DE2639972C3 - Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen, bestehend aus zwei Zweiphasen-Modulatoren mit je einer Klemme für das Steuersignal eines Oszillators, das Basisbandsignal und das modulierte hochfrequente Signal zur Verwendung in Zeitmultiplexsystemen.

F.in derartiger Vierphasen-Modulator ist in der »Nachrichtentechn. Z, 29 (1976) H. 5, S, 390-394, Abschnitt 3,1.1 <f beschrieben. Er besteht aus einem Leistungsteiler, der den Träger in zwei orthogonale Teile aufspaltet, zwei Zweiphasen-Modulatoren und einem Leistungssummierer, der die beiden modulierten Teilträger wieder zusammenfaßt

Bei Zweiphasen-Modulatoren ist es zum Erzielen einer linearen Mischung entscheidend, daß das Steuersignal um genau 180° umgetar.tet wird. Diese Bedingung wird bei niedrigen Frequenzen annähernd erfüllt Bei höheren Frequenzen weicht die Umtastung immer mehr von 180° ab.

Diese Eigenschaft hängt zusätzlich vom Aufbau des verwendeten Modulators ab. Die Winkelablage von 130° hat bei der Umtastung unterschiedliche Amplituden des modulierten Ausgangssignals zur Folge. Der Unterschied der Amplituden wird in der Fachsprache mit »offset« bezeichnet Man ist also gezwungen, Mittel und Wege zu suchen, um einen solchen Modulator in seinen Phasenumtastungseigenschaften zu verbessern.

Die Aufgabe, die zu der vorliegenden Erfindung führt, besteht darin, einen Zweiphasen-Modulator zu schaffen, dessen Umtastung bei sehr hohen Frequenzen, genau bei 180°, liegt.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß zwischen der Klemme für das Steuersignal und der Klemme des hochfrequenten Signals mindestens ein die Reststeuerspannung des Steuersignals im hochfrequenten Signalzweig kompensierender Gegenkopplungszweig angeordnet ist

Es ist zweckmäßig, daß der Gegenkopplungszweig an die Steuersignalleitung und an die hochfrequente Signalleitung über je einen Richtkoppler angekoppelt ist und aus den beiden Koppelleitungen der Richtkoppler, einem nach Betrag und einem nach Phase einstellbaren, 3 dB-Koppler und den über ein Dämp fungsglied und ein Phasendrehglied miteinander verbundenen Ausgängen der beiden 3 dB-Koppler besteht. Eine vorteilhafte Ausführungsform oesteht darin, daß

■to der nach Phase einstellbare 3 dB-Koppler an seinen beiden freien Ausgängen je eine gegen Bezugspotential geschaltete einstellbar Kapazität hat, bzw. der nach Betrag einstellbare 3 dB-Koppler an seinen beiden freien Ausgängen je eine gegen Bezugspotential geschaltete Serienschaltung aus einem reellen Widerstand und einer einstellbaren Kapazität hat. Vorteilhaft für eine möglichst exakte Kompensation ist es, wenn die Koppeldämpfungen der in die Steuersignalleitung und die hochfrequente Signalleitung zwischengeschaltetcn Richtkoppler zusammen kleiner sind als die Isolation des Modulators, wobei die Isolation das Verhältnis der Stcuerspannung an der Steuersignalklemme zu der Reststeuerspannung an der hochfrequenten Signalklemme ist. Für die Ausführungsform eines Vierphasen-Modulators ist es erforderlich, daß die Steuersignale für die Zweiphasen-Modulatoren in ihrer Phase um 90° gegeneinander versetzt sind, wobei die Modulatoren selbst als Ringmodulatoren geschaltet sind.

Anhand der Figuren in der Zeichnung wird der

w) Erfindungsgedanke noch näher beschrieben. Es zeigt

Fig. I die Schaltung eines Zweiphasen-Modulators nach der Erfindung,

F i g. 2 ein Vektordiagramm der Phasenverhältnisse des Modulators.

