DE1928229C - Symmetrische Vielphasenschaltung der elektrischen Nachnchtentnik - Google Patents

Description

i 928

Die Erfindung bezieht sich auf symmetrische Mehrjhiüenschaltungen der elektrischen Nachrichtentechiik, bestehend aus einer Anzahl N paralleler Zweige. ?ei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem ies elektrisch unmittelbar angrenzenden eine Phasen-Verschiebung von ^ aufweist, so daß die vektorielle Summe der Signale aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung von spulenlosen Filtern, für den Einsatz bei N-Pfad Abtastmodulatoren und Tür die Erzeugung N-phasiger Drehfelder in Einrichtungen der elektrischen Fernmeldetechnik. Prinzipielle Hinweise auf Funktion und Einsatzmöglichkeit solcher Mehrphasenschaltungen enthält die Abhandlung von I. F. M a c d i a m i d und D. G. T u c k e r. »Polyphase Modulation as a Solution of Certain Filtration Problems in Telecommunication« in Proc. I. E. E. Part III Vol. 97 (Sept. 1950), S. 349 bis 358.

Solche symmetrischen Mehrphasenschakungen finden beispielsweise Anwendung bei .V-Pfad Abtastn.odulatoren, wie sie in der französischen Patentschrift 1 503 468 beschrieben sind.

Es sind in den letzten Jahren Vorschläge für die Realisierung von Filtern nach dem Abtastprinzip gemacht worden. Beispiele hierfür sind die Abhandkingen von L. E. F r a η k s und I.W. S a η d b e r g in »Bell. Syst. Techn. Journ.«. 39 (1960), auf den Selten :321 bis 1350, »An alternative approach to the realization of network transfer functions: The N-path !liter«, von W. Poschenrieder im Tagungsheft der NTG-Tagung vom 31. 3. bis 1.4. 1966 in Stuttgart iber »Analyse und Synthese von Netzwerken« auf den Seiten 221 bis 237, »Frequenzfilterung durch Netzwerke mit periodisch gesteuerten Schaltern«, von l·. L a η g e r in der Zeitschrift »Frequenz«, 20 (1966), :it:f den Seiten 396 bis 406. »Zeitmultiplex-Verfahren zur Filtersynthesc. Eine mathematische Einführung zum Allgemeinverständnis eines vielversprechenden Schaltungsprinzips«, von K. H. M öhr man η und VV. Hcinlein in der Zeitschrift »Frequenz«, 21 1:967). auf den Seiten 369 bis 375, »N-Pfad-Filter hoher Selektivität mit spulenlosen Schwingkreisen«, von Ii. L a η g e r in der Zeitschrift »Frequenz«. 22 (1968). auf den Seiten 11 bis 16. »Realisierungsprobleme bei \-Pfad-Filtern« und von E. L a 11 g e r in der Zeitschrift »Frequenz«. 22 (1968). auf den Seiten 89 bis 95, »Ein neuartiges N-Pfad-Filter mit zwei konjugiert komplexen Polpaaren«. Eine Zusammenfassung dieser Abhandlungen enthält der nachveröffentlichte Aufsatz von E. L a η g e r und K. H. M ö h r m a η η. -Schalterfilter« auf Seite 31 bis 36 des Sonderheftes »Spulenlose Füter« der Entwicklungsberichte der Siemens-1 lalske-Werke (September 1968). Für die Realisierung solcher N-Pfad-Abtastfilter können die erfindungsgemäßen Mchrphasenschaltungen vorteilhaft eingesetzt werden.

Eine weitere vorteilhafte Anwendungsmoglichkeit der erfindungsgemäßen symmetrischen Mehrphasenschaltungen besteht in der Erzeugung vielphasigcr Drehfelder. Hierdurch lassen sich einfach und getriu to Signale mit vorgegebenen Phasenverschiebungen untereinander erzeugen, wenn diese Phasenverschiebung einen ganzzahligen Bruchteil von 2 η beträgt. Solche Phasenverschiebungen lassen sich für mehr oder weniger breitbandige Signale bisher nur für eine Phasenverschiebung von 180 hinreichend einfach und genau realisieren.

Für solche mehrphasige Drehfelder gibt es in der Elektrotechnik eine Reihe von Emsatzmoghchkenen. So wurde z. B. in der Nachrichtentechnik die Sonus Cosinus-Modulation, die in der ang^amenkaniKhen Literatur als »Quadratur-Modulation bekannt £ und die Erzeugung eines Einse.tenbands.gnalohne den Einsatz eines aufwendigen Emseitenbandnlters erlaubt, praktisch nur eingesetzt, wenn dasModula ticnssienal aus einer einzigen Frequenz bestand, da die Erzeugung zweier um 90= zueinander phasen verschobener Signale für breite Modu ?tionsbander mit der notwendigen Genauigkeit praktisch nicht zu

Solche mehrphasigen Drehfelder werden —

für die Träger bei N-Pfad Abtastmodulatoren ebenso benötigt wie für die Abtastsignale bei Abtastfiltern. Entsprechend den Tendenzen der heutigen Nachrichtentechnik sollen dabei die verwendeten Schaltungen integrierbar sein, d.h.. sie dürfen keine Spulen und übertrager enthalten, müssen aiso nur aus Widerständen. Kondensatoren und Transistoren aufbaubar

Die Erfindung setzt sich nun zur Aufgabe, eine symmetrische Mehrphasenschaltung. bestehend aus einer Anzahl N paralleler Zweige, bei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem des elektrisch unmittelbar angrenzenden eine Phasenverschiebung von ^rjY aufweist, so daß die vektorielle Summe der Signale aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung von spulenlosen Filtern, für den Einsatz bei N-Pfad Abtastmodulatoren und für die Erzeugung N-phasiger Drehfelder in Einrichtungen der elektrischen Nachrichtentechnik anzugeben.

Die gestellte Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß jeder Zweig einen komplexen Widerstand enthält, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist. und daß dabei der Betrag der in die einzelnen Zweige eingefügten komplexen Widerstände untereinander gleich ist. daß dabei diese komplexen Widerstände mittels N-phasiger Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler bzw. N Tor-Gyraloren erzeugt werden, die mit je einem einander zugeordneten Ein- und Ausgang in jeden der N parallelen Zweige eingefügt werden.

In Fortbildung der Erfindung werden für einige 2-. 3- und 4-Phasenschaliungen spezielle Ausführungsformen angegeben.

Einphasen - Wirkwiderstands - Reaktanz - Wandler sind dabei z. B. aus der Abhandlung J. Zi v, »Resistance-io-Reactance Converter« in IRE Transactions on Circuit Theory, Vol. CT-7 (September 1960), Nr. 3, S. 355 bis 356, bekannt. Entsprechendes gilt auch für Gyratoren, von denen z. B. Prinzip und einige abweichende Ausfuhrungsformen aus der USA.-Patentschrift 3 001 157 bekannt sind.

Die Erfindung soll nun an Hand der Figuren eingehend beschrieben werden.
Es zeigt dabei
F i g. 1A und B die Erklärung des Begriffes positiver

und negativer Drehsinn.

Fig. 2 die Erklärung des Begriffes positive und

negative Frequenz,

Fig. 3A den Dämpfungsverlauf eines einfachen elliptischen Tiefpasses 3. Grades.

Fig. 3B den Dämpfungsverlauf nach einer Tief-Bandpaßtransformation mit unsymmetrisch verlaufenden Flanken,

F i g. 4 die Realisation eines komplexen Wider-

Standes, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist, mittels eines Gyrators,

F i g. 5 zeigt die Darstellung eines Gyrators als gesteuerte Signalquellen,

F i g. 6 die Realisation der komplexen Widerstände bei einer Vierphasenschaltung,

F i g. 7 den Stromlauf eines Filters mit unsymmetrisch verlaufenden Flanken,

F i g. 8 die Realisation dieses Filters als Zweiphasenschaltung,

F i g. 9 Prinzip und Stromlauf eines zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers durch Spannungsverzögerung,

F i g. 10 eine Alternativlösung hierzu,

Fig. 11 Prinzip und Stromlauf eines zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers durch Stromverzögerung,

Fig. !2 eine Alternativlösung hierzu,

Fig. 13 das Prinzipschaltbild einer Phase des in

Fig. 14 als Zweiphasenschaltung realisierten Netzwerkes.

Fig. 15 ein Teilschaltbild dieses Netzwerkes,

Fig. 16, 17, 18 und 20 verschiedene Ausführungsbeispiele für dreiphasige Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler.

Fig. 19 das Wirkschaltbild einer Phase der Schaltung nach Fig. 18,

Fig. 21 ein einphasiges Netzwerk mit mehreren komplexen Widerständen, deren Blindanteil frequenzunabhängig ist,

Fig. 22 die Realisation dieses Netzwerkes als Dreiphasenschaltung,

F i g. 23 und 24 äquivalente Schaltungen für eine Phase der Dreiphasenschaltung,

Fig. 25 und 26 unterschiedliche Realisierungsmöglichkeiten eines Vierphasen-Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers.

Fig. 27 Dämpfungskurven.

Fig. 28 den Stromlauf einer einzelnen Phase und seine Transformation für komplexe Widerstände, deren Blindanteil frequenzunabhängig ist,

Fig. 29 und 30 Dämpfungskurven,

F i g. 31 ein Vektordiagramm,

Fig. 32 die Anwendung von Mehrphasenschaltungen bei einem Sin-Cos-Einseitenbandmodulator.

Für die Behandlung und das Verständnis des Anmeldungsgegenstandes sollen einige erläuternde und die verwendeten Begriffe erklärende Betrachtungen vorangestellt werden.

So muß z. B. der Begriff negativer Frequenzen eingeführt werden. Wenn man das in der F i g. 1 (A) dargestellte Vierphasensystem mit den Phasenspannungen K, —jV, - V und +jV an seinen vier Eingängen betrachtet, so kann das Eingangssignal als symmetrisch bezeichnet werden, wenn alle Phasenspannungen gleich im Betrag und genau um 90° im gleichen Sinne gegeneinander verschoben sind. Als positiver Drehsinn wird dabei bezeichnet, wenn sich alle Vektoren entgegen dem Uhrzeiger drehen, also die Phasenspannung 2 gegenüber 1 um 90^; nacheilt usw. Wenn die Vektoren in umgekehrter Richtung, also im Uhrzeigersinne rotieren, also die Phasenspannung 2 gegenüber 1 voreilt, wird der Drehsinn als negativ bezeichnet

Wenn man die Phasenspannung einer, z.B. der ersten Phase betrachtet, so ist aus F i g. 2 zu ersehen, daß die Projektion des Vektors 1, wenn er positiv, also entgegen dem Uhrzeiger rotiert, auf die imaginäre Achse gleich V · sin mi ist. Rotiert er negativ, also im Uhrzeigersinn, so ergibt sich — V sin at. Da nun

— sin (-(f gleich sin ( —^t) ist, kann für eine einzelne Phase bei positivem Drehsinn des Vektors von positiven Frequenzen und bei negativem Drehsinn von negativen Frequenzen gesprochen werden. Wenn später bei Netzwerken für eine einzelne Phase einer Mehrphasenschaltung mit JV solcher Netzwerke von positiven und negativen Frequenzen gesprochen wird, ίο so wird hiermit positiver oder negativer Drehsinn der Phasenspannung angegeben.

Um ein Mehrphasen-Netzwerk mit unterschiedlichem übertragungsverhalten bei unterschiedlichem

— positivem oder negativem — Drehsinn der Eingangssignalabtastung realisieren zu können,'soll zunächst ein Einphasennetzwerk mit unterschiedlichem übertragungsverhalten für positiv oder negativ liegenden Frequenzen betrachtet werden. Solch ein Einphasennetzwerk ist zwar physikalisch nicht realisier-

bar. da es hierbei nicht möglich ist, zwischen positiv oder negativ liegenden Frequenzen zu unterscheiden, wenn dieses Netzwerk aus technischen Bauelementen aufgebaut ist. Überlegungen über ein zu einer Nullfrequenz unsymmetrisches Einphasennetzwerk kön-

nen aber als Hilfsmittel zur Synthese eines Mehrphasennetzwerkes verwendet werden, bei dem positiv und negativ liegende Frequenzen eine reelle Bedeutung haben und für das gezeigt werden kann, daß die Kenntnis der Phasenbeziehungen, wobei jede Phase

den Drehsinn der Eingangssignalabtastung »kennt«, notwendig und ausreichend Tür die Ableitung eines Mehrphasennetzwerkes aus dem vorher angedeuteten unrealisierbaren Einphasennetzwerk ist. Dieses erfolgt durch Transformationen eines Netzwerkes mit einem symmetrisch zu einer Nullfrequenz liegendem übertragungsverhalten in eines mit unsymmetrisch Heizendem.

In Fig. 3(A) ist nun als ein Beispiel das übertragungsverhalten eines einfachen elliptischen Tiefpasses dritten Grades dargestellt. Wenn man bei diesem Tiefpaß die Transformation

ο ₌

"'*

durchrührt, bei der ,., die bisherige Frequenzvariable und ο eine neue Frequenzvariable ist. erhält die Lbertragungskurve die in F i g. 3 (B) daraestellte unsymmetrische Form. Wie aus dieser Fmur zu ersehen ,st wird für „_>x = _(>>ool der Pol, der in !A * ' ^ei ~^f"»i ^la8' J^etzt nach .Q=+ od verschoben Die zu der Transformation nach Gleichung (1) inverse ist gegeben durch

1 -

ω,.

™ I T ^ταΡ&^κΛι> ^die Realisierbarkeit eines solen transformierten Netzwerkes zu betrachten.

ⁿ °^as ursprüngliche Netzwerk aus Spulen SlS"^{1 densat}°^r^ⁿ aufgebaut und ohmisch abgeschlossen war, wird eine Spule mit dem Blindleitwert J^l transformiert zu

1 -

)mL

ji3L

iaj.L

<o

Die Spule wird also transformiert in die Parallelschaltung einer Spule mit einem komplexen Widerstand, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist. dessen Wert sich also bei einer Frequenzänderung nicht ändert. Solche komplexen Widerstände sollen in der Beschreibung zur Abkürzung konstante Reaktanzen genannt werden. Ähnlich transformiert sich ein Kondensator in die Serienschaltung eines Kondensators mit einer konstanten Reaktanz. Da aber konstante Reaktanzen in Einphasennetzwerken nicht realisierbar sind, ist ein einzelnes Einphasennetzwerk

nicht realisierbar.

In Mehrphasennetzwerken, die Λ' Einphasennetzwerke enthalten, können konstante Reaktanzelemente, z. B. durch Gyratoren, oder eine Vielzahl gesteuerter Quellen, die einen N-Tor-Gyrator bilden, bestehen.

Es soll nun ein Zwciphnsennetzwerk mit um 90 phasenverschobenen Eingangssignalen T₁₁₁ und jV'_in betrachtet werden. Wenn an einem Punkt des einen Pfades die Spannung V auftritt und der Strom / !ließt, so steht an dem entsprechenden Punkt des anderen Pfades, völlig gleiche Ausbildung der beiden Pfade dabei vorausgesetzt, die Spannung /T. und es

!ließt der Strom jl. "

Wenn, wie in F i g. 4 dargestellt, ein Gyrator /wischen die beiden Phasen geschaltet wird, liegt an dem einen Eingang eine Spannung I und an dem anderen jV an, wenn der Gyrator symmetrisch ist. ,-:„!,„,, r.vriinr njH die Ketten-

Für einen symmetrischen Gyrator matrix

■ i !

0 -

also:

g'« 0
/, = gmV₂ und I₁ = +

Die Impedanz des Einganges 1 ist

_z _

gmV₂
Entsprechend für Eingang 2

j V _

V₂

— %m I

jg^m

(4)

(5)

(6)

(7)

scheinwiderstand ^ aufweist. Da ein Gjrmor

aktiven Gliedern

_{k dn}

"^Anwendung dieser Möglichkeit können in Netzwerken mit mehr als; zwei ™g

Anordnung zu nahursacht durch die komplexe Phasenbeziehung zwischen Strömen und Spannungen. Die Gyratorkreise werden dabei mit Transistoren realisiert.

Als ein Beispiel für die Anwendung obiger Ausführungen soll wieder das bereits beschriebene Filter nach F i g. 3 (B) dienen.

Die einphasige Version dieses Filters könnte die Form des in F i g. 7 dargestellten Netzwerkes erhalten in dem der Spule Ll, die im Längszweig zwisehen Ein- und Ausgang liegt, einmal eine konstante Reaktanz X 3 und ferner die Reihenschaltung eines Kondensators Cl mit einer konstanten Reaktanz Xl und einem Kondensator C 3 parallel geschaltet ist. In den Querzweigen liegt parallel zum Eingang die ,s Reihenschaltung eines Kondensators C1 mit einer konstanten Reaktanz X1 und parallel zum Ausgang die Reihenschaltung eines Kondensators C4 mit einer konstanten Reaktanz X 4.

Die Realisation Tür ein Zweiphasennetzwerk mit

um 90 phasenverschobenen Eingangssignalen ist in

F i g 8 dargestellt, bei dem vier Gyratoren mit zwei

Eingäniun Tür die konstanten Reaktanzen beider

Zweiae eingesetzt sind.

Einer der beiden Eingänge des Gyrators G 3 hegt

« in Serie mit den Kondensatoren Cl₁ und C 3, par-

"" allel der Spule Ll₁ der einen Phase, während der

andere Eingang in Serie mit den Kondensatoren C I₁

und C3, der Spule Ll₂ parallel geschaltet ist.

ähnlich wird je einer der beiden Eingänge der ,o Gyratoren G 4 bis G 6 Tür je eine Phase verwendet, ' und zwar HeEt je ein Eingang des Gyrators G 4 m Serie mit dem Kondensator Cl₁ bzw. Cl₂ parallel den Eingängen der beiden Phasen. Je einer der Em- «änee des Gyrators G5 liegt parallel der Spule Ll₁ ^ bzw" Ll·,. und je ein Eingang des Gyrators G 6 hegt "" in Reihe mit dem Kondensator C4, bzw. C4₂ parallel den Ausgängen. Die Gyratoren mit zwei oder mehreren (.V("Toren, die zur Realisierung konstanter Reaktanzen verwendet werden, seien allgemein Mehrphasenschaltuneen genannt, weil sie so ausgelegt werden, daß sie um der Zahl N entsprechende gegeneinander phasenverschobene Spannungen und Ströme liefern.

Eine andere Art von solchen Mehrphasenschaltuneen enthalten Wirkwidcrstands-Reaktanz-Wandler "zur Erzeuaung der konstanten Reaktanzen. Als Beispiel hierfür diese die Anordnung nach F i g. 9 (A). Für jede Phase ist ein Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler durch Spannungsverzögerung mit einer Konstantstromquelle (CCS3 bzw. CCS4) vorgesehen und die Spannungen und Ströme jeder Phase sine in der Figur durch Beschriftung dargestellt. Wenr jede Phase mit einer Impedanz Z abgeschlosser wird so erscheint an ihrem Eingang die Impedanz jZ Wie in F i e. 9 (B) gezeigt, können diese Schal tungen, mit deren Hilfe Widerstände in konstant! Reaktanzen umgewandelt werden können, mit Tran sistoren realisiert werden. Für jede Phase ist eil Transistor VTl bzw. VTl eingesetzt, dessen KoI lektor-Emitter-Strecke im Längszweig zwischen Ein und Ausgang liegt

Das ^-Eingangssignal einer Phase gelangt a die Basis des Transistors VT \ der anderen Phas über den Transistor V T 3, an dessen Basis da iV -Signal anliegt und dessen Kollektor mit der Bas: ' des Transistors VTl und mit der Versorgungsspar nung über einen Widerstand Rl verbunden ist, wäl rend sein Emitter über einen Widerstand .R 2 a

Masse liegt. Das Eingangssignal V₁ liegt an der Basis des Transistors VT2.

Eine Alternativlösung für einen solchen zvvciphasigen Wirkwidcrstands-Rcaktanz-Wandler zeigt die Fig. 10(A) und 10(B). Das Wirkschaltbild nach Fig. 10 (A) zeigt Spannungen und Ströme jeder Phase, während die Realisierung in F i g. H)(B) dargestellt ist. Jede Phase weist einen Transistor VT 4 bzw. VTS auf. deren Emitter-Kollektor-Strecken im Längszweig der Schaltung zwischen Ein- und Ausgang liegen.

Das jJ'2-Ausgangssignal einer Phase liegt an der Basis des Transistors VTA der anderen, während das Ausgangssignal V₁ der anderen Phase an die Basis des Transistors VT5 über einen Transistor

176 gelangt, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors VT5 und über den Widerstand RIl mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung und dessen Emitter über einen Widerstand R10 mit Masse verbunden ist.

Fig. 11 (A) und 12(A) zeigen die Wirkschallbilder weiterer Varianten, die keiner weiteren Erklärung bedürfen. .

Fig. 11 (B) zeigt nun die Schaltungsrealisierung für F i g 11 (A). Die Emitter-Basis-Strecke je eines Transistors VTl bzw. VTS liegt im Längszweig jeder Phase. Die Basis des Transistors VTl ist mit dem Kollektor des Transistors 1-T8 und die Basis des Transistors VT 8 mit dem Kollektor des Transistors VTl über einen Transistor VT9 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R12 an Masse liegt während seine Basis am Kollektor des Transistors VTl und über den Widerstand R13 am Pluspotential der Versorgungsspannung liegt.

Fig 12(B) zeigt nun die Schaltungsrealisierung für Fi ε P(A). Die Basis-Emitter-Strecke je eines Transistors VTlO bzw. ITlI liegt im Längszweig zwischen Ein- und Ausgang jeder Phase. Die Basis des Transistors VTlQ ist dabei mit dem Kollektor des Transistors FTIl über einen Transistor I 712 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R15 an Masse liest und dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors VTIl und über einen Wider-₅,™λ r 14 mit dem positiven Pol der Versorgungsspännune verbunden" ist. Die Basis des Transistors FTIl ist dabei direkt mit dem Kollektor des Transistors VTlO verbunden.

Fi" 13 zeiet d?s Blockschaltbild eines einphasigen Neuwerkes mit einer großen Anzahl von konstlnten Reaktanzen XS. X6. Xl, XS,X9...XM. Am Eingang liegt eine Querkapazitat C5 und am Ausgang eine CJV. Die in den Querzweigen hegenden konstanten Reaktanzen X 6, X8... X(M-I) sind in Reihe geschaltet mit Kondensatoren C6, Cl C(N-I) wobei diese Reihenschaltung zwischen den jeweiligen Verbindungspunkten der konstanten Reaktanzen XS und Xl, Xl und X9... X(M-2) und XM sowie Masse liegen.

Bei Verwendung einer der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler, wie sie vorher beschrieben wurden erhält man aus dieser Konfiguration das in Fi g dargestellte Zweiphasennetzwerk Φ, und f₂ mit den Einiangsspannungen v_in und JV_1n. Ann,Eingang der beiden Phasen Φ, und Φ₂ hegt eine Querkapazitat C5, bzw. CS₂ und am Ausgang eine CN₁ bzw. CJV₂. Da Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler verwendet werden können, um Widerstände in konstante Reaktanzen umzuwandeln, werden die konstanten Reaktanzen X5, X6 und Xl der Fig. 13 in dem Zweiphasennetzwerk der Fig. 14 durch die T-Nctzwerke aus den Widerständen RS₁, Ro₁ und RT₁ bzw. R5₂, Rf)₂ und Rl₁ realisiert, indem zwischen den Widers ständen R 6 und R6₂ und den Kondensatoren Co₁ und C6₂ ein Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler 2 zwischengeschaltet wird. Entsprechend wird der Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler 3 für das Widerstands- T-Neizwcrk R (M -2),. R(M-I)₁ und RAf₁ ίο bzw. R(A/ 2)₂, R(M- I)₂ und RM₁ zur Erzeugung der konstanten Reaktanzen .V(Af-2), X (M - 1) und X M von F i g. 13 eingesetzt.

Der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler 1, der am Eingang den Widerständen R5i und R5₂ vorgeschaltet ist, dreht die Phase der Signale um /, bevor sie zu dem Netzwerk gelangen, während der Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler 4 am Ausgang die Phase wieder zurückdreht.

Wenn die Reaktanzen λ'6, X8 usw. gegenüber den Reaktanzen .Y 5. X 7, X 9 usw. entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen sollen, ist es notwendig, in die Netzwerkkonfiguration nach Fig. 14 Negativimpedanzwandler, wie in F i g. 15 dargestellt, einzufügen. F i g. 15 zeigt dabei einen Teilausschnitt des Nelzwerkes nach Fig. 14 und enthält die Negati\impedanzwandler 5 und 6, die zwischen den Widerständen R 6, bzw. R6₂ und dem Verbindungspunkt der Widerstände RS₁ "und Rl₁ bzw. R5₂ und Rl₂ eingefügt sind. Wenn in ein Widerstands-T-Netzwerk ein Negativimpedanzwandler eingefügt wird, muß anstatt des Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandlcrs 2 ein Wirkwidcrstands-Reaktanz-Wandler 7 verwendet werden.

Das in Fig. 14 dargestellte Netzwerk ohne Kondcnsatoren kann als N-Tor-Gyrator angesehen werden, es ist dabei verlustarm und passiv, obwohl es zu seiner Realisierung aktive Elemente enthält.

Die Fi g. 16. 17. Γδ und 20 zeigen nun Dreiphasenschaltungen. Die Dreiphasenschaltung nach Fig. 16 enthält in jeder Phase einen Transistor VT13 bzw. VT14 bzw. VT15, deren Kollektor-Emitter-Strecken zwischen Ein- und Ausgang der Phasen liegen. Die Basis des Transistors ^T 13 ist mit dem Kollektor des Transistors VT15, die Basis des Transistors IT 14 mit dem Kollektor des Transistors VT13 und die Basis des Transistors VT15 mit dem Kollektor des Transistors VT14 verbunden. Dieses Netzwerk kann als Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlcr mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu - Ί nach folgender Kettenmatrix betrachtet werden

I1	=	h 0 0 1	V2 h

worin

= f = HZ₂

ist.

Hierbei ist Z₁ der Eingangsscheinwiderstand und Z₂ der AusgangsscheinwiderstanA Es ist

mithin

(11) Widerstandes R 20 mit "inem Widersland

/!³ = 1

1 + /i + /r = O

(12)

Die Dreiphasenschaltung nach Fig. 17 stimmt prinzipiell mit der nach Fig. 16 überein, jedoch ist hier die Basis der Transistoren KT 13... ΚΓ 15 nicht mit dem Kollektor des Transistors der vorhergehenden, sondern mit dem der folgenden Phase \erbunden. so daß sich ein Wirkwiderstands-Reak- K7'16 verbunden ist. Weiterhin ist der F.mitter des Transistors K7"20 über die Reihenschaltung eines

K 20 .

dem Emitter des Transistors IT2I verbunden, wobei am Verbindungspunkt der beiden Widerstände die Basis des Transistors Γ7Ί7 angeschlossen ist. Dabei wurden die Werte der Widerstände R 16. R 20 und R21 unter Berücksichtigung der Daten der Transi-

iü stören I 7 19. . . ΓΤ21 so gewählt, daß an der Basis

des Transistors 1 7 17 ein solches lij\\, und /r/T, an der Basis des Transistors Γ7Ί8 anliegt. Diese Schaltung hai die Keltenmatrix

des Transistors Γ7Ί6 ein Signal y-^! . an der Basis

15

tanz-Wandier mit dem Verhältnis 1 zi:

J₁ ergibt. Fs

i^i also verbunden die Basis des Transistors K 7 13 mit dem Kollektor des Transistors VT14. Die Basis des Transistors VT14 mit dem Kollektor des Tranv >tors VT15 und die Basis des Transistors Κ7Ί5 mit dem Kollektor des Transistors KT13. Diese Schaltung hat die Kettenmatrix K,

und

1 1 '■ i

Z₁ =

I -./l'3 ο ο ι

(i:S)

(16)

K₁
Λ

V-,

■,thin

0 1

Kl - ^{7 Zl} ~ "7, ~ h

(13)

(14) Das Prinzipschaltbild für eine Phase des Stiomlaulcs nach Fig. IK ist in Fig. 19 dargestellt und zeigt die Ableitung des Basispotentials für den Längstransistor dieser Phase. Als Beispiel sind hierbei dii Transistoren K719 und K7"20 gewähll. von dener die Basisspannung Tür KT 16 abgeleitet wird.

Aus F i g. 19 ist zu ersehen:

35

(K₁ - /1K₁)

In Fi ε 18 ist nun eine weitere Dreiphasenschal-':m« bei"der in jeder Phase die Kollektor-Emitler-Strccke eines Transistors VT16... VT 18 zwischen Tin- und Ausgang liegt, dargestellt. Um einen W,rkviderstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu - /|ΐ zu erhalten, sind Tür die Ver-Hnduneen zwischen den einzelnen Phasen die Iran-Mstoren KT19 KT21 eingesetzt, deren Kollektoren an dem negativen Pol d^crsorgungsspannun» und deren tmitter über Euiittcrwi^erstant-e R 17". . . R 19 an Masse liegen.

Die Basis des Transistors TT19 ist mit dem Eingangssignal K₁ der einen Phase und somit auch^m.t dem" Kollektor des Transistors VT 16 vcr.ur.ucn mit dem Eingangssignal h V₁ der zweiten Phase .st die Basis des Transistors KT20 und der Kollektor des Transistors VT17 verbunden, während das Eingangssignal der dritten Phase an der Basis des Tran sistors FT21 und am Kollektor des Transistors FT18 R 16

und

sowie

V₁, = K₁ - / R 16

K, K₁ - IR

■--= 1

IR

. (19)

Aus Gleichungen (17), (IX) und (19):

K„
K₁

R 16 K₁

= 1 -y Π -A),

ucr Emitter des Transistors VT19»ist eraerserts mit dem Emitter des Transistors FJ 20 über dje Reihenschaltung eines Widerstandes R16 mit einem Widerstand ^ , andererseits mit dem Emitter des ^ Transistors KT21 über die Reihenschaltung eines Widerstandes ψ mit einem Widerstand R 21 verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände R 21 und ψ liegt an der Basis des Transistors VT18, während der Verbindungspunkt der Widerstände R16 und ψ mit der Basis des Transistors also

V₁

Aus Gleichungen (10 und 20)

JL _ L ₊ Ii- L _+J IL\

V₁ "3^T3\ 2 ^{+ J} 2 )'

mithin

Die Dreiphasenschaltung each F i g. 20 entspricht wieder prinzipiell der nach Fig. 18, jedoch sind die drei Netzwerke mit Gen Transistoren V T19.. V T jetzt so dimensioniert, daß sich ein Wirkwiderstands-Reaktan^Wandler mit dem Wandlungsverhältnis I zu +j γ 3 ergibt. Dieses geschieht dadurch, daß anstatt der Widerstände ~ bzw. — bzw. ^- jetzt Widerstände schrieben wird, zwei Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu h eingesetzt werden, die in der Figur durch die mit Hc und UD bezeichnete, strichpunktierten Linien U_1n. randet sind. .

Sie enthalten für jeden der drei Phasen jeweils die

^ψ- und RU₁ bzw. ~± und

die Widerstände 2R16 bzw. 2R20 bzw. 2R21 eingesetzt werden. Die Basis des Transistors Κ7Ί7 ist jetzt mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R16 und 2R16, die des Transistors VT18 mit dem der Widerstände Λ20 und 2R20 sowie die des Transistors VT16 mit dem der Widerstände R2\ und 2J? 21 verbunden.
Für diese Schaltung gilt die Kettenmatrix

bzw. undR12₃.

_I5

sowie

V₁

Z - ^K'

Iv₂

(22)

(23) Der in Fig. 21 am Eingang liegende Querkondensator C8 wird für jede Phase durch die Kondensatoren C8, bzw. C8, bzw. CS₃, der Ausgangskondensator C 9 durch die Kondensatoren C 9, bzw. C9₂ bzw. C9₃ und der Kondensator ClO durch die Kondensatoren CIO, bzw. ClO₂ bzw. ClO₃ realisiert. Der Unterschied zwischen den durch die punktgestrichelien Linien umrandeten Wirkwider.stands-Reaktanz-Wandler HA ... HD und dem nach Fi s. 10 besteht darin, daß ein Widerstand 22 zwischen B;isi< des Transistors VT15 und Kollektor des TransiVors IT 14 eingefügt und eine Konstantstromquelle CCS5 mit der Basis des Transistors VT15 verbunden ist. Zusammen mit den K.Mistantstromquellen CCS6. die zwischen Masse und den

In den Schaltbildern nach Fig. 16. 17. 18 und sind die nur zur Einstellung der Gleichstroniarbeitspunkte dienenden Elemente nicht mit eingezeichnet. Sie sind in bekannter Weise so ausgebildet, daß zwischen Emitter und Kollektor sowie zwischen Emitter und Basis jedes Transistors ein vorgegebenes Gleichsirompotential liegt. Ein Beispiel, wie dieses erzielt wird, soll später beschrieben werden.

Fig. 21 zeigt das Schaltbild eines einphasigen Netzwerkes mit den konstanten Reaktanzen A' IO ... X 12. Am Netzwerk-Ein- und -Ausgang liegt ein Kondensator C8 bzw. C9 im Querzweig, während am Verbindungspunkt der Reaktanzen .vlO und xll die Reihenschaltung der Reaktanz X12 mit einem Kondensator CIO quer liegt. Hierbei weist λ' 12 gegenüber .vlO und xll entgegengesetztes Vorzeichen auf.

Bei Verwendung des Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu h nach Fig. 16 ergibt sich hieraus die in Fig. 22 darge- „₁₍.

stellte dreiphasige Konfiguration. Die konstante '- + h Rl

Reaktanz A" 10 jeder Phase wird durch den Wirk-

widerstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu /1 realisiert, der durch die strichpunk- tierte mit 11 A bezeichnete Linie umrandet ist. Dieser

enthält die Widerstände -^-'■ und R 10, bzw. -_T ^? und Entsprechend: R 10, bzw. —_?-^a und R 1O₃ in je einer der drei Phasen.

Die konstante Reaktanz ΛΊ1 wird mittels des Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers mit dem Wandlungsverhältnis I zu /1 realisiert, der durch die mit UB bezeichneten strichpunktierten Linie umrandet ist und die Widerstände --'■'- und RlI, bzw. -^ und

κ 1

Verbindungspunkten der Widerstände—,

bzv\. ,-' mit den Kondensatoren CIO, h/w. CIO

bzw. ClO, eingefügt sind, dient diese zur Erzeugung der für das Netzwerk notwendigen Versoniungs" gleichströmc.

In Fig. 23 ist nun das Wirkschaltbikl einer Phase der Schaltung nach F i g. 22 dargestellt Hieraus geht hervor, daß die Widerstände R10, und R π mit dem Faktor h mittels der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler 11,1 und UB sowie der Widerstand R 12, mit dem Faktor /r mittels der Wirkwideisiands-Reaktanz-Wandler 11 C und II D umgeformt worden. Aus Gleichung (10)

I₅ ergibt sich 1 . VT

h = --J+J -_r

RIO,

= ./^J/? RIO,

(24)

₍₂₅₎

Aus Gleichung (1

60

und R 11₃ in je einer der drei Phasen ^er?^{lbt slch}

R H₂ bzw. -l'-^J
aufweist.

Da die konstante Reaktanz A'12 gegenüber den konstanten Reaktanzen ΑΊ0 und XH entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen soll, müssen, wie später zu den F i g. 23 und 24 noch einmal be-(26)

Gemäß diesen Gleichungen (24), (25- und P6> kann das Wirkschaltbild nach Fi g. 23 in das nach F ig "5 übergeführt werden. ~

Fig. 25 und 26 zeigen Beispiele fur Vierphasenschaltungen. Die nur zur Stromversorgung dienenden Bauelemente smd dabei nicht dargestellt diese kann aber ähnlich der der Dreiphasenschaltungen erfolgen

Die Vierphasenschaltung nach Fi₂T 25 enthält in jeder Phase zwischen Ein- und Ausgang die KoI-lektor-Emitter-Strecke eines Transistors VT12 VTlS. Die Basen der Transistoren V T 22 V T 25 sind dabei mit den Kollektoren oder Transistoren ΚΓ23, VT24, VT25 und VT22 verbunden

Das dargestellte Netzwerk ohne die strichpunktierten oder die gestrichelten Leitungen ist spannungsnacheilend und folgt der Kettenmatrix

es ist

' I i '2 !

(27)

(28)

Wenn die gestrichelten Verbindungen eingelegt werden, wird das Netzwerk stromnacheilend" und :-Mgt der Kettenmatrix

nd es ist

j I Oj
!0 -./

A = JZ₂ ,

(29)

Λ		- / ο 0 I

IO Wellenparametergliedes in ein Mehrphasennetzwerk gewonnen wird, wenn mittels der Wellenparametertheorie eine Konfiguration gebildet werden kann, die konstante Reaktanzen als einzelne Netzwerkelemente enthält.

F i g. 27 (A) zeigt nun eine zu einer Nullfrequenz symmetrisch verlaufende Dämpmngskurve eines Filters. Wenn man hier die Werte

= ± β (33)

u, = 0 (35)

betrachtet und die Transformation ω² = Ω durchrührt, geht die Dämpfungskurve nach F i g. 27A in die nach F i g. 27 B über. Obige Werte werden also transformiert in:

Ω = β¹ (36)

Ω =

Q=O.

(37)

(381

Wenn vor der Transformation alle Scheinleitwerte mitmuitipliziert werden, erhält man

j „)C > jo,²C

j QC

(39)

und

—— ► __ ► .. konstant. (40)

jo>L jL

35

Wenn die strichpunktierten Verbindungen in das ursprüngliche Netzwerk eingelegt werden, also phase 1 mit Phase 3 und Phase 2 mit Phase 4 ausüokreuzt werden, ergeben sich die Kettenmatrizen 4c 27 bzw. 29 multipliziert mit — I.

Die Vierphasenschaltung nach F i g. 26 ist mit der nach Fig. 25 prinzipiell übereinstimmend, jedoch ist hier die Basis der Transistoren \ TIl. . . YT25 mit dem Kollektor der Transistoren IT25. !"/'22. I T 23 und I T 24 verbunden, um einen 1 /u —j Impedanzwandler zu erhalten. Ls ist deshalb das Netzwerk ohne die strichpunktierten und ohne die gestrichelten Verbindungen spannungsnacheilend und folgt der Kettenmatrix Als Beispiel ist in Fig. 28 (A) die einphasige Konfiguration eines Filters dargestellt, bei dem der dem Ein- und Ausgangswellcnwiderstand entsprechende Leitwert -/„(in) bzw. ;■„ ist. Diese Konfiguration wird nun transformiert in die der Fig. 28 (B). Die Kapazitäten CIl ... C13 bleiben hierbei als Kapaziläien erhalten, jedoch wird die Induktivität L10 gewandelt in eine konstante Reaktanz, die durch den mit 10 bezeichneten Funktionsblock dargestellt ist. übergehl.

Mithin:

ι ν ⁼

/77LTo"

LH)

'JlW

(41)

Wenn alle Scheinleitwerte vor der Transformation durch ο dividiert werden, gehl

Wenn die gestrichelten Verbindungen eingelegt werden, wird das Netzwerk stromnacheilend und folgt der Matrix:

55

C ♦ /C

konstant

V,

I₁

1 (1

(32)

Das Einlegen der strichpunktierten Verbindungen ergibt wie vorher die mit - I multiplizierten Matrizen 31 bzw. 32.

Hs soll vermerkt ;rden. dall ein ein/eines Phasennetzwerk auch durch Transformation eines bekannten L>ic Berechnung der Hinfügungsdünipfung des einphasigen Netzwerkes kann mittels der /-Transformation erfolgen, die so modifiziert wird, daß man für positiv und negativ zur Nullfrequenz liegende Frequenzcn Werte erhält.

Symmetrische Mehrphasenschaltungen. wie sie vorher besehrieben wurden, können, außer zur Lösung reiner Filteraufgaben ohne Verwendung von Spulen.

309619/303

beispielsweise für eine Anordnung zur Frequenzumsetzung eines Nachrichtenbandes in ein trägerfrequentes Einseitenbandsignal nach der ausgelegten deutschen Patentanmeldung P 12 79 122.9-35 eingesetzt werden.

Eine solche aus N- Pfaden bestehende Anordnung hat die übertragungsfunktion

V₀(p) = K-H(P-Pt)-V₁(P-P₁₊P₂),

IO

worin bedeutet:

K eine Konstante,
H(p) die übertragungsfunktion der Netzwerke in den einzelnen Pfaden,

Pi = /2.-Γ/, = JfOj₁,
Pi = j 2 -τ /2 =}<·>ι,

/, = die Schaltfrequenz des Eingangsschalters,
/2 = die Schaltfrequenz des Ausgangsschalters.

20

Die übertragungsfunktion H(p) ist entlang der reellen Frequenzachse um den Betrag /, verschoben. Für eine /V-Pfad Filteranordnung, bei der P₁ = Pi gewählt wird, ergibt dieses Bandpaßverhalten mit einem zur Frequenz /, symmetrischen Dämpfungsverlauf. Wenn in die N-Pfade Tiefpässe eingefügt werden, ergibt sich das Verhalten eines nullfrequenzverschobenen Tiefpasses, dessen Verhalten bei zur Nullfrequenz negativen Frequenzen spiegelbildsymmetrisch zu dem bei positiven Frequenzen ist. Dieses ist in Fig. 29 (A) und 29 (B) gezeigt. Bei der Frequenzumsetzung ist nun öfters der Einsatz von Filtermitteln mit symmetrischem Dämpfungsverlauf wenig ökonomisch, da an der einen Grenze des Durchlaßbandes ein steilerer Dämpfungsanstieg wünschenswert ist wie an der anderen. Bei Einsatz der erfindungsgemäßen symmetrischen MehrphasenschaCgen läßt sich diese Forderung wirtschaftlich f· In nie Schalt- oder Trägerfrequenz braucnt dabei S"mhr η Bandmitte zu liegen. In Fig. 30(A)

α %n.fm ist dieses als Beispiel erläutert.
^UnDi SidunSemäßen Mehrphasenschaltungen könnenauch dazu ***%£3%™ —

ÄyÄä* System, von
kann als Summe von N symmetrischen Vektorsystemen aufgefaßt werden. Wenn aus einem einphasigen Sal V ein zweiphasiges, dessen Phasen einen Unterschied von 90° aufweisen, gebildet werden soil so kann das Eingangssignal K als Summe zweier zweiphasigen Signale aufgefaßt werden deren Sm Phase geaenphasig ist, wie in Fig. 31 (A) bis 3 (C) darge^Ss4t ist. Ist die Funktion für 31 (B] HfS so muß die für 31 (C) dann H(-p) sein. Fie 32 zeit nun ein Blockschaltbild einer Schaltune bei der 10 eine Zweiphasenschaltung ist, an deren einen Eingang V_x das Signal einer Spannungsquelle V anliegt, während ihr zweiter Eingang V₂ an Masse liegt also die Signalamphtude 0 erhall, uer Einsatz dieser Schaltung ermöglicht einfach das Bilden zweier um 90° phasenverschobener Spannungen wobei die entgegengesetzte Drehnchtung hinreichend cegenüber der je nach Schaltung (vor- oder nacheilend) erzeugten unterdrückt ist. Diese Schaltung kann ζ B vorteilhaft zur Erzeugung von Sinus- und Kosinuskomponente von Modulations- und Tragersignal für die in der anglo-amenkanischen Litcralui unter dem Namen »Quadrature«-Modulation bekannte Sinus-Cosinus-Einseitenbandmodulation verwendet werden. In ähnlicher Weise können entsprechend aus einem einphasigen Signal nach den Lehrer der Erfindung A'-phasige erzeugt werden.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Symmetrische Mehrphasenschaltung der elektrischen Nachrichtentechnik, bestehend aus einer Anzahl N paralleler Zweige, bei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem des elektrisch unmittelbar angrenzenden eine Phasenverschiebung

von -^- aufweist, so daß die vektorielle Summe der _jo Signale aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung von spulenlosen, sogenannten N-Pfad-Filtern, für den Einsatz bei iV-Pfed Abtastmodulatoren und für die Erzeugung Λ'-phasiger Drehfelder, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Zweig mindestens einen komphxen Widerstand (AfI...X12) enthält, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist, und daß dabei der Betrag korrespondierender komplexer Widerstände (Af 1 ... Af 12) der einzelnen Zweige untereinander gleich ist, daß diese komplexen Widerstände mit frequenzunabhängigem Blindanteil mittels Λ'-phasiger Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler (1...7) bzw. ΛΓ-Tor-Gyratoren erzeugt werden, die mit je einem einander zugeordneten Eingang (z. B. F₁. JV₁, - F₁, -JV₁) und oder Ausgang (ζ. Β. V₂, JV₂, -V₁. -JV₂) in jeden der Λ' parallelen Zweige eingefügt werden.

2. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der N-phasige Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler aus einem N-phasigen Netzwerk besteht, bei dem in jeder Phase zwischen ihrem Ein- und Ausgang die Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors (VT 13 bzw. VT14 bzw. FT25) angeordnet ist. dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors der nächstfolgenden (VT 14 bzw. FT15 bzw. VT13) bzw. vorangehenden (VT 15 bz:,v. VT13 bzw. VT14) Phase verbunden ist.

3. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Basis des ersten Transistors (FTl) der ersten Phase mit dem Kollektor des ersten Transistors (VTl) der zweiten Phase verbunden ist, daß dagegen die Basis des ersten Transistors (FT2) der zweiten Phase mit dem Kollektor eines zweiten Transistors (FT3) verbunden ist. dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors (FTl) der ersten Phase verbunden ist. wobei in den Emitterkreis des zweiten Transistors (FT3) ein Emitterwiderstand (R 2) eingefügt ist und der Kollektor dieses Transistors über einen Kollektorwiderstand IRl) mit der Versorgungsspannung verbunden ist (Fig. 9).

4. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen vierphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Basen der ersten Transistoren (FT22 ... FT25) jeder Phase jeweils mit den Kollektoren der ersten Transistoren der vorangehenden (F T25. FT22 .. . FT24) bzw. nachfolgenden Phase (FT23...

KT25, FT22) verbunden sind (Fig. 25 und 26).

5. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für einen zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler zwischen Ein- und Ausgang jeder Phase die Emitter-Basis-Strecke eines ersten Transistors (FT7, VTXX bzw. VTS, VTXO) angeordnet ist, daß der Kollektor des ersten Transistors (VTT, VTlX) der ersten Phase mit der Basis eines zweiten Transistors (VT9 FT12) verbunden ist, dessen Kollektor an der Basis des ersten Transistors (VTS, VTiO) der zweiten Phase liegt, daß ferner der Kollektor des ersten Transistors (VT 8. VT11) der zweiten Phase direkt mit der Basis des ersten Transistors (VTT, ITl 1) der ersten Phase verbunden ist, wobei in den Emitterkreis des zweiten Transistors (FT9, VT12) ein Emitterwiderstand(R 12, R15)eingefügt ist und dessen Kollektor über einen Kollektorwiderstand (R 13, R14) an der Versorgungsspannung liegt (F i g. 11 und 12).

6. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen dreiphasigen W irkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Kollektoren der Transistoren jeder Phase iF7"16. FT17. F TX 8) mit der Basis des Transistors der vorangehenden bzw. nachfolgenden Phase (»'718. VT16. VTXT bzw. FT17, FT18. KT16) über ein einen weiteren Transistor (VT 19, K T 20. F7'21) aufweisendes Netzwerk verbunden sind.

7. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 6. dadurch gekennzeichnet, daß das einen weiteren Transistor aufweisende Netzwerk aus einem Transistor (FT 19 bzw. FT20 bzw. FT21S besteht, dessen Basis mit dem Eingang der jeweils zugeordneten Phase verbunden ist, dessen Kollek lor an der Versorgungsspannung und dessen Emitter einmal über"einen Emitterwiderstand (RXl bzw. R18 bzw. R19) an Masse liegt, daß ferner die Emitter der Transistoren FT19 und FT20 über die Reihenschaltung zweier Widerstände

16.

R 16

bzw. R 16, 2 R 16

verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors F T16 bzw. VT17 liegt, daß die Emitter der Transistoren FT20 und FT21 über die Reihenschaltung zweier weiterer Widerstände

20.

R 20

bzw. R 20, 2 R 20

verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors FT17 bzw. VT18 angeschlossen ist, und daß ferner die Emitter der Transistoren F7'21 und VT16 über die Reihenschaltung zweier dritter Widerstände

21. -~^λ- bzw. R 21, 2R2l)

miteinander verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors VT18 bzw. FT16 liegt (Fig. 18 und 20).

8. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie aus vier dreiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlern (XXA, XXB, XXC und HD) aufgebaut ist. wobei die Basen der Transistoren jeder dieser Wandler aus einer Konstantstromquelle (CCS5) gespeist werden und die Emitter der Transistoren des vierten Wandlers (HD) über je eine weitere Konstantstromquelle (CCS6) mit Masse verbunden sind.