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Schaltungsanordnung zum Einführen einer Gegenkopplung bei einem Verstärker
Ir. gegengekoppelten Verstärkern schaltet man gewöhnlich zur Erhöhung des Eingangswiderstandes
die Gegenkopplungsspannung gegenphasig mit der Eingargsspannung in Reihe. Die Eingangsstufe
eines solchen Verstärkers mit einem mit dem Ausgang gemeinsamen Pol wird, wenn ein
übertrager seiner erheblichen Nachteile wegen vermieden werden soll, bekannterweise
nach Fig. 1 geschaltet, in der ein vollständiger, zweistufiger Verstärker mit Eingang
1 und Ausgang 2 dargestellt ist. Von Nachteil ist, daß der Widerstand
3, der zusammen mit Widerstand 4 den Gegenkopplungsfaktor bestimmt,
nicht nur die äußere Verstärkung infolge beabsichtigter Gegenkopplung, sondern auch
die innere Verstärkung infolge unerwünschter Kathoden-Gegenkopplung des Röhrenkrei-3es
5 in sich herabsetzt. Dies bedingt insbesondere bei kleiner erforderlicher äußerer
Verstärkung, z. B. in Sendeverstärkern und Verstärkervierpolen in Oszillatoren,
bei gegebener Stufenzahl eine Begrenzung des erreichbaren Gegenkopplungsgrades,
der auch mit den steilsten Röhren in der Eingangsstufe nicht mehr merklich heraufgesetzt
werden kann. Andererseits läßt sich mit größerer Stufenzahl des Verstärkers Stabilität
gegen Störschwingungen nur bei schmalen Nutzfrequenzbereichen erzielen. Es besteht
daher dicht nur ein wirtschaftliches, sondern auch technisches Bedürfnis, gerade
wenigstufige, insbesondere zweistufige Verstärker, mit einer hohen inneren Verstärkung
auszurüsten.
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Es ist bekannt, zur Behebung der Nachteile der Schaltung nach Fig.1
dieselbe nach Fig. 2 abzuwandeln. Hier wird mit Hilfe der zusätzlich eingefügten
Kondensator.-n6 und 7 der Wechselstrom, der über Anode bzw. Schirmgitter
der ersten Verstärkerröhre fließt, unter Umgehung des die innere Gegenkopplung bewirkenden
Kathodenwiderstandes direkt zur Kathode geschlossen. Die eingefügten Widerstände
9 und 10 liegen wechselstrommäßig in Reihe mit obigen Kondensatoren und verhindern
einen Kurzschluß des Kathodenwiderstandes 8, für den sie als Parallelwiderstände
wirken. Da jedoch der in Richtung von Pfeil 11 über die Schaltungskapazität
12 abfließende Anodenstromanteil sich nicht direkt über den Kondensator 6,
sondern nur über den Kathodenwiderstand 8 schließen kann, ist die angestrebte Wirkung
unvollkommen und wird insbesondere bei hohen Frequenzen, bei denen eine hohe innere
Verstärkung besonders erwünscht wäre, empfindlich gestört.
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Diese Nachteile der bekannten Lösung werden durch die Erfindung vermieden.
Hiernach wird die Eingangsstufe eines gegengekoppelten Verstärkers so ausgeführt,
daß die Eingangsspannung dem Gitter einer ersten, die Gegenkopplungsspannung dem
einer zweiten Verstärkerröhre zugeführt wird, deren Kathoden wenigstens wechselstrommäßig
miteinander verbunden sind, wobei diese über die Kollektor-Emitter-Strecke wenigstens
eines Transistors mit dem Nullpotential in Verbindung stehen. In einer weiteren
Ausgestaltung der Erfindung kann zur Stabilisierung des Arbeitspunktes der Röhren
die Basis des Transistors an eine stabilisierte oder teilstabilisierte Gleichspannung
gelegt werden, wobei in dessen Emitterkreis ein Widerstand eingeschaltet ist.
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Durch die Erfindung wird es möglich, in gegengekoppelten Verstärkern
mit hohem Eingangswiderstand breitbandig eine höhere Schleifenverstärkung als mit
den bekannten Schaltungen zu erzielen, womit der Vorteil einer konstanteren Verstärkung
bezüglich Betrag, Phase und Linearität bei Schwankungen der Eingangsspannung, Ausgangsbelastung,
Arbeitsfrequenz, der Speisespannungen und aller nicht im Gegenkopplungszweig liegenden
aktiven und passiven Schaltelemente erreicht wird. Darüber hinaus wird in spezieller
Ausgestaltung der Erfindung auch der Anodengleichstrom der Eingangsstufe konstant
gehalten; dies führt zu einer weiteren Stabilisierung des damit aufgebauten Verstärkers,
der sich deshalb beispielsweise besonders als Verstärkervierpol in Oszillatoren,
vorzugsweise RC-Generatoren eignet.
Die Erfindung wird im folgenden
an Hand der Fig. 3 bis 5 an Ausführungsbeispielen näher erläutert.
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Fig. 3 zeigt einen Verstärker mit einer erfindungsgemäß ausgebildeten
Gegenkopplungsanordnung; Fig. 4 zeigt die erfindungsgemäße Gegenkopplungsanordnung
bei einem RC-Oszillator; Fig. 5 zeigt die Anwendung der erfindungsgemäßen Gegenkopplungsschaltung
bei einem ausschließlich m'_r Transistoren bestückten RC-Oszillator.
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Die höhere innere Verstärkung der Eingangsstufe des Verstärkers nach
Fig. 3, der als zweite Stufe wegen ihrer günstigeren Eigenschaften eine sogenannte
eisenlose Endstufe enthält, beruht darauf, daß im Kathodenkreis der Eingangsröhre
13 als Widerstand im wesentlichen nur der Kathodeneingangswiderstand der Gegenkopplungsröhre
14 wirksam ist. Bei gleichartigen Röhren 13 und 14, sowie bei Einstellung
eines gleichen Arbeitspunktes derselben, wird die Verstärkung der Röhre 13 infolge
innerer Gegenkopplung nur auf die Hälfte herabgesetzt, wohingegen bei der Ausführung
nach Fig. 1, insbesondere bei Verwendung einer steilen Eingangsröhre 5, und den
zur Erzielung eines günstigen Verstärkungsgrades der zweiten Stufe hochohmig auszuführenden
Widerständen 3
und 4, die Verstärkung wesentlich stärker herabgesetzt
wird. Damit die der Röhre 14 zugeführte Gegenkopplungsspannung genauso wirken kann,
als wenn sie der Eingangsröhre 13 selbst zugeführt würde, müssen die Röhren
13 und 14 zur gegenseitigen Steuerung ohne merklichen Nebenschluß
miteinander verbunden werden; dann liegt wechselstrommäßig eine reine Reihenschaltung
dieser Röhren vor.
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Rechnung und Erfahrung zeigen, daß bei den hohen in Frage kommenden
Gegenkopplungsgraden die normalerweise hiermit verbundene Klirrfaktorverminderung
dann auch bei der vorliegenden Anordnung voll eintritt, wenn der für die gemeinsame
Kathodenspeisung der Röhren 13 und 14 wirksame Kathodenwiderstand
so hochohmig gewählt wird, daß bei Benutzung eines ohmschen Widerstandes die Anodenspeisespannung
um viele hundert Volt erhöht werden müßte. Wegen des Heizeinflusses und des hohen
Spannungsbedarfes wäre es nachteilig, als gemeinsamen Kathodenwiderstand eine Röhre
zu verwenden. Daher wird erfindungsgemäß als differentiell hochohmiger Kathodenwiderstand
ein Transistor 15
mit seiner Kollektor=Emitter-Strecke vorgeschlagen.
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Der im Emitterkreis befindliche Widerstand 16
sorgt für einen
stabilen und ausreichenden Aussteuerbereich. Ohne diesen Widerstand 16 kann bei
zu großer Spannung am Eingang 17 die Kollektor-Basis-Diode des Transistors
15 in die Durchlaßrichtung gesteuert werden, wodurch infolge der damit verringerten
Gegenkopplung und der hiermit verbundenen stärkeren Aussteuerung diese Diodenstrecke
noch mehr geöffnet wird; hierdurch kann auch nach Verringerung der Eingangsspannung
der gestörte Zustand mit zu großer Verstärkung und großen Verzerrungen aufrechterhalten
bleiben. Schon mit einem verhältnismäßig kleinen Widerstand 16 kann diese Zieherscheinung
zwischen Ein- und Aussetzgrenze des anomalen Betriebszustandes auf einen tragbaren
Wert verringert werden.
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Die Drosselspule 18 dient bei hohen Frequenzen, bei denen der
Transistorenausgangswiderstand absinkt, zur Erhöhung des wirksamen, gemeinsamen
Kathodenwiderstandes der Röhren 13 und 14. Die Widerstände 19 bzw.
20 bewirken eine Bedämpfung der Serienresonanz zwischen der Induktivität
der Spule 18 und der Kollektorausgangskapazität, die in einem beschränkten
Frequenzbereich zu einer wesentlichen Verschlechterung der Verstärkereigenschaften
führen kann.
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Zur Erzielung eines hohen Kollektorausgangswiderstandes ist die Basisschaltung
für den Transistor 15 vorzuziehen. Dabei wird der Basis des Transistors 15 niederohmig
eine stabilisierte oder teilstabilisierte Spannung (z. B. mit Hilfe der Zenerdiode
21) und dem Emitter ein konstanter Strom über den Widerstand 22
eingeprägt.
Damit wird auch der Summenstrom der Röhren 13 und 14 konstant gehalten,
so daß er auch von Röhrenalterung und Betriebsspannungsschwankungen nicht beeinflußt
wird; es läßt sich zeigen, daß damit auch die Verstärkung und Gegenkopplung der
Röhren 13 und 14 stabilisiert wird. Mit einem solchen Verstärker können daher mit
einer ungeregelten, dem Netz entnommenen Speisespannung bessere Eigenschaften als
mit bekannten Verstärkern selbst bei Anwendung stabilisierter Heiz- und Anodenspannungen
erzielt werden, da die erfindungsgemäß angewendete Stabilisierung auch gegen Alterungen
der Röhren 13 und 14 wirksam ist.
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In der Schaltung nach Fig. 3 wird die Zenerdiode über die Widerstände
23 und 24 versorgt, an denen zugleich die Gittervorspannung der Röhren 13 und 14
abgenommen wird. Damit diese Röhren möglichst gleichartige Steuereigenschaften aufweisen,
wird auch die Anode der nicht zur Steuerung der nachfolgenden Stufen herangezogenen
Röhre mit etwa demselben Anodenwiderstand 25 und einer wirksamen Kapazität 26, wie
die andere Röhre (Widerstand 27), versehen. Bei einer speziellen Ausgestaltung der
Erfindung kann die im Anodenkreis der nicht weiter zur Steuerung benutzten Röhre
14 wirksame Kapazität 26 auch größer als die in der anderen Anode gewählt werden,
womit bei hohen Frequenzen kleinere Verzerrungen und Frequenzgänge als bei voller
Symmetrie der Anodenkreise erzielt werden.
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Bei Speisung eines vielstufigen Verstärkers, insbesondere bei Verwendung
eines ungeregelten gemeinsamen Netzteils, bestehen bekanntlich große Schwierigkeiten,
die Anodenspannungen der einzelnen Stufen so weit zu entkoppeln, daß tiefe Störschwingungen
oder unerwünschte Frequenzgänge vermieden werden. In einer weiteren Ausgestaltung
der Erfindung wird daher vorgeschlagen, sofern nur eine Anode zur Steuerung der
nächsten Stufe herangezogen wird, nur die Anodenspannung dieser Röhre zu sieben,
z. B. durch das RC-Glied 28 und 29 in Fig. 3. Bei der Schaltung nach
Fig.3 ist noch erwähnenswert, daß im Gegensatz zur bekannten Schaltung nach Fig.1
die Gegenkopplungswiderstände 30 und 31 so hochohmig ausgelegt werden können,
daß eine Gleichstromkopplung mit der Ausgangsspannung zulässig ist. Die gleichstromfreie
Zuführung der Gegenkopplungsspannung erfolgt dann über den Kondensator
32. Dieser Kondensator arbeitet mit dem Gitterableitwiderstand 33 zusammen,
der sehr hochohmig ausgeführt werden kann. So läßt sich mit einem erträglich großen
Kondensator 32 eine tiefe Grenzfrequenz des RC-Gliedes 32, 33 erzielen, was
sich weiter günstig für die Eigenschaften und die Stabilität des Verstärkers bei
tiefen Frequenzen auswirkt.
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Der Verstärkungsgrad wird amplitudenabhängig, wenn in weiterer Ausgestaltung
der Erfindung der Gegenkopplungswiderstand 30 bzw. 31 als Heiß- oder
Kaltleiter
ausgeführt wird. Bei geeigneter Zeitkonstante des Regelleiters besitzt der Verstärker
dann statisch eine nichtlineare, dynamisch eine lineare Charakteristik. Wählt man
für den Widerstand 30
einen Heiß- bzw. für den Widerstand 31 einen
Kaltleiter, so kann ein solcher Verstärker zur Amplitudenstabilisierung in einem
Oszillator eingesetzt werden.
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Fig.4 zeigt die Anwendung der erfindungsgemäßen Gegenkopplungsanordnung
bei einem Oszillator, bei dem ein Verstärker über den Spannungsteiler
34,
35 eine amplitudenabhängige Gegenkopplung erfährt. Regelorgan ist hier
der Heißleiter 34. Zur Selbsterregung dieses Verstärkers dient das aus den
Schaltelementen 36 bis 39 bestehende Wien-Glied, das die Verstärkereingangsstufe
mit den Röhren 40 und 41
steuert und das von der Ausgangsspannung des
Verstärkers gespeist wird.
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Im Gegensatz zu dem Verstärker nach Fig. 3 wird der Strom der Eingangsstufe
von einem Transistor 42
eingeprägt, dessen Basisspannung nur teilstabilisiert
ist, indem diese nicht direkt an der Zenerdiode 43,
sondern an dem vorgeschalteten
Widerstand 44 abgenommen wird. Hiermit wird bei Schwankungen der Anodenspannung
45 auch bei gleichzeitiger Heizspannungsschwankung der Summenstrom der Röhren
40 und 41 gerade so viel geregelt, daß die dadurch hervorgerufene Verstärkungsänderung
der Röhren 40 und 41 einschließlich der durch die Spannungsschwankung
hervorgerufenen Durchgriffsänderung gerade die Verstärkungsänderung der nachfolgenden
Stufe kompensiert. Auf diese Weise läßt sich eine sehr hohe Frequenzstabilität eines
Oszillators nach Fig. 4 erzielen.
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In Fig.5 wird schließlich noch ein RC-Oszillator gezeigt, bei dem
die Erfindungsmerkmale bei einem mit Transistoren arbeitenden RC-Oszillator transistormäßig
angewendet werden. Die notwendige, verhältnismäßig niederohmige Basisstromversorgung
erfolgt hier vorteilhaft im Rückkopplungszweig über ein überbrücktes T-Glied 46,
das auch bezüglich eines günstigen Kompromisses zwischen großer Phasensteilheit
und Ausgangsspannung Vorteile bietet. Der hochohmige Ausgangswiderstand des Transistors
49 ermöglicht rückwirkungsfreie, direkte Mitsteuerung des zweiten Transistors
47 der Ausgangsstufe 47, 48
dadurch, daß der Transistor 49 kollektorseitig
vom Ausgang gespeist wird. Bei gleichen Kollektorwiderständen 50 und
51 werden die Basis-Emitterstrecken der Transistoren 47 und
48 gleich stark gesteuert, womit echter Gegentaktbetrieb der Endstufe gewährleistet
wird.
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In einer Abwandlung der Erfindung können die beiden Eingangsröhren,
z. B. 13 und 14 in Fig. 3 oder die beiden Transistoren 49 und
52 in Fig. 5 kathoden- bzw. emitterseitig nur wechselstrommäßig mit einem
entsprechend großen Kondensator miteinander verbunden werden. Die Kathoden- bzw.
Emitterströme können dann getrennt über die Kollektor-Emitter-Strecke zweier Transistoren
eingeprägt werden. Die beiden Gleichströme können dabei unabhängig voneinander nach
einer erwünschten Abhängigkeit gesteuert werden.