DE2028987B2

DE2028987B2 - Phasenmodulations-datenuebertragungssystem

Info

Publication number: DE2028987B2
Application number: DE19702028987
Authority: DE
Inventors: Yoshimitsu Tokio Okano
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1970-02-10
Filing date: 1970-06-12
Publication date: 1972-10-05
Also published as: CA961928A; US3748385A; GB1318531A; DE2028987A1; JPS5122767B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Phasenmodulations-Datenübertragungssystem, wo zur Multiplexübertragung gleichzeitig eine Modulation und Demodulation von m Gruppen mit η Phasenlagen erfolgt.

Bekannt ist, daß dabei die Übertragungsgeschwindigkeit mit ansteigendem η zunimmt, wenn man m = 1 hält. Es gibt jedoch eine obere Grenze für n.

Aufgabe der Erfindung ist die Bereitstellung eines Phasenmodulations - Datenübertragungssystems mit einer wirkungsvolleren Ausnutzung des Frequenzbandes durch Vergrößerung von m, damit man eine höhere übertragungsgeschwindigkeit erhält.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß auf der Sendeseite ein binäres Datensignal in Serienform mittels eines Serien-Parallel-Wandlers jeweils in η Schrittsignale (n als ganze Zahl > 2) in Parallelform umgewandelt wird, daß unter Verwendung dieser Parallelsignale in einem Modulator m Gruppen (m als ganze Zahl > 1, jedoch nicht größer als n) phasenmoduherter Signale einer gemeinsamen Trägerwelle erzeugt werden, daß auf der Empfangsseite Phaseninformationen und Amplitudeninformationen entsprechend den Phasenabweichungskomponenten und Amplitudenabweichungskomponenten eines jeden Kombinationssignals, das durch Kombination der m Gruppen phasenmoduherter Signale oder von entsprechenden Kombinationssignalen aus andern Stationen erhalten wird, in einem Demodulator erzeugt werden, und daß schließlich aus den Phaseninformationen und Amplitudeninformationen das binäre Serien-Datensignal wiedergewonnen wird. Die Erfindung ermöglicht eine Datenübertragung mit hoher Schrittgeschwindigkeit unter wirksamer Ausnutzung der Bandbreite. Dies bedeutet, daß die Signalenergie mit gutem Wirkungsgrad innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes übertragen wird, wodurch die übertragungsgüte verbessert wird. Durch die Erfindung wird es insgesamt ermöglicht, mit gleicher Energie die doppelte Informationsmenge zu übertragen.

Die Erfindung wird an Hand eines übertragungssystems unter Verwendung von zwei Paaren von Signalen mit vier Phasenlagen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert, in denen darstellt

F i g. 1 ein Vektordiagramm der Phasenverschiebung einer Trägerwelle,

F i g. 2 Vektordiagramme zur Erläuterung der Kombinationswirkung,

F i g . 3 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der Phasenverschiebung zwischen aufeinanderfolgenden Signalschritten,

F i g. 4 Vektordiagramme zur Erläuterung des Signalnachweises,

F i g. 5 ein Blockschaltbild eines Modulators nach der Erfindung,

F i g. 6 Wellenformen zur Erläuterung des Modulators nach F i g. 5,

F i g. 7 eine Schaltung zur Trennung von vier Schrittsignalen in ein Paar von zwei Schrittsignalen, F i g. 8 Vektordiagramme zur Erläuterung der Phasenbeziehung zwischen zwei phasenmodulierten Signalen,

F i g. 9 eine Schaltung zur Phaseneinstellung der Trägerwelle,

Fi g. 10 ein Blockschaltbild des Taktgebers, F i g. 11 ein Blockschaltbild des Empfangsteils des Datenübertragungssystems nach der Erfindung, F i g. 12 eine Nullwertschaltung, F i g. 13 und 15 logische Schaltungen zur Umwandlung eines phasenmodulierten Signals in ein Binär-Seriensignal,

F i g. 14 und 16 Wellenformen der Schaltungen nach den F i g. 13 und 15,

Fig. 17 eine Verteilung des Frequenzspektrums im Rahmen der Erfindung und

Fig. 18 eine Verteilung des Frequenzspektrums mit 45- und 225°-Phasenabweichung.

F i g. 1 zeigt die Vektoren von zwei Paaren phasenmodulierter Signale mit vier Phasenlagen. Im Rahmen des Systems erfolgt eine Phasenmodulation und -demodulation, indem jeweils ein Vektor eines jeden Paares der phasenmodulierten Signale mit vier Phasenlagen nach den Fig. l(a) und l(b) ausgewählt und die beiden resultierenden Vektoren in der noch zu erläuternden Weise miteinander kombiniert werden. Das

Signal des jeweils vorhergehenden Schrittzeichens, das als Bezugssignal dient, möge folgende Form haben:

fb(t) = cos<w_ct (1)

mit a)_c als Kreisfrequenz der Trägerwelle und t als Zeit. Im Allgemeinfall möge diese Wellenform die Ausgangsphase Φ haben. Im Rahmen dieses Beispiels wird Φ = 0 gesetzt, da hierdurch der Grundgedanke der folgenden Beschreibung nicht beeinflußt wird. Zwei Paare phasenmodulierter Signale werden aus dem vorhergehenden Schrittzeichen mit Hilfe von zwei Modulatoren gebildet:

io

= cos(co_ci + Φ_ι;) (ί = 1,2,3,4)

(2)

Φ_η = 45°, Φ₁₂ = 135°, Φ₁₃ = 225°, Φ₁₄ = 315°
f₂j(t) = cos (co_ct + Φ₂) (/ = 1,2, 3,4) (3)

Φ₂₁ = 90°, Φ₂₂ = 180°, Φ₂₃ = 270°, Φ₂₄ = 360°.

15

20

Die Fig. l(a) und l(b) zeigen jeweils die Vektoren /_i;(i) und f_2J(t). Zwei Paare dieser modulierten Signale werden zu der folgenden Wellenform zusammengefaßt /o (t) = cos (o,_e t + Φ!,) + cos (o>_e t + Φ₂ j). (4)

F i g. 2 zeigt die Beziehung zwischen diesen Vektoren und den Vektoren des vorhergehenden Schrittzeichens. F i g. 2 gibt damit die Wellenform /₀ (i) als Kombination aus dem Vektor /₂₁ (i) und den Vektoren /i,(i) (i = 1,2,3,4) an. Außerdem ist der Vektor des vorhergehenden Schrittzeichens f_b (t) eingetragen. Nach dieser Darstellung beträgt der Winkelabstand zwischen zwei Vektoren entweder 45° [F i g. 2(a) und 2(b)] oder 135° [F i g. 2(c) und 2(d)]; die Amplitude des kombinierten Vektors ist entweder groß [F i g. 2(a) und 2(b)] oder klein [F i g. 2(c) und 2(d)].

Der Nachweis der Kombinationswellenform /₀ (() und damit die Bereitstellung der Signale nach den Gleichungen (2) und (3) wird nunmehr erläutert. Alle Kombinationswellenformen /₀(i) sind in F ig. 3 angegeben. Die Klammergrößen geben die Phasenwerte (Φ_ι;, Φ₂^) an. Zur Demodulation des Signals muß man zunächst eine Information darüber ableiten, ob die Amplitude des Kombinationsvektors groß oder klein ist. Dieses erfolgt mit einem quadratischen Nachweis von fo(t), nämlich:

{/o(i)}² = {cos (m_ct + Φ_ι;) + cos (m_ct + Φ_2;)}² = 1 + cos (Φ_1{ - Φ_2;) + 1/2 cos (2m_ct + 2Φ_η)

+ 1/2 cos (2 ω, ί + 2Φ_2/), (5)

indem man die Wellenform /₀ (tf durch ein Tiefpaßfilter leitet, erhält man die Ausgangswellenformen

(6)

Somit liefert dieses Signal eine Information über zwei Amplitudengrößen. Das Verhältnis der beiden Signalwerte ist 1: (1 + ]/2f.

In einer zweiten Stufe zur Demodulation des Vektors (Φ_ι;, Φ₂;) werden vier Vektoren mit Winkelabständen +22,5, -22,5, 67,5 und -67,5° gegenüber dem Empfangsvektor gebildet. Dieses sei für das Beispiel eines Empfangsvektors (45, 90°) erläutert. Die Beziehung zwischen diesem Vektor und den vier genannten Vektoren ist in F i g. 4 angegeben. Unter diesen Vektoren 41... 44 ist der Vektor mit einer Phasendifferenz eines Wertes von Φ_ι;, bezogen auf f_b(t) (dem vorgehenden Schrittzeichen), nämlich den Vektoren 42 und 43, ein Vektor, der in /_i;(t) enthalten ist. Ein Vektor mit einer Phasendifferenz eines Wertes von Φ₂,- (nämlich die Vektoren 41 und 44) ist ein Vektor der in f₂j(t) enthalten ist.

Wenn diese vier Vektoren in der Wellenform f_b(t) erfaßt werden, hat die Ausgangsgröße des Vektors 41 einen Nullwert, die Ausgangsgröße für den Vektor 42 einen positiven Wert, die Ausgangsgröße für den Vektor 43 einen negativen Wert und die Ausgangsgröße für den Vektor 44 einen positiven Wert. Die Vektoren, die eine solche Kombination von positiven, negativen und Nullwerten geben, können nur die Vektoren (45, 90 oder 135, 360°) sein. Zu dem Vektor (45, 90°) gehört die Information für eine größere Amplitude nach der ersten Nachweisstufe. Sie zeigt an, daß der Empfangsvektor, der zu dem Kombinationssignal verarbeitet ist, der Vektor (45, 90°) ist. Die Information (Φ_ι;, Φ₂^) des empfangenen Kombinationsvektors kann damit entschlüsselt werden.

Tabelle 1 gibt die Beziehung zwischen den Informationen (Φ_ι;, Φ₂^) und den Informationswerten der ersten und zweiten Nächweisstufe an.

Tabelle 1

Amplituden	Winkelabstand zu /₀	-67,5°	-22,5°	ω	45°	^J
wert	+22,5°	+	• ₊	+ 67,5°	135°	360°
	.+	+	0	0	225°	90°
	—	—	—	—	315° 45°	180°
	—		0	0	135°	270° 90°
Groß	0	0	—		225°	180°
	—	—	—	—	315°	270°
	0	0	+	+	315°	360°
	+	₊	+	+	45°	90°
	+	+	0	0	315°	180°
	—	—	—	—	225° 135°	270°
	- —		0	0	225°	360° 360°
Klein	0	0	—		315°	90°
	—	— .	—	—	45°	180°
	0	0	+	+		270°
	+	+

Anmerkung:

Die Zeichen »+, —,0« geben die Polaritäten der jeweiligen Ausgangswellenform an.

F i g. 5 zeigt ein Blockschaltbild des Modulatorteils des Systems, F i g. 6 gibt die jeweils auftretenden Wellenformen an. F i g. 5 enthält die folgenden Baugruppen : Eingangsklemme 50, Serien-Parallel-Wandler 51, Taktgeber 52, Phasenschaltung 53; Modulatoren 54 und 55, jeweüs mit Wellenformen und einen Kombinator 56. Die Modulatoren 54 und 55 enthalten jeweils Phaseneinstellschaltungen 5411, 5412, 5511 und 5512, Gruppenmodulatoren 5421 und 5422, 5521 und 5522, Oder-Schaltungen 543, 553 sowie eine Äusgangsklemme 57. An dem Serien-Parallel-Wandler 51

liegt über die Eingangsklemme 50 ein binäres Datensignal in Serienform an. Ein Beispiel der Eingangswellenform ist in F i g. 6(a) angegeben. Und zwar in der Form 1101110010. Jedes Binärzeichen stellt ein Schrittzeichen dar. Diese binäre Serienwellenform wird in Abschnitte von vier Schrittzeicheri eingeteilt, welche im folgenden als Vierschrittsignale bezeichnet werden. Jedes Vierschrittsignal in Serienform wird in Parallelform umgewandelt. Hierzu wird das jeweilige Vierschrittsignal zunächst in zwei Binärsignale umgewandelt, jedes dieser Binärsignale wird in zwei Binärsignale umgewandelt.

Der Serien-Parallel-Wandler kann nach dem Schaltbild der F i g. 7 aufgebaut sein. Diese Schaltung umfaßt zwei Und-Schaltungen 73 und 74 sowie eine Kippstufe 75. Jeweils eine Taktimpulsform von zwei Arten von Taktimpulsen (Fig. Ob₁ und 6b₂), die jeweils nahe der Mitte jedes zweiten Schrittintervalls auftreten, liegt an der Klemme 71 an, die Informationswellenform (Vierschrittzeichen) an der Klemme 72. Ein Vierschrittzeichen-Eingang und die Wellenform mit Polaritätsumkehr liegen an den Und-Schaltungen 73 und 74 an, worin eine Torschaltung durch die Taktimpulse erfolgt. Das Und-Ausgangssignal des Vierschrittzeichen-Eingangs und der Taktimpulsfolge, nämlich der Ausgang der Und-Schaltung 73, wird als Ausloseimpüls zur Anschaltung der Kippstufe 75 benutzt, der andere Und-Ausgang von der Und-Schaltung 74 dient als Auslöseimpuls zur Rückstellung der Kippstufe. Infolgedessen erhält man an der Klemme 76 eine Ausgangswellenform nach F i g. 6C₁ oder 6 C₂.

Damit die Phase der beiden Impulsfolgen jeweils miteinander übereinstimmt, benutzt man zwei Schaltungen nach F i g. 7, worin ein gleicher Taktpuls (Fig.6d) an der Klemme 71 anliegt; die genannten Impulsfolgen (F i g. Oc₁ und 6c₂) liegen an der Klemme 72 an. Damit erhält man zwei Paare von Signalen (F i g. Oe₁ und 6e₂), deren Phasen miteinander übereinstimmen.

In der beschriebenen Weise wird ein binäres Dateneingangssignal in Serienform (Vierschrittzeichen) in zwei Binärsignale umgewandelt. Das erste Vierschrittzeichen »1101« (F i g. 6a) wird in die Signale e_x und e₂ umgewandelt;.C₁ ist die ungerade Schrittfolge und e₂ die gerade Schrittfolge, wenn man am Anfang »O«-Schrittwerte vernachlässigt. Die Impulsfolgen C₁ und e₂ stellen Zweischrittzeichen dar. Die beiden Zweischrittzeichen e^ und e₂ werden jeweils durch die Serien-Parallel-Wandler 51 in zwei Parallelsignale aufgeteilt, so daß man vier Parallelsignale erhält (vgl. F i g. 6fund 6g).

Mit Hilfe der logischen Phasenschaltung 53 werden unter vier Parallelsignalen g_u, g₁₂, g₂₁ und g₂₂ die Parallelsignale (beispielsweise g₂₁ und g₂₂) entsprechend einem Sollsignal (beispielsweise e₂) in Impulsform an den Phasenmodulator 54 angelegt. Entsprechend werden die anderen Parallelsignale g_u und g₁₂ an den Modulator 55 gegeben. Es erfolgt in den Phasenmodulatoren 54 und 55 unter Verwendung der vier Parallelsignale eine Phasenmodulation eines Trägers mit vier Phasenlagen. Zu diesem Zweck wird die Beziehung zwischen den Zweischrittsignalen und den Winkelabständen festgelegt, beispielsweise nach Tabelle 2, wenn die Phase des Trägers (/₆), die mit der Phase während des vorhergehenden Schrittzeichens übereinstimmt, durch die beiden Phasenmodulatoren 54 und 55 jeweils um 45,135,225 oder 315° sowie auch um 90, 180, 270 oder 360° verstellt' wird.

Tabelle 2

Zweischrittzeichen	11	01	00	10
Phasenabweichung Modulator 54	45° 360°	135° 90°	225° 180°	315° 270°
Phasenabweichung Modulator 55

Der Grundgedanke der Phasenmodulation mit Hilfe von logischen Signalwerten unter Anwendung eines Modulators 54 wird nunmehr erläutert. Die logischen Signalwerte vom Ausgang der Phasenschaltung 53 werden abwechselnd in zwei Phaseneinstellschaltungen 5411 und 5412 eingespeist. Die Phaseneinstellschaltung 5411 bewirkt eine Phasenabweichung des Trägers gegenüber dem vorhergehenden Schrittzeichen von 45, 135, 225 oder 315°, gemäß Tabelle 2, entsprechend der jeweiligen Art der Zweischrittzeichen 11, 01, 00 oder 01. Dann schaltet sich die Phaseneinstellschaltung auf die Ausgangsleitung auf. Die andere Phaseneinstellschaltung 5412 arbeitet in gleicher Weise wie die Phaseneinstellschaltung 5411 auf Grund des nächstfolgenden Vierschrittzeichens und schaltet sich dann auf den Ausgang auf. In diesem Augenblick wird die Phaseneinstellschaltung 5411, die zuvor auf den Ausgang aufgeschaltet war,.abgetrennt. Das Zweischrittzeichen zur Darstellung des Zustandes der ungeraden Reihe der Vierschrittzeichen wird als vorhergehendes Zweischrittzeichen bezeichnet (^ -Signal in Fig. 6). Das Zweischrittzeichen zur Darstellung des Zustandes der geraden Folge von Vierschrittzeichen wird als nachfolgendes Zweischrittzeichen (e₂-Signal in F i g. 6) bezeichnet. Da jedes Zweischrittzeichen aus einem Impulspaar besteht, wird der vorhergehende Impuls innerhalb dieses Impulspaares in jeder Vierschrittperiode als vorhergehender Impuls und der nachfolgende Impuls innerhalb des Impulspaares als nachfolgender Impuls bezeichnet.

Die Arbeitsvorgänge, die ablaufen, bis eine Phaseneinstellschaltung, die vom Ausgang gesperrt war, auf den Sendeausgang aufgeschaltet wird, werden unten beschrieben. Nach dem vorigen ist jeweils die eine Phaseneinstellschaltung der beiden Modulatoren auf den Sendeausgang aufgeschaltet und die jeweils andere Phaseneinstellschaltung von demselben getrennt. Die Trägerphase der beiden Phaseneinstellschaltungen, die vom Ausgang getrennt sind, wird auf die Phase des Ausgangssignals der ausgeschalteten Phaseneinstellschaltung eingestellt, dann wird die Phase durch das nächstfolgende logische Phaseneinstellsignal der Phasenschaltung 53 verschoben. Im Anschluß daran wird diejenige Phaseneinstellschaltung aufgeschaltet, die zuvor abgetrennt war. Die aufgeschaltete Phaseneinstellschaltung wird entsprechend abgetrennt und gleichzeitig in den Ausgangszustand zurückgeführt. Im einzelnen ist die Zeitdauer, während der die Phaseneinstellschaltung abgetrennt ist, beispielsweise in drei gleiche Abschnitte unterteilt. Im ersten Drittelabschnitt wird die Trägerphase der abgetrennten Phaseneinstellschaltung auf die Trägerphase (die Phase des Ausgangs der Oder-Schaltung 543 in Fig. 5) eingestellt, die durch das vorhergehende Zweischrittzeichen moduliert ist. Im nächsten Drittelabschnitt wird die Phase des Einstellträgers auf die Phase des durch diesen Einstellträger bedingten Kombinationssignals eingestellt, was noch erläutert wird. Im letzten Drittelab-

schnitt wird die Phase des verschobenen Trägers weiter durch das logische Phasensignal entsprechend dem nächsten Vierschrittzeichen verschoben. Dann wird die abgetrennte Schaltung aufgeschaltet.

Der Arbeitsvorgang während des ersten Drittelabschnitts ist unter Verwendung der Wellenformen nach F ig. 6 beschrieben. In diesem Abschnitt wird die Trägerphase der abgetrennten Phaseneinstellschaltung 5412 auf die Trägerphase des modulierten Signals des vorhergehenden Zweischrittzeichens eingestellt, Fig. 6k zeigt den Taktpuls des Taktgebers 52. Fig. 6η einen Umschaltpuls, dessen Impulsbreite der Vierschrittperiode gleich ist, F i g. 6 m einen Torschaltpuls, dessen Impulsbreite der genannten Drittelsperiode gleich ist. Dabei muß die Taktfrequenz zur Steuerung der Phasenabweichung mindestens achtmal so hoch wie die Trägerfrequenz sein, weil der kleinste Abweichungsbetrag der Trägerphase 45° ausmacht. Ih diesem Ausführungsbeispiel ist die Taktfrequenz sechzehnmal höher als die Trägerfrequenz, damit man eine höhere Genauigkeit erhält. Wenn die Schrittgeschwindigkeit der Eingangsdaten 4800 Zeichen/sec beträgt, ist die Dauer eines Vierschrittzeichens 1/600 see. In einem Phasenmodulationssystem ist normalerweise die Bandbreite gleich wie bei Zweiseitenband-Amplitudenmodulation (»Principles of Data Communication« von R. W. L u c k y u. a., McGraw-Kippstufe für den vierten Schritt in den »/«-Zustand gestellt. Dann werden unter Verwendung des dem differenzierten Impuls ρ nachfolgenden Taktimpulses die Kippstufen in den entgegengesetzten Zustand umgeschaltet. Die Frequenz des Pulses q_u ist der Trägerfrequenz des Systems gleich. Nach F i g. 6 folgt die Trägerphase q₁₄ oder q₂₄ innerhalb der Phasenein-Stellschaltung um einen festen Betrag von 22,5° der Umschaltzeit des Ausgangssignals 5' nach. Diese Phasennacheilung entspricht der Breite des Ab-Schnitts A in q₁₄. Damit wird die Trägerphase innerhalb der Phaseneinstellschaltung5412 auf die Phase entsprechend dem vorhergehenden Zweischrittzeichen mit einer festen Phasennacheilung von 22,5° jeweils innerhalb des ersten Drittelabschnitts eingestellt. Die Phasenabweichung des in der beschriebenen Weise eingestellten Trägers auf die Phase des vorhergehenden Schrittzeichens in dem zweiten Drittelabschnitt erfolgt derart, daß zunächst ein Einstellsignal zur Einstellung der Trägerphase auf die Phase des Kombinationssignals, das auf den Ausgang aufgeschaltet ist, gebildet wird. Tabelle 3 gibt die Beziehung zwischen den Werten der Phasenabweichung entsprechend den vorhergehenden Zweischrittzeichen und dem nachfolgenden Zweischrittzeichen'an. Diese Beziehung ist schematisch in Fig. 8 angegeben. Das Diagramm läßt folgende Punkte erkennen:

ganzzahlig sein. Daher wird die Taktfrequenz
gemeinsames Vielfaches der Trägerfrequenz und der Eingabefrequenz festgelegt. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel finden folgende Frequenzen Anwen-