M Fig. 3 die Schaltungsanordnung eines Vierphasen-Modulators,

Fig. 4 eine praktische Ausführungsform eines Zweiphasen-Modulators in Mikrowellentechnik.

In der Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild des Zweiphasen-Modulators nach der Erfindung abgebildet. Der Modulator M hat drei Klemmen. Die Klemme für das Basisbandsignal ist mit BB, für das Steuersignal mit LO und für das hochfrequente Signal mit /?Fbezeichnet. In die Zuleitung des Steuersignals ist ein Richtkoppler RK1 geschaltet, dessen erste Klemme zu dem Steueroszillator LO führt und in entgegengesetzter Richtung zur entsprechenden Anschlußklemme LO des Modulators M. Die Koppelleitung ist auf einer Seite mit ι ο einem Absorber Z abgeschlossen und führt auf der anderen Seite des Richtkopplers RK1 zu dem Gegenkopplungszweig und zwar dem ersten 3 dB-Koppler A.

Die hochfrequente Signalleitung RF vom Modulator M ist über einen weiteren Richtkoppler RK 2 an die Klemme RF geführt Der Koppelzweig dieses Richtkopplers RK 2 ist auf der einen Seite mit dem Wellenwiderstand Zabgeschlossen und die entgegengesetzte Richtung steht mit dem zweiten 3 dB-Koppler B in Verbindung.

Die 3 dB-Kopplerleitungen der beiden 3 dB-K.oppler A und B sind über ein Dämpfungsglied π und ein Phasendrehglied Δφ miteinander verbunden.

Die beiden gegenüberliegenden Ausgänge des 3 dB-Kopplers A sind mit je einer veränderbaren Kapazität Cl und C2 gegen Bezugspotential geschaltet. Die beiden gegenüberliegenden Ausgänge des zweiten 3 dB-Kopplers ßsind je über Serienschaltung aus einem reellen Widerstand Ri bzw. R 2 einer veränderbaren Kapazität C3 bzw. C 4 gegen Bezugspotential geschaltet.

Der Modulator M ist als Ringmodulator geschaltet, dessen statische Übertragungskennlinie im idealen Fall durch der. Nullpunkt verläuft (vgl. F i g. 2). In allen praktischen Fällen aber ist die Kennlinie mehr oder weniger gekrümmt und verläuft nicht durch den Ursprung. Das bedeutet, daß sich bei der Umtastung des Basisbandsignales BB die Ph-se des hochfrequenten Signales RF nicht genau um 180° ändert. Das gibt eine ίο Verfälschung des Phasenwinkels und zusätzlich noch eine Verfälschung der Amplitude.

Während sich eine unterschiedliche Amplitude — genannt offset des Modulators — durch eine Verschiebung des Nullpunktes beim Basisbandsignal BB kompensieren läßt, ist der Winkel — oder Phasenunterschied auf diese Weise nicht kompensierbar. Diese Winkelabweichung läßt sich aus der Größe der Reststeuerspannung UTR an der Klemme RF des Modulators /Vfbestimmen. so

In der F i r. 2 ist ein Diagramm aufgezeichnet, das die Phasenverhältnisse eines Modulators M wiedergibt. Bei idealen Modulationsverhältnissen würde die Kennlinie A durch den Nullpunkt des Kreisdiagrammes verlaufen. Der tatsächliche Kennlinienverlauf ist um die Strecke UTR versetzt; Verlauf der Kennlinie B. Dieser Verlauf ergibt sich aus den zugehörigen Vektoren C und D. Daraus folgt die wirkliche Abweichung m^!t (180° — φ). Die Strecke UTR stellt die Reststeuerspannung UTR dar, die es zu kompensieren gilt. Eine wirkungsvolle en Kompensation kann aber nur erfolgen, wenn es möglich ist, einen um 180° versetzten Vektor UK zu erzeugen.

Die Kompensation dieser Reststeuerspannung UTR wird durch den erfindungsgemäßen Gegenkopplungszweig A, π, Δφ, B erreicht. Besteht beispielsweise im t>) hochfrequenten Signa'zweig ein Restsignal UTR, welches um 25 dB gegenüber dem Steuersignal an der Klemme /.Odes Modulators gedämpft ist, wird man die Richtkoppler RK 1, /?/C2mitje 1OdB Koppeldämpfung wählen. Dar gibt zusammen 20 dB. Die restlichen 5 dB werden in dem Gegenkopplungszweig selbst noch gedämpft.

Zur Kompensation selbst dienen als Grobeinstellung nach Betrag das Dämpfungsglied π und nach Phase das Phasendrehglied Δφ.

Das Dämpfungsglied π besteht aus einem veränderbaren Dämpfungsglied, das als jr-Glied ausgebildet ist. Das Phasendrehglied Δφ wird durch verschieden lange Leitungsstücke dargestellt, die in den Längen von λ/2, λ/4, λ/8, λ/16 Ln dem Gegenkopplungszweig eingeschaltet werden, um auch eine Kompensation bei jeder Phasenlage zu ermöglichen.

Zum Feinabgleich nach Betrag und Phase sind die 3 dB-Koppler A und B an ihren drei Ausgängen entsprechend ausgebildet und zwar hat der 3 dB-Koppler A an seinen freien Enden je eine veränderbare Kapazität Ct und C 2. Zum Feinabgleich nach Betrag ist der 3 dB-Koppler B an seinen fre μ Ausgängen je mit einer Serienschaitung aus einem resieu Widerstand R 1 und R 2 und einer veränderbaren Kapazität C3 und C4 versehen.

Diese Schaltungsanordnung macht es möglich, eine vollständige Kompensation der Reststeuerspannung UTR zu erreichen.

In der F i g. 3 ist ein Vierphasen-Modulator M in einem Prinzipschaltbild dargestellt. Dieser besteht aus zwei Zweiphasen-Modulatoren Ml and M2, die zusammengeschaltet werden. Beide Modulatoren haben einen gemeinsamen Steueroszillator LO für das Steuersignal LO, wobei die Phasen für die beiden Zweiphasen-Modulatoren Ml und M 2 gegeneinander um 90° versetzt sind. Diese Phasenversetzung wird durch ein in einen Zweig eingefügtes Phasendrehglied Δφ erreicht.

In einem Codierer C wird das ankommende Digitalsignal BB in zwei Signale aufgespalten und zwar mit halber Bitraie. Danach erfolgt die Modulation eines jeden Signals und die Zusammenfassung der beiden modulierten Teilträger in einem Leistungssummierer Σ.

In den Zuleitungen BB 1 und BB 2 zu den Basisbandeingängen der Modulatoren sind je eine Schaltungsanordnung /1 bzw. /2 eingeschaltet, die die Aufgabe haben, den Impuls aufzubereiten. Es wird aus dem Digitalsignal ein Analogsignal gebildet, indem man das Signal über ein Filter schickt, dessen besondere Eigenschaften diese Aufbereitung bewirken.

Die Ausgänge der beiden Zweiphasen-Modulatoren M 1 und M 2 sind mit den Eingängen eines Summierers Σ verbunden, in dem dh beiden um 90° versetzten Hochf-viC,uenzsignale RFi und RF2 zu einem gemeinsamen hochfrequenten Signal RFadd'iert werden.

In der Fi g. 4 ist ein praktisches Ausführurigsbeispiel eines Zweiphasen-Modulators in Dickschichttechnik auf Substraten dargestellt. Diese Anordnung besteht aus vier Substratplättchen

1. Dem Plättchen M*, das den Modulator M mit seinen drei Anschlußklemmen für das Steuersignal des Oszillators LO, für das Basisbandsignal CB und für das modulierte Hochfrequenzsignal RF, enthält.

