DE2012922B2 - Phasenmodulator - Google Patents

Description

Einspeisung beispielsweise durch Frequenz- oder Phasenmodulation des Sendeoszillators erfolgt.

Überlegungen im Rahmen der Erfindung haben gezeigt, daß es bei einer Erzeugung der RF-Schwingung des Sendeoszillators durch Frequenzvervielfachung der Schwingung eines Quarzoszillators zweckmäßig ist, hinter dem Quarzoszillator eine Phasenmodulation vorzunehmen, da eine Frequenzmodulation des Quarzoszillators nicht mit ausreichender Linearität möglich ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen hierfür geeigneten Phasenmodulator zu schaffen, mit dem man bei möglichst linearer Abhängigkeit des Phasenwinkels von der Modulationsspannung einen möglichst großen Phasenhub erreicht. Die Dämpfung des Phasenmodulators soll hierbei unabhängig von der Modulationsspannung sein, d. h., es soll keine Amplitudenmodulation erzeugt werden.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung in der Weise gelöst, daß parallel zu der Übe-tragerwicklung des Längszweigs, die von der durchgehenden Wicklung eines Sparübertragers gebildet ist, die Serienschaltung zweier spannungsabhängiger Kapazitäten liegt, von denen wenigstens eine durch einen Sperrschichtvaraktor realisiert ist, an deren Verbindungspunkt die Modulationsspannung und eine Varaktorsvorpannung geführt sind, und daß zwei symmetrisch zur Mittelanzapfung liegende Anzapfungen den Ein- und Ausgang des Modulators bilden. Dabei ist es besonders vorteilhaft, wenn die Grundschaltung so abgestimmt wird, daß die Steilheitskurve des Modulators auf ihr Maximum eingestellt ist.

Das Verhältnis des Wirkwiderstandes im Querzweig zum transformierten Blindwiderstand bei der Mittenfrequenz wird für eine T-Ersatzschaltung (vgl. F i g. 2) vorteilhafterweise größer als -£-|,ä\ insbesondere zwischen J,5 und 0,75 gewählt, was für eine Kreuzschaltung einem Verhältnis des Wirkwiderstandes im Diagonalzweig zum Blindwiderstand des Längszweiges von größer als j/3 bzw. zwischen 2 und 3 entspricht. In diesem Bereich erreicht man einen Phasenhub mit einem Minimum an Steilheitsverzerrungen und quadratischen Klirrprodukten.

Einen noch größeren Phasenhub bei guter Linearität erzielt man durch eine Kettenschaltung von wenigstens zwei Grundschaltungen, die durch je einen zwischengeschalteten Trennverstärker miteinander verbunden sind. Bei einer solchen Kettenschaltung ist es besonders vorteilhaft, die Maxima der beiden Steilheitskurven so gegeneinander zu versetzen, daß sich über einen möglichst weiten Bereich der Modulationswechselspannung eine flache Steilheitskurve ergibt. Dies wird durch die unterschiedliche Abstimmung der Übertragerinduktivitäten und Sperrschichtvaraktoren der Teilmodulatoren erreicht, die derart gewählt sind, daß der Arbeitspunkt beim einen Teilmodulator auf der Vorderflanke der Steilheitskurve liegt und beim anderen Teilmodulator auf der Rückflanke. Hierbei kann auch ein Verhältnis der Wirk- und Blindwiderstände von > 3 bzw. 0,75 von Vorteil sein.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 die Grundschaltung eines Phasenmodulators,

F i g. 2 und 3 je ein Ersatzschaltbild des Phasenmodulators,

F i g. 4 den Steilheitsverlauf eines Phasenmodulators aus einer Grundschaltung,

F i g, 5 in einer graphischen Darstellung den Steilheitsverlauf eines Phasenmodulators aus zwei Grundschaltungen und

F i g. 6 das Schaltbild eines Phasenmodulators aus zwei Grundschaltungen mit zwischengeschalteten Trennverstärkern.

In F i g. 1 ist die Grundschaltung des Phasenmodulators dargestellt. Es ist eine Brücken-T-Schaltung, die aus einem reellen Innenwiderstand R gespeist wird und

ίο auf einem reellen Lastwiderstand R arbeitet. Der Längszweig der Brücken-T-Schaltung wird von einem Sparübertrager mit einer abstimmbaren Hauptindukiivität gebildet, parallel zu dessen durchgehender Wicklung zwei Sperrschichtvaraktoren K₁ und K₂mitgegen-

sinniger Polung in Serie liegen, deren Verbindungspunkt über eine Drossel Dr die Modulationsspannung und eine Varaktorspannung zugeführt werden. Der Kondensator C₄ dient als Siebkondensator für die HF-Spannung. Von der M»Uelanzapfung des Übertragers liegt der einen ohmsch^n Widerstand R₃ von

der Größe -γ enthaltende Querzweig gegen den Schaltungsnullpunkt. Zwei symmetrisch zur Mittelanzaplung liegende Anzapfungen bilden den Ein- und Ausgang des Modulators. Die Varaktorkapazität wird dann um den Faktor ü² übersetzt. Es gilt hierfür

C₁

c?-. at = 1 c,

(D

wobei C₁ und C₂ die Kapazitäten der Sperrschichtvaraktoren V₁ und V₂ sind. Das hat den Vorteil, daß man mit kleinen Varaktorkapazitäten auskommt, so daß am Modulationseingang nur ^ine kleine Kapazität wirksam ist und man trotzdem mit jinem kleinen ohmschen Widerstand R, z. B. 75 Ω, arbeiten kann. Parallel zum Widerstand R₃ des Querzweiges liegt der Kondensator C₃ der zur Kompensation der Streuinduktivität des Übertragers und des Widerstandes R dient. Die Kapazität des Kondensators C₃ wird dabei so eingestellt, daß die entstehende Amplitudenmodulation möglichst klein ist.
F i g. 2 und 3 zeigen das Ersatzschaltbild des Phasenmodulators in der Brücken-T-Schaltung und in der Kreuzschaltung. Beim Ersatzschaltbild in der Brücken-T-Schaltung liegen im Längszweig jeweils in Parallelschaltung zur Hauptinduktivität eine Induktivität der Größe IL und eine spannungsabhängige Kapazität

5-J 4- C(U). Im Querzweig liegt der ohmsche Widerstand

R-, von der Größe

Beim Ersatzschaltbild in der

Kreuzschaltung sind in den Längszweigen jeweils ein Parallelresonanzkreis mit den Elementen L und C(U) und in df :i Diagonalzweigen je ein ohmscher Widerstand R angeordnet. Die Kapazität C(U) ist eine Funktion der angelegten Spannung U, für die die Beziehung gilt

(CIU) = C₀

U₀+ Up U+ Ud

Hierbei ist /; eine für den jeweiligen Varaktortyp spezifische Größe, beispielsweise 2, Ud die Diodenspannung und C₀ die transformierte Kapazität bei der Spannung U₀.

Für den Phasenwinkel zwischen Ausgangsspannung

U₂ und Quellspannung Uq ergibt sich die in Gleichung (3) dargestellte Beziehung

\ = π - 2 arc tg o,₀ C₀ r( 1 ],

wobei

Uo t- Ud)

Der Differentialquotient des Phasenwinkels nachn der Spannung -^- ist die Phasensteilheit des Phasenmodulators. Für die normierte Steilheit ^- ergibt sich die Beziehung

ax I

dv

fc_o(v».'«-2v+ [I + l/V] v³'²

Hierbei ist b₀ — O₀C₀R das Verhältnis von Wirkwiderstand R zu Blindwiderstand l/w₀C₀ bei der Resonanzfrequenz w₀.

F i g. 4 zeigt den Steilheitsverlauf eines Phasenmodulators aus einer Grundschaltung, wobei die normierte

Steilheit 5' = -— über ν bei unterschiedlichem b₀ als

Parameter aufgetragen ist. Man erkennt, daß die Kurve bei größerem b₀ eine größere Steilheit aufweist, aber wesentlich schmalbandiger ist als bei kleinerem

F i g. 5 zeigt den prinzipiellen Steilheitsverlauf eines Phasenmodulators mit zwei Grundschaltungen, wie er in F i g. 6 dargestellt ist. Mit einem solchen Phasenmodulator aus zwei oder auch mehr in Kette geschalteten Grundschaltungen ist ein wesentlich höherer Phasenschub erreichbar als mit einer Grundschaltung. Die Maxima der beiden Steilheitskurven werden dabei so gegeneinander versetzt, daß sich ein möglichst großer Phasenhub bei güter Linearität ergibt. Dies wird durch eine unterschiedliche Abstimmung der Übertragerinduktivitäten und Varaktorkapazitäten der beiden Grundschaltungen erreicht, wobei die Abstimmung der Varaktorkapazitäten durch die Wahl der Vorspannung erfolgen kann. Der Arbeitspunkt beim einen Teilmodulator befindet sich dann auf der Vorderflanke der Steilheitskurve und beim anderen Teilmodulator auf der Riickflanke. Γη der graphischen Darstellung der Steilheitskurven in Fig. 5, bei der die Steilheit S als Funktion der Vorspannung U_x bzw. U₂ aufgetragen ist. sind die Steilheitskurven der Teilmodulatoren 1 und 2 strichliert bzw. strichpunktiert eingezeichnet und die Steilheitskurve des Gesamtmodulators, bei der U₂-U₁- U₂₁ — const, ist, in einem

ίο ausgezogenen Linienzug. Die Steilheitskurve des Gesamtmodulators weist einen größeren Bereich konstanter Steilheit auf.

F i g. 6 zeigt das Schaltbild eines Phasenmodulators aus zwei Grundschaltungen C₁ und G₂ gemäß F i g. 1, die über einen Trennverstärker TrV₁ in Kette geschaltet sind. Ein weiterer Trennverstärker TrV₂ ist am Ausgang der zweiten Grundschaltung angeschaltet. Die beiden Grundschaltungen G₁ und C₂ sind jeweils strichliert umrandet.

ao Die beiden Grundschaltungen G₁ und G₂ enthalten in ihrem Längszweig jeweils einen Übertrager U₁ bzw. (J₂ mit einstellbarer Hauptinduktivität, parallel zu deren durchgehender Wicklung die beiden Sperrschichtva'uktoren V₁ und V₂ bzw. V₃ und K, mit gegen-

»5 sinniger Polung in Serie liegen. Von der Mittelanzapfung der Übertrager (J₁ bzw. U₂ liegt der aus der Parallelschaltung von C₁, R_x und R₂ bzw. C₁₀, R_s und R_a bestehende Querzweig gegen den Schaltungsnullpunkt. Zwei symmetrisch zur Mittelanzapfung liegende Anzapfungen bilden den Ein- und Ausgang der Grundschaltungen, wobei am Eingang der ersten Grundschaltung G₁ der Oszillator angeschaltet ist, während sein Ausgang an den Transistorverstärker TrV₁ angeschaltet ist, über den die beiden Grundschaltungen G₁ und G₂ des Phasenmodulators miteinander verbunden sind. Über die Drosseln DrI bzw. DrS, die jeweils an den Verbindungspunkt der Sperrschichtvaraktoren V₁ und V₂ bzw. V₃ und K₄ angeschaltet sind, werden dem Phasenmodulator die Modulationsspannung und die Vorspannungen U₁ bzw. U₂ für die Sperrschichtvaraktoren zugeführt.

Bei Übertragung eines Dienstgespräches in Originallage und mehreren TF-Kanälen kann es von Vorteil sein, zwei Phasenmodulatoren in Serie zu schalten, wobei dann der Dienstgesprächskanal und die TF-Kanäle getrennt auf je einen Phasenmodulator gegeben werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

gekennzeichnet, daß die Abstimmung der Über Patentansprüche: tragerinduktivitäten und Sperrschichtvaraktorei (Vl, Vl, V3, VA) der Teilmodulatoren unter

1. Phasenmodulator für hohe Frequenzen zur schiedlich sind, derart, daß der Arbeitspunkt bein Einspeisung zusätzlicher Modulationssignale in 5 einen Teilmodulator auf der Vorderflanke de einen hierfür freigehaltenen Modulationsfrequenz- Steilheitskurve liegt und beim anderen Teilmodula bereich im Radiofrequenzband eines Richtfunk- tor auf der Rückflanke, und daß die Summensteil systems, dem von einem Oszillator die zu modulie- heitskurve über einen möglichst großen Bereich de: renden Hochfrequenzschwingungen zugeleitet sind, Phasenhubs einen weitestgehend konstanten Ver die ihrerseits gegebenenfalls nach Frequenzverviel- io lauf hat.

fachung und Überlagerung mit einer bereits modulierten Schwingung (ZF-Barid) zur Aussendung

gelangen, unter Verwendung einer eingangs- und

ausgangsseitig angepaßten Brücken-T-Schaltung

als Grundschaltung des Modulators, mit einer 15
Übertragerwicklung im Längszweig und einem an

deren Mittelanzapfung angeschlossenen, einen Die Erfindung bezieht sich auf einen Phasenmodula ohmschen Widerstand enthaltenden Querzweig, tor für hohe Frequenzen zur Einspeisung zusätzliche! dadurch ge k e η η ze i ch net, daß parallel Modulationssignale in einen hierfür freigehaltener zu der Übertragerwicklung des Längszweigs, die 20 Modulationsfrequenzbereich im Radiofrequenzbanc von der durchgehenden Wicklung eines Sparüber- eines Richtfunksystems, dem von einem Oszillator dit tragers gebildet ist, die Serienschaltung zweier span- zu modulierenden Hochfrequenzschwingungen zügenungsabhängiger Kapazitäten liegt, von denen leitet sind, die ihrerseits gegebenenfalls nach Frequenz· wenigstens eine durch einen Sperrschichtvaraktor Vervielfachung um! Überlagerung mit einer bereit! (Vl, Vl) realisiert ist, an deren Verbindungspunkt 25 modulierten Schwingung (ZF-Band) zur Aussendunj die Modulationsspannung (U_mOd) und eine Varak- gelangen, unter Verwendung einer eingangs- und aus· torvc rspannung geführt sind, und daß zwei symme- gangsseitigangepaßten Brücken-T-SchaltungalsGrund· Irisch zur Mittelanzapfung liegende Anzapfungen schaltung des Modulators, mit einer Übertragerden Ein- und Ausgang des Modulators bilden. wicklung im Längszweig und einem an deren Mittel·

2. Phasenniodulator nach Anspruch 1, dadurch 30 anzapfung angeschlossenen, einen ohmschen Widergekennzeichnet, daß parallel ur durchgehenden stand enthaltenden Querzweig.

Wicklung des Übertragers die Serienschaltung Solche eingangs- und ausgangsseitig angepaßter

zweier gegensinnig gepolter Sperrschichtvaraktoren Brücken-T-Schaltungen sind in Modulatorschaltungen

(Vl, Vl) liegt. vielfach bekannt. Beispielsweise ist in der deutscher

3. Phasenmodulator nach Anspruch 1 oder 2, 35 Patentschrift 862 919 eine Modulatoranordnung begekennzeichnet durch eine solche Abstimmung der schrieben mit nichtlinearen Widerständen in Brücken-Grundschaltung, daß die Steilheitskurve des Modu- schaltung oder äquivalenter Differentialbrückenschallators auf ihr Maximum eingestellt ist. tung bzw. überbrückter T-Schaltung, in deren Aus-

4. Phasenmodulator nach einem der Ansprüche 1 gang die eingangsseitig zugeführten Frequenzen überbis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis 40 brückt sind. Die einzelnen Zweige sind hierbei zum des Wirkwiderstandes im Querzweig zum transfor- Teil mit ohmschen Widerständen, zum Teil mit nichtmierten Blindwiderstand des Längszweiges bei der linearen Widerständen versehen, derart, daß sowohl Mittenfrequenz größer als ^j/3 gewählt ist (T-Er- die Zeichenfrequenz- und die Trägerfrequenzeingänge satzschaltung; vgl. F i g. 2). gegeneinander als auch diese Eingänge gegenüber dem

5. Phasenmodulator nach Anspruch 4, dadurch 45 Seitenbandausgang entkoppelt sind,
gekennzeichnet, daß das Verhältnis des Wirkwider- Durch die deutsche Auslegeschrift 1 266 833 ist eine Standes im Querzweig zum transformierten Blind- Vorrichtung zur Phasenmodulation eines Trägersignals widerstand des Längszweiges bei der Mittenfre- bekannt, die aus einem von einer T-Schaltung oder einer quenz zwischen 0,5 und 0,75 gewählt ist. äquivalenten π-Schaltung gebildeten passiven Netz-

6. Phasenmodulator nach einem der Ansprüche 1 50 werk besteht, mit einer variablen Kapazität in Form bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis eines spannungsabhängigen Kondensators, dem eine des Wirkwiderstandes im Diagonalzweig zum Blind- Modulationsspannung zugeführt wird. Dabei ist in widerstand des Längszweiges bei der Mittenfre- den Längszweigen der Brücke je eine Induktivität und quenz größer als |/3 gewählt ist (Kreuz-Ersatzschal- im Querzweig der spannungsabhängige Kondensator tung; vgl. Fig. 3). 55 angeordnet.

7. Phasenmodulator nach Anspruch 5, dadurch Eine derartige Briicken-T-Schaltung mit einer Übergekennzeichnet, daß das Verhältnis des Wirkwider- tragerwicklung im Längszweig und einer dazu parallelstandes im Diagonalzweig zum Blindwiderstand liegenden variablen Kapazität ist auch durch die frandes Längszweiges bei der Mittenfrequenz zwischen zösische Patentschrift 1 388 359 bekannt.

2 und 3 gewählt ist. 60 Alle diese Modulatorschaltungen betreffen jedoch

8. Phasenmodulator nach einem der Ansprüche 1 nicht die spezielle Problematik der vorliegenden Anbis 7, gekennzeichnet durch eine Kettenschaltung meldung. Bei FM-Richtfunksystemen mit ZF-Durchvon wenigstens zwei Grundschaltungen (Cl, Gl), schaltung werden nämlich häufig zusätzlich zu dem die über je einen zwischengeschalteten Trenn- Multiplexsignal, welches von Endstelle zu Endstelle verstärker (TrVl, TrVT) miteinander verbunden 65 ohne Demodulation übertragen wird, ein oder mehrere sind und die vom gleichen Modulationssignal Dienstkanäle und/oder mehrere TF-Kanäle übertra- (Umod) angesteuert werden. gen. Diese Zusatzkanäle sollen auf jeder Relaisstation

9. Phasenmodulator nach Anspruch 8, dadurch eingespeist und demoduliert werden können, wobei die