DE2639972B2 - Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen - Google Patents
Vierphasen-Modulator für sehr hohe FrequenzenInfo
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
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- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
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Description
Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen,
bestehend aus zwei Zweiphasen-Modulatoren mit je einer Klemme für das Steuersignal eines Oszillators, das
Basisbandsignal und da.« modulierte hochfrequente Signal zur Verwendung in Zeitmultiplexsystemen.
»Nachrichtentechn. Z.29 (1976) H.5. S.390-394.
Abschnitt 3.1.1« beschrieben. Er besteht aus einem Leistungsteiler, der den Träger in zwei orthogonale
Teile aufspaltet, zwei Zweiphasen-Modulatoren und
einem Leistungssummierer, der die beiden modulierten
Teilträger wieder zusammenfaßt
Bei Zweiphasen-Modulatoren ist es zum Erzielen einer linearen Mischung entscheidend, daß das Steuersignal um genau 180° umgetastet wird. Diese Bedingung
wird bei niedrigen Frequenzen annähernd erfüllt Bei
höheren Frequenzen weicht die Umtastung immer mehr von 180° ab.
Diese Eigenschaft hängt zusätzlich vom Aufbau des verwendeten Modulators ab. Die Winkelablage von
180° hat bei der Umtastung unterschiedliche Amplituden des modulierten Ausgangssignals zur Folge. Der
Unterschied der Amplituden wird in der Fachsprache mit »offset« bezeichnet. Man ist also gezwungen, Mittel
und Wege zu suchen, um einen solchen Modulator in
seinen Phasenumtastungseigenschaften zu verbessern.
Die Aufgabe, die zu der vorliegenden Erfindung führt, besteht darin, einen Zweiphasen-Modulator zu schaffen,
dcSScK Umtastung uci Senf itOiicn Frequenzen, gcfiäü
bei 180°, liegt
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß zwischen der Klemme für das Steuersignal und der
Klemme des hochfrequenten Signals mindestens ein die Reststeuerspannung des Steuersignals im hochfrequenten Signalzweife kompensierender Gegenkopp-
lungszweig angeordnet ist.
Es ist zweckmäßig, daß der Gegenkopplungszweig an die Steuersignalleitung und an die hochfrequente
Signalleitung über je einen Richtkoppler angekoppelt ist und aus den beiden Koppelleitungen der Richtkopp
ler, einem nach Betrag und einem nach Phase
einstellbaren, 3 dB-Koppler und den über ein Dämpfungsglied und ein Phasendrehglied miteinander verbundenen Ausgängen der beiden 3 dB-Koppler besteht.
Eine vorteilhafte Ausführungsform besteht darin, daß
der nach Phase einstellbare 3 dB-Koppler an seinen
beiden freien Ausgängen je eine gegej Bezugspotential
geschaltete einstellbar Kapazität hat, bzw. der nach Betrag einstellbare 3 dB-Koppler an seinen beiden
freien Ausgängen je eine gegen Bezugspotential
geschaltete Serienschaltung aus einem reellen Widerstand und einer einstellbaren Kapazität hat. Vorteilhaft
für eine rröglichst exakte Kompensation ist es, wenn die
Koppeldämpfungen der in die Steuersignalleitung und die hochfrequente Signalleitung zwischengeschalteten
Richtkoppler zusammen kleiner sind als die Isolation des Modulators, wobei die Isolation das Verhältnis der
Steuerspannung an der Steuersignalklemme zu der Reststeuerspannung an der hochfrequenten Signalklemme ist. Für die Ausführungsform eines Vierphasen-Mo-
dulators ist es erforderlich, daß die Steuersignale für die
gegeneinander versetzt sind, wobei die Modulatoren
selbst als Ringmodulatoren geschaltet sind.
Fig. 1 die Schaltung eines Zweiphasen-Modulators nach der Erfindung,
F i g. 2 ein Vektordiagramm der Phasenverhältnisse des Modulators,
Fig.3 die Schaltungsanordnung eines Vierphasen-Modulators,
Fig.4 eine praktische Ausführungsform eines Zweiphasen-Modulators
in Mikrowellentechnik.
In der F i g. 1 ist das Prinzipschaltbild des Zweiphasen-Modulators
nach der Erfindung abgebildet. Der Modulator M hat drei Klemmen. Die Klemme für das
Basisbandsignal ist mit BB, für das Steuersignal mit LO und für das hochfrequente Signal mit /?Fbezeichnet. In
die Zuleitung des Steuersignals ist ein Richtkoppler RK1 geschaltet, dessen erste Klemme zu dem
Steueroszillator LO führt und in entgegengesetzter Richtung zur entsprechenden Anschlußklemme LO des
Modulators M. Die Koppelleitung ist auf einer Seite mit ι ο einem Absorber Z abgeschlossen und führt auf der
anderen Seite des Richtkopplers RK1 zu dem Gegenkopplungszweig und zwar dem ersten 3 dB-Kopplev
A.
Die hochfrequente Signalleitung RF vom Modulator :5
M ist über einen weiteren Richtkoppler RK 2 an die Klemme RF geführt Der Koppelzweig dieses Richtkopplers
RK 2 ist auf der einen Seite mit dem Wellenwiderstand Zabgeschlossen und die entgegengesetzte
Richtung steht mit dem zweiten 3 dB-Koppler B in Verbindung.
Die 3 dB-Kopplerleitungen der beiden 3 dB-Koppler
A und 3 sind über ein Dämpfungsglied .τ und ein
Phasendrehgüed Δφ miteinander verbunden.
Die beiden gegenüberliegenden Ausgänge des 3 dB-Kopplers A sind mit je einer veränderbaren Kapazität
CX und C2 gegen Bezugspotentiai geschaltet. Die beiden gegenüberliegenden Ausgänge des zweiten
3 dB-Kopplers ßsind je über Serienschaltung aus einem
reellen Widerstand RX bzw. R 2 einer veränderbaren Kapazität C3 bzw. C 4 gegen Bezugspotential geschaltet.
Der Modulator M ist als Ringmodulator geschaltet, dessen statische Übertragungskennlinie im idealen Fall
durch den Nullpunkt verläuft (vgl. Fig. 2). In allen praktischen Fällen aber ist die Kennlinie mehr oder
weniger gekrümmt und verläuft nicht durch den Ursprung. Das bedeutet, da3 sich bei der Umtastung des
Basisbandsignales BB die Phase des hochfrequenten Signales RF nicht genau um 180° ändert. Das gibt eine
Verfälschung des Phasenwinkels und zusätzlich noch eine Verfälschung der Amplitude.
Während sich eine unterschiedliche Amplitude — genannt offset des Modulators — durch eine Verschiebung
des Nullpunktes beim Basisbandsignal BB kompensieren läßt, ist der Winkel — oder Phasenunterschied
auf diese Weise nicht kompensierbar. Diese Winkelabweichung iäßt sich aus der Größe der
Reststeuerspannung UTR an der Klemme RF des Modulators /V/bestimmen. ·>ο
In der F i g. 2 ist ein Diagramm aufgezeichnet, das die Phasenverhältnisse eines Kwodulators M wiedergibt. Bei
idealen Modulationsverhältnissen würde die Kennlinie A durch der; Nullpunkt des Kreisdiagrammes ve, laufen.
Der tatsächliche Kennlinienverlauf ist um die Strecke UTR versetzt; Verlauf der Kennlinie B. Dieser Verlauf
ergibt sich aus den zugehörigen Vektoren C und D. Daraus folgt die wirkliche Abweichung mit (180° — φ).
Die Strecke UTR stellt die Reststeuerspannung UTR dar, die es zu kompensieren gilt. Eine wirkungsvolle
Kompensation kann aber nur erfolgen, wenn es möglich ist, einen um 180° versetzten Vektor UK zu erzeugen.
Die Kompensation dieser Reststeuerspannung UTR wird durch den erfindungsgemäßen Gegenkopplungszweig
A, π- Δφ, B erreicht. Besteht beispielsweise im
hochfrequenten Signalzweig ein Restsignal UTR, welches um 25 dB gegenüber dem Steuersignal an der
Klemme LOdes Modulators gedämpft ist, wird man die
Richtkoppler RK1, RK 2 mit je 10 dB Koppeldämpfung
wählen. Das gibt zusammen 2OdB. Die restlichen 5 dB werden in dem Gegenkopplungszweig selbst noch
gedämpft.
Zur Kompensation selbst dienen als Grobeinstellung nach Betrag das Dämpfungsglied Jr und nach Phase das
Phasendrehgüed Δφ.
Das Dämpfungsglied π besteht aus einem veränderbaren Dämpfungsglied, das als π-Glied ausgebildet ist.
Das Phasendrehglied Δφ wird durch verschieden lange Leitungsstücke dargestellt, die in den Längen von λ/2,
λ/4, λ/8, λ/16 in dem Gegenkopplungszweig eingeschaltet
werden, um auch eine Kompensation bei jeder Phasenlage zu ermöglichen.
Zum Feinabgleich nach Betrag und Phase sind die 3 dB-Koppler A und B an ihren drei Ausgängen
entsprechend ausgebildet und zwar hat der 3 dB-Koppler A an seinen freien Enden je eine veränderbare
Kapazität CX und C2. Zum Feinabgl'iich nach Betrag ist der 3 dB-Koppler B an seinen freien Ausgängen je
mit einer Serienschaltung aus einem festen Widerstund R X und R2 und einer veränderbaren Kapazität C 3 und
C 4 versehen.
Diese Schaltungsanordnung macht es möglich, eine vollständige Kompensation der Reststeuerspannung
UTR zu erreichen.
In der Fig. 3 ist ein Vierphasen-Modulator M in
einem Prinzipschaltbild dargestellt. Dieser besteh; aus zwei Zweiphasen-Modulatoren Mi und M 2, die
zusammengeschaltet werden. Beide Modulatoren haben einen gemeinsamen Steueroszillator LO für das
Steuersignal LO, wobei die Phasen für die beiden Zweiphasen-Modulatoren MX und M2 gegeneinander
um 90° versetzt sind. Diese Phasenversetzung wird durch ein in einen Zweig eingefügtes Phasendrehglied
Δφ erreicht.
In einem Codierer C wird das ankommende Digitalsignal BB in zwei Signale aufgespalten und zwar
mit halber Bitrate. Danach erfolgt die Modulavion eines
jeden Signals und die Zusammenfassung der beiden modulierten Teilträger in einem Leistungssummierer
Σ.
In '.en Zuleitungen BB X und BB2 zu den Basisbandeingängen
der Modulatoren sind je eine Schaltungsanordnung /1 bzw. /2 eingeschaltet, d'e die Aufgabe
haben, den Impuls aufzubereiten. Es wird aas dem Digitalsignal ein Analogsignal gebildet, inJem man das
Signal über ein Filter schickt, dessen besondere Eigenschaften diese Aufbereitung bewirken.
Die Ausgänge der beiden Zweiphasen-Modulatoren M X und A/2 sind mit den Eingängen eines Summierers
Σ verbunden, in dem die beiden um 90° versetzten Hochfrequenzsignale RFX und RF2 zu einem gemeinsamen
hochfrequenten Signal /?Faddiert werden.
In der Fig.4 ist ein praktisches Ausführungsbeispiel
eines Zweiphasen-Modulators in Dickschichttechnik auf Substraten dargestellt. Diese Anordnung besteht e.us
vier Substratplättchen
1. Dem Plättchen M*, das den Modulator M mit seinen drei Anschlußklemmen, für das Steuersignal
des Oszillators 'X), für das Basisbandsignal SS und
für das modulierte Hochfrequenzsignal RF, enthält.
2. Dem Plättchen A* mit dem Eingang für das Steuersginal LO, das über den Richtkr;ppler RKI
einmal mit dem Eingang für das Steuersignal LO des Modulators M und zum anderen mit dem
3 dB-Koppler A \n\ seinem Feinabgleich nach der Phase verbunden ist.
3. dem Plättchen B* mit der Klemme für das hochfrequente Signal ÄFals Ausgang, der über den
Richtkoppler RK 2 einmal mit der Klemme ÄFdes
Modulators M verbunden ist und zum anderen über den 3 dB-Koppler B, der zum Abgleich nach Betrag
der Reststeuerspannung UTR dient, geführt ist und
4. dem Plättchen C, das zur Grobeinstellung nach Betrag und Phase der Reststeuerspannung UTR
dient. Der Grobausgleich nach Betrag wird durch das Dämpfungsglied η bewirkt und der Grobahpleich
nach Phase durch die die einzelnen Leitungsstücke A/2. A/4, A/8, λ/16. Durch Lötbrükken
können die einzelnen Teilleiiungsstücke kurzgeschlossen werden und auf diese Weise wird
die Phasendrehung grob abgleichbar gestaltet.
Diese Zusammenschaltung des Zweiphasen-Modulators Meinschließlich seiner Gegenkopplung ist in dieser Ausführungsform in einem kleinen Gehäuse angeordnet und als selbstständiger Baustein verwendbar. Die einzelnen Substratplättchen sind einfach herstellbar und auch der Abgleich nach Betrag und Phase der Keststcuerspannung ί/TW auf einfache Weise gelöst.
Diese Zusammenschaltung des Zweiphasen-Modulators Meinschließlich seiner Gegenkopplung ist in dieser Ausführungsform in einem kleinen Gehäuse angeordnet und als selbstständiger Baustein verwendbar. Die einzelnen Substratplättchen sind einfach herstellbar und auch der Abgleich nach Betrag und Phase der Keststcuerspannung ί/TW auf einfache Weise gelöst.
Hierzu 'S HIaK Zeichnungen
Claims (7)
- Patentansprüche:!. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen, bestehend aus zwei Zweiphasen-Modulatoren mit je einer Klemme für das Steuersignal eines Oszillators, das Basisbandsignal und das modulierte hochfrequente Signal (Radio Frequenz) zur Verwendung in Zeitmultiplexsystemen, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Klemme für das Steuersignal (LO) und der Klemme des hochfrequenten Signals (RF) mindestens ein die Reststeuerspannung (UTR) des Steuersignals (LO) im hochfrequenten Signalzweig kompensierender Gegenkopplungszweig (A, π, Δφ, Z?Jangeordnet äst.
- 2. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 1, dadm'ch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungszweig (A, η, Δφ, B) an die Steuersignalleitung (LO) und an die hochfrequente Signalleitung (RF) über je einen Richtkoppler (RK 1, RK 2) angekoppelt ist und aus den beiden Koppelleitungen der Richtkoppler (RKi, RK 2), einem nach Betrag (B)xi.id einem nach Phase (A) einstellbaren, 3 dB-Koppler und den über ein Dämpfungsglied {π) und ein Phasendrehglied (Δφ) miteinander verbundenen Ausgängen der beiden 3 dB-Koppler besteht.
- 3. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der nach Phase einstellbare 3 dB-Koppler (A) an seinen beiden freien Ausgängen je eine gegen Bezugspotential geschaltete einstellbare Kapazität CCl, C2) hat.
- 4. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der nach Betrag einstellbare 3 dB-Koppler (B) an seinen beiden freien Ausgängen je eine gegen Bezugspotential geschähe:e Senenschaltung aus einem reellen Widerstand (Rl, R2) und einer einstellbaren Kapazität (C3, C 4) hat.
- 5. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppeldämpfungen der in die Steuersignalleitung (LO) und die hochfrequente Signalleitung (RF) zwis^hengeschalteten Richtkoppler (RKX, RK 2) zusammen kleiner sein müssen als die Isolation des Modulators (M), wobei die Isolation das Verhältnis der Steuerspannung (LO) an der Steuersignalklemme zu der Reststeuerspannung (UTR) an der hochfrequenten S'gnalklemme (RF)\st.
- 6. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch I1 dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignale (LO) für die zwei Zweiphasen-Modulatoren (Mi, M2) in ihrer Phase um 90° gegeneinander versetzt sind.
- 7. Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen nach Anspruch I1 dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Modulatoren (M 1, M2) als Ringmodulatoren geschaltet sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19762639972 DE2639972C3 (de) | 1976-09-04 | 1976-09-04 | Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19762639972 DE2639972C3 (de) | 1976-09-04 | 1976-09-04 | Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2639972A1 DE2639972A1 (de) | 1978-03-09 |
DE2639972B2 true DE2639972B2 (de) | 1980-01-24 |
DE2639972C3 DE2639972C3 (de) | 1980-09-25 |
Family
ID=5987199
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19762639972 Expired DE2639972C3 (de) | 1976-09-04 | 1976-09-04 | Vierphasen-Modulator für sehr hohe Frequenzen |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2639972C3 (de) |
-
1976
- 1976-09-04 DE DE19762639972 patent/DE2639972C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2639972A1 (de) | 1978-03-09 |
DE2639972C3 (de) | 1980-09-25 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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OD | Request for examination | ||
OF | Willingness to grant licences before publication of examined application | ||
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: AEG-TELEFUNKEN NACHRICHTENTECHNIK GMBH, 7150 BACKN |
|
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: ANT NACHRICHTENTECHNIK GMBH, 7150 BACKNANG, DE |
|
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |