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Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen
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Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Vierphasen-Modulator
für sehr hohe Frequenzen, bestehend aus zwei Zweiphasen-Modulatoren mit Je einer
Klemme für das Steuersignal eines Oszillators, das Basisbandsignal und das modulierte
hochfrequente Signal zur Verwendung in Zeitmultiplexsystemen.Bei Zweiphasen-Modulatoren
ist es zum Erzielen einer linearen Mischung entscheidend, daß die Umtastung genau
bei 1800 erfolgt. Diese Bedingung wird solange erfüllt, solange man sich im Freeuenzbereich
bis etwa 100 NHz bewegt.
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Für sehr hohe Frequenzen erfüllt ein solcher Modulator diese Bedingungen
nicht mehr, sondern die Umtastung liegt bei etwa 1500. Dieser Wert hängt vom Aufbau
und der Betriebs frequenz des betreffenden Modulators ab. Diese Inselablage hat
unterschiedliche Amplituden bei der Umtastung zur
Folge und wird
in der Fachsprache mit offset bezeichnet.
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Man ist also gezwungen, Mittel und Wege zu suchen, um einen solchen
Modulator in seinen Phasenumtastungseigenschaften zu verbessern.
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Die Aufgabe, die zu der vorliegenden Erfindung-führt, besteht darin,
einen Zweiphasen-Modulator bzw. einen Demodulator zu schaffen, dessen Umtastung
bei sehr hohen Frequenzen genau bei 1800 liegt und mit dem man zwei Dit -ströme
gleichzeitig übertragen kann.
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Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß zwischen der
Klemme für das Steuersignal und der Klemme des hochfrequenten Signals mindestens
ein die Reststeuerspannung des Steudrsignals im hochfrequenten Signalzweig kompensierender
Gegenkopplungszweig angeordent ist, wobei der Gegenkopplungzweig an die Steuersignalleitung
und an die hochfrequente Signalleitung über je einen Richtkoppler angekoppelt ist
und aus den beiden Koppelleitungen der Richtkoppler, einen nach Betrag und einen
nach Phase einstellbaren, 3 dB-Koppler und den über ein Dämpfungsglied und ein Phasendrehglied
miteinander verbundenen Ausgängen der beiden 3 dB-Koppler besteht.
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Eine zweckmäßige Ausführungsform besteht darin, daß der
nach
Phase einstellbare 3 dB-Koppler an seinen beiden freien Ausgängen je eine gegen
Bezugspotential geschaltete einstellbare Kapazität hat bzw. der nach Betrag einstellbare
3 dB-Koppler an seinen beiden freien Ausgängen je eine gegen Bezugspotential geschaltete
Serienschaltung aus einem reellen Widerstand und einer einstellbaren Kapazität hat.
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Vorteilhaft ist es, wenn die Koppeldämpfungen der in die Steuersignalleitung
und die hochfrequente Signalleitung zwischengeschalteten Richtkoppler zusammen kleiner
sind als die Isolation des Modulators, wobei die Isolation das Verhältnis der Steuerspannung
an der Steuersignalklemme zu der Reststeuerspannung an der hochfrequenten Signalklemme
ist. Für die Ausführungsform eines Vierphasen-Modulators ist es erforderlich, daß
die Steuersignale für die Zweiphasen-Modulatoren in ihrer Phase um 90 gegen einander
versetzt sind, wobei die Modulatoren selbst als Ringmodulatoren geschaltet sind.
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Anhand der Figuren in der Zeichnung wird der Erfindungsgedanke noch
näher beschrieben. Hierbei zeigen: Die Fig. 1 die Schaltung eines Zweiphasen-Modulators
nach der Erfindung, die Fig. 2 ein Vektordiagramm der Phbsenverhältnisse des Modulators,
die
Fig. 3 die Schaltungsanordnung eines Vierphasen-Modulators, die Fig. 4 eine -praktische
Ausführungsform eines Zweiphasen-Modulators in MIC-Text.
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In der Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild des Zweiphasen-Modulators
nach der Erfindung abgebildet. Der Modulator M hat drei Klemmen. Die Klemme für
das Basisbandsignal ist mit BB, für das Steuersignal mit LO und für das hochfrequente-Signal
mit RF bezeichnet. In die Zuleitung des Steuersignals ist ein Richtkoppler RK1 geschaltet,
dessen erste Klemme zu dem Steueroszillator LO führt und in entgegengesetzter Richtung
zur entsprechenden Anschlußklemme LO des Modulators M. Die Koppelleitung ist auf
einer Seite mit einem Absorber Z geschlossen und führt auf der anderen Seite des
Richtkopplers RK1 zu dem Gegenkopplungszweig und zwar dem ersten 3 dB-Koppler A.
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Die hochfrequente Signalleitung RF vom Modulator M ist über einen
weiteren Richtkoppler Ru2 an die Klemme RF geführt. Der Koppelzweig dieses Richtkopplers
RK2 ist auf der einen Seite mit dem Wellenwiderstand Z abgeschlossen und die- entgegengesetzte
Richtung steht mit dem zweiten 3 dB-Koppler B in Verbindung.
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Die 3 dB-Kopplerleitungen der beiden 3 dB-Koppler A und
B
sind über ein Dämpfungsglied x und ein Phasendrehglied A mit einander verbunden.
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Die beiden gegenüberliegenden Ausgänge des 3 dB-Kopplers A sind mit
je einer veränderbaren Kapazität Ci und C2 gegen Bezugspotential geschaltet. Die
beiden gegenüberliegenden Ausgänge des zweiten 3 dB-Kopplers B sind je über Serienschaltung
aus einem reellen Widerstand Ri bzw. R2 einer veränderbaren Kapazität C3 bzw. C4
gegen Bezugspotential geschaltet.
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Der Modulator M ist als Ringmodulator-geschaltet, dessen statische
Übertragungskennlinie im idealen Fall durch den Nullpunkt verläuft (vgl. Fig. 2).
In allen praktischen Fällen aber ist die Kennlinie mehr oder weniger gekrümmt^ und
verläuft nicht durch den Ursprung. Das bedeutet, daß sich bei der Umtastung des
Basisbandsignales BB die Phase des hochfrequenten Signales RF nicht genau um 1800
ändert.
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Das gibt eine Verfälschung des Phasenwinkels und zusätzlich noch eine
Verfälschung der Amplitude.
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Während sich eine unterschiedliche Amplitude - genannt offset des
Modulators- durch eine Verschiebung des Nullpunkt tes beim Steuersignal L0 kompensierenläßt,
ist der Winkel- oder Phasenunterschied auf dieseaWeise nicht kompensierbar. Diese
Winkelabweichung läßt sich aus der Grösse
der Reststeuerspannung
UTR an der Klemme RF des Modulators M bestimmen.
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In der Fig. 2 ist ein Diagramm aufgezeichnet, das die Phasenverhältnisse
eines Modulators M wiedergibt. Bei idealen Modulationsverhältnissen würde die Kennlinie
A durch den Nullpunkt des Kreisdiagrammes verlaufen. Der tatsächliche Kennlinienverlauf
ist um die Strecke UTR versetzt; Verlauf der Kennlinie B. Dieser Verlauf ergibt
sich aus den zugehörigen Vektoren C und D. Daraus folgt die wirkliche Abweichung
mit (1800 - (p). Die Strecke UTR stellt die Reststeuerspannung UTR dar, die es zu
kompensieren gilt. Eine wirkungsvolle Kompensation kann aber nur erfolgen, wenn
es möglich ist, einen um 1800 versetzten Vektor UK zu erzeugen.
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Die Kompensation dieser Reststeuerspannung UTR wird durch den erfindungsgemäßen
Gegenkopplungszweig A, n, A, B erreicht. Besteht beispielsweise eine Restspannung
im hochfrequenten Signalzweig RF von 25 dB, wird man die Richtkoppler RK1, RK2 mit
Je 10 dB Koppeldämpfung wählen. Das gibt zusammen 20 dB. Die restlichen 5 dB werden
in dem Gegenkopplungszweig selbst noch gedämpft.
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Zur Kompensation selbst dienen als Grobeinstellung nach Betrag das
Dämpfungsglied lt und nach Phase des Phasendrehglied A.
Das Dämpfungsglied
lt besteht aus einem veränderbaren n-Glied, das als Dämpfungsglied ausgebildet ist.
Das Phasendrehglied av wird durch verschieden lange Leitungsstükke dargestellt,
die in den Längen von A/2, k/4, k/8, k/16 in dem Gegenkopplungszweig eingeschaltet
werden1 um auch eine Kompensation bei jeder Phasenlage zu ermöglichen.