2. Dem Plättchen A* mit dem Eingang für das Steuersginal LO das über den Richtkoppler RK i einmal mit dem Eingang für das Steuersignal LO des Modulators M und zum anderen mit dem 3 dB-Koppler A mit seinem Feinabgleich nach der Phase verbunden ist.

dem Plättchen R* mit der Klemme für das hochfrequente Signal Rl-'ah Ausgang, der über den Richtkoppler RK 2 einmal mit der Klemme Rl'-"des Modulators M verbunden ist und zum anderen über den 3 dB-Koppler B, der zum Abgleich nach Betrag der Reststeuerspannun)· IJTRdient, geführt ist und dem Plättchen C", das zur Grobeinstellung nach Betrag und Phase der Reststeuerspannung UTR dient. Der Grobausgleich nach Betrag wird durch das Dämpfungsglied π bewirkt und der Grobabgleich nach Phase durch die die einzelnen

l.citungsstücke λ/2. λ/4. A/8. λ/1b, Durch l.ötbrukken können die einzelnen Teilleitiingsstücke kurzgeschlossen werden und auf diese Weise wird die Phasendrehung grob abgleichbar gestaltet.
Diese Zusammenschaltung des Zwciphasen-Modul.: tors M einschließlich seiner Gegenkopplung ist in dieser Ausfühmngsform in einem kleinen Gehäuse angeordnet und als selbstständiger Baustein verwendbar Die einzelnen Substratplättchen sind einfach herstellbar und auch der Abgleich nach Betrag und Phase der Reststeuerspannung UTR auf einfache Weise gelöst.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen, bestehend aus zwei Zweiphasen-Modulatoren mit je einer Klemme Für das Steuersignal eines Oszillators, das Basisbandsignal und das modulierte hochfrequente Signal (Radio Frequenz) zur Verwendung in Zeitmultiplexsystemen, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Klemme für das Steuersignal (LO) und der Klemme des hochfrequenten Signals (RF) mindestens ein die Reststeuerspannung (LfTR) des Steuersignals (LO) im hochfrequenten Signalzweig kompensierender Gegenkopplungszweig (A, π, Δφ, B) angeordnet ist.

2. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungszweig (A, η, Δφ, B) an die Steuersignalleitung (LO) und an die hochfrequente Signalleitung (RF)üba je einen Richtkoppler (RK 1, RK 2) angekoppelt ist und aus den beiden Koppelleitungen der Richtkoppler (RK 1, RK2), einem nach Betrag (B) und einem nach Phase (A) einstellbaren, 3 dB-Koppler und den über ein Dämpfungsglied (π) und ein Phasendrehglied (Δφ) miteinander verbundenen Ausgängen der beiden 3 dB-Koppler besteht

3. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der nach Phase einstellbare 3 dB-Koppler (A) an seinen beiden freien Ausgängen je eine gegen Bezugspotential geschaltete einstellbare Kapazität (Ci,C2)hat.

4. Vierphasen-Modutator für ",ehr hohe Frequenzen nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der nach Betrag einstellbaie 3 ί**$-Koppler (B) an seinen beiden freien Ausgängen je eine gegen Bezugspotential geschaltete Serienschaltung aus einem reellen Widerstand (R 1, R 2) und einer einstellbaren Kapazität (CZ, CA) hat.

5. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppeldämpfungen der in die Steuersignalleitung (LO) und die hochfrequente Signalleitung (RF) zwischengeschalteten Richtkoppler (RK 1, RK2) zusammen kleiner sein müssen als die Isolation des Modulators (M), wobei die Isolation das Verhältnis der Steuerspannung (LO) an der Steuersignalklemme zu der Reststeuerspannung (UTR) an der hochfrequenten Signalklemme (RF)IsI

6. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignale (LO) für die zwei Zweiphasen-Modulatoren CWI, M2) in ihrer Phase um 90° gegeneinander versetzt sind.

7. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Modulatoren (MX, M2) als Ringmodulatoren geschaltet sind.