Bandbreite 3,4 kHz

Trägerfrequenz 1,8 kHz

Taktfrequenz 28,6 kHz

Eingabeschritt-

geschwindigkeit 4800 Zeichen/sec

Das Verhältnis der Periodendauer !/«X, seeeines

Vierschrittzeichens und der Penodendauer 1/1800 see

^el. ^raS^e^^1S " ' .λ 1 j r\j

Q ?u ^Zei^^nkt' wo der Ausgangspegel der Oder-Schaltung 543 seinen Wert erstmals ändert, nachdem die Phaseneinstellschaltung 5411 auf den Ausgang aufgeschaltet wird, muß festgehalten werden. Zu diesem ZweJwirditeAus^ngspegel der Oder-Schaltung 543 (Fig. 6s ) differenziert und um einen festen Betrag verzogert (einen vernachlassigbar kleinen Verzögerungsbetrag im Vergleich zur Taktperiode). Um einen Einfluß auf andere Schaltungen auszuschließen, wird dieser differenzierte Puls als Und-Ausgang gegenüber dem Puls m, der Fig. 6 mit einer Impulsbreite entsprechend dem ersten 1/3 der Abtrennpenode der Phasenemstellschaltung abgenommen so daß das Ausgangssignal gemäß F 1 g. 6p oder 6p erscheint. Zur Einstellung der Phaseneinstellschaltung, die zunächst durch den differenzierten Puls zurückgestellt ist, benutzt man ein Phasenemstellsignal 1 nach F1 g_6. Eine Und-Verknüpfung erfolgt zwischen den Taktimpulsen κ und /; der resultierende Ausgang wird zur Betätigung der Kippstufenreihe (nicht schematisch dargestellt) benutzt, so daß man Wellenformen q_n .. .q₁₄, und Qz3 ■ ■ ■ #24 erhält. Im einzelnen werden unter Verwendung des differenzierten Pulses 6 p die Kippstufen für die ersten drei Schritte in den »0«-Zustand und die gende Zweischrittzeichen eine Phasennacheilung ^von .f⁵ gegenüber dem vorhergehenden Zwei„_} ^^%^1£ΐη_1β Form des vorhergehenden Zweischrittzeichens, beispielsweise 11, hat der Vektor 8201 des nachfolgenden Zweischrittzeichens, dessen Form der Größe 01 des Zweischrittzeichens entsprechend dem Vektor 8101'gleich j_st_{; der} eine Phasenvoreilung von 90° gegenüber _dem Vektor 8111 entsprechend dieser Form hat,

schrittzeichen.

iii) Für eine bestimmte Form des vorhergehenden Zweischrittzeichens, beispielsweise 11, hat der _{y ktoJ}. _{8200 des nachfol}|_enden Schrittzeichens, _{dessen Form def Fofm} _m%_s _{Schrittzeichens ent}.

_{sprechend dem} Vektor 8100 gleich ist, der eine Phasenvoreilung von 180° gegenüber dem Vektor _{8m hat eine} |_hasenvoreii_{ung von 135}° gegen_über dem Vektor des vorhergehenden Zweischritt-

. _} g£ ^ bestimmte Form des vorhergehenden Zweischrittzeichens, beispielsweise 11, hat der _{Vektor 8210 des nachfo}J_ende_n Zweischrittzeichens, dessen Form der Form 10 des Zweischrittzeichens entsprechend dem Vektor 8110

_ldch . _der ^ pLsenvoreilung von 270° ge-

|_{enübef dem Vektor8111 für die} ⁵ _{se Form} ^

« Voreilung von 225° gegenüber dem Vektor entsprechend dem vorhergehenden Zweischritt-

Wenn folglich das vorhergehende Zweischrittzeichen auf der Seite der Ausgangsleitung den Wert 11 hat und das nachfolgende Zweischrittzeichen den Wert 11 wie im Fall i) aufweist, wird die Trägerphase der Phaseneinstellschaltung im Abtrennzustand inner-

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halb des ersten Drittelabschnitts auf den Vektor 8111 eingestellt. Innerhalb des nächstfolgenden Drittelabschnitts muß man die Phase dieses Vektors auf die Phase des Kombinationsvektors 801 der Vektoren 8111 und 8211 verschieben. Die Größe dieser Phasenverschiebung beträgt immer —22,5° für den Fall i). Entsprechend machen die Werte für die Phasenverschiebung in den Fällen ii), iii) und iv) jeweils +22,5, +67,5 und —67,5° aus. Es gibt also nur vier Phasenabweichungsgrößen, um die die Trägerphase, die auf den Vektor des vorhergehenden Zweischrittzeichens eingestellt ist, auf die Phase (beispielsweise Vektor 801) des vorhergehenden Schrittzeichens verstellt wird. Deshalb sind vier Stellsignale erforderlich. Zur Bereitstellung dieser Stellsignale als binäre Zweischrittsignale ist die folgende logische Umwandlung notwendig. Die Endformen dieser Umwandlung sind in Tabelle 3 angegeben.

Tabelle 3

Form des

vorhergehenden

Zweischrittzeichens

(Fig. Oc₁)

11
01
00
10

Form des nachfolgenden Zweischrittzeichens (F i g. 6 C₂)

11

11
10
00
01

01
11
10
00

00

00 01 11 10

10

10 00 01 11

30

Diese Umwandlung erfolgt in der logischen Wandlerschaltung nach F i g. 9. Diese enthält vier logische Schaltkreise 91... 94 und eine Polaritätseinstellschaltung 95. Nach der obigen Beschreibung wird das Zweischrittzeichen mit Hilfe des Serien-Parallel-Wandlers in Parallelsignale umgewandelt. Das vorhergehende Zweischrittzeichen und das nachfolgende Zweischrittzeichen werden als Parallelsignale in die Anschlußklemmen A und B bzw. A' und B' eingespeist/Wenn A und A' gleiche Polarität haben, erscheint ein »!«-Ausgangssignal an der Klemme A₁ ; wenn B und B' gleiche Polarität haben, erscheint ein »!«-Ausgangswert an der Klemme B₁. Wenn A und A' oder B und B' jeweils eine verschiedene Polarität haben, erscheint ein »O«-Ausgangssignal an der Klemme A₁ oder B₁. Tabelle 4 gibt die Werte für die Klemmen A₁ und B₁ an.

Tabelle 4	Form des vorhergehenden Zweischrittzeichens (Fig. 6C₁)	F Zwe 11	orm des ha ischrittzeich 01	chfolgenderi ens (F i g. < 00	5c₂) . 10
11	11	01	00	10
01	01 +	11	10 +	00
00	00	10	11	01
10	10+	00	01 +	11

35

40

45

55

60

Tabelle 4 enthält im Vergleich zur Tabelle 3 vier abweichende Werte, die durch das Zeichen + gekennzeichnet sind. Diese Werte kann man den entsprechenden Werten in Tabelle 3 durch Umwandlung der Polarität gleichmachen. Hierfür ist die Polaritätseinstellschaltung 95 vorgesehen. Wenn die Polaritäten von A und B für das vorhergehende Zweischrittzeichen (AB) voneinander abweichen, wird ein Ausgangssignal an der Stelle C der Polaritätseinstellschaltung 95 erzeugt. Wenn die Polaritäten von A₁ und B₁ voneinander verschieden sind, werden Ausgangssignale an den Stellen D und E der Schaltung 95 erzeugt. Wenn solche Ausgangssignale die Stellen C, D und E beaufschlagen, gibt die Schaltung 95 einen Ausgangspegel ab, und die Polaritäten der Signale A₁ und B₁ werden durch die Schaltungen 93 und 94 umgekehrt. Wenn keine Steuersignale anliegen, stellen die Signale der Klemmen A₁ und B₁ unmittelbar die Ausgangssignale dar. Dann haben die Klemmen A₂ und B₂ Ausgangswerte entsprechend der Tabelle 3.

Die Phasenverstellung auf Grund dieser Einstellsignale erfolgt nach einer bekannten Technik mit Hilfe einer Ansteuerung einer Kippstufenkette. Für eine 45°-Phasenverstellung mit Hilfe von Kippstufen, die Ausgangswellenformen q_u, q₁₂ , ^₁₃, q₁₄ nach F i g. 6 abgeben, muß man einen Steuerimpuls an die Kippstufe q₁₂ anlegen (der Taktimpuls k hat nach dem obigen eine Periode entsprechend einer Phasenverstellung von 22,5°). Entsprechend wird für eine Phasenverstellung von 90° ein Steuerimpuls an die Kippstufe q₁₃ angelegt, für eine Phasenverstellung von 135° ein Steuerimpuls an die Kippstufen q₁₂ und q₁₃, für eine Phasenverstellung von 180° ein Steuerimpuls an die Kippstufe q_1A. Damit wird die Phase durch Phasenumkehr bestimmter Kippstufen verstellt. In entsprechender Weise erhält man Phasenverstellungen von 225, 270 und 315°. Nach Fig. 6 hat die Phase von q₁₄. oder q^ in dem Träger für die Phaseneinstellung eine feste Phasennacheilung von 22,5° gegenüber der Ausgangswellenform S. Wenn folglich die Beziehung zwischen dem vorhergehenden Zweischrittzeichen und dem nachfolgenden Zweischrittzeichen entsprechend dem Fall i) ist, ist keine Phasenverschiebung erforderlich. Die Phasenverschiebungswerte entsprechen den Fällen i), ii), iii) und iv) sind 0, 45, 90 und -45°. Wenn auf diese Weise die Trägerphase der Phaseneinstellschaltung, die abgetrennt ist, auf die Phase des vorhergehenden Schrittsignals, das auf den Ausgang aufgeschaltet ist, eingestellt wird, dann wird in dem letzten Drittelabschnitt die Phase eingestellt, die als nächste den Ausgang beaufschlagt. Eine weitere Beschreibung dieser Arbeitsweise wird der Einfachheit halber ausgelassen, da diese Technik aus dem obigen verständlich ist.

Nunmehr ist die Phasenmodulation abgeschlossen. Dann werden die Wellenformen der modulierten Signale am Ausgang der Phaseneinstellschaltungen durch die Gruppenmodulatoren 5421, 5422, 5521 und 5522 näherungsweise in Sinusform festgelegt. Als Gruppenmodulatoren kann man Filter benutzen. Da die Wellenformung eines Gruppenmodulators in der USA.-Patentschrift 3 128 343 erläutert ist, erfolgt hier keine Einzelbeschreibung. Die Ausgangssignale der Gruppenmodulatoren 5421, 5422, 5521 und 5522 liegen an den Oder-Schaltungen 543 und 553 in der aus der Zeichnung ersichtlichen Weise an. Die modulierten Wellenformen am Ausgang dieser Oder-Schaltung werden in der Summierschaltung 56 vereinigt. Das Taktsignal, dessen Frequenz 600 Hz in dieser Ausführungsform beträgt und das zur wechselweisen Umschaltung der Ausgänge der Modulatoren 54 und dient, wird ebenfalls innerhalb dieser Summierschaltung kombiniert. Da das Kombinationssignal ein Wechselspannungssignal ist, kann eine Differentialschaltung als Summierschaltung benutzt werden. Das Kombinationssignal wird an der Ausgangsklemme

abgegeben. F i g. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Taktgebers 52. Die Taktpulse Z)₁ und b₂ der F i g. 6 werden am Anschlußpunkt A der F i g. 10 abgenommen, Torschaltimpulse m,m₂,m₃,n an den Punkten C₁, C₂, C₃, D, der Taktpuls d am Anschlußpunkt B.

Fig. 11 zeigt einen Demodulator, wo das phasenmodulierte, übertragene Signal unter Anwendung der erläuterten Grundgedanken demoduliert wird. F i g. 11 enthält folgende Schaltgruppen: einen Vorverstärker 1101 mit automatischer Amplitudenregelung, Phasenschieber 1102,1103,1104 und 1105 jeweils für eine Phasenverschiebung von 22,5, —67,5, —22,5 und 67,5°, Phasennachweisstufen 1106 ... 1110, Tiefpaßfilter 1111 ... 1115, eine Vierschritt-Verzögerungsschaltung 1116 (die Vierschrittverzögerung entspricht der Dauer eines Vierschrittzeichens), einen Amplitudenvergleicher 1117 in Form eines Differentialverstärkers, Abfrageschaltungen 1118 ... 1122, Und-Schaltungen 1123 und 1124, logische Ausgangskreise 1125, 1126, eine Taktpulsabtrennschaltung 1127, einen Verstärker 1128, eine Verdopplerschaltung 1129, eine Taktpulsausgangsschaltung 1130, einen Gleichrichter 1131 und eine Oder-Schaltung 1132. Der Vorverstärker

1101 mit automatischer Amplitudenregelung dient zur Verstärkung des von der Sendestation ankommenden Signals und zur Aufrechterhaltung eines festen Ausgangspegels. Da das Pegelverhältnis zwischen Datensignal und Taktsignal konstant gehalten ist, wird das zusammen mit dem Datensignal übertragene Taktsignal in der Taktpulsabtrennschaltung 1127 abgetrennt, in dem Verstärker 1128 linear verstärkt, in dem Gleichrichter 1131 gleichgerichtet und auf den Verstärker 1101 rückgekoppelt, damit man eine automatische Spannungsregelung für die Einhaltung eines konstanten Signalpegels des Taktsignals, das in der Taktpulsabtrennschaltung 1127 abgetrennt ist, erhält. Dadurch wird auch der Pegel des Datensignals konstant gehalten. Die Taktfrequenz ist auf einen Wert eingestellt der in dem Datensignal nicht auftritt, damit eine gegenseitige Beeinflussung ausgeschaltet ist. Wenn beispielsweise die Trägerfrequenz 1800 Hz und die Modulationsgeschwindigkeit 1200 Bd beträgt, wird die Taktfrequenz auf 600 Hz festgelegt. Das Ausgangssignal des Vorverstärkers 1101 liegt an der Vierschritt-Verzögerungsschaltung 1116, der Phasennachweisstufe 1106 und den Phasenschiebern

1102 ... 1105 an. Das Ausgangssignal der Vierschritt-Verzögerungsschaltung 1116, das dem vorhergehenden Vierschrittsignal entspricht, wird als Bezugssignal für den Phasennachweis benutzt. Die Phasenschieber 1102 ... 1105 bewirken eine Phasenverschiebung der Eingangssignale jeweils um 22,5, —67,5, —22,5 und 67,5°. Die Phasennachweisstufen 1107 ... 1110 dienen zur Bestimmung, ob der Phasenunterschied zwischen dem jeweils von einem Phasenschieber eingegebenen Signal und dem Bezugssignal 45, 135, 225 oder 315° beträgt. Der Gleichspannungsanteil (positiv, negativ oder Null) der Phasennachweisstufen wird durch die Tiefpaßfilter 1112 ... 1155 ausgefiltert. Die Abfrageschaltungen 1119 ... 1122 werden zur Abfrage der gefilterten Gleichspannungssignale durch Taktimpulse ausgelöst, die mit der Modulationsgeschwindigkeit von seiten der Taktpulsausgangsschaltung 1130 auftreten. Die Phasennachweisstufe 1106 ist eine Schaltung mit quadratischer Kennlinie, die das Eingangssignal selbst auswertet. Das in dieser Nachweisstufe erfaßte Signal enthält den Gleichspannungsanteil der Gleichung (6). Der Tiefpaßfilter 1111 trennt diese Gleichspannungskomponente ab. Die Amplitude dieser Gleichspannungskomponente wird mit der Amplitude eines Bezugssignals verglichen, das von dem Gleichrichter 1113 mit Hilfe des Amplitudenvergleichers 1117 abgegeben wird. Der resultierende Gleichspannungsausgang wird durch die Abfrageschaltung 1118 mit Hilfe eines Taktpulses entsprechend der Modulationsgeschwindigkeit abgefragt. Ein Ausgang der Abfrageschaltungen 1119 ... 1122 hat immer einen »0«-Wert (vgl. Tabelle 1). Dieser »O«-Wert einer Abfrageschaltung bringt eine Und-Schaltung 1123, 1124 und einen logischen Ausgangskreis 1125, 1126 in Sperrzustand. Die Ausgänge von zwei Abfrageschaltungen, die an die nicht im Sperrzustand befindliche Und-Schaltung angeschlossen sind, werden zusammen mit dem Ausgang für die Amplitudeninformation von seiten der Abfrageschaltung 1118 an die logischen Ausgangskreise 1125 oder 1126 angelegt, so daß man das gleiche binäre Datensignal in Serienform wie auf der Eingangsseite der Sendestufe erhält. Einzelheiten dieser Arbeitsweise werden später erläutert. So werden die Ausgänge der logischen Ausgangskreise 1125 und 1126 in der Oder-Schaltung 1132 kombiniert und am Ausgang abgegeben.

F i g. 12 zeigt ein Beispiel einer Und-Schaltung 1123 entsprechend der Und-Schaltung 1124. Di? Eingangsklemmen A und B sind an die AbfrageschaltitJigen 1119 und 1120 angeschlossen. Die Schaltung hat einen Ausgang E. Wenn beide Eingangsklemmen A und B mit einem »0«-Wert beaufschlagt sind, erhält man einen »!«-Ausgang.

Ein Beispiel des logischen Ausgangskreises 1125 ist in F i g. 13 angegeben, die dort auftretenden Wellenformen sind in Fig. 14 gezeigt. Eingangssignale A und B von seiten der Abfrageschältungen 1119 und 1120 können beispielsweise zusammen mit einem Eingangssignal C von seiten der Abfrageschaltung 1118 und einem Eingangssignal E von seiten der Und-Schaltung 1123 auftreten. Weiterhin sind Eingangssignale K₁, K₂, K₃ und K₄ von seiten der Taktpulsausgangsschaltung 1130 vorhanden. K₁ und K₂ sind Rechteckwellenformen mit 600 Hz, deren Wiederholungsfrequenz der Übertragungsgeschwindigkeit des binären. Seriensignals gleich ist und die eine umgekehrte PoIarität zueinander haben. Die Frequenz der Wellenform K₃ und K₄. ist halb so groß wie die Frequenz der Wellenform K₁ und K₂ ■ Entsprechend den Tabellen 1 und 2 oder der Fig.8 muß die Beziehung zwischen dem Vierschrittimpuls und den A-, B-. und C-Signalen der Angabe der Tabelle 5 entsprechen.

Tabelle 5

^X^ C	Groß (positiv)	Klein (negativ)
^\
Α,Β ^v	1111	1001
_{+ +}	0011	1010
- +	0000	0110
— —	1100	0101
+ -

Wenn beispielsweise C groß (positiv) und B positiv ist, liegt Φ₁₍ = 135° und Φ_2} = 90° gemäß Tabelle 1 vor. Deshalb ist das vorhergehende Zeichen 01 und das nachfolgende Zeichen 01. Infolgedessen erjiält man durch Kombination dieser Zeichen ein Vierschrittzeichen 0011.

Fig. 13 zeigt die Schaltung, die die Beziehungen der Tabelle 5 bereitstellt. Und-Schaltungen 131 ...

136 sowie 138 und eine Oder-Schaltung 137 stellen diese Schaltung zusammen. Wenn gemäß Fig. 14A einen positiven und ebenso B und C positive Werte haben, erfolgt zwischen den Größen C, A und K₃ in der Und-Schaltung 131 eine Und-Verknüpfung, so daß man einen Ausgangspegel 1100 erhält. Gleichzeitig liefert die Und-Schaltung 132 eine Und-Verknüpfung der Größen C, B und K₄, so daß man ein Ausgangssignal 0011 erhält. Folglich erscheint am Ausgang der Oder-Schaltung 133 die Wellenform 1111. Wenn entsprechende und B positive Werte und C einen negativen Wert haben, liefert die Und-Schaltung 133 eine Ausgangswellenform 1000, entsprechend der Und-Verknüpfung C, A, K₃ und K₁. Gleichzeitig gibt die Und-Schaltung 135 eine Ausgangswellenform 0001 entsprechend der Und-Verknüpfung von C, B, K₄ und K₂ ab. Infolgedessen liefert die Oder-Schaltung

137 die Ausgangswellenform 1001. Die Ausgangswellenform der Oder-Schaltung 137 erfährt in der Und-Schaltung 138 eine Und-Verknüpfung mit dem Ein-Aus-Schaltsignal E, so daß man eine Ausgangswellenform F erhält.

Der weitere logische Ausgangskreis in F i g. 11 wird durch die Schaltung nach Fig. 15 verwirklicht, die eine logische Schaltung 1501, Und-Schaltungen 1502 ... 1513 sowie 1515 und eine Oder-Schaltung 1514 enthält. Die Wellenformen in diesen logischen Schaltungen sind in F i g. 16 angegeben. Die Wellenformen A' und B' sind jeweils die Eingangssignale von seiten der Abfrageschaltungen 1121 und 1122; E' ist ein Eingangssignal von seiten der Und-Schaltung 1124. Entsprechend der Tabelle 5 gibt Tabelle 6 die Beziehung zwischen den Signalen A', B', C und dem jeweiligen Vierschrittzeichen an.

Tabelle 6

^^N\ c	Groß (positiv)	Klein (negativ)

A', B' ^^	1011	Olli
	0010	0001
— —	0100	1000
- +	1101	1110
+ +

Unter der Annahme, daß m Gruppen von phasenmodulierten Signalen mit Phasenabweichungswinkel Φ_1η, Φ_2η .'.. Φ_ηιη (mit η als einer ganzen Zahl) auf eine einzige gemeinsame Trägerwelle cos a>_ci zur Einwirkung kommen und daß m Gruppen phasenmodulierter Signale kombiniert werden, sollen nunmehr die Kenngrößen des Kombinationssignals beschrieben werden.

Die Demodulationstechnik für dieses kombinierte Signal ist im wesentlichen gleich, wie zuvor beschrieben.

Die Kombinations wellenform f_m„(t) der m Gruppen phasenmodulierter Signale ist:

^cos

mit kj als Amplitude des i-ten phasenmodulierten Signals (0 < i < m).

Zunächst wird der Fall betrachtet, daß zwei Gruppen phasenmodulierter Signale kombiniert werden. Dann ist das Kombinationssignal:

fi_n{t) = U₁ cos (w_ct- + Φ_1η) + Ic₂ cos (ω,ί ■+ Φ_2η).

(9) Diese Gleichung läßt sich umformen:

flnit) = 8(Φΐ_η,Φ2η) COS {w_ct + Φ (Φ_1π,Φ_2π)} . (10)

In dieser Gleichung bedeuten die Größen:

Wenn beispielsweise C, A' und B' jeweils positive Werte haben, erhält man in der logischen Schaltung

1501 den Ausgangswert D mit Ύ, weil A' und B' jeweils gleiche Polarität haben. Die Und-Schaltung

1502 gibt die Wellenform 1100 als Und-Verknüpfung der Wellenformen A', D und K₃. Gleichzeitig gibt die Und-Schaltung 1512 die Wellenform 0011 als Und-Verknüpfung der Wellenformen K₄ und D ab. Wenn diese Ausgangswellenform 0011 sowie die Wellenform C und K₂ in der Und-Schaltung 1504 verknüpft werden, erhält man die Ausgangswellenform 0001. Auf Grund dieser Wellenformen ergibt sich die Ausgangswellenform der Oder-Schaltung 1514 zu 1101.

Es gilt:

_ίη, Φ_2η) =

_1n-Φ_2π)

- tan"¹

tan -tr (Φ_1π-Φ_2η).

Nunmehr läßt sich Φ, Φ_1η, Φ_2η folgendermaßen ausdrücken:

_n + Ο.₂Φ_2η

mit O₁ und α₂ als Konstanten (α_χ + α₂ = 1).

Da Φ_1η und Φ_2π einen Phasenverschiebungswinkel aus Stufen des phasenmodulierten Signals darstellen, lassen sich diese Winkel folgendermaßen mit i_x und i₂ als ganze Zahlen ausdrücken:

Φι η = Φιο+h

η = Φιο + h

2π

(0 < J₁ < π)

(0 < h < η).

(ψ₁ ο und φ₂₀ sind bestimmte Abweichungswinkel, die verschieden voneinander sind).

Es soll nunmehr untersucht werden, wieviel Amplitudeninformation die Amplitude g(?>_ln, <p_2n) des Kombinationssignals enthält. Die Amplitude g(<p_ln, <p_2n) ist eine Funktion einer Variablen (^_1n — <p_2n) sowie eine periodische Funktion mit der Periode 2 π. Deshalb muß man untersuchen, wie viele Arten von Werten die Variable (9S_1n — <p_2n) innerhalb einer Periode 2 π abnehmen kann.

- 020 + (h ~ h)

= ^Φ

10

Auch der Wert i = I₁ — i₂ ist eine ganze Zahl zwischen 0 und (n — 1) innerhalb des Schwankungsbereiches von 2π.

Dies bedeutet, daß Gleichung (15) η Zahlen mit verschiedenem Wert innerhalb des Variablenbereichs von 2π annehmen kann. g{<P_ln, Φ_2π) ist eine gerade Funktion von (Φ_1π — Φ_2π).

Wenn dann die folgende Beziehung zwischen π diskreten Werten von (Φ_1π — Φ_2π) besteht:

werden die Werte von g(0i„, Φ_2η) entsprechend den einzelnen Variablen einander gleich. Die Werte ^(Φ_1π, Φ_2π) werden entsprechend dem Anteil der gleichen Werte reduziert. Es sollen nunmehr die Lösungsbedingungen für die Gleichung (16) untersucht werden. Aus den Gleichungen (14 und 16) erhält man

010 - 020 + i'

020 + i"

mit Vf i".
Es gilt dann

_{v + r} ₌ 2 (Φ₁₀ - Φ₂₀)

2π\ η J

(17)

Allgemein gilt

020 - 010

Aus dieser Bedingung sowie der Gleichung (17) folgt, daß die Gleichung (17) unter Erfüllung der folgenden Bedingung gelöst ist

2 I Φ₂ο -

(18)

0 (01«= 02«) = αϊ 010 + <h 020 + h <h "

+ h ■

2 π η

Wenn die
^ I oder -5-=—- j

In diesem Fall ist die Anzahl der möglichen verschiedenen Werte von ξ{Φ_ίη, Φ_2η) n/2 (wenn η eine ungerade Zahl ist, gilt (n + l)/2 an Stelle von n/2).

Wie viele Arten von Signalinformationen die Phase Φ{Φ_ίη, Φ_2η) des Kombinationssignals haben kann, wird nunmehr erläutert. Die Anzahl der Amplitudeninformationen sei n. In diesem Fall kann die Gleichung (15) η Werte annehmen. Wenn man i festlegt als i = J₁ — i₂ = i₀, erhält man aus Gleichung (14) die folgenden Gleichungen:

ίη = 010+ («Ο + h

Φ_2η = Φιο+h -^-·

Φ_1π und Φ_2η werden in Gleichung (13) eingesetzt

2π

Wenn also i₀ auf einen festen Wert festgelegt wird und sich i₂ von 1 bis-η ändert, kann Φ(Φ_1η, Φ_2η) η verschiedene Werte annehmen. Folglich ist die Anzahl der Phaseninformation insgesamt η χ η = π².

Anzahl der Amplitudeninformation ist, nimmt dieses i₀ im Gegensatz

dazu zwei verschiedene Werte Z₀" und J₀"' entsprechend einer Amplitudeninformation an. Jeder Wert Z₀" und Z₀" nimmt η diskrete Phasenstufen an, so daß man insgesamt 2 η Phaseninformationen erhalten kann. Deshalb ist die Gesamtzahl der möglichen Phaseninformationen 2 η x ~= n².
2

Wenn die m Gruppen aus η Stufen phasenmodulierter Signale kombiniert werden, liefert die Größe

ξ{Φ_ίη, Φ_2π ... Φ,™) m x π oder m x -= Informations-

signale und die Größe Φ(Φ_1π, Φ_2π ... Φ_ΜΠ) my. η² Phaseninformationen.

Nach dieser Erläuterung werden aus der Trägerwelle m Gruppen von η-stufigen phasenmodulierten Signalen erzeugt, deren Phase gleich derjenigen des Kombinationssignals des vorhergehenden Schrittsignals ist. Diese modulierten Signale werden kombiniert und übertragen. Sodann wird durch Nachweis der Amplitudenänderung das Kombinationssignal in m Signalgruppen aus je η oder 2« Phasenabweichungsinformationen unterteilt. Mit η Phasenabweichungsinformationen läßt sich ein herkömmliches n-stufiges Nachweissystem verwenden. Im Falle von 2 η Phasenabweichungsinformationen wird das Signal in zwei Arten von η Phaseninformationen geteilt und jeweils mittels eines η-stufigen Phasennachweissystems abgefragt. Die Teilung der In Phaseninformationen in zwei π Phaseninformationen erfolgt so, daß in der beschriebenen Weise dieses Signal gegenüber denjenigen Signalpaaren phasenverschoben wird, aus denen das kombinierte Signal zusammengesetzt ist (in diesem Beispiel den Abweichungen mit ± 22,5, ± 67,5°). Unter Verwendung eines der beiden Signalpaare als Bezugssignal wird das zweite Signalpaar hinsichtlich der Phase demoduliert. Damit ist eine Modulation und Demodulation von m Gruppen aus in η Phasenstufen modulierten Signalen möglich.

Für die als Beispiel angegebene Phasenmodulation sind durch eine gestrichelte Linie bzw. eine ausgezogene Linie das an einem Phasenmodulator auftretende Frequenzspektrum und die Werte dieses Spektrums in Fig. 17 angegeben, wenn fortgesetzt eine bestimmte Phasenabweichung vorgenommen wird. Das Spektrum und seine Werte erscheinen, wenn zwei Phasenmodulatoren benutzt werden. Dies ergibt sich als Kombination der gestrichelten Linien und der ausgezogenen Linien. Bei Anwendung von zwei Phasenmodulatoren wird somit die effektive Sendeenergie verdoppelt gegenüber der Verwendung nur eines Phasenmodulators. Damit kann die doppelte Informationsmenge übertragen werden.

Die wirksame Ausnutzung des Frequenzbandes ist insbesondere auf die Frequenzverteilung zurückzuführen, die durch die Phasenabweichung bewirkt wird. Unten wird erläutert, wie die Frequenzverteilung sein wird, wenn die Trägerphase schrittweise fortschreitend um einen bestimmten Verschiebungswinkel geändert wird. Sodann wird die Frequenzverteilung nach statistischen Verfahren abgeleitet, wenn die Trägerphase statistisch geändert wird. Außerdem wird die Frequenzverteilung untersucht, wenn die Phase um einen bestimmten Winkel geändert wird. Unter der Annahme, daß ein Träger mit einer Kreisfrequenz w_c und einer Amplitude 1 alle T/sec um einen Betrag Φ

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phasenverschoben wird, wird die Wellenform untersucht. Diese Untersuchung liefert die Frequenzver-

teilung. Normalerweise besteht die folgende Beziehung für die Datenübertragung hinsichtlich der Phase Φ.

mit α und b als ganzen Zahlen, die keinen gemeinsamen Teiler haben.

Mit der Zeit t und der Ausgangsphase ψ läßt sich die Wellenform F (t) folgendermaßen ausdrücken:

sin (-

⁽²⁰⁾

Aus Gleichung (20) erhält man die Frequenzverteilung in einem Linienspektrum nach der folgenden Gleichung

2o

= f_c π — M + — η )

2 π T \ b )

(21)

mit η als einer ganzen Zahl und f_c als Trägerfrequenz. Das Amplitudenspektrum für jeden Frequenzwert der Gleichung(21) ergibt sich zu

25

/ h

sin (

(²²)

bungswinkel Φ und die Modulationsgeschwindigkeit y bestimmt; die Amplitude ergibt eine Verteilung im Linienspektrum nach der bekannten Beziehung (sin X)/X gemäß Gleichung (22).

Normalerweise wird innerhalb eines Datenübertragungssystems mit Phasenmodulation die Bandbreite durch die Modulationsgeschwindigkeit bestimmt; sie ist gleich wie bei der Zweiseitenband-Amplitudenmodulation mit Trägerunterdrückung (vgl. »Principle of Data Communication« von R. W. Lucky u. a., McGraw-Hill, 1968). Wenn die übertragungsgeschwindigkeit -=- beträgt, liegt die Uber-

tragungsbandbreite B innerhalb des folgenden Bereiches :

^F- (23)

Da -ψ als Modulationsgeschwindigkeit gemäß

Gleichung (21) aufgefaßt werden kann, wird der durch die Phasenmodulation bei der Datenübertragung bedingte Hub durch den Phasenverschie- 40 geformt Zur Ableitung der Frequenz aus Gleichung (21) innerhalb des Bereiches der Gleichung (23) wird die Gleichung (21) entsprechend der Gleichung (19) um-

Danach sind innerhalb des Durchlaßbandes nur zwei Frequenzen vorhanden:

(Normalerweise gilt 2 π > Φ > 0 und entsprechend a > b > 0.)

Man kann mit anderen Worten feststellen, daß die zur Phasenabweichung benötigten Frequenzen nur zwei Anteile innerhalb der gesamten Bandbreite haben. Fig. 18 zeigt diese Beziehung, nämlich eine Frequenzverteilung für eine Phasenabweichung von 45 und 225°.

Auf Grund der obigen Untersuchung wird das Frequenzspektrum für Phasenabweichungen mit einem bestimmten Winkelbetrag erklärt, wenn das Phasenmodulationssignal eine statistische Verteilung hat. Es sei für die Phasenabweichung mit statistischer Verteilung angenommen, daß alle Werte der Phasenabweichung mit gleicher Wahrscheinlichkeit auftreten. Die Dichtefunktion des Spektrums wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt (»Data Transmission« von R. Bennet u. a., 1965, McGraw-Hill Book Co).

ψ if\ _

2 Γ
für H (f) ergibt sich

n.7)

sin (π —)

(28)

65 Aus den Gleichungen (27) und (28) wird das Frequenzverteilungsspektrum für die statistische Untersuchung auf die Trägerfrequenz zentriert; das Ampli-

tudenspektrum folgt einer (sin X)/X-Kurve als Einhüllende. Die Bedingung, wonach alle möglichen Phasenabweichungen mit gleicher Wahrscheinlichkeit auftreten, ist der Bedingung äquivalent, daß alle Phasenabweichungen gleichzeitig erfolgen und die den einzelnen Abweichungsbeträgen zugehörigen Spektren miteinander kombiniert werden. Man kann also sagen, daß die Frequenzverteilung durch jede Frequenzabweichung gedehnt wird, indem die beiden Spektrallinien gemäß der obigen Erläuterung zentriert werden. Die Kombinationssumme der einzelnen Spektren ergibt sich in der Form von (sin X)/X.

Es sei angenommen, daß beim Auftreten eines bestimmten Phasenverschiebungswinkels die Hauptspektren an zwei Stellen der Bandbreite konzentriert sind. Damit wird ein Gedanke zur wirkungsvollen Ausnutzung einer Bandbreite vorgeschlagen.

Die Verwirklichung erfolgt dadurch, daß die konzentrierten Frequenzverteilungen vervielfacht und an 4, 6 ... 2m Stellen lokalisiert werden, zusätzlich zu den beiden genannten Stellen. Dies bedeutet die Anwendung von m Gruppen phasenmodulierter Signale, die miteinander kombiniert, übertragen und empfangen werden.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Phasenmodulations - Datenübertragungssystem, bei dem zur Multiplexübertragung gleichzeitig eine Modulation und Demodulation von m Gruppen mit η Phasenlagen erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sendeseite ein binäres Datensignal in Serienform mittels eines Serien-Parallel-Wandlers jeweils in η Schrittsignale (n als ganze Zahl > 2) in Parallelform umgewandelt wird, daß unter Verwendung dieser Parallelsignale in einem Modulator m Gruppen (m als ganze Zahl > 1, jedoch nicht größer als n) phasenmoduherter Signale einer gemeinsamen Trägerwelle erzeugt werden, daß auf der Empfangsseite Phaseninformationen und Amplitudeninformationen entsprechend den Phasenabweichungskomponeten und Amplitudenabweichungskomponenten eines jeden Kombinationssignals, das durch Kombination der m Gruppen phasenmoduherter Signale oder von entsprechenden Kombinationssignalen aus andern Stationen erhalten wird, in einem Demodulator erzeugt werden, und daß schließlich aus den Phaseninformationen und^AjJtplitudeninformationen das binäre Serien-T5atensignai wiedergewonnen wird.

2. Phasenmodulations - Datenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sendeseite der Serien-Parallel-Wandler, der Modulator zur Erzeugung phasenmoduherter Signale und der Kombinator zur Ableitung eines Kombinationssignals sowie entsprechend auf der Empfangsseite Nachweisstufen zur Ableitung von Phaseninformationen und Amplitudeninformationen sowie Reproduktionsstufen für das binäre Serien-Datensignal vorhanden sind.

3. Phasenmodulations - Datenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sendeseite der Serien-Parallel-Wandler, der Modulator zur Bildung phasenmoduherter Signale und eine Stufe zur Ableitung von Phaseninformationen und Amplitudeninformationen sowie andererseits auf der Empfangsseite eine Reproduktionsstufe für das binäre Serien-Datensignal vorhanden sind.