfüllt, wenn die Beziehung zwischen t_x und t₂ der Gleichung

genügt, wobei t_x die Primärzeitkonstante des Verstärkungspfades und t₂ die Sekundärzeitkonstante im Gegenkopplungspfad ist. Bei mehr als einer Sekundärzeitkonstante t₂ im Gegenkopplungspfad kann diese Gleichung in erster Annäherung durch die Gleichung

k = (I + Vd ßo μ₀ ^t₂' (13)

ausgedrückt werden, wobei Et% die Summe aller Sekundärzeitkonstanten des Gegenkopplungspfades bedeutet. Wenn die Sekundärzeitkonstanten auf Verstärkungspfad und Gegenkopplungspfad des Verstärkers aufgeteilt sind, läßt sich die Beziehung zwischen den Zeitkonstanten durch die Gleichung k = μ₀ ßo {2 2 h + (i +

ausdrücken, wobei t₂ und t₂ die zuvor gegebenen Bedeutungen haben.

Wie schon erwähnt, ist der Frequenzgang der erfindungsgemäßen Verstärker eine Funktion von der Verstärkung des Verstärkungspfades μ und auch vom Kopplungsfaktor des Gegenkopplungspfades ß, wobei sowohl μ wie auch β von der Steilheit der Röhren abhängen, μ und β neigen deshalb dazu, sich bei Änderung der Amplitude oder der Augenblickswerte der angelegten Signale zu ändern, da die Steilheit der Röhre eine Funktion des Röhrenstromes und damit auch eine Funktion der Amplitude oder des Augenblickswertes des Signals ist. Wenn z. B. in einem Fernsehsignalverstärker beim Betrieb Schwarz einem vorausbestimmten Strom in einer gegebenen Röhre und Weiß einem anderen Strom entspricht, kann die Steilheit der Röhre bei den zwei Signalpegeln so unterschiedlich sein, daß sich zumindest μ bemerkenswert ändert und auch ß, wenn der Rückkopplungspfad des Verstärkers irgendeine Elektronenröhre enthält. Die gewünschte Beziehung zwischen Primär- und Sekundärzeitkonstanten ^₁ und t₂ wird dann nicht für beide Signalpegel erfüllt, woraus resultiert, daß der Verstärker bei verschiedenen Signalpegeln unterschiedliche Bandbreiten erhält. Diese Neigung zu Änderungen ist in der Fig. 3 dargestellt, in der die typische Beziehung zwischen Kathodenstrom und Kathodensteilheit einer Elektronenröhre aufgezeichnet

ist, wobei der Kathodenstrom auf der Abszisse und die Kathodensteilheit auf der Ordinate aufgetragen sind. Zwischen den Punkten 73 und 74 der Darstellung liegt ungefähre Linearität vor, und die Steilheit ändert sich im wesentlichen im selben Maße wie der Kathodenstrom. Bei größeren Kathodenströmen (über den Punkt 74 hinaus) biegt die Kurve um und nähert sich asymptotisch einem Maximalwert der Kathodensteilheit, wie zwischen den Punkten 74 und 75 dargestellt. In den in Fig. 1 und 2 gezeigten Verstärkern ist β nicht nur von der Frequenz, sondern auch von der Amplitude oder dem Augenblickswert der Signale unabhängig und wird in Fig. 1 hauptsächlich durch den Widerstand 40 und in Fig. 2 hauptsächlich durch die Widerstände 58 und 59 festgelegt. Um den Frequenzgang der Verstärker unabhängig von der Signalamplitude oder ihrem Augenblickswert zu machen, ist es deshalb nur nötig, μ gegen Änderungen der Signalamplitude oder der Augenblickswerte zu stabilisieren. In dem in Fig. 1 gezeigten Fall wird dies dadurch erreicht, daß das Produkt der Steilheit der Röhren 1, 2 und 3 innerhalb praktischer Grenzen unabhängig von der Signalamplitude oder dem Augenblickswert gemacht wird. Der Wert des Wider-Standes 7 ist groß, so daß die Stromschwankungen in der Röhre 1 und damit auch die Änderungen in der Steilheit der Röhre 1 klein bleiben. Der Anodenwiderstand 9 in der Endstufe des Verstärkers ist klein, so daß die Stromschwankungen in der Röhre 3 notwendigerweise groß werden. Der Anodenwiderstand 8 der Röhre 2 ist klein, so daß die Stromschwankungen in der Röhre 2 ebenfalls groß werden; in der Phase sind diese jedoch den Stromschwankungen in der Röhre 3 entgegengerichtet. Durch geeignete Wahl der Widerstände 8 und 9 und dadurch, daß beide Röhren in einem günstigen Arbeitsbereich, entsprechend einem Bereich zwischen den Punkten 73 und 74 der Fig. 3, betrieben werden, wird erreicht, daß das Produkt der Steilheit der Röhren 1, 2 und 3 und damit auch die Größe μ für den Verstärker weniger abhängig vom Pegel der zugeführten Signale wird, als es sonst der FaU. wäre. Es soll noch erwähnt werden, daß es ungünstig ist, den Widerstand 7 klein und den Widerstand 8 groß zu machen, da dann die Stromschwankungen in der Röhre 2 wegen des großen Anodenwiderstandes klein wären und damit auch die Schwingungen am Steuergitter der Röhre 2 klein werden würden. Hieraus ergibt sich, daß die Stromschwankungen in der Röhre 1 klein zu machen sind, wodurch dann weder die Röhre 1 noch die Röhre 2 Steilheitsänderungen von solcher Größe erleiden würden, welche ausreichend sind, um die Steilheitsänderungen der Röhre 3 auszugleichen. Aus diesem Grunde ist es wünschenswert, daß die Zeitkonstante des Anodenkreises der Röhre 1 die Primärzeitkonstante ist, obwohl im allgemeinen die Primärzeitkonstante willkürlich gewählt werden kann.

In dem in Fig. 2 gezeigten Fall ist der Anodenwiderstand der Röhre 52, die die Endstufe des Verstärkers speist, groß gemacht wegen der zusätzlichen Stabilität, die gegen Änderungen der Röhre erhalten wird, so daß die Primärzeitkonstante vom Anodenkreis dieser Röhre gebildet - wird. Dieser Verstärker, der., wie schon erwähnt, der Kopf- oder Eingangsverstärker einer Fernsehkamera ist, hat jedoch einen relativ kleinen Signalausgang, und die Steilheitsänderungen irgendeiner seiner Röhren und die Änderungen von μ sind klein. Das gleiche wäre auch der Fall bei einem Verstärker, der nur einen kleinen Teil des verfügbaren Frequenzbandes ausnutzt. "

Im Verstärker gemäß Fig. 4 der Zeichnung wird ein anderes Hilfsmittel angewandt, um μ im wesentlichen unabhängig von der Amplitude oder dem Pegel der verstärkten Signale zu machen, wobei β für diesen Verstärker wiederum konstant ist. Der Verstärker gemäß Fig. 4 ist ein Verteilungsverstärker, um Fernsehsignale in sechs parallele Leitungen (mit 76 bezeichnet) einzuspeisen, wobei der Abschlußwiderstand jeder dieser Leitungen 75 Ohm beträgt. Die Eingangsstufe dieses Verstärkers enthält zwei parallel geschal- tete Röhren (Pentoden) 77 und 78. Die Eingangssignale werden dem Verstärker an den parallel geschalteten Steuergittern der Röhren 77 und 78 über einen. Eingangswiderstand 80 aus einer Quelle 79 zugeführt. Die Röhren 77 und 78 sind in gleicher Weise wie in Fig. 1 und 2 gleichstrommäßig an eine Röhre 81 (Pentode) angekoppelt (Gleichstromkopplungskreis 82). Die Röhre 81 ist mit der Endröhre 83 (ebenfalls eine Pentode) über einen ähnlichen Kopplungskreis 84 angekoppelt. Die Leitungen 76 werden über Widerstände 85 von je 68 Ohm mittels einer Sammelschiene 86 mit niedriger Induktanz aus der Kathode der Röhre 83 gespeist. Die Sammelschiene 86 ist weiterhin-mit den Kathoden der Rohren 77 und 78 verbunden, so daß bei Betrieb des Verstärkers eine negative Spannungsrückkopplung zum gemeinsamen Eingangskreis der Röhren 77 und 78 bewirkt wird. Da der Verstärker gleichstromgekoppelt ist, ist bei der Frequenz Null μ = μ₀, und es brauchen wiederum nur diejenigen Zeitkonstanten berücksichtigt werden, die dazu neigen, die obere Grenzfrequenz des Verstärkers festzulegen. Der Verstärker ist so ausgeführt, daß die letzterwähnten Zeitkonstanten ungefähr der schon erwähnten Gleichung (7) genügen, wobei die Primärzeitkonstante t_x die Zeitkonstante des Anodenkreises der Röhre 81 ist und der Anodenkreis der Röhren 77 und 78 die einzige Sekundärzeitkonstante t₂ enthält, da die effektive Hochfrequenzzeitkonstante des Kathodenkreises der Röhre 83 vernachlässigbar ist. Die regelbare Ausgleichsinduktanz 87 ist, wie dargestellt, in den Anodenkreis der Röhren 77 und 78 geschaltet und besitzt eine Größe bCR^z, wobei C und R die Kapazitäts- und Widerstandskomponenten von i₂ ^sm(i und b = 0,38 ist. Die Widerstände 88 und 89 sind Anodenwiderstände, die Widerstände 1x5 90 ..... 95 Entkopplungswiderstände und die Kondensatoren 96 ... 101 Entkopplungskondensatoren. Die Widerstände 102,103 und 104 haben die Aufgabe, das Auftreten von Störschwingungen zu verhindern, während die Widerstände 105, 106, 107 und 108 als Spannungsteiler zwischen eine geeignete Quelle negativen Potentials und Erde geschaltet sind. Die Verwendung von zwei parallel geschalteten· Röhren 77 und 78 in der Eingangsstufe des Verstärkers hat den Vorteil, daß die Bandbreite des Verstärkers weiter xhöht werden kann, da die Röhrensteilheit in der

ersten Stufe des Verstärkers verdoppelt wird, während die Streukapazität, welche zum Wert t_% beiträgt, wesentlich weniger als das Doppelte der Streukapazität von einer Röhre beträgt. Die Streukapazität beträgt z. B. etwa 26 pF im Vergleich mit etwa 20 pF für eine einzige Röhre, wodurch eine Bandbreitenvergrößerung von ungefähr 50% erzielt wird. Bei einer praktischen Anwendung des Verstärkers gemäß Fig. 4 ist der Frequenzgang des Verstärkers zwischen ίο der Frequenz Null und 20 MHz flach innerhalb der

Grenzen von — Dezibel. Die Impedanz des Eingangskreises des Verstärkers ist niedrig, so daß die Erhöhung der Eingangskapazität infolge der Verwendung von zwei parallel geschalteten Röhren unwesentlich ist. Die Bandbreite kann gewünschtenfalls noch weiter erhöht werden, wenn man me.hr als zwei parallel geschaltete Röhren in einer solchen Stufe vorsieht.
Der effektive Kathodenwiderstand der Röhre 83 beträgt etwa 25 Ohm, und obwohl die an der Kathode erforderlichen Spannungsänderungen kleine Amplituden haben (etwa 2 V im vorliegenden praktischen Fall), sind die Stromschwankungen in der Röhre 83 dennoch groß, und die Kathodensteilheit der Röhre 83 neigt dazu (entsprechend Fig. 3), sich beträchtlich zu ändern. Die Stromschwankungen in den Röhren 77, 78 und 81 sind sehr klein, wodurch die Steilheiten dieser Röhren effektiv unabhängig werden von der Amplitude oder dem Augenblickswert der Signale im Verstärker, so daß Steilheitsänderungen der letztgenannten Röhren nicht benutzt werden können, um Steilheitsänderungen der Röhre 83 auszugleichen. Um deshalb den Wert von μ im wesentlichen unabhängig von der Amplitude oder dem Augenblickswert der angelegten Signale zu machen, wird beim Betrieb des Verstärkers der Dauerstrom in der Röhre 83 größer gemacht, als es erforderlich wäre, um lediglich die wahrscheinlich auftretenden Stromschwankungen zu decken. Der Dauerstrom wird so eingestellt, daß die Röhre in dem Teil ihrer Kennlinie betrieben wird, in dem die Steilheit effektiv unabhängig vom Kathodenstrom der Röhre ist, d. h. zwischen den Punkten 74 und 75 der Fig. 3. Da die Größe von β beim Verstärker unabhängig von der Amplitude oder dem Augenblickswert der verstärkten Signale ist, wird der Frequenzgang hierdurch unabhängig von der Amplitude oder dem Augenblickswert der Signale im Verstärker.

Wie schon erwähnt, können im Rückkopplungspfad eines erfindungsgemäßen Verstärkers eine oder mehrere Elektronenröhren angeordnet sein, wobei in diesem Fall die Größe von β nicht unabhängig von der Amplitude oder dem Augenblickswert der Signale im Verstärker ist, da β dann von der Röhrensteilheit abhängig wird. In einem solchen Fall kann gezeigt werden, daß zur Erzielung eines von der Signalamplitude oder dem Augenblickswert unabhängigen Frequenzganges μ und β jede für sich unabhängig von der Signalamplitude oder dem Augenblickswert gemacht werden müssen. Eine Ausnahme macht der Sonderfall, bei dem die Signale weder im Verstärkungspfad noch im Rückkopplungspfad in der Phase verschoben werden, ein Fall, der jedoch bei Breitbandverstärkern nicht auftritt. Falls β von der Steilheit einer oder mehrerer Röhren abhängig ist, kann dieser Wert durch die in bezug auf den Verstärkungspfad des Verstärkers beschriebenen Hilfsmittel im wesentlichen unabhängig von der Signalamplitude oder dem Augenblickswert gemacht werden, unter der Voraussetzung, daß diese Hilfsmittel anwendbar sind. Davon abweichend können, anstatt den Frequenzgang des Verstärkers selbst unabhängig von der Signalamplitude oder dem Augenblickswert zu machen, zwei Mehrstufenverstärker entsprechend dieser Erfindung in Kaskade geschaltet werden, wobei diese Verstärker so ausgeführt sind, daß durch Frequenzänderungen des einen Verstärkers auf Grund von Änderungen der Werte μ oder β eine entgegengerichtete Frequenzgangänderung des anderen Verstärkers ausgeglichen wird, wenn die Amplitude oder der Augenblickswert der verstärkten Signale sich ändert.

Wenn der Verstärker nicht, wie in Fig. 1, 2 und 4, gleichstromgekoppelt ist, gewinnen die die untere Grenzfrequenz festlegenden Zeitkonstanten an Bedeutung. Nimmt man z. B. an, daß der Verstärker in seinem Verstärkungspfad zwei Zeitkonstanten für die untere Grenzfrequenz enthält und β unabhängig von der Frequenz ist, so daß β — /J₀, kann gezeigt werden, daß sich die Abhängigkeit der Verstärkung des Vorwärtspfades von den Zeitkonstanten für tiefe Frequenzen durch die Gleichung

μ = μ₀

JCOt₃

(15)

¹JCOt₁ ι y !""ι ι

ausdrücken läßt. Die Gleichungen (ι) und (15) sind analog mit der Ausnahme, daß in Gleichung (15) die Ausdrücke mit den Zeitkonstanten die Kehrwerte derjenigen der Gleichung (1) sind, wobei sich zeigen läßt, daß die Bedingung für einen so flach wie möglichen Frequenzgang des Verstärkers, auf welchen sich Gleichung (15) bezieht, durch die Gleichung

(xb)

zum Ausdruck kommt, wobei in diesem Fall die kleine Zeitkonstante die Primärzeitkonstante ist. Die verallgemeinerte Form der Gleichung (16) ist Gleichung

T_x

(17)

die analog der Gleichung (6) ist, außer daß die Kehrwerte der für die untere Grenzfrequenz verantwortlichen Zeitkonstanten die Zeitkonstanten der oberen Grenzfrequenz ersetzen, wie es auch bei Vergleich der Gleichungen (1) und (15) zu erwarten ist. Die untere Grenzkreisfrequenz des Verstärkers gemäß Gleichung (17) ist durch den Kehrwert von t_x ■ j/i /i₀ /J₀ gegeben. Die Bedingungen der Gleichungen (6), (8) und (17) für Gegenkopplungsverstärker, bei denen im Ver-Stärkungspfad eine Mehrzahl von Stufen mit Grenzfrequenzen vorhanden sind und bei denen jede Stufe effektiv einen einzigen Zeitkonstantenkreis enthält, lassen sich, wenn β effektiv frequenzunabhängig ist, allgemein ausdrücken. So läßt sich die Bedingung für die Erzielung eines maximal flachen Frequenzganges

dahingehend zusammenfassen, daß bei Betrieb des Verstärkers die einer Signalkomponente einer gegebenen Frequenz in einem Band einer Stufe aufgedrückte Phasenverschiebung das gleiche Vorzeichen und ungefähr die gleiche Größe hat wie die Summe der einzelnen Phasenverschiebungen, die einer Signalkomponente der gewählten Frequenz von den verbleibenden Stufen aufgedrückt werden, wenn diese mit dem Faktor 2 μ₀ ß₀ multipliziert werden. Die Auswahl der Frequenz, um diese Bedingung zu prüfen, soll so sein, daß die Phasenverschiebung, die eine Signalkomponente der gewählten Frequenz durch die erwähnte Stufe im Vorwärtspfad erhält, ungefähr innerhalb des Bereiches von ± 30⁰ ist. Diese Bedingung kann weiter verallgemeinert werden, so daß der Fall, wo β frequenzabhängig ist, eingeschlossen ist und ebenso praktische Kompromisse eingeschlossen sind, wie sie aus anderen Gründen notwendig sind, wobei die Bedingung dann die ist, daß die Phasendrehung, die einer Signalkomponente der gewählten Frequenz erteilt wird, dasselbe Vorzeichen und ungefähr den gleichen Wert hat wie die Summe der einzelnen Phasendrehungen, die einer Signalkomponente derselben Frequenz durch die übrigen Stufen erteilt werden, multipliziert mit μ₀ /J₀ und durch einen Faktor zwischen 2 und 1 -}- ]/ϊ, Die auf diese Weise ausgedrückte Bedingung kann, wie man sieht (aus den angegebenen Gleichungen), auf die besonderen Verwendungsarten, wie beschrieben, angewendet werden, da gezeigt werden kann, daß die Phasendrehung, die durch eine gegebene Stufe erteilt wird, für kleine Phasenwinkel ungefähr proportional der Zeitkonstante ist, wenn keine Induktanz in der Stufe vorgesehen ist und ungefähr proportional (1 ·—· δ) ί₂ ist im Fall einer Stufe mit sekundärer Zeitkonstante, die eine Induktanz enthält in der Art, wie sie in Gleichung (8) dargestellt ist. Ferner kann in einigen Fällen, wo die vorliegende Erfindung auf wechselstromgekoppelte Verstärker angewendet wird, um den Gang des Verstärkers bei tiefen Frequenzen zu verbessern, eine zusätzliche Reaktanz in einer oder mehreren der Stufen vorgesehen werden mit einer sekundären Zeitkonstante, die ein Abschneiden bei tiefen Frequenzen verursacht. Bei wechselstromgekoppelten Verstärkern wird die Zeitkonstante, die den Abfall bei den tiefen Frequenzen in den Stufen verursacht, im allgemeinen von den Zeitkonstanten abweichen, die in denselben Stufen die obere Grenzfrequenz beeinflussen, da bei den Komponenten niederer Frequenz die von der Streukapazität erzeugte Phasenverschiebung unbedeutend oder klein ist gegenüber der von den Kopplungskondensatoren hervorgebrachten, wobei in manchen Fällen bei der Auswertung der Niederfrequenzzeitkonstanten auch die Wirkung von Entkopplungs-

kondensatoren berücksichtigt werden muß. Fig. 5 zeigt die Anwendung der Erfindung bei einem wechselstromgekoppelten Verstärker, wobei der Verstärker im Bildablenkkreis eines Fernsehgerätes liegt. Dieser Kreis enthält einen Generator für Sägezahnschwingungen, welcher aus einer Diode 109, einer Quelle positiver Bildwechselimpulse 110, einem Kondensator in und einem Widerstand 112 besteht, dessen unteres Ende (in der Zeichnung) mit einer Quelle negativen Potentials 113 verbunden ist. Die Kathode der Diode 109 ist über einen Kondensator 114 und Widerstand 115 mit dem Eingangskreis des Verstärkers gekoppelt. Der Verstärker enthält Röhren 116 und 117, welche über Widerstände 118 und 119, Kondensator 120 und Streukapazität 121 gekoppelt sind. Die Röhren 116 und 117 sind als Pentoden dargestellt und mit ihren Anoden und Schirmgittern an eine geeignete positive Spannungsquelle 122 angeschlossen, wobei zwischen dem Widerstand 118 und der Quelle 122 eine Ausgleichsinduktanz 123 geschaltet ist. Im Ausgangskreis des Verstärkers liegt ein Transformator 124, dessen Primärwicklung mit einem Dämpfungswiderstand 125 überbrückt ist und dessen Sekundärwicklung mit einer Ablenkspule 126 und einem Rückkopplungswiderstand 127 in Reihe geschaltet ist. Die Ablenkspule 126 ist in bekannter Weise am Kathodenstrahlrohr 128 des Fernsehgerätes angebracht. Die Verbindungsstelle von 126 und 127 liegt, wie dargestellt, an Erde, und das andere Ende des Widerstandes 127 ist mit der Kathode der Röhre 116 verbunden. Die Ableitwiderstände 115 und 119 liegen an geeigneten negativen Spannungsquellen 129 und 130. Die Ablenkspule 126 kann gewünschtenfalls mit einem Dämpfungswiderstand, der gegebenenfalls noch in Reihe mit einem Kondensator geschaltet ist, überbrückt werden, um eine Verzerrung des Bildablenkwellenzuges infolge von Streuspannungen der Zeilenfrequenz zu verhindern, welche aus der Zeilenablenkspule, die normalerweise in unmittelbarer Nähe der Spule 120 angeordnet ist, in den Rückkopplungskreis übertragen werden und möglicherweise die Röhren überlasten.

Bei Betrieb der Schaltungsanordnung macht jeder positive Impuls aus der Quelle iiq die Diode 109 leitend und lädt den Kondensator in rasch auf, während zwischen dem Auftreten von Impulsen der Kondensator sich langsam über den Widerstand 112 entlädt. So wird am Kondensator in ein sägezahnförmiges Potential erzeugt. Diese Sägezahnwelle wird dann im Verstärker verstärkt und bewirkt in der Ablenkspule 126 einen sägezahnförmigen Strom. Die dem sägezahnförmigen Strom proportionalen Potentialänderungen werden so vom Widerstand 127 zum Eingangskreis der Röhre 116 zurückgekoppelt und bewirken eine Gegenkopplung.

Für Hochfrequenzkomponenten der Sägezahnwelle läßt sich der Ausgangskreis der Röhre 117 durch das Ersatzschaltbild in Fig. 6 a darstellen, wobei L_E die sekundäre Streuinduktivität des Transformators 124 und R₃ der gesamte Ohmsche Widerstand des Kreises ist, d. h. die Summe von Widerstand 127, Widerstand der Spule 126, Transformatorwiderstand der Sekundärseite und der auf die Sekundärseite bezogene Primärwiderstand, wobei die Nebenschlußkapazität vernachlässigt ist. Die auf die obere Grenzfrequenz der Ausgangsstufe des Verstärkers einwirkende Zeitkonstante ist deshalb ■ Weiterhin beträgt

Rs

unter Vernachlässigung der Induktanz 123 die auf die obere Grenzfrequenz einwirkende Zeitkonstante in der ersten Stufe des Verstärkers, d. h. der Stufe mit dem ) Anodenwiderstand der Röhre 116, R_sC_3l wobei R₃

und C₃ die Größen des Widerstandes 118 und der Kapazität 121 darstellen. Dabei ist die Impedanz des Kondensators 120 bei hohen Frequenzen vernachlässigbar und der Widerstand 119 gegenüber dem Widerstand 118 groß. Die Zeitkonstanten sind so gewählt, daß der Gleichung (7) angenähert genügt

wird, wobei t_x =

und t_% =

ist.

Die Induktanz 123 ist ungefähr = 0,38 C₃2?₃ ². Die reine Verstärkung im Gegenkopplungskreis μ₀ ß₀ ist * ungefähr = _glR₃g₂nR₆, wobei ^₁ und g₂ die Anodensteilheiten der Röhren 116 bzw. 117, R₆ der Widerstand 127 und η : ι das Übersetzungsverhältnis des Transformators 124 sind. Bei normaler Anwendung des dargestellten Kreises wird μ₀ ß₀ sehr groß gegenüber i, z. B. etwa 50. Die Bedingung, daß die Hochfrequenzzeitkonstanten der Gleichung (7) genügen, läßt sich wie folgt ausdrücken:

L+L₁

Rs

R3 C's

Ro,

woraus sich

ί/ L + L_k ^j

γ x,24 C₃R₈ g₁g₂

R,

(18)

(19)

eliminieren läßt. Da es wünschenswert ist, daß μ₀ /S₀ so groß wie möglich ist, um den Sägezahnstrom in der Spule 126 zu linearisieren, ist es klar, daß C₃,

d. h. also die Kapazität 121, so klein wie möglich sein sollte. Bei einer solchen Bemessung des Kreises, daß * die Hochfrequenzzeitkonstanten angenähert der Gleichung (7) genügen, wird nicht nur der Frequenzbereich mit im wesentlichen flachem Frequenzgang erweitert, sondern auch die Neigung des Kreises zu schwingen vermindert.

Für die Niederfrequenzkomponenten des Sägezahnwellenzuges läßt sich der Ausgangskreis der Röhre 117 durch das Ersatzschaltbild in Fig. 6 b darstellen, wobei Lp die effektive Primärinduktivität und Rp der effektive Gesamtprimärnebenschlußwiderstand ist und der letztere aus den auf die Primärseite umgeformten Ohmschen Widerständen des Widerstandes 127 und der Spule 126 mit dem dazu parallel geschalteten Ohmschen Widerstand des Transformators, der Impedanz der Röhre 117 und dem Dämpfungswiderstand 125 besteht. Die die untere Grenzfrequenz in der Ausgangsstufe festlegende Zeitkonstante ist

deshalb ~-. Die Niederfrequenzzeitkonstante der

Stufe mit dem Anodenwiderstand 116 ist C₁-R₄, wobei C₄ und 2?₄ der Kondensator 120 bzw. der Widerstand 119 sind. Wenn der Widerstand 118 gegenüber dem Widerstand 119 nicht vernachlässigbar ist, ist R_t die Summe dieser Widerstände. Um einen flachen Frequenzgang ohne Schwingungen bei niedrigen Frequenzen zu erhalten, werden die letztgenannten Zeitkonstanten so gewählt, daß sie ungefähr der zuvor genannten Gleichung (5) genügen,

wobei ^₁ = C₄A₄ und 4 = ~ ist. Die Bedingung,

daß die Gleichung (5) erfüllt wird, ist durch die Gleichung

C₄A₄= -JL (2 _glR_sg₂η R₆) (20)

gegeben. Durch Kombination der Gleichungen (18) und (20) erhält man die Gleichung

(L+ L

■. (21)

Da als Annäherung angenommen ist, daß ist, läßt sich C^R₄ durch die Gleichung

C₄A₄I

(L + L_K) 2

(22)

ausdrücken. i?₄, d. h. der Widerstand 119, ist so gewählt, daß er nicht zu groß ist, um den Gitterstrom der Röhre 117 zu beeinflussen, und auch nicht zu klein ist, um C₄, d. h. den Kondensator 120, unnötig groß zu machen, wodurch die Streukapazität 121 erhöht werden würde. Die Größen des Kreises gemäß Fig. 5 können z. B. folgende Werte haben:

Induktanz 126 (L) 1 mH

L_K ι mH

Rs 8 Ohm

Widerstand 118 (R₃) 39000 Ohm

Kapazität 121 (C₃) 26 pF

gi 5 mA/V

g₂ 11 mA/V

Widerstand 127 (R₆) .3 Ohm

Kapazität 120 (C₄) 8 μ¥

Widerstand 119 (R₄) 1 Megohm

Lp 100 H

Induktanz 123 17 mH

Es versteht sich, daß die vorliegende Erfindung auch bei anderen wechselstromgekoppelten Verstärkern als den in Fernsehabtastkreisen verwendeten angewendet werden kann. Ein Verstärker dieser Art wurde lediglich zum Zweck der Veranschaulichung verwendet. Aus Gleichung (8), wo nur in einer Stufe mit sekundären Zeitkonstanten t₂ eine Induktanz vorgesehen ist, läßt sich zeigen, daß der Bestwert für b, wie schon für die Stufe mit Induktanz erwähnt, etwa 0,38 ist, während dieser Wert für irgendeine Stufe mit Sekundärzeitkonstante ohne Induktanz gleich Null ist. Für b kleiner als 0,38 fällt der Frequenzgang in der Nähe der oberen Grenzfrequenz ab, während für b größer als 0,38 der Frequenzgang in der Nähe der oberen Grenzfrequenz ansteigt. Wenn in mehr als ¹¹S einer Stufe mit Sekundärzeitkonstante eine Induktanz vorgesehen ist, kann b in den genannten Stufen verschieden sein. Weiterhin kann in einigen Fällen in einer Stufe mit Sekundärzeitkonstante im Rückkopplungspfad eine Induktanz vorgesehen werden, wobei sich die numerische Konstante 2 in Gleichung (8) auf einen Wert bis zu 1 + }1> erhöht.

Unter dem zuvor und dem nachfolgend in den Ansprüchen gebrauchten Ausdruck Stufe soll ein elementarer Phasenverschiebung bewirkender Kreis verstanden werden; es braucht jedoch die Stufe nicht

unbedingt eine_; Elektronenröhrenstufe sein, außer, wenn es der Begleittext anders festlegt. Wenn außerdem in den nachfolgenden Ansprüchen auf die übrigen oder verbleibenden Stufen Bezug genommen wird, so bezieht sich dies nicht nur auf Fälle, in denen diese eine Mehrzahl von Stufen sind, sondern auch auf Fälle, in denen diese nur aus einer einzigen Stufe bestehen, außer, wenn der Begleittext es anders festlegt.

Claims (15)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Elektronenröhren-Breitbandverstärker mit Gegenkopplung über eine Mehrzahl von Stufen, von denen jede ihre eigene Grenzfrequenz und Zeitkonstante hat und von denen mindestens eine im Vorwärtspfad des Verstärkers liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstanten der Stufen so gewählt sind, daß für eine Signalkomponente mit einer solchen Frequenz, daß die ihr durch die erwähnte Stufe erteüte Phasendrehung ' ± 30⁰ nicht überschreitet, die so erteilte Phasendrehung dasselbe Vorzeichen hat und ungefähr gleich ist der Summe der einzelnen Phasendrehungen, die einer Signalkomponente derselben Frequenz durch die Zeitkonstanten der übrigen Stufen erteilt wird, multipliziert mit dem Modul der Gegenkopplungsverstärkung des Verstärkers und mit einem Faktor zwischen 2 und 1 -\- ]/J, wodurch der Verstärker einen im wesentlichen flachen Amplitudenf requenzgang hat.

2. Verstärker nach Anspruch 1, wobei der Rückkopplungspfad des Verstärkers unabhängig von der Frequenz ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Stufen eine verhältnismäßig große Zeitkonstante hat und das Verhältnis der Zeitkonstante dieser Stufe zu der Summe der Zeitkonstanten der übrigen Stufen ungefähr 2 μ₀ β_ϋ ist, wobei μ₀ /?₀ die Gegenkopplungsverstärkung des Verstärkers ist, wobei die Stufen einen Abfall bei hohen Frequenzen erfolgen lassen.

3. Verstärker nach Anspruch 1, wobei der Rückkopplungspfad des Verstärkers unabhängig von der Frequenz ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Stufen eine verhältnismäßig kleine Zeitkonstante hat und das Verhältnis der Summe der Zeitkonstanten der übrigen Stufen zu der Zeitkonstante der zuerst erwähnten Stufe ungefähr 2ß_oß_e ist, wobei μ_οβ_ο der Modul der Gegenkopplungsverstärkung des Verstärkers ist und die erwähnten Stufen einen Abfall bei tiefen Frequenzen erfolgen lassen.

4. Verstärker nach Anspruch 1, wobei die Übertragungsfunktion (ß) des Rückkopplungspfades des Verstärkers frequenzabhängig ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Stufen im Vorwärtspfad des Verstärkers liegt und eine verhältnismäßig große Zeitkonstante hat und das Verhältnis der Zeitkonstante dieser Stufe zu der Summe der Zeitkonstanten der übrigen Stufen ungefähr μ₀ /J₀ ist, multipliziert mit einem Faktor, der größer als 2 ist und (1 -f- ]. ϊ) nicht-übersteigt, wobei μ₀β₀ der Modul der Gegenkopplungsverstärkung des Verstärkers ist und die erwähnten Stufen den Abfall 6g .bei hohen Frequenzen erfolgen lassen.

5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch ge-. kennzeichnet, daß der erwähnte Faktor (1 + ] ä) ist, wobei der Verstärker nur zwei Stufen enthält, von denen eine in dem Vorwärtspfad und eine in dem Gegenkopplungspfad liegt.

6. Verstärker nach Anspruch 1, wobei die Übertragungsfunktion {ß) des Gegenkopplungspfades des Verstärkers frequenzabhängig ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Stufen -in dem Vorwärtspfad des Verstärkers liegt und eine verhältnismäßig kleine Zeitkonstante hat und das Verhältnis der Summe der Zeitkonstanten des

.'. Restes der erwähnten Stufen zur Zeitkonstante der ersten erwähnten Stufe μ₀ ß₀ ist, multipliziert mit einem Faktor, der größer, als 2 ist und (1 -f- ]/g) nicht überschreitet, wobei μ₀ /J₀ der Modul der Gegenkopplungsverstärkung des Verstärkers ist und die erwähnten Stufen den ."Abfall bei tiefen Frequenzen erfolgen lassen. - . .

7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte Faktor (i + j'S) ist, wobei der Verstärker nur zwei Stufen enthält, von denen eine in dem erwähnten Vorwärtspfad und eine im Gegenkopplungspfad liegt· ■.".-.. -go

8. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Faktor wenig kleiner .als 2 ist und daß zumindest in einer der Stufen eine Induktanz von solcher Größe vorgesehen ist, daß der Frequenzgang des Verstärkers flacher wird, als es ohne Induktanz der Fall wäre, und daß als Zeitkonstante einer jeden Stufe, in der eine Induktanz vorgesehen ist, das Produkt aus Widerstand und Kapazität angenommen ist,

9. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch ge- - kennzeichnet, daß der Faktor wenig "kleiner als 2 ist und daß zumindest in einer der verbleibenden Stufen eine Kapazität von solcher Größe vorgesehen ist, daß der Frequenzgang des Verstärkers flacher wird, als .es ohne Kapazität der Fall wäre., und daß die Zeitkonstaüte in jeder Stufe, in. der die Kapazität vorgesehen ist, nur aus Induktanz und Widerstand angenommen ist.

10. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante der.. Stuf en ungefähr in Übereinstimmung mit der Gleichung J₁ — 2 μ₀ ß₀ Σ [(ι — b) ij ist, wobei I₁ die Zeitkonstante einer Stufe des Verstärkers, μ_οβ_ο der Modul der Gegenkopplungsverstärkung des Verstärkers und t₂ die Summe der Zeitkonstanten des Restes der Stufen ist und eine Induktanz in einer der Stufen vorgesehen ist mit einer Zeitkonstante i₂, wobei die Größe der erwähnten Induktanz δ Ci?² ist, wobei C und R die Kapazität und Widerstandskomponenten von i₂ der entsprechenden Stufe sind,

11. Verstärker nach Anspruch 9 mit nur zwei Stufen, dadurch gekennzeichnet,, daß die Zeitkonstante einer der. Stufen gleich derjenigen der anderen Stufe ist, wenn man deren Verstärkungs-

. grad .mit dem reinen ..Gegenkopplungsfaktor und einem Faktor 1,24 multipliziert, und daß., in der

zweiten Stufe eine Induktanz mit einer Größe von ungefähr 0,38 CR" vorgesehen ist.

12. Verstärker nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche zur Verstärkung von Signalen, deren Größe oder augenblicklicher Pegel sich ändert, dadurch gekennzeichnet, daß die Arbeitspunkte der Verstärkerstufen so ausgewählt sind, daß während des Arbeitens μ₀ (der Modul der Verstärkung des Vorwärtspfades des Verstärkers)

und ß₀ (die Übertragungsfunktion des Gegenkopplungspfades hiervon) jede im wesentlichen unabhängig von Schwankungen der Amplitude oder des augenblicklichen Pegels der verstärkten Signale innerhalb des Arbeitsbereiches des Verstärkers sind.

13. Verstärker nach Anspruch 11 mit zumindest zwei Stufen, bei dem die Verstärkung von der Steilheit der in diesen Stufen verwendeten Röhren abhängig ist und wobei die Steilheit

infolge von Änderungen der Amplitude oder des Augenblickswertes der verstärkten Signale wesentliche Änderungen erleidet, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker so ausgeführt ist, daß das Produkt der Steilheiten im wesentlichen unabhängig von Änderungen des Augenblickswertes der verstärkten Signale innerhalb des Arbeitsbereiches des Verstärkers ist.

14. Verstärker nach Anspruch 11 oder 12 mit einer Elektronenröhre, von deren Steilheit die Verstärkung des Gegenkopplungskreises abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei Betrieb der Dauerstrom in der Röhre so eingestellt ist, daß die Röhre auf einem Abschnitt der Röhrenkennlinie arbeitet, bei dem die Steilheit im wesentlichen unabhängig von Änderungen des Kathodenstroms der Röhre ist.

15. Verstärker nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in einer oder in mehreren Stufen zwei oder mehrere von parallel geschalteten Elektronenröhren vorgesehen sind.

Angezogene Druckschriften:

»Electronic Circuits and Tubes«, McGraw-Hill Book Comp., New York, 1947, S. 352 und 359;
deutsche Patentschrift Nr. 746 522.

Hierzu i Blatt Zeichnungen

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