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Zum Feinabgleich nach Betrag und Phase sind die 3 dB-Koppler A und
B an ihren drei Ausgängen entsprechend ausgebildet und zwar hat der 3 dB-Koppler
A an seinen freien Enden je eine veränderbare Kapazität Ci und C2. Zum Feinabgleich
nach Betrag ist der 3 dB-Koppler B an seinen freien Ausgängen je mit einer Serienschaltung
aus einem festen Widerstand Ri und R2 und einer veränderbaren Kapazität C3 und C4
versehen.
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Diese Schaltungsanordnung macht es möglich, eine vollständige Kompensation
der Reststeuerspannung UTR zu erreichen.
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In der Fig. 3 ist ein Vi erphasen-Modulator M in einem Prinzipschaltbild
dargestellt. Dieser besteht aus zwei Zweiphasen-Nodulatoren Mi und M2, die zusammengeschaltet
werden.
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Beide Modulatoren haben einen gemeinsamen Steueroszillator LO für
das Steuersignal L0, wobei die Phasen für die beiden Zweiphasen-ModulatorentM1 und
M2 gegeneinander um 900 versetzt sind. Diese PhasenferRetzung wird durch ein in
einen
Zweig eingefügtes Phasendrehglied Aterreicht.
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Die Zusammenschaltung der Basisbandeingänge BB1 und BB2 erfolgt in
einem Codierer C. Dieser Codierer C hat die Aufgabe, das ankommende Digitalsignal
in zwei Signale aufzuspalten und zwar mit halber Bitrate. Danach erfolgt die Differenzcodierung
eines jeden Signals, eine Aufbereitung des Signals für die auf der Empfangsseite
erfolgende kohärente Demodulation.
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In den Zuleitungen-BB1 und BB2 zu den- Basisbandeingängen sind j-e
eine Schaltungsanordnung Ii bzw. 12-eingeschaltet, die die Aufgabe haben, den Impuls
aufzubereiten. Es wird aus dem Digitalsignal ein Analogsignal gebildet, indem man
das Signal üb-er ein Filter schickt, dessen besondere Eigenschaften diese Aufbereitung
bewirken.
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Die Ausgänge der beiden Zweiphasen-Modulatoren M1 und M2 sind mit
den Eingängen eines Summierers < verbunden, in dem die beiden um 900 versetzten
Hochfrequenzsignale RF1 und RF2 zu einem gemeinsamen hochfrequenten Signal RF addiert
werden.
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In der Fig. 4 ist ein praktisches Ausführungsbeispiel eines Zweiphasen-Modulators
in Dickschichttechnik auf
Substraten dargestellt. Diese Anordnung
besteht aus vier Substratplättchen: 1. Dem Plättchen M, das den Modulator M mit
seinen drei Anschlunklemmen, für das Steuersignal des Oszillators LO, für das Basisbandsignal
BB und für das modulierte llochfrequenzsignal RF, enthält, 2. dem Plättchen A mit
dem Eingang für das Steuersignal LO, das über den Richtkoppler RE1 einmal mit dem
Eingang für das Steuersignal LO des Modulators M und zum anderen mit dem 3 dB-Koppler
A mit seinem Feinabgleich nach der Phase verbunden ist, t 3. dem Plättchen B mit
der Klemme für das hochfrequente Signal RF als Ausgang, der über den Richtkoppler
RK2 einmal mit der Klemme RF des Modulators M verbunden ist und zum anderen über
den 3 dB-Koppler B, der zum Abgleich nach Betrag der Reststeuerspannung UTR dient,
geführt ist und 4. dem Plättchen C , das die beiden zur Grobeinstellung nach Betrag
und Phase der Reststeuerspannung UTR trägt. Der Grobabgleich nach Betrag wird durch
das s-Glied lt bewirkt und der Grobabgleich nach Phase durch die einzelnen Leitungsstücke
k/2, AX4, k/8, h/i6. Durch Lötbrücken können die einzelnen Teilleitungsstücke kurzgeschlossen
werden und auf diese Weise wird die Phäsendrehung grob abgleichbar gestaltet.
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Diese Zusammenschaltung des Zweiphasen-Modulators M einschließlich
seiner Gegenkopplung ist in dieser Ausführungsform in einem kleinen Gehäuse angeordnet
und als selbständiger Baustein verwendbar. Die einzelnen Substratplättchen sind
einfach herstellbar und auch der Abgleich nach Betrag und Phase der Reststeuerspannung
UTR auf einfache Weise gelöst.