DE2800878A1 - Programmierbares frequenzumsetzungsfilter - Google Patents

Description

Patentanwälte:

Dtpl-lng. Dlpl.-Chem. Oipl.-lng. E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser

Ernsberg«rttraase 19 8 München 60

Unser Zeichen* T 3018 2.Januar 1978

TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED 13500 North Central Expre a sway-Dallas, Texas, V.St.A.

Programmierbares Frequenzumsetzungsfilter

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Vorrichtung zur Verarbeitung analoger Signale und insbesondere auf elektronische Filter-und Mischvorrichtungen. Filter« vorrichtungen empfangen elektrische Eingangssignale, die mehrere Frequenzen einschließlich eines gewünschten Kanals (oder Frequenzspektrums) enthalten; sie lassen nur Signale innerhalb des gewünschten Kanals durch. Mischvorrichtungen empfangen Eingangssignal und erzeugen Ausganges ignale mit Frequenzspektren, die dem Spektrum des Eingangssignals proportional sind und in Bereich um neue Mittenfrequenzen liegen.

Die mittels der Erfindung zu schaffende Vorrichtung wird als programmierbares Frequenzumsetzungsfilter bezeichnet, da es sowohl die Funktion der Filterung als auch die Funktion des Mischens durchführt; außerdem Schw/Ba 109828/097«

ist die Breite des durchgelassenen Kanals nicht fest, sondern digital auswählbar. Beispielsweise kann das programmierbare Frequenzumsetrungsfilter in einem Zeitpunkt ein Frequenzband entsprechend einem Einseitenbandkanal durchlassen, und es kann diesen Kanal um neue Mittenfrequenzen legen. An einem anderen Zeitpunkt kann das programmierbare Frequenzumsetzungsfilter ein Frequenzband entsprechend einem Zweiseitenbandkanal durchlassen, und es kann diesen Kanal um andere neue Mittenfrequenzen legen.

Das Anwendungsgebiet für das programmierbare Frequenzumsetzungsfilter ist sehr groß. Typische Anwendungsfälle sind die Verarbeitung von Signalen in Hörfunkempfängern, in Fernsehempfängern und in CB-Sende-Empfangsgeräten. Bisher erforderten solche Geräte eine Schaltung zum Ausfiltern der Einseitenbandkanäle und eine weitere Schaltung zum Ausfiltern von Zweiseitenbandkanälen. Im Vergleich dazu ermöglicht das mit Hilfe der Erfindung zu schaffende Filter ein auswählbares Ausfiltern von Einseitenbandkanälen oder von Zweiseitenbandkanälen mit nur einer Schaltung.

Außerdem wurde die Filterung bisher in elektronischen Schaltungen durchgeführt, die teuer und für eine Integration in einem Halbleiter-Chip zu groß waren. Der Grund dafür war, daß der enge Abstand zwischen benachbarten Kanälen in dem Frequenzspektrum Filter mit steilem Übergang zwischen dem Durchlaßbereich und dem Sperrbereich erforderte. Die Breite dieses Übergangs wird allgemein als Flankenbreite des Filters bezeichnet. Zur Erzielung einer schmalen

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Flankenbreite waren entweder mehrpolige mechanische Filter, diskrete Spulen- und Kondensatorbauelemente oder mehrpolige Quarzfilter erforderlich.

Im Gegensatz dazu wird bei der Erfindung von einem Ladungsübertragungsbauelement in Form eines Transversalfilters zur Erzielung der schmalen Flankenbreite Gebrauch gemacht. Das Ladungsübertragungsbauelement kann ein Ladungskopplungsbauelement (CCD) oder ein Eimerkettenbauelement (BBD) sein. Das Ladungsübertragungsbauelement ist billig, und es kann auf einem einzigen Halbleiter-Chip integriert werden.

Die Mischung oder die Frequenzumsetzung wurde bisher in einer Oszillatorschaltung und in einer Mischerschaltung durchgeführt, die von der Filterschaltung getrennt waren. Im Vergleich dazu wird mit Hilfe der Erfindung die Frequenzumsetzung durch ein mit Ladungsinjektion arbeitendes Abtastbauelement erzielt, die ein Bestandteil des Transversalfilters ist. Durch Abnahme periodischer Abtastwerte der Eingangssignale werden neue Signale erzeugt, die den Eingangssignalen proportionale Frequenzspektren aufweisen, jedoch um Vielfache der Abtastfrequenz im Abstand davon liegen. Diese neuen Signale werden dann durch den Filterabschnitt des LadungsUbertcagungsbauelements übertragen. Der Filterabschnitt weist mehrere Durchlaßbereiche auf, die jeweils der Abtastfrequenz proportional sind und bei Mittenfrequenzen liegen, die gleich Vielfachen der Abtastfrequenz sind. Er läßt also den gewünschten Kanal bei Vielfachen der Abtastfrequenz durch. Ein kontinuierliches Filter mit einem einzigen Durchlaßbereich ist mit

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dem Ausgang des Transversalfilters gekoppelte Dieser eine Durchlaßbereich hat die gleiche lage wie einer der Durchlaßbereiche des Transversalfilters«

Ein weiteres wichtiges Merkmal der Erfindung besteht darin, daß die Flanke des kontinuierlichen Filters nicht sehr steil sein euB. Dies ist deshalb der Fall, weil die Abtastfrequenz hoch ist, so daß der Abstand zwischen Vielfachen der Abtastfrequenz groß ist. Das kontinuierliche Filter benötigt daher keins mehrpoligen mechanischen Elemente oder Quarzelemente, und es kann zusammen mit dem Transversalfilter auf einem Halbleiter-Chip integriert werden«

Mit Hilfe der Erfindung soll daher ein Filter zum Filtern elektrischer Signale und zum Verschieben der Frequenz des ausgefilterten Kanals geschaffen i/erden. Das mit Hilfe der Erfindung zu schaffende Frequenaurasetzungsfilter weist Durchlaßbereiche mit programmierbarer Breite auf«, Dieses Filter soll einen steilen übargang %^fom Sperrbereich in den Durchlaßbereich haben. Es soll außerdem auf einem einzigen Halbleiter-Chip integrierbar nein»

Mit Hilfe der Erfindung wird dies bei einem programmierbaren Frequenzumsetzungsfilter erreicht, das Durchlaßfrequenzbereiche mit einheitlicher Breite für jede seiner Betriebsarten aufweist. Das programmierbare Frequenzumsetzungsfilter besteht aus einem von einem ^adungsübertragungsbauelement gebildeten Transversalfilter, einem ohne Abtastung arbeitenden Filter und einem Frequenzbandwähler. Das Transversalfilter weist eine Ausgangs-

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leitung auf, die an einem Eingang des ohne Abtastung arbeitenden Filters angeschlossen ist; ferner weist es Taktleitungen auf, die an Ausgänge des FrequenzbandwShlers angeschlossen sind. Der Frequenzbandwähler ist mit Steuerleitungen für den Empfang digitaler Signale versehen, die zusammen Betriebsarten aus mehreren Betriebsarten auswählen. Der Frequenzbandwähler erzeugt an den Taktleitungen Taktsignale, die für jede der Betriebsarten eine eigene Frequenz haben. Das vom Ladungsübertragungsbauelement gebildete Transversalfilter hat einen Frequenzgang, der aus mehreren Durchlaßbereichen besteht, die Jeweils eine der Taktsignalfrequenz proportionale Breite aufweisen; die Durchlaßbänder liegen bei Mittenfrequenzen die gleich Vielfachen der Taktsignalfrequenz sind.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen;

Fig.1 ein Blockschaltbild des programmierbaren Frequenzumsetzungsfilters ,

Fig.2a bis 2d Frequenzspektren von Signalen, die an ausgewählten Punken in dem programmierbaren Frequenzumsetzungsfilter von Fig.1 auftreten, wenn dieses im Einseitenbandbetrieb arbeitet,

Fig.2e bis 2h Frequenzspektren von Signalen, die an verschiedenen Punkten in dem programmierbaren Frequenzumsetzungsfilter von Fig.1 auftreten, wenn dieses im Zweiseitenbandbetrieb arbeitet,

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Fig.3 ein Blockschaltbild eines als Transversalfilter ausgebildeten Ladungsübertragungs-Bauelements,

Fig.4A bis 4D stark vergrößerte Schnittansichten von zwei benachbarten Stufen in dem Transversalfilter von Fig.3,

Fig.4E ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung einer Takt folge zum Bewegen von Ladungen im Transversalfilter von Fig.3,

Fig.5 eine schematische Darstellung von zwei benachbarten Stufen eines Ladungsübertragungsbauelements mit geteilten Elektroden,

Fig.6a bis 6g Zeitdiagramme von Impuls-Antwortsignalen, die so kombinirt sind, daß die Position der Teilungsschlitze der geteilten Elektroden von Fig.5 festgelegt wird,

Fig.7a bis 7g Frequenzspektren der Impuls-Antwortsignale nach den Figuren 6a bis 6g,

Fig.8 ein Schaltbild des Frequenzbandwählers von Fig.1,

Fig.9a einen stark vergrößerten Schnitt einer Ladungsinjektions-*Abtastvorrichtung, die einen Teil des Transversalfilters von Fig.1 bildet,

Fig.9b bis 9d Diagramme des Oberflächenpotentials an verschiedenen Zeitpunkten für die mit Ladungsinjektion arbeitende Abtastvorrichtung von Fig.9a,

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Fig.10a ein genaues Schaltbild einer Ausführungsform des kontinuierlichen Filters von Fig.1 und

Fig.10b ein genaues Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des kontinuierlichen Filters von Fig.1.

In Fig.1 ist ein nach der Erfindung ausgebildetes programmierbares Frequenzumsetzungsfilter in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Das programmierbare Frequenzumsetzungsfilter besteht grundsätzlich aus einem von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildeten Transversalfilter 1, einem kontinuierlichen Filter(oder ohne Abtastung arbeitenden Filter) 2 und einem Frequenzbandwähler 3. Der Frequenzbandwähler 3 weist zwei Eingangsleitungen 15 und 16 auf. Der Eingangsleitung 16 wird ein Taktsignal mit fester Frequenz f zugeführt. An die Eingangsieitung 15 wird ein digitales Signal DSB/SSB angelegt. Das Signal DSB/SSB kann zwei Signalwerte haben, nämlich den Wert ^W1" und den Wert "0". Wenn das Signal DSB/33E den Wert "1" hat, läßt das programmierbare Freque-nzumsetzungsfilter ein Frequenzband durch, das einem Zweiseitenbandkanal (DSB-Kanal) entspricht. Dies wird als Zweiseitenbandbetrieb bezeichnet. Wenn das Signal DSB/SSB andererseits den Wert "0^M hat, läßt das programmierbare Frequenzumsetzungsfilter Frequenzen durch, die einem Einseitenbandkanal (SSB-Kanal) entsprechen. Dies wird als Einseitenbandbetrieb bezeichnet.

Das Transversalfilter 1 besteht aus einer mit Ladungsinjektion arbeitenden Abtastvorrichtung 4 und einem Abtastdaten-Ubertragungsfunktionsgenerator 5. Eine Eingangsleitung 10 ist mit dem Eingang der Abtastvorrichtung 4 verbunden. Dieser Eingangsleitung 10 werden elektrische Signale i(t

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zugeführt, die vom programmierbaren Frequenzumsetzungsfilter entsprechend dem an die Leitung 15 angelegten Signal DSB/SSB gefiltert werden. Durch Abtasten der Signale i(t) erzeugt die Abtastvorrichtung 4 Signale S₁ (n). Eine Leitung 12 überträgt die Signale s>j(n) zu dem Übertragungsfunktionegenerator 5. Als Reaktion darauf erzeugt der ubertragungsfunktionsgenerator 5 neue Signale s₂(n) an einer Leitung 13. Di· Art und Weise, wie die Signale s>|(n) und die Signale s₂(n) erzeugt werden, hängt von den vom Transversalfilter 1 an den Leitungen 14 empfangenen Taktsignalen ab. Die Leitungen 14 sind an Ausgänge des Frequenzbandwählers 3 angeschlossen. Die Taktsignale an den Leitungen 14 werden vom Frequennbandwähler 3 abhängig vom Signal DSB/SSB an der Leitung 15 erzeugt. Zur Vervollständigung des Aufbaus ist die Leitung 13 mit dem Eingang des ohne Abtastung arbeitenden Filters 2 verbunden, an dessen Ausgang eine Leitung 11 angeschlossen ist. Die Ausgangssignale ο (f) des programmierbaren Frequenzumsetzungsfilters werden an der Leitung 11 erzeugt.

Die Wirkungsweise des programmierbaren Frequenzumsetzungsfilters ist an Hand der Figuren 2a bis 2h veranschaulicht. Die Figuren 2a bis 2d zeigen den Einseitenbandbetrieb, und die Figuren 2e bis 2h zeigen den Zweiseitenbandbetrieb. In Fig.2a ist der Frequenzgang des ubertragungsfunktionsgenerator s 5 für den Einseitenbandbetrieb dargestellt. In dieser Betriebsart besteht der Frequenzgang des übertragungsfunktionsgenerators 5 aus mehreren Durchlaßbändern 20a, 20b .·.·, die jeweils die Breite Af haben. Diese Durchlaßbänder liegen bei Mittenfrequenzen nf_a+ f_. Dieser Frequenzgang wird mit H₀(f) bezeichnet.

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Im Vergleich dazu zeigt Fig.2e den Frequenzgang des Ubertragungsfunktionsgenerators 5, wenn er im Zweiseitenbandbetrieb arbeitet. In dieser Betriebsart besteht der Frequenzgang aus mehreren Durchlaßbändern 25a, 25b... , die jeweils die Breite 2Af haben. Diese Durchlaßbänder mit der Breite 2Af haben die Mittenfrequenzen nf_fc + f_Q. Das bedeutet, daß die Breite der Durchlaßbänder des Ubertragungsfunktionsgenerators 5 abhängig von der jeweiligen Betriebsart Af oder 2Af ist. Dieser Frequenzgang wird mit H^Cf) bezeichnet.

In Fig.2b ist das FrequenzSpektrum I_a(f) der Eingangssignale i(t) dargestellt, die an der Leitung 10 empfangen werden, wenn das programmierbare Frequenzumsetzungsfilter im Einseitenbandbetrieb arbeitet. Das Frequenzspektrum I_a(f) besteht aus einem Frequenzband 21. Innerhalb des Frequenzbandes 21 liegt ein Einseitenbandkanal 22. Außerdem enthält der Einseitenbandkanal 22 nur Frequenzen, die innerhalb eines der Durchlaßbänder 20a, 20b .... des Übertragungsfunktionsgenerators 5 liegen. Die Ausrichtung des Einseitenbandkanals 22 auf eines dieser Durchlaßbänder kann mit Hilfe eines Mischvorgangs erzielt werden, bei dem herkömmliche Schaltungsanordnungen angewendet werden*

Die Abtastvorrichtung 4 empfängt das Frequenzband 21 an der Leitung 10, und sie tastet dieses Frequenzband mit einer Frequenz f_aab, die vom Frequenzbandwähler 3 bestimmt wird. Diese Abtastwirkung führt zur Erzeugung eines neuen Signals s_1a(n) mit einem Frequenzspektrum S_1a(f), wie in Fig.2c dargestellt ist. Das FrequenzSpektrum S^_a(f) besteht aus mehreren Frequenzbändern 21a, 21b, 21c .... , von denen jedes dem Frequenzband 21 proportional ist.

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Die Frequenzbänder 21a, 21b, 21c .... liegen bei Mittenfrequenzen, die Vielfache der Frequenz f_ sind.Der innerhalb des Frequenzbandes 21 liegende Einseitenbandkanal 22 wird daher in mehreren Einseitenbandkanälen 22a, 22b, 22c .... wiedergegeben, die jeweils innerhalb der Frequenzbänder 21a, 21b, 21c .... liegen. Die Einseitenbandkanäle 22a, 22b, 22c... haben jeweils die gleiche Lage wie die Durchlaßbänder 20a, 20b, 20c ... des Übertragungsfunktionsgenerators. Das Ausgangssignal des Ubertragungsfunktionsgenerators enthält daher nur die Einseitenbandkanäle 22a, 22b, 22c

Das kontinuierliche Filter 2 weist nur einen einzigen Durchlaßbereich auf, der so gelegt ist, daß nur einer der im Signal s_2a(n) enthaltenen Einseitenbandkanäle ausgewählt wird. Fig.2d zeigt das Frequenzspektrum 0_(f) des Signals o_a(t) für den Fall, daß das kontinuierliche Filter 2 ein Tiefpaßfilter ist.

Die allgemeine Wirkungsweise des programmierbaren Frequenzumsetzungsfilters im Zweiseitenbandbetrieb gleicht der oben beschriebenen wirkungsweise im Einseitenbandbetrieb. Im Zweiseitenbandbetrieb hat das Eingangssignal i(t) ein Frequenzspektrum I^f), das aus einem Frequenzband 26 besteht. Das Frequenzband 26 enthält einen Zweiseitenbandkanal 27. Der Zweiseitenbandkanal 27 ist doppelt so breit wie der Einseitenbandkanal Fig.2f zeigt das Frequtnzspektrum I_b(f) des Signals i(t). Das Frequenzspektrum I^if) kann beispielsweise ein amplitudenmoduliertes Signal mit Träger oder mit unterdrücktem Träger sein.

Der Zweiseitenbandkanal 27 hat die gleiche Lage wie eines der Durchlaßbänder 25a_f 25b, 25c .... des Übertragungsfunktionsgenerators 5. Jedes dieser Durchlaßbänder hat die Breite 2Af. Die Abtastvorrichtung 4 empfängt an der

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Leitung 10 das Signal I_b(f) » und sie tastet dieses Signal mit der vom Frequenzbandwähler 3 bestimmten Frequenz f_fe ab. Diese Abtastwirkung tführt zur Erzeugung eines neuen Signals s^(n) mit einem Frequenzspektrum S^Cf), wie in Fig.2g dargestellt ist.

Wie der Darstellung zu entnehmen ist, enthält das Frequenzspektrum S_1b(f) mehrere Zweiseitenbandkanäle 27a, 27b,

27c Die Du,rchlaßbänder 25a, 25b, 25c .... des

übertragungsfunktionsgenerators 5 haben die gleiche Lage

wie die Zweiseitenbandkanäle 27a, 27b, 27c Der

Übertragungsfunktionsgenerator 5 erzeugt an der Leitung 13 also ein Signal, das aus den Zweiseitenbandkanälen besteht.

Das kontinuierliche Filter 2 weist einen einzigen Durchlaßbereich auf, der nur einen dieser mehreren Zweiseitenbandkanäle enthält. In Fig.2h 1st das Frequenzspektrum des Signals (^(f) für den Fall dargestellt, daß das kontinuierliche Filter 2 ein Tiefpaßfilter ist.

Aus der bisherigen Beschreibung ist für den Fachmann erkennbar, wie das programmierbare Frequenzumsetzungsfilter anzuwenden ist. Nun ist der Aufbau der darin verwendeten Baueinheiten zu beschreiben. Die nachfolgende Beschreibung befaßt sich also mit dem Aufbau des Ubertragungsfunktionsgenerators 5, der Abtastvorrichtung 4, des Frequenzbandwählers 3 und des kontinuierlichen Filters 2,

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In Fig·3 ist ein schematisches Schaltbild des übertragungsfunktionsgenerators 5 dargestellt. Der Übertragungsfunktionsgenerator 5 besteht grundsätzlich aus einer seriellen Anordnung aus N Analogspannungs-Verzögerungsstufen 30. Die erste Stufe empfängt das Signal S₁Cn) an der Leitung 12. Jede. Stufe speist in serieller Weise die nächste Stufe, und jede Stufe weist auch eine bewertete Ausgangsleitung 31 auf. Die Bewertungsfaktoren sind nacheinander mit h_Q, h.j, h₂ ..... bezeichnet. Die Leitungen 31 sind mit einem Summierglied 32 verbunden. An der Leitung 13 erscheint das Ausgangssignal S₂(n) des Summierglieds 32.

Die Impulsantwort h(n) des übertragungsfunktionsgenerators 5 läßt sich in einfacher Weise dadurch ableiten, daß an die Leitung 12 ein Impuls angelegt wird, und daß das resultierende Signal an der Leitung 13 berechnet wird. Wenn gilt: S₁(O) = 1 und S₁ (N) = 0 wobei η φ 0 , dann ist offensichtlich h(n)gleich h_Q, h.,, h₂ ... für η = 0, 1, 2... N-1

Durch eine entsprechende Auswahl der Werte h_Q, h., hu ···· werden die oben genannten erwünschten Frequenzübertragungsfunktionen H (f) und hV(f) erhalten. Bevor die speziellen Werte für hQ, h^, h₂ ... beschrieben werden, die die Übertragungsfunktionen h"_a(f) und Mvif) ergeben, wird zunächst erläutert, wie die Analogverzögerungsstufen 30 und die bewerteten Ausgangsleitungen 31 aufgebaut werden.

Zu diesem Zweck zeigen die Figuren 4a bis 4d Schnitte eines Ladungsübertragungsbauelements, das als ein mit drei Taktphasen arbeitendes N-Kanal-Ladungskopplungsbauelement bekannt ist. Fig.4a zeigt in einem Schnitt zwei

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benachbarte Analogverzögerungsstufen innerhalb dieses Ladungskopplungsbauelements. Die Stufen 30 benutzen ein gemeinsames Halbleitersubstrat 40 mit einer gemeinsamen Isolierschicht 41. Jede Stufe weist eine Gruppe aus drei Elektroden 42, 43 und 44 auf der Isolierschicht 41 auf. Drei gemeinsame Taktleitungen 16a, 16b und 16c verbinden die drei Elektroden jeder Stufe.

In jeder Stufe wird ein Signal von Minoritätsladungsträgerpaketen 45 innerhalb des Substrats 40 mitgeführt.· Diese Ladungspakete 45 sind in jeder Stufe in Potentialsenken 46 festgehalten. Diese Potentialsenken 46 werden in ausgewählter Weise unter den Elektroden 42, 43 oder 44 dadurch gebildet, daß an die Leitungen 16a, 16b bzw. 16c eine spannung mit der richtigen Polarität angelegt wird. Die richtige Polarität ist eine solche Polarität, die die Majoritätsladungsträger im Substrat 40 abstößt. Wenn das Substrat 40 beispielsweise aus p-leitendem Silizium besteht, dann sind die Majoriotätsladungsträger Löcher, so daß eine Potentialsenke dadurch gebildet wird, daß an die Leitung 16a, 16b und 16c eine positive Spannung angelegt wird.

Die Ladungspakete 45 werden dadurch von. Stufe zu Stufe weiterbewegt, daß die Spannungen an den Leitungen 16a, 16b und 16c in der richtigen Weise weitergeschaltet werden. In Fig.4E ist eine brauchbare Taktfolge dargestellt. Im Zeitpunkt t^ hat das Taktsignal C1 an der. Leitung 16a einen hohen Spannungewert, während das Taktsignal C2 an der Leitung 16b sowie das Taktsignal C3 an der Leitung 16c nahezu den Massewert haben.Daher wird unter den Elektroden 16a jeder stufe eine Potentialsenke gebildet, wie in Fig.4A dargestellt ist. Im Zeitpunkt t₂ haben die beiden Taktsignale C1

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und C2 einen hohen Spannungswert, während das Taktsignal C3 auf Masse bleibt. Somit entsteht unter den Elektroden und 43 eine Potentialsenke. Die Ladungspakete 45 werden dann unter diese Elektroden verteilt, wie in Fig.4B dargestellt ist."Im Zeitpunkt t* hat das Taktsignal C2 einen hohen Spannungswert, während die Taktsignale C1 und C3 den Massewert haben. Daher entsteht nur unter den Elektroden 43 eine Potentiälsenke; Ladungspakete 45 sind auch nur unter den Elektroden 43 vorhanden. Wie in Fjg.4c dargestellt ist, können die Taktsignale weiterhin so fortschalten, wie an den Zeitpunkten t^ bis t™ angegeben ist. Diese Taktimpulsfolge bewegt die Ladungspakete unter den Elektroden 42 einer. Stufe unter die Elektrode 42 der angrenzenden Stufe. Das Zeitintervall, in dem die Folge vonZeitpunkten t^ bis t« auftritt, liegt innerhalb der Laufzeit jeder Stufe, die so verändert werden kann, daß sie den Wert T_& oder T^ hat.

In Fig.5 sind eine Ausführungsform bewerteter Ausgangsleitungen 31 und das Summierglied 32 dargestellt. Diese Ausführungsform wird als Ladungskopplungsvorrichtung mit geteilten Elektroden bezeichnet. In diesem Bauelement ist eine Elektrode in Jeder Stufe 30 in zwei Teilelektroden geteilt. Fig.5 zeigt in einer schematischen Draufsicht ein Ladungskopplungsbauelement, bei dem die Elektrode 42 in zwei Teilelektroden 42a und 42b aufgeteilt ist. Dieses Ladungskopplungsbauelement mit geteilten Elektroden arbeitet im Prinzip in der Weise, daß bei der übertragung von Ladungspaketen 45 innerhalb des Substrats 40 unter einer Elektrode eine proportionale, Jedoch entgegengesetzte Ladung aus der Taktleitung in die Elektrode fließen muß.

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f,„ ■·

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Da die Ladungspakete45 unter den Elektroden 42 nahezu gleichmässig verteilt sind, ist die Ladungsmenge, die in jede Teilelektrode 42a und 42b fließt, der Elektrodenfläche proportional.

Positive und negative Bewertungen werden dadurch erhalten, daß zugelassen wird, daß die Ladung in der Teilelektrode 42a einen positiven Wert repräsentiert, und daß die Ladung in der Teilelektrode 42b einen negativen Wert repräsentiert, worauf dann die zwei Werte im Subtrahierglied 32 voneinanderabgezogen werden. Damit beispielsweise ein bewertetes Ausgangssignal h^ an der m-ten Stufe mit dem Wert h^+1 erhalten wird, sollte der Teilungsschlitz in der m-ten Stufe so auftreten, daß die gesamte Ladung in die Teilelektrode 42a fließt. Damit-der Wert Ji_1n=I erhalten wird, sollte der Teilungsschlitz in der m-ten Stufe-so angebracht sein, daß die gesamte Ladung in die Teilelektrode 42b fließt. Zur Erzielung des Werts h_ = 0 sollte der Teilungsschlitz in der m-ten Stufe so angebracht sein ,daß gleicheIadungsmengen in die Teilelektroden 42a und 42b fliessen. Werte von h^ zwischen +1 und -1 sind nur durch die Genauigkeit der Anbringung der Teilungsschlitze begrenzt.

Unter Bezugnahme auf die Figuren 6a bis 6g und die Figuren 7^a bid 7g werden nun die speziellen Werte von h_Q, lL|, h₂ .... beschrieben, die die gewünschten Ubertragungsfunktionen Η_&£) und H_b(f) ergeben. Zunächst sei daran erinnert, daß der Frequenzgang eines Bauelements gleich der Fourier-Transformierten der ImpulsT antwort des Bauelements ist. Ein Bauelement mit der

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Impulsantwort 61 in der Form von cos (2nf_Qt) nach Fig.6a hat daher einen Frequenzgang 71 von + f ' und -f_Q nach Fig.7a. In der gleichen Weise hat ein Bauelement mit der Impulsantwort 62 der Form (sin x)/x nach Fig.6b einen Frequenzgang 72 eines idealen Tiefpaßfilters nach Fig.7b. Das bedeutet, daß der Frequenzgang 72 die Form eines einzigen Impulses mit der Dauer & f bei einer Mittenfrequenz mit dem Wert O hat. Der Ausdruck 1/Δ f gibt den Zeitpunkt an, an dem der erste Nulldurchgang der impulsanwort der Form (sin x)/x auftritt.

Ferner sei daran erinnert, daß eine Multiplikation im Zeitbereich der Faltung im Frequenzbereich entspricht. Fig.6c zeigt eine Impulsan^wort 63, die gleich dem Produkt aus den Impulsantworten 61 und 62 ist. Der Frequenzgang des Bauelements mit der Impulsantwort wird dadurch erhalten, daß der Frequenzgang 71 mit dem Frequenzgang 72 gefaltet wird. Das Ergebnis dieses Faltungsschritte ist der Frequenzgang 73 der in Fig.7c dargestellt ist. Wie dieser Darstellung zu entnehmen ist, beöbeht dieser Frequenzgang 73 aus zwei Durchlaßbändern mit der Breite Δι» die bei den Mittenfrequenzen +f_Q und -f_o liegen.

Nun.wird die Impulsantwort 63 mit einer weiteren Impulsantwort. 64 multipliziert. Fig.6d zeigt die Impulsantwort 64, die gemäß der Darstellung aus einem einzigen Impuls besteht, der vom Zeitpunkt -T_d/2 bis zum Zeitpunkt +T_d/2 dauert. Die Multiplikation der Impulsantwort 63 mit der

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Impulsantwort 64 ergibt eine neue Impulsantwort 65, die in Fig.6e dargestellt ist. Wie der Darstellung zu entnehmen ist, ist die Impulsantwort 65 eine ab»- geschnittene Form- der Impulsantwort 63.

Der Frequenzgang eines Bauelements mit der abgeschnittenen Impulsantwort 65 wird dadurch erhalten, daß der Frequenzgang 73 mit dem Frequenzgang 74 gefaltet wird, der die Fourier-Transformierte der Impulsantwort 64 ist. Das Ergebnis dieses Faltungsschritts ist ein Frequenzgang 75, der in Fig.7e dargestellt ist. Der Frequenzgang 75 weist zwei Durchlaßbänder mit der Breite Af auf, die bei den Mittenfrequenzen +f_Q und -f_Q liegen. Außerdem erfolgt der Übergang vom Durchlaßbereich in den Sperrbereich nicht momentan, sondern er weist eine gewisse Breite auf. Die Breite dieses Übergangs wird 'üblicherweise als Flankenbreite bezeichnet; Ihr Wert beträgt etwa 1/^ T_dV Die Größe der Flankenbreite nimmt mit der Zunahme der Dauer derImpulsantwort 64 ab.

DieImpulsantwort 65 wird dann mit einer weiteren Impulsantwort 66 multipliziert₄ ?ig.6f zeigt die Impulsantwort 66, die die Impulsantwort einer idealen Abtasteinheit ist.Das bedeutet, daß sie aus einer Reihe von Einheitsimpulsen besteht, die um eine Verzögerungszeit T_a im Abstand voneinander liegen. Ein der Impulsantwort 66 entsprechender Frequenzgang 76 ist in Fig.7f dargestellt. Er besteht aus einer Gruppe von Frequenzen 0, + (1/T_), +(2/T_) In diesem Fall ist 1/τ gleich der Abtast-

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frequenz f_.

Eine Faltung des Frequenzgangs 76 mit dem Frequenzgang 75 ergibt den Frequenzgang 77 nach Fig.7g. Der Frequenzgang

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besteht aus einer Reihe von Durchlaßbändern mit jeweils der Breite Δ f. Diese Durchlaßbänder liegen bei den Mittenfrequenzen nf_e + f_n, Jedes Durchlaßband weist eine Flankenbreite von etwa 1/^-Tj) auf .Dieser Frequenzgang ist also angenähert gleich dem gewünschten Frequenzgang H_a(.f), der zuvor im Zusammenhang mit Fig.2a beschrieben wurde.

Eine Impulsantwort, die den Frequenzgang 77 ergibt, wird dadurch erhalten, daß die Impulsantwort 65 mit der Impulsantwort 66 multipliziert wird. Dies ergibt eine Impulsantwort 67, wie sie in Fig.6g dargestellt ü.Diese Impulsantwort 67 hat allgemein die Form (sin x/x) (eos 2Trf_Qt) multipliziert mit einer Begrenzungsfunktion und einer Abtastfunktion. Diese Impulsantwort wird durch den Übertragungsfunktionsgenerator 14 verwirklicht.

Diese Analyse gibt also an, wie die Teilungsschlitze in den Elektroden 42a und 42b zur Erzielung des Frequenzgangs H_(f) angeordnet werden sollen. Zusammenfassend

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läßt sich feststellen, daß die Teilungsschlitze gemäß dem Profil (sin x/x) (cos 2 ττ f _Qt) verlaufen. Die Frequenz f_ hat den Wert 1/(t_KL), wobei 1/T_ die Abtastfrequenz ist, während N₀ die Anzahl der Stufen 30 ist, in denen der Ausdruck cos 2ir f t einen Zyklus vollendet.

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Die Bandbreite Af jedes Durchlaßbandes hat den Wert 1/(T₃N₁), wobei 1/T_a gleich der Abtastfrequenz ist, während N₁ die Anzahl der Stufen ist, die die Funktion sin x/x vor dem Erreichen des ersten Nulldurchgangs durchläuft. Die Größen N_Q und N₁ sind in Fig.6g angegeben. Die Flankenbreite hat etwa

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den Wert 1/(4T_d), wobei T_d gleich der Gesamtzahl der Stufen des Transversalfilters multipliziert mit dem Ab^astintervall T_e ist.

el

Außerdem zeigt die Analyse, wie der Frequenzgang erhalten wird. Der Frequenzgang HL(f) hat mehrere laßbänder, die jeweils die Breite 2Af haben und bei den Mittenfrequenzen nf^+ 2f_Q liegen, wobei gilt: f_b = 2f_&. Ein solcher Frequenzgang wird aus einem von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildeten Transversalfilter mit mehreren Durchlaßbändern der Breite Af bei den Mittenfrequenzen nf. + f.(gemäß den obigen Erläuterungen ) dadurch erhalten, daß die Taktfrequenz des Filters verdoppelt wird. Dies ist deshalb der Fall, weil die Breite der Durchlaßbänder des zuvor beschriebenen Transversalfilters der Taktfrequenz proportional ist und weil auch die Mittenfrequenzen der Durchlaßbänder der Taktfrequenz proportional sind. Durch auegewähltes Anlegen von Taktsignalen mit der Frequenz f_a oder mit der Frequenz f^ kann das Transversalfilter so programmiert werden, daß es Frequenzen durchläßt, die einem Einseitenbandkanal oder einem Zweiseitenbandkanal entsprechen. Der Frequenzbandwähler 3 erzeugt die Taktsignale f_a oder f^ an den Leitungen 14 abhängig vom Signal DSB/SSB .

In Fig.8 ist ein Schaltbild des Frequenzbandwählers dargestellt. Die Leitung 16 ist mit dem Eingang einer Zählschaltung 81 verbunden. Die Zählschaltung 81 teilt das Taktsignal an der Leitung 16 so, daß an der Leitung ein neues Taktsignal mit der Frequenz f^ erzeugt wird.

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Nach Fig.8 ist die Zählschaltung 81 als triggerbares Flipflop gezeichnet. Wie für den Fachmann erkennbar ist, können auch andere Zählschaltungen benutzt werden.

Die Leitung 82 ist mit dem Eingang eines triggerbaren Flipflops 83 verbunden, das eine Ausgangsleitung 84 aufweist, an der.Taktsignale mit der Frequenz f_ erzeugt werden Die Leitung 82 ist mit einem UND-Glied 85 verbunden, und die Leitung 84 ist mit einem UND-Glied 86 verbunden. Ein zweiter Eingang des UND-Glieds 85 ist mit der Leitung 15 verbunden. Die Leitung 15 ist auch an einen Negator 87 angeschlossen, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des UND-Glieds 86 verbunden ist. Die UND-Glieder 85 und 86 weisen jeweils einen Ausgang auf, der mit einem einzelnen Eingang eines ODER-Glieds 88 verbunden ist. Die Leitung 14 ist auch mit dem Ausgang des ODER-Glieds 88 verbunden. Von dieser Schaltungsanordnung werden an der Leitung 14 Taktsignale erzeugt, die abhängig vom Wert des Signals DSB/SSB an der Leitung 15 die Frequenz f_a oder f^ haben.

Unter Bezugnahme auf die Figuren 9a bis 9d werden nun der Aufbau und die Wirkungsweise der Ladungsinjektion-Abtastvorrichtung 4 erläutert. Fig.9a zeigt in einer stark vergrößerten Schnittansicht eine Ausführungsform der Abtastvorrichtung.Diese Ausführungsform ist in einem Abschnitt 40a des Substrats 40 gebildet,der an die erste Stufe des Übertragungsfunktionsgenerators 5 angrenzt. In diesem Abschnitt des Substrats liegt eine Ladungsquelle 51. Die Ladungsquelle 51 besteht aus einer Ionendiffusions- oder Ionenimplantationszoiie. Die die Ladungs-

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quelle 51 bildenden Ionen weisen Majoritätsladungsträger mit einem zu den Ladungsträgern im Substrat 40 entgegengesetzten Leitungstyp auf. Die Eingangsieitung 15 ist an die Ladungsquelle 51 angeschlossen. Ein Abschnitt 4ia der Isolierschicht 41 liegt auf der Oberfläche des Substrats 40 über der von der Abtastvorrichtung 4 besetzten Zone. Auf der Isolierschicht 41a ist eine Elektrode 53 angebracht. Die Elektrode 53 liegt neben der Elektrode 42 der ersten Stufe 30 des Übertragungsfunktionsgenerators 5; sie liegt im Abstand von der Zone 51.Die Leitung 16c zur Übertragung der Taktsignale C3 ist mit der Elektrode 53 verbunden. Außerdem befindet sich auf der Isolierschicht 41a eine Elektrode 52 in dem Abstand zwischen der Elektrode 53 und der Ladungsquelle 51. Die Leitung 16b zum Anlegen der Taktsignale C2 ist an die Elektrode 52 angeschlossen. In den Figuren 9a bis 9d ist die Abtastwirkung der Abtastvorrichtung 4 beispielsweise für den Fall eines p-leitenden Substrats 40 dargestellt. Wenn das Taktsignal C2 einen niedrigen Wert hat und das Taktsignal C3 einen hohen Wert hat, dann ist im Oberflächenbereich des Substrats 40 zwischen der Ladungsquelle 51 und der Elektrode 53 eine Potentialsperre vorhanden. Das Eingangssignal i(t) an der Leitung kann sich daher zwischen den Werten V· und V_H ändern, ohne daß Minoritätsladungsträger in die unter der Elektrode 53 liegende Potentialsenke 54 injiziert werden. Dies ist in Fig.9b dargestellt. Wenn andrerseits beide Taktsignale C2 und C3 einen hohen Spannungswert haben, dann werden Minoritätsladungsträger aus der Ladungsquelle 51 in die Potentialsenke 54 unter der Elektrode 53 injiziert. Dadurch entsteht unter den Elektroden 52 und 53 ein Ladungspaket 55. Diese Ladungsinjektion ist in Fig.9c veranschaulicht. Im Anschluß daran nimmt das Taktsignal C2 einen niedrigen Spannungswert an, während das Taktsignal C3 auf einem hohen Spannungswert

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bleibt. Daher wird zwischen der Ladungsquelle 51 und dem Oberflächenbereich unter der Elektrode 53 erneut eine Potentialsperre erteugt. Diese Potentialsperre hält das Ladungspaket 55 unter der Elektrode 53 fest. Die Ladungsmenge imLadungspaket 55 ist der Größe des Eingangssignal i(t) an der Leitung 10 im Zeitpunkt des Übergangs des Taktsignals C2 vom hohen Spannungswert zum niedrigen Spannungswert proportional. In anderen Worten heißt das, daß das Eingangssignal i(t) im Zeitpunkt einer Taktflanke abgetastet wird. Die Abtastwirkung der Vorrichtung 4 ist daher der Wirkung einer idealen Abtasteinheit angenähert; die durch diese Abtastwirkung erzeugten Ladungspakete 55 repräsentieren das Signal s^(n), dessen Frequenzspektrum zuvor im Zusammenhang mit Fig.2c als Spektrum" S₂(f) beschrieben wurde.

In Fig.10a ist eine Ausführungsform des ohne Abtastung arbeitenden Filters 2 dargestellt. Dieses Filter 2 besteht aus einem Serienresonanzkreis 91 mit einem an die Leitung angeschlossenen Eingang und einem Parallelresonanzkreis mit einem Eingang der mit dem Ausgang des Serienresonanzkreises 91 verbunden ist. Der Serienresonanzkreis 91 besteht aus einer Spule 93, die mit einem Kondensator 94 in Serje geschaltet ist. Der Parallelresonanzkreis 92 besteht aus einer Spule 95, die parallel zu einem Kondensator 96 liegt. Die Werte der Spulen 93 und 95 und der Kondensatoren 94 und 96 sind so gewählt, daß ein einziges Durchlaßband entsteht, das mit einem der mehreren Durchlaßbänder des Transversalfilters 11 zusammenfällt. Das Verfahren zur Auswahl spezieller Werte für die Schaltungsbauelemente 93 bis 96 ist herkömmlich. Beispielsweise ist in dem Buch von W.H. Chinn mit dem Titel "Linear Network Desigaand Synthesis", 1964, ein Verfahren zum Aufbau eines Filters auf Seite 330 angegeben. Die für die Schaltungsbauelemente 93 bis 96 tatsäch-

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, 28ÜQ878

lieh ausgewählten Werte hängen von der Breite und vom Abstand der Durchlaßbänder des Filters 1 ab, von denen eines vom Filter 2 durchgelassen werden soll.

Das Filter 2 kann auch in einer anderen Form als der inFig.1Oa dargestellten Ausführung aufgebaut werden. Abhängig von der erforderlichen Durchlaßbandbreite kann beispielsweise der Serienresonanzkreis 91 oder der Parallelresonanzkreis 92 weggelassen werden. Außerdem könnte in vielen Anwendungsfällen das Filter 2 aus einer einfachen RC-Tiefpaßschaltung bestehen. Bei der Anwendung der Synchrondemodulation mit linearen ZF-Verstärkern wird möglicherweise überhaupt kein Filter benötigt. Wenn das gefilterte Signal mit einem Lautsprecher gekoppelt ist, kann der Lautsprecher selbst als das kontinuierliche Filter wirken. Andrerseits können zur Bildung mehrerer T - oder π-Glieder auch zusätzliche Resonanzkreise 91 und 92 hinzugefügt werden. Der Aufbau dieser T- und ir-Glieder ist ebenfalls in dem oben angegebenen Buch beschrieben.

In F g.1Ob ist ein genaues Schaltbild einer zweiten Aus führungsform des kontinuierlichen Filters 2 dargestellt. Bei dieser Ausführungsform ist das Filter 2 ein aktives Filter. Es enthält einen hochverstärkenden Gleichspannungs-Rechenverstärker 101. Das Signal s₂(n) an der Leitung 13 wird dem Eingang des Rechenverstärkers 101 über zwei in Serie geschaltete Widerstände 102 und 103 zugeführt. Das Ausgangssignal des Rechenverstärkers 101 ist an die Ausgangsleitung 11 angelegt, und es wird über einen Kondensator zu einem Schaltungspunkt zurückgekoppelt, der zwischen den

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Widerständen 102 und 103 liegt.

Ein zweiter Kondensator 105 kopppelt das Eingangssignal des Rechenverstärkers 101 nach Masse. Diese Beschaltung des Rechenverstärkers 101 mit den Schaltungselementen bis 105 bildet ein aktives Tiefpaßfilter. Die tatsächlichen Werte der Schaltungsbauelemente 102 bis 105 können verschieden sein; sie sind auf Grund herkömmlicher Gesichtspunkte ausgewählt. Eine Möglichkeit hierzu ist beispielsweise auf Seite 2-93 des Katalogs der Firma Signetics über integrierte .Schaltungen von 1976 angegeben.

Im Filter 2 können zur Erzielung einer Bandfilterkennlinie auch Rechenverstärker eingesetzt werden. Bei dieser Ausführung werden zwei Rechenverstärker benutzt.Einer der Rechenverstärker ist dabei mit Widerständen und Kondensatoren nach Fig.10b zur Bildung eines Tiefpaßfilters beschaltet. Der andere Rechenverstärker ist mit Widerständen und Kondensatoren zur Bildung eines aktiven Hochpaßfilters beschaltet. Der Eingang des aktiven Hochpaßfilters ist mit dem Ausgang des aktiven Tiefpaßfilters verbunden, so daß ein aktives Bandfilter entsteht. Das aktive Hochpaßfilter wird dadurch geschaffen, daß die Widerstände 102 und 103 durch Kondensatoren und die Kondensatoren 104 und 105 durch Widerstände ersetzt werden. Dieser Aufbau ist ebenfalls in dem zuvor erwähnten Katalog auf Seite 2-93 beschrieben.

Es sind nun verschiedene Ausführungsformen des programmierbaren Frequenzumsetzungsfilters beschrieben worden. Aus der Beschreibung ist erkennbar, daß im Rahmen der Erfindung

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ohne weiteres Abwandlungen möglich sind. Beispielsweise kann der Frequenzbandwähler 3 andere Zählschaltungen als die in Fig.8 dargestellten triggerbaren Flipflops 81 und 83 enthalten.Außerdem können die Taktfrequenzen f_fl und f so gewählt werden, daß sie in einem anderen Verhältnis als dem Verhältnis 1^2 zueinander stehen, wobei in diesem Fall die in der obigen Beschreibung benutzten Bezeichnungen DSB (für Zweiseitenband) und SSB ( für Einseitenband ) in passendere Bezeichnungen geändert werden können. Der Frequenzbandwähler kann auch mehr als zwei Betriebsarten haben. Beispielsweise kann er zur Auswahl der gewünschten Betriebsart mehrere digitale Signale empfangenund abhängig davon mehrere Taktsignale an der Leitung 14 erzeugen.

Das von einem Ladungsübertragungseleinent gebildete Transversalfilter kann auch auf einem p-leitenden Substrat oder auf einem η-leitenden Substrat aufgebaut werden. Außerdem können Transversalfilter mit einer beliebigen Anzahl von Taktphasen pro Stufe benutzt werden. Auch andere Arten von Ladungsinjektions-Abtastvorrichtungen können angewendet werden. Das ohne Abtastung arbeitende Filter und das Transversalfilter können auf dem gleichen Halbleiter-Chip oder auch auf verschiedenen Halbleiter-Chips integriert werden.

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Leerse ite

Claims (9)

TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED 13500 North Central Expressway Dallas, Texas, V.St.A. Patentansprüche

1. Programmierbares Frequenzumsetzungsfilter mit mehreren auswählbaren Betriebsarten, gekennzeichnet durch einen Frequenzbandwähler mit wenigstens einer Steuerleitung für den Empfang digitaler Signale, die aus den mehreren Betriebsarten eine Betriebsart auswählen, und Taktleitungen, an denen Taktsignale mit einer der ausgewählten Betriebsart eindeutig zugeordneten Frequenzerzeugt werden,und ein von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildetes Transversalfilter mit Eingängen, die so angeschlossen sind, daß sie die Taktsignale empfangen,und mit mehreren Durchlaßbändern, die jeweils eine der Frequenz der Taktsignale proportionale Breite habend

Schw/Ba

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittenfrequenz jedes der Durchlaßbänder bei Vielfachen der Taktsignalfrequenz liegt.

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ORIGINAL IHSi-

3. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Transversalfilter bildende Ladungsübertragungsbauelement ein Ladungskopplungsbauelement mit geteilten Elektroden ist.

4. Filter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein ohne Abtastung arbeitendes Filter mit einer an einen Ausgangssöhaltungspunkt des Transversalfilters angeschlossenen Eingangsleitung und mit einem Durchlaßband, das so gelegt ist, daß es nur eines der mehreren Durchlaßbänder enthält.

5. Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das ohne Abtastung arbeitende Filter ein Tiefpaßfilter ist.

6. Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß

das ohne Abtastung arbeitende Filter ein ,Bandfilter ist.

7. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es auf einem einzigen Halbleiter-Chip integriert ist.

8. Programmierbares Frequenzumsetzungsfilter, gekennzeichnet durch

(a) eine Vorrichtung zum Empfangen elektrischer Eingangssignale und zur Erzeugung von Abtastwerten dieser Eingangssignale mit auswählbarer Abtastfrequenz,

(b) eine Vorrichtung zum digitalen Auswählen der auswählbaren Abtastfrequenz,

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(c) eine Vorrichtung zum Empfangen der Abtastwerte und zum Erzeugen von Signalen mit mehreren Frequenzspektren in Abhängigkeit davon» wobei jedes der Frequenzspektren einem Abschnitt des Frequenzspektrums der Abtastwerte proportional ist, während die Breite dieses Abschnitts der auswählbaren Abtastfrequenz proportional ist, und

(d) eine Vorrichtung zum Empfangen der Frequenzspektren und zum Ausfiltern aller Spektren mit Ausnahme eines Spektrums.

9. Filter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum digitalen Auswählen der Abtastfrequenz erste und zweite Abtastsignale erzeugt und daß die Breite des Abschnitts abhängig von den ersten und den zweiten Abtastsignalen der Breite eines Einseitenbandkanals bzw. der Breite eines Zweiseitenbandkanals entspricht.